Filtering of a class-d amplifier with focus on EMC

Transkript

1 Center for Information Technology & Electronics (CITE) Lautrupvang Ballerup Denmark Tel.: Fax: Bachelor Project for: Spring , Matias Kobæk Bjørn , Thorbjørn Roslund Filtering of a class-d amplifier with focus on EMC Filtrering af en klasse-d forstærker med fokus på EMC Abstract: This study investigates the EMC probabilities of a class-d amplifier including the effect of the decisions made in the design phase of the filter. The way the class-d amplifier works, generates potential EMC difficulties and is the reason for the study. The filter characteristics and EMC probabilities have been simulated, measured and discussed for four different filters, to show the impact of the combinations of different factors. It appears that the amplifier borrowed from Helio Audio including the implemented filter, complies with the international limits, defined in CE standard specifications for emission. We accept that the report is available at the library of CITE. Student: Matias Kobæk Bjørn Sign.:. Student: Thorbjørn Roslund Sign.:. Company-supervisor: Ulf Nielsen Sign.:. Company: Helio Audio DTU Diplom supervisor: Lars Maack Sign.:. Ext. examiner: Michael Christensen Sign.:.

2 Forord Denne rapport er resultat af undertegnedes bachelorprojekt i perioden 1. februar til den 31. maj, Projektet er udarbejdet ved Helio Audio, under vejledning af Ulf Nielsen. Af pladsmæssige årsager har undertegnede været lokaliseret på DTU Diplom i projekt perioden, hvor lektor Lars Maack har ydet vejledning. Projektet er på 15 ECTS point. Projektet omhandler filtrering af en klasse-d forstærker, med fokus på EMC i forbindelse med designet. Interessen for klasse-d forstærkeren er opstået på grund af dens innovative virkemåde og dens attraktive egenskaber. Vores personlige motivationer indenfor optimering og design af audio-elektronik medvirker, til at netop klasse-d forstærkeren, har fanget vores interesse. Med forslag fra med Ulf Nielsen fra Helio Audio, blev der valgt at fokus skulle ligge på forstærkerens EMC-egenskaber, med udgangspunkt i en forstærker fra Helio Audio. Formålet er at belyse netop hvilke parametre der spiller ind på den elektromagnetiske emission fra forstærkeren, og især hvilke valg i forbindelse med udgangsfiltreringen der har størst betydning. Under projektet, har vi haft adskillige faglige diskussioner med vores vejledere Ulf Nielsen og Lars Maack. Vi vil gerne takke dem begge for deres kommentarer og ideer, som har inspireret os undervejs. Vi vil gerne takke Ulf Nielsen for udlån af Klasse-D forstærkeren, samt komponenter til produktion af filtre. Vi vil ydermere gerne takke Henrik Møller fra Micro-PC ApS. for behjælpsomhed og ekspertise, i forbindelse med målinger af feltbåren emission. Vi vil desuden gerne takke Dr. Niels Ebbe Dam, da vi har henvendt os i forbindelse med fysikken bag magnet- og elektriske felter, og har i den forbindelse fået tilladelse til at benytte os af hans illustrationer, udleveret fra hans bog. Derudover vil vi gerne takke Lars Maack, for i flere omgange, både til udsnit samt den samlede rapport, at have givet feedback. 2

3 Indholdsfortegnelse Forord... 2 Indledning... 5 Problemformulering... 5 Klasse-D forstærkerens fordele... 5 Electromagnetic compatibility... 6 Vores vinkel... 6 Forventninger til resultat... 7 Hoved resultater... 7 De fire filtre... 8 Teori Hvad er en klasse-d forstærker Hvad er EMC Elektromagnetiske felter Magnetfelt Elektrisk felt Kombinationen af de to felter Transienter Analyse Filter design Design Komponent valg Layout Filterkarakteristik målinger Filterkarakteristik verifikation EMC målinger Ledningsbåren Feltbåren THD målinger Diskussion Vurdering og diskussion af måleresultater Ledningsbåren emission Feltbåren emission

4 THD Vurdering og diskussion af filter design Det optimale filter Økonomiske overvejelser Konklusion Litteraturliste Referenceliste Appendix Filter design Beregninger Simulering af filterkarakteristik Simulering af ledningsbåren emission De to layouts Filterkarakteristik målinger Parasitkomponenter EMC målinger Ledningsbåren Feltbåren THD Milestone plan

5 Indledning Problemformulering I dette projekt vil vi designe og producere udgangsfilteret til en klasse-d forstærker. Udgangsfilteret skal udvikles til en Klasse-D forstærker fra Helio Audio. Hovedfokus vil være på at designe filteret således at Danske/Europæiske EMC-standarder overholdes med god margin, samtidig med at audio forvrængningen ikke må påvirkes væsentligt. Vi vil endvidere undersøge hvordan de designmæssige valg påvirker EMC. Herunder valg af komponenttyper samt printlayout. Vi vil lave simuleringsmodeller som viser forskellen på hvordan forskellige valg i design fasen, påvirker EMC. Disse simuleringsmodeller vil blive verificeret med målinger. For at eftervise teoretiske antagelser vil der blive produceret to forskellige udgangsfiltre. Et der designes uden hensyn til EMC, som i denne opgave vil blive betragtet som et worst case scenario. Et andet designes med fokus på at reducere EMI. Der vil blive redegjort for forskelle og deres indflydelse i forhold til EMC. Klasse-D forstærkerens fordele Efter at elektroniske apparater har indfundet sig alle vegne, og at funktionaliteten er blevet optimeret, har der i de seneste mange år været meget fokus på at forbedre apparaternes brugbarhed. Denne forbedring af brugbarheden er hovedsagelig at forbedre effektiviteten. En klasse-ab forstærker kan teoretisk opnå en effektivitet på ca. 78 %, mens en klasse-d forstærker teoretisk set kan opnå en effektivitet på 100 %. I praksis kan en effektivitet på op mod 95 % opnås, for en klasse-d forstærker. Denne høje opnåelse i effektivitet medfører, at der ikke bliver afsat lige så meget energi som varme og dermed er mindre køling nødvendig. Køling af elektronik koster både pladsmæssigt og økonomisk. En klasse-d forstærker kan derfor laves mindre og billigere, hvilket gør dem meget anvendelige. Klasse-D forstærkere ses overalt i dag: - Computere - Mobiltelefoner - Fjernsyn - Hi-fi lyd En beskrivelse af hvordan en klasse-d forstærker virker kan findes i afsnittet Hvad er en klasse-d forstærker side 11. Grunden til at vi synes det er spændende at kigge på er, at der er et potentielt EMC problem. Kombinationen af effektelektronik, med store strøm skift, og højfrekvent design giver stor mulighed for at emission kan blive en udfordring. Da forstærkeren er til lyd, Kræver det dog en hvis påpasselighed, at undgå forringelse af det lydmæssige. Der skal finde en middelvej mellem at filtrere kraftigt, for at slippe ud af EMI problemerne, og samtidigt lade frekvenser i audio-området være uberørte. 5

6 Electromagnetic compatibility EMC står for electromagnetic compatibility eller på dansk elektromagnetisk kompatibilitet. EMC beskriver, som det ligger i navnet, et elektronisk apparat eller systems uønskede effekter, som generering, udspredelse og modtagelse af elektromagnetisk energi. Eftersom vi refererer til energien som uønsket, kalder vi også denne for støj. De første eksempler på EMC problemer, blev registreret allerede for over 100 år siden, da der blev etableret telefonselskaber og elektriske sporvognslinjer i flere større byer. Motorerne fra sporvognene skabte støjstrømme, som sammen med gnister fra strømaftagere umuliggjorde telefonsamtaler, da telefonkredsløbene blev forstyrret. Derved opstod et behov, for at få nogle regler og retningslinjer for EMC. Disse regler og retningslinjer er i Europa samlet under den internationale CE mærkning. CE mærkning er et symbol på en aftale mellem erhvervsliv og myndigheder, om at et produkt er lavet i overensstemmelse med europæiske krav om sikkerhed, sundhed og miljø. Under denne CE mærkning er der regler om hvordan EMC egenskaber for et produkt til et givent formål skal være. Der er standarder, som angiver grænseværdier, samt målemetoder for EMC. Ganske kort sagt går EMC ud på, at sikre at elektroniske apparater ikke forstyrrer, eller kan forstyrres af andre apparater, på en måde der ødelægger funktionaliteten. Vores vinkel Vi vil i dette projekt undersøge, hvor kritisk filtrering af en klasse-d forstærker er, når man kigger på EMC. I den forbindelse vil vi overveje layoutets samt komponentvalgets, betydning for EMC egenskaberne. Vi vil gennem designfasen kontrollere, at lydkvaliteten ikke forringes. I dette projekt, vil der, når der nævnes lydkvalitet, refereres til det, som vi betragter som målbar lydkvalitet, hvilket er total harmonic distortion THD. En anden form for målbar forvrængning er intermodulation distortion IMD, men det vil vi ikke beskæftige os med i dette projekt. Vi accepterer, aspekter inden for hi-fi, omkring opfattelsen af lydkvalitet, som ikke kan måles, men forholder os i denne opgave, kun til de målbare aspekter. Grunden til at vi gør det, er at vi vil differentier mellem objektiv og subjektiv opfattelse, uden at benægte eksistensen af subjektive fænomener inden for lydopfattelse. Reelle målinger er det, som vi kan diskuterer og konkluderer ud fra, så derfor er det, det som vi forholder os til. I dette projekt vil der blive lavet undersøgelser af emission. De undersøgelser indbefatter målinger af ledningsbåren emission på signalledningerne på udgangen af filteret samt feltbåren emission. Der vil ikke blive målt på strømtræk fra forsyningsnettet eller ledningsbåren emission på forsyningsledningerne, da filteret designet ikke påvirker dette. Vi vil altså undersøge de ændringer af EMC egenskaberne, som filteret har betydning for. Der vil ikke blive lavet undersøgelser angående immunitet. Det gøres ikke, da det antages, at gode EMC egenskaber kan ses både på immunitet og emission. Altså at anledning til stor emission, ligeledes skaber anledning til dårlig immunitet og omvendt. Dette er en antagelse, der ikke vil blive undersøgt, grundet tidsrammerne for projektet. I forbindelse med undersøgelsen af EMC egenskaberne, vil printlayoutets og spoletypens betydning blive undersøgt. Dette bliver gjort ved at designe to forskellige printlayouts, som undersøges med to forskellige spoletyper. 6

7 Forventninger til resultat Inden undersøgelserne i dette projekt, havde vi nogle klare forventninger til resultatet af de forskellige delundersøgelser. Det var forventet at forstærkeren ville ligge tæt på grænserne, som er angivet i CISPR 22, for den tilladte emission ved skiftefrekvensen (384 khz), men at et godt filter design kunne holde den under grænserne. Der var forventninger til at forskellige valg i forbindelse med layout og komponenter, ville have betydning for emissionen. Med hensyn til printlayoutet var der forventninger til at strømløkkernes areal, samt impedansen i strømvejene ville have betydning for udstrålingen. I forbindelse med valg af komponenter, var det forventet at luftspoler, frem for ferritspoler, ville øge den feltbårne udstråling. Det var forventet at der muligvis ville blive brug for yderligere dæmpning omkring skiftefrekvensen, som kunne ske i form af et notchfilter. Det forventes, at der kunne designes forskellige filtre med forskellige EMC egenskaber, men med tilnærmelsesvis ens filterkarakteristik og tilnærmelsesvis ens forvrængningsniveau. Hoved resultater Under undersøgelserne af EMC egenskaberne for en klasse-d forstærker samt filterets påvirkning har vi fundet forventede men også ikke forventede resultater. Det viste sig, at et 2. ordens Butterworth filter, dæmpende den udstrålede støj ved skiftefrekvensen tilstrækkeligt til at overholde grænserne for ledningsbåren emission i forhold til CISPR 22. Der var derfor ikke nødvendigt at filtrere yderligere. Dette blev eftervist med en simuleringsmodel og målinger. Alle fire designede filtre lå under grænserne for den maksimale ledningsbårne emission og støjniveauer var tilnærmelsesvis ens. Det var dog tydeligt, at det var ved skiftefrekvensen der var støj, som kunne have været et problem. Der var betydelig forskel for filtrene med hensyn til den feltbårne emission. Generelt lå filtrene omkring de tilladte grænser og over grænserne ved bestemte frekvenser. Det betragtes dog, som et worst-case scenario, da målingerne blev foretaget uden nogen form for skærmning af forstærkeren. Derudover blev der kun lavet peak målinger og ikke average og quasi-peak, som normalt udføres, hvis ikke peak målingen overholder kravene. Derfor mener vi, at forstærkeren ville leve op til kravene ifølge CISPR 22, hvis der blev målt med den skærmning, som forstærkeren ville have i en installation hos en forbruger. Den feltbårne emission for de to filtre med ferritkerne var tilnærmelsesvis ens, hvilket var mere eller mindre forventet, da EMC egenskaber for disse spoler er gode. Der var til gengæld stor forskel i niveauerne af den feltbårne emission for de to filtre med luftspoler. En del af forskellen på de to filtres udstråling, skyldes de elektriske felter fra luftspolen. Disse elektriske felter viste sig at være forskellige efter hvilken vej spolen var spolen var tilsluttet forstærkeren. Under behandling af disse målinger, opdagede vi, at det ikke alene var de magnetisk felter, der var udslagsgivende for de store peaks, men en kombination med elektriske felter. Spolen virker som antenne for elektriske felter. E-felter dannes af spændinger der skifter over arealer. Hvordan spolen er tilsluttet forstærkeren har betydning for den feltbårne emission. Har den de inderste viklinger tilsluttede forstærkeren, vil de yderste viklinger virke, som en skærmning af E-feltet. Vender spolen så de yderste viklinger er tilsluttet forstærker siden vil der derfor være mere feltbåren emission, da E-felterne ikke bliver dæmpet lige så meget. Denne forskel kan ses for målingen for filtrene med luftspoler. 7

8 Ved 150 MHz er støjspændingen per meter 13 db højere for filter vers. 3 end filter vers. 2. Der var som forventet ikke nogen betydelig forskel i THD for de fire filtre. De fire filtre For at undersøge indvirkningen af de valg der foretages i design fasen, designes fire forskellige filtre med tilnærmelsesvis ens filterkarakteristik. I dette afsnit gives et kort overblik over de fire filtre. Nærmere analyse og forklaring af design valg, kan findes i afsnittet Filter design med start på side 18. Følgende design valg er taget: Andenordens butterworthfilter. Skæringsfrekvens på 50 khz. 0 db forstærkning i frekvensområdet 20 Hz 20 khz med maksimal ripple på +/- 1 db. Minimum 35 db dæmpning ved 384 khz. Filteret er designet til en brokoblet konfiguration. Diagrammet kan ses på Figur 1 Figur 1 Brokoblet andens ordens lavpasfilter Filter vers. 2 er lavet med store planer til signal forbindelser, samt stelplan. Derudover er kondensatorenes stelforbindelse placeret tæt på det punkt hvor stel tilsluttes printet. Figur 2 viser filter vers. 2 med luftspoler monteret og Figur 3 viser filter vers. 2 med ferritkerne spoler. 8

9 Figur 2 - Filter vers. 2 med luftspoler Figur 3 - Billede af filter vers. 2 med ferritkerne spoler Filter vers. 3 er lavet med tynde baner til signalforbindelse, der danner forholdsvis store arealer. Det er lavet ude stelplan. Figur 4 viser filter vers. 3 med luftspoler monteret og Figur 5 viser filter vers. 3 med ferritkerne spoler. 9

10 Figur 4 - Filter vers. 3 med luftspoler Figur 5 - Filter vers. 3 med ferritkerne spoler 10

11 Teori Hvad er en klasse-d forstærker Klasse-D eller en såkaldt switchede forstærker, er en relativt ny type forstærker princip. Klasse-D kaldes ofte for en digital forstærker, da selve forstærkningen af signalet sker digitalt. I Figur 6 ses de tre stadier som modulerer signalet. Figur 6 - Modulations princip Dette er en analog-input forstærker, som svarer overens med måden Helio Audio s klasse-d forstærker vil blive brugt i dette projekt. Mange nyere klasse-d forstærkere benytter sig af muligheden for at styre forstærker stadiet direkte med et digitalt signal dekodet fra en komprimeret fil. I Figur 7 ses en teknisk forklaring af hvert af de tre stadier i klasse-d forstærkeren. Figur 7 - Klasse-D princip. *Ref. 1 Det førte stadie, modulations stadiet, foregår ved at det analoge inputsignal sammenlignes med en højfrekvent trekantsbølge, som giver det PWM (Puls-bredde-moduleret) signal som repræsenterer signalet digitalt. Trekantsbølgen skal som en god tommelfinger regel have en frekvens på ti gange den højeste ønskede frekvens på udgangen. Trekantsbølgens frekvens giver frekvensen på PWMsignalet, også kaldet skiftefrekvensen. I Helio Audio s klasse-d forstærker er skiftefrekvensen på 384 khz. Forstærkningen i forstærkningsstadiet foregår oftest med MOSFET-transistorer, i form af et pushpull trin. Filtreringsstadiet skal sikre at den store mængde højfrekvente energi uden for det hørbare område, og især ved skiftefrekvensen, ikke bliver sendt ud til højtaleren. 11

12 Ideen med at forstærke signalet som firkantpulser, er oprindeligt opstået i forbindelse med optimering af analoge forstærkere (klasse-b). Det er i forsøget på at reducere skiftetiderne for MOSFET-transistorerne, at der er blevet tænkt kreativt. Netop fordi effektafsættelsen i MOSFET en er størst under skiftet mellem lukket og åben, kan der vindes meget der. Klasse-D forstærkeren er udviklet som lyd-forstærker, hvilket ses i begrænsningerne for forstærkerprincippet. Da skiftefrekvensen skal være meget større end den højeste tone der ønskes gengivet, kan dette give en udfordring med hvor høje frekvenser forstærkeren kan bruges til. Hvad er EMC EMC beskriver, som det er nævnt i indledningen de uønskede effekter for elektroniske apparater, der kommer af indfangning, generering og udspredning af elektronmagnetisk energi. Helt enkelt så går EMC ud på, at elektroniske apparater skal kunne fungerer i det miljø, de er designet til at operere i. De skal kunne tåle den indstråling, som de bliver udsat for og stadig fungerer efter hensigten. De skal ikke forstyrre andre elektroniske apparater, så meget at disse holder op med at fungerer efter hensigten. Et ofte brugt udtryk inden for EMC er EMI, der står for electromagnetic interference og er den udstrålede elektromagnetiske energi og dens effekt på offeret. Derfor omtales EMC også som EMI kontrol. EMC kan opdeles i to kategorier: - Emission som i EMC terminologi er udstrålet støj. - Immunitet der er apparatets evne til at tåle uønsket påvirkning fra omgivelserne. Under disse to kategorier er der forskellige støjfænomener. Disse to dele kan opdeles i flere kategorier: - Emission: o Ledningsbåren udstråling o Luftbåren udstråling - Immunitet: o Ledningsbåren indstråling o Luftbåren indstråling o Elektrostatisk udladning fra en person Ledningsbåren udstråling opstår som relativt lavfrekvent resultat af strøm og spændings transienter på ledninger. Ledningerne der udstråles på kan enten være forsyningsledninger til apparatet, eller signaledninger mellem apparater. Skarpe træk på forsyningsledninger kan give såkaldte harmoniske strømtræk og betragtes også som emission. Luftbåren udstråling opstår som relativt højfrekvent resultat af ændring i strøm og spænding. Den luftbårne udstråling skabes af elektromagnetiske felter. 12

13 Elektromagnetiske felter De elektromagnetiske felter som skaber udstrålingen, består af en kombination af elektriske og magnetiske felter. Normalt refereret til som henholdsvis E og H felter (eller B). Det elektriske felt kan bedst sammenlignes med en spænding, og måles også som V/m. Det magnetiske felt derimod, sammenlignes med en strøm og måles i A/m. Betragtes det at den elektromagnetiske bølge udbredes i vakuum, er relationen mellem dem de to typer felter som nedenfor:, hvor Z 0 er den karakteristiske impedans i vakuum. Hvis man betragter energioverførsel med elektromagnetiske felter på en simplificeret måde, kan det betragtes som at der overføres energi fra kilden til andre objekter. Energien måles som en effekttæthed, og svarer til hastigheden af energioverførslen, som er proportional med produktet af E- og H-felter. Formelen der viser sammenhængen mellem E- og H-felter kan sammenlignes med ohms lov, hvilket så må betyde at vi ligeledes kan sammenligne formlen for effekt med nedenstående formel. P d er effekttætheden angivet i [ ] Formlen ovenfor gælder for kombinationer af elektriske og magnetiske felter i fjernfeltet (nær- og fjernfeltet vil blive uddybet senere). I fjernfeltet er forholdet mellem E- og H-feltet fast på 377 Ω, som angivet ovenfor. Den samlede udstråling fra et apparat svarer til effekten overført af det elektromagnetiske felt. Det vil igen sige at udstrålingen vil afhænge af styrken af E- og H-feltet. Magnetfelt Når en strøm løber i en bane på et print, vil den til en hver tid generere et magnetfelt. Løber strømmen i en form for løkke vil magnetfelterne forenes, og skabe et fælles felt som vil forøge intensiteten af magnetfeltet i det omsluttede areal. Figur 8 - B-felt fra en strøm i en ring. *Ref. 2 13

14 Kigger man på udstrålingen fra en strømløkke på et print, kan den tilnærmelsesvis sammenlignes med, den udstråling der generes af en strøm der løber i en ring. Dette er illustreret på Figur 9. Figur 9 Illustration af det felt en strøm i en ring skaber. *Ref. 2 Hvor magnetfeltets styrke og dermed udstrålingen fra ringen kan beregnes ved: Figur 10 - Formel for magnetfelt i strømløkke. *Ref. 2 Denne formel er for en afstand d co-parallelt med arealvektoren, for en ring med radius r. Sammenhængen mellem radius af cirklen, og B-felts styrken er udledt for en DC-støm, men viser stadig hvordan sammenhængen er, når strømmen løber den ene retning. 14

15 Elektrisk felt Ligesom strømmen skaber et magnetfelt når den løber rundt om et areal, generere en spænding et elektrisk felt når den står på et areal. Figur 11 Elektrisk felt mellem to ladet overflader I modsætning til genereringen af magnetfelt, som sker som resultat af en strøm, er det elektriske felt resultat af en spændings forskel mellem to elementer. Dette illustreres på Figur 11. Figur 12 Elektrisk felt mellem to ladninger. *Ref. 2 I Figur 12 er en illustration som viser det elektriske felts retning mellem to punktladninger. I almindelig anvendt elektronik kunne dette være mellem et stykke kobber og den omkring værende luft. Jo større spænding, desto større elektrisk felt. Elektriske felter aftager ligesom magnetiske med afstanden til den kilde. Dette sker for elektriske felter 15

16 eksponentielt, som et ses i Figur 13. Figur 13 Elektrisk felt fra en enkelt kilde. *Ref. 2 Udstrålingen af det elektriske felt, bliver lige som det magnetiske, transmitteret via en form for antenne. Denne antenne kan være udformet på mange måder. Arealets størrelse vil have betydning for hvilke frekvenser den kan transmittere. Kombinationen af de to felter Bølgelængden af et signal afgør hvilken afstand til signalets kilde, der betragtes som grænsen mellem nærog fjernfeltet. ( ) (15 MHz giver en grænse for nærfeltet omkring 3 m fra EUT.) Når afstanden til EUT er større end grænsen for nærfeltet, kan det magnetiske- og elektriskefelt beregnes med følgende formler: eller Figur 14 - Formel for det elektromagnetiske felt, i fjernfeltet. *Ref. 3 H max angiver det maksimal magnetiske felt i A/m. E max er det maksimale elektriske felt i V/m Forholdet mellem det elektriske og magnetiske felt ændres, alt efter om man befinder sig i nær- eller fjernfeltet. Forholdet kaldes også feltimpedansen. I fjernfeltet ligger forholdet mellem det elektriske- og magnetiske felt fast med en feltimpedans på 377 Ω. 16

17 Figur 15 - Feltimpedans i nær- og fjernfelt. * Ref. 3 På Figur 15 ses hvordan feltimpedansen udvikles i nærfeltet, hvis det magnetiske eller det elektriske felt dominere. Det ses i formlerne for den maksimale elektromagnetiske udstråling, at afstanden til den udstrålende strømløkke har stor betydning, men næsten lige så vigtig er arealet af strømløkken (A). I de fleste applikationer er det ikke en brugbar løsning at reducere hverken skiftetiden eller strømniveauerne for signalerne, hvilke begge har stor betydning for at der overhovedet sker en udstråling. Arealet for strømløkken signalerne løber i, er derimod relativt let at have med at gøre, da løkkerne på printet ofte kan bringes helt tæt sammen. Transienter Det der hovedsageligt ligger til grund for stor udstråling fra elektronik er store elektriske- og magnetiske felter. Elektriske- og magnetiske felter topper når der er henholdsvis spændings- og strøm-transienter. Generelt kan se siges at transienter kun giver udstråling, i form af et elektromagnetisk felt, når de transmitteres via en antenne. - Skift af store strømme omsættes til magnetfelter ved at der rundt om strømmens løbebane genereres et magnet felt. Løber strømmen i en form for løkke vil magnetfeltet kunne samle sig, og stige i magnitude. - Store spændinger på store arealer, laver elektriske felter til omgivelserne. De elektriske felter udbredes fra arealerne. Ligesom med magnetfelterne, bliver de elektriske felter kraftigere, jo større spændings-transienter. I moderne elektronik fokuseres der meget på at lave apparater højeffektive, og minimalt strømforbrugende. Dette medfører en tendens til at skifte signaler hurtigere, hvilket øger problemer med EMC. De to mest EMC-udstrålende elektroniktyper er hurtigt-digitalt elektronik, og effektelektronik. Dette er tilfældet, fordi de elektriske- og magnetiske felter er stærkest i disse tilfælde. Når man kigger på en klasse-d 17

18 forstærker, er den oftest styret af noget digitalt elektronik, men den største kilde til EMC problemer er effektdelen ved udgangen. I forhold til en mere traditionel klasse- A-AB forstærker som skifter store strømme gradvist, som regel med MOSFET-transistorer, skifter klasse-d forstærkeren meget hurtigere, og i firkant pulser. De meget stejle (hurtige) skift i strøm og spænding på udgangen giver anledning til store støj problemer. Netop klasse-d ens firkantede signaler (i form af skiftefrekvensen) gør at der er et meget stort energiindhold i de harmoniske af signalet. Analyse Filter design Den overordnede funktionen for lavspas filteret, er at videreføre musik signalet samtidig med at dæmpe den støj, som hovedsagligt kommer fra skiftefrekvensen. Filteret er vigtigt, da det samlede effektforbrug og udgangssignalet afhænger af det. Filteret der er designet i denne opgave, er af typen Butterworth bygget på Cauer topologien. Det valg er taget ud fra at et Butterworth lavpasfilter har lav ripple i pasbåndet. Da frekvenserne der skal dæmpes i forhold til dem der skal lukkes igennem, ligger forholdsvis langt fra hinanden, behøves der ikke et højereordens-filter. Der er derfor valgt et andenordens Butterworthfilter, som har en dæmpning på 40 db pr/dekade. I Cauer topologien bruges kun passive komponenter i filteret. I dette tilfælde består filteret af en kondensator og en spole som teoretisk set ingen tab har. Design Skæringsfrekvensen på et udgangsfilter til en klasse-d forstærker ligges normalt mellem 30 og 60 khz. Dette gøres for at lukke alt i det hørbare område 20 Hz til 20 khz gennem uden at dæmpe det og samtidig dæmpe skiftefrekvensen, så meget som muligt. Skæringsfrekvensen for Butterworth lavpasfilter findes ved at finde det punkt, hvor signalet er dæmpet med 3 db i forhold til pasbåndet eller fasen er faldet med 90 grader. Der opsættes følgende krav for filteret: - Maksimal dæmpning på +/- 1 db i frekvens området i 20 Hz 20 khz. - Skæringsfrekvens 50 khz. - Skal overholde EMC kravene for EMI i forhold til CE Filteret skal bruges på klasse-d forstærkeren som har to balancerede outputs, der tilkobles en højtaler ved en brokobling. Derfor skal filteret filtrerer i en brokobling dvs. mellem de to signaler. Det overordnede blokdiagram kan ses på Figur

19 Figur 16 - Overordnet blokdiagram Filteret til den brokoblet forstærker ser ud som på Figur 17 og det er denne type der vil blive designet i denne opgave. Figur 17 Brokoblet andens ordens lavpasfilter Beregninger af filteret Ovenstående formel viser skæringfrekvensen for et LC filter. Vores system er brokoblet, som det ses på Figur 17. Det kan betragtes mellem de to balancerede signaler som to spoler og en modstand i serie, med to kondensatorer (i serie med hinanden) parallelt med modstanden. Denne betragtning svarere overens med Figur 17, hvis man ser bort fra Stel-forbindelsen (0 V). Den nye betragtning medfører at induktansen 19

20 mellem de to signalledninger må være den dobbelte, og at kapaciteten må være den halve. Med dette taget i betragtning, kan formlen for skæringsfrekvensen omskrives så den passer til vores system. Da der er blevet stillet nogle luftspoler med 10μH til rådighed ligger denne værdi fast og det er værdien for kondensatoren der mangler at blive fundet. Tidligere er det nævnt at vi gerne vil have en skæringsfrekvens på 50 khz. Dette giver udregningerne vist nedenfor. Det overstående resultat viser værdien for den samlede kapacitet. Der vælges to kondensator med værdien 1 μf hver, da de stilles til rådighed i komponent shoppen på DTU Ballerup Campus. Ovenstående udregning viser, værdien af Q-faktoren i vores kredsløb. Q-faktoren angiver om systemet er underdæmpet, kritiskdæmpet eller overdæmpet. Da Q-faktoren er lidt under 0.7 er vores system en lille smule overdæmpet, hvilket ikke udgør noget problem, så længe vi overholder kravet om maksimalt +/- 1 db i frekvens området 20 Hz 20 khz. Dette vil blive undersøgt i afsnittet Filterkarakteristik verifikation side 35. Simuleringer af filteret For teoretisk af kunne illustrere filteret, simuleres karakteristikken i PSPICE. Kredsløbet er vist på Figur 18. De to spændingskilder er modsatrettet og laver derfor to sinusbølger der er forskudt 180 grader i forhold til hinanden. Grunden til at de er sat til en 0.5 V, er at det giver en forskel på 1 V, når de har maksimal absolut amplitude. Modstanden R1 simulerer højtaleren, som vil blive brugt, når der bliver foretaget EMC målinger. Figur 18 - Skematik over LC filter Der sættes en differentiel probe på hver side af modstanden, for at måle spændingsfaldet over modstanden. Derudover sættes der en faseprobe over modstanden. Et Butterworth filter er ved resonansfrekvensen dæmpet 3 db, når filteret er kritiskdæmpet. Da vores filter ikke er kritisk dæmpet, aflæser vi resonansfrekvensen, der hvor fasen er faldet med 90 grader. 20

21 Figur 19 - Simulering af forstærkning og fase af kredsløbet fra Figur 18 med fremhævning af nøglepunkter Figur 19 verificerer at der inden for det hørbare område er +/- 1 db, samt at skæringsfrekvensen er 50 khz. Derudover ses det, at der ved skiftefrekvensen er 35 db dæmpning. 21

22 Der er blevet produceret et kredsløb til at simulerer den ledningsbårne emission. Der vil hovedsageligt blive kigget på støjen ved skiftefrekvensen, da det er ved denne frekvens vi forventer et højt støjniveau. Kredsløbet kan ses på Figur 20. Figur 20 - Simuleringskredsløb til simulering af ledningsbåren emission Den øverste og nederst del af kredsløbet fungerer på samme måde, den eneste forskel er at de er i modfase. V35 laver en sinus på 1 khz 1 V pp med et offset på 0.5 V. V34 laver en trekantbølge på: De to signaler bliver sammenlignet i en komparatoren U5. Resultatet er en firkant bølge på 0-5 V. De to kontakter S9 og S10 forstærker firkantet pulsen, så den bliver 0-15 V, samt sænker stigetiden. Det efterfølgende RC led, som dannes af R42 og C39, sænker stigetiden, så den stemmer overens med den målte på 7.2 ns. 22

23 De to outputs fra de to RC led er vist på Figur 21. Det kan ses at de to firkantbølger er i modfase og har en stigetid på 7.2 ns, som det var forventet. Dette er outputtet fra forstærkeren, som tilsluttes filteret. Figur 21 Outputs fra de to RC led I kredsløbet på Figur 20 Det blev tidligere i dette afsnit nævnt, at de to sider af kredsløbet fungerer på samme måde men var i modfase. Hvis de er i modfase og der bruges ideelle komponenter i filteret, vil der være tilnærmelsesvis ingen støj, når den ledningsbårne emission simuleres. Derfor sættes der en tidsforsinkelse på 20 ns for den ene trekantbølge. Det brokoblet filter er indsat efter RC leddene. Måles outputtet med en differensprobe over modstanden R41, måles en sinus på 1 khz der går fra -15 V til +15 V. Se Figur 22. Figur 22 - Output for kredsløb på Figur 20 Den ledningsbårne emission måles gennem et impedans stabiliserende netværk (ISN). Dette kredsløb vil blive forklaret og diskuteret i afsnittet Ledningsbåren på side 38, her findes også præcis beskrivelse af målemetode. Kredsløbet for ISN et tilføres resultaterne senere kan sammenlignes med de målte. 23

24 Kredsløbet samt måden det er koblet til forstærkeren kan ses på Figur 23. Figur 23 - ISN kredsløb tilsluttet over højtaleren (R41) I dette kredsløb er selvinduktansen for differentielspolen fra ISN tilføjet samt induktansen i ledningerne fra ISN og videre til spektrum analyzeren. Se eventuelt afsnittet Ledningsbåren på side 38. Disse induktanser er repræsenteret ved L32. Derudover er forstærkerens kapacitet til stelplanet tilføjet (C42). Udregningen af dette kan findes i appendix under Simulering af ledningsbåren emission side 59. Kapaciteten C41 er strømforsyningens kapacitet til stelplanet. Det er blandt gennem denne kapacitet at commonmode støjen løber. Laves en fft af outputtet fås responset, som kan ses på Figur 24. Figur 24 - fft af outputtet fra ISN Laves der et zoom omkring skiftefrekvensen kan den ledningsbårne emission ved denne frekvens findes. Se Figur

25 Figur 25 - Støj ved skiftefrekvensen Omregnes den simulerede værdi til dbμv, kan det ses om filteret overholder grænserne for den ledningsbårne emission. Beregningerne kan findes i appendix under Simulering af ledningsbåren emission side 59. Omregning giver 53.7 dbμv. Det kan umiddelbart være svært at vurdere om det resultat er reelt. Der er nød til at være noget i kredsløbet, som skaber en commonmode støj, da det er det, som der måles ved målemetoden for ledningsbårne emission. De indsatte induktanser og kapaciteter i ISN kredsløbet er reelle, da disse er blevet målt eller udregnet, men den tidsforsinkelse der er indsat for den ene trekantsbølge er ikke målt. Denne er blot indsat, da det er et kvalificeret gæt, at der godt kunne være lidt forskel. Når målinger af den ledningsbåren emission er lavet, kan den simulerede støj sammenlignes med den målte. Derved kan det afgøres om simuleringen stemmer overens med de målte værdier. Den simuleringsmodel der er blevet lavet nu overholder grænserne for den ledningsbårne emission ved skiftefrekvensen se Figur 26. Dermed forventes at der ikke er nogen grund til at filtrerer yderligere ved skiftefrekvensen. Denne hypotese vil blive undersøgt under afsnittet Ledningsbåren side

26 Figur 26 - Støjgrænser for ledningsbåren emission ifølge standarden CISPR 22 En mere detaljeret simuleringsmodel er produceret for hver de to forskellige filtre. Denne model indeholder parasitegenskaberne for spolerne. Se eventuelt afsnittet Parasitkomponenter side 72. Simuleringsmodellen for filteret med luftspoler er vist på Figur 27. Figur 27 - Kredsløb til simulering af ledningsbåren emission for filterne med luftspoler 26

27 Figur 120 og Figur 121 viser et fft response af kredsløbet på Figur 119. Figur 28 - fft response for kredsløbet på Figur 119 Figur 29 - Zoom omkring skiftefrekvensen for fft response på Figur 120 Det kan ses at støjen ved 384 khz er dominerende. Omregnes den til dbμv, som grænserne er opgivet i, giver det 52.3 dbμv. Se omregning og simuleringsmodellen for filteret med ferritkerner kan findes i appendix i afsnittet Simulering af ledningsbåren emission side 59. Komponent valg Vi vil i dette projekt undersøge spole typens indvirkning på EMC egenskaberne. Dette vil ske ved at bruge to spoler med forskellige kerne materialer. Den ene spole vil have kerne materiale af ferrit, mens den anden vil være en luftspole. Grunden til at netop en luftspole bør undersøges i denne sammenhæng er, at det er meget udbredt inden for audio-elektronik at benytte luftspoler og vi forventer bedre EMC egenskaber for en spole med ferritkerne. En luftspole er ofte brugt inden for lydindustrien, da den har en lineær magnetiseringskurve. En spole med ferritkerne har ikke en lineær magnetiseringskurve, hvilket kan medfører forvrængning af signalet. 27

28 Figur 30 - Magnetiseringskurve for et ikke magnetisk materiale. *Ref. 2 På Figur 30 kan det ses at magnetiseringskurven for et ikke magnetisk materiale er lineær og har en hældning der afhænger permeabiliteten af materialet. Figur 31 viser magnetiseringskurven for et magnetisk materiale. Materialet går i modsætning til det ikke magnetiske materiale i mætning, når det har opnået en bestemt magnetisering, hvilket er grunden til at kurven ikke er lineær. Figur 31 - Magnetiseringskurve for et magnetisk materiale. *Ref 2 Da vi ved at permeabiliteten for kernematerialet er hældningen fra origo til et punkt på kurven, og at denne har betydning for induktansen at spolen, kigger vi nærmere på formlen for induktansen. Formlen for en spoles induktans uden er vist på Figur

29 Figur 32 - Formel for induktans i en spole uden luftgab Det kan ses at spolen induktans afhænger direkte af permeabiliteten. Permeabiliteten er divisionen af B- feltet og H-feltet. Da permeabiliteten er lineær for luft, så vil induktansen for spolen være konstant. For en spole med kerne af magnetisk materiale derimod, vil permeabiliteten ændre sig når kernen når en bestemt magnetisering og går i mætning, den vil derfor have direkte indflydelse på induktansen. Formlen er for en spole uden luftgab. Normalt laves spoler med ferritkerne med luftgab, hvilket også er tilfældet med den spole vi har til rådighed, så permeabiliteten for luft vil dominerer. Dette skaber en mere lineær magnetiseringskurve. Den samlede permeabiliteten er dog ikke fuldstændig lineær grundet ferrittens egenskaber. En ændring af induktansen, vil ændre resonansfrekvensen. Det vil, når der filtreres elektriske signaler, kunne give forvrængning, hvis ændringen af resonansfrekvensen påvirker filterkarakteristikken i det hørbare område 20 Hz til 20 khz. Grunden til at vi vil undersøge to typer spoler, er at vi mener at det må have indflydelse på udstrålingen for systemet. Reluktans angiver hvor godt et materiale leder magnetiske felter. Desto større reluktans desto lavere magnetisk ledningsevne. De magnetiske felter vil helst løbe i materialer med lav reluktans. Derfor vil en spole indkapslet af et materiale med lav reluktans, begrænse udstrålingen af magnetiske felter. Det kan ses på Figur 33 at reluktansen for et materiale afhænger af permeabiliteten af materialet. Figur 33 - Formel for reluktans Da permeabiliteten for ferrit er langt større end permeabiliteten for luft, er reluktansen, ifølge formlen på Figur 33, langt lavere for ferrit end reluktansen for luft. En skitse af B-felterne for en spole med ferrit kerne og en luftspole er vist på Figur 34. Det kan ses at B-felterne bliver begrænset til et mindre område, når spolen er indkapslet i et magnetisk materiale, hvilket medfører at der er mindre luftbåren EMI. Denne 29

30 påstand vil blive undersøgt senere i rapporten under afsnittet Feltbåren side 43. Den spole med ferritkerne der bliver brugt til det virkelige filter er med luftgab. Ferritkerne spolen på Figur 34 har ikke luftgab. Havde der været luftgab ville tendensen være den samme, men forskellen i udbredelsen af fluks linjerne vil være mindre. Figur 34 - Skitsering af en spole B-felt. Til venstre for en spole med en magnetisk kerne, til højre en luftspole. Strømmen løber i begge tilfælde i pilensretning. B-feltet er angivet med de blå linjer. Layout To ting der er vigtig at være opmærksom på, når et print skal designes, er impedansen i stelvejen og strømmens returvej. Dette er især vigtig i forbindelse med EMC, da det har stor betydning for udstråling. Returvejen for strømmen løber i stel og derfor vil en impedans i stel skabe en uønsket spænding, ifølge Omhs lov. Denne uønskede spænding er en støj, som medvirker til at øge den ledningsbårne emission. Impedansen i stelvejen er defineret af modstanden og induktansen i lederen/printbanen. Både modstanden og induktansen, i en bane på et print, er propotional med længden og omvendt proportional med tykkelsen af banen. Dette betyder at tynde lange ledere har en større impedans end tykke korte ledere. Udover geometrien af print banerne afhænger impedansen også af frekvens, da impedansen for en spole, som printbanen kan betragtes som, stiger med frekvens. Grunden til at strømvejene er vigtig at tage højde for, er at arealerne, som disse danner har stor betydning for den feltbårne emission. Jo større areal desto mere feltbåren emission. Se eventuelt afsnittet Hvad er EMC side 12. På Figur 35 ses arealerne, som et enkelt sidet print med en printbane til signalet og en stel printbane til returvejen for strømmen danner. 30

31 Figur 35 - Stømveje for et print uden stelplan Det kan ses på Figur 35 signalstrømmen og returstrømmen, som løber i stel, danner et areal. På dette print uden et stelplan, er returstrømmen tvunget til at løbe i banen til stel og kan dermed ikke begrænse impedansen, ved enten at løbe den korteste vej eller den vej hvor der er størst induktivkobling. Figur 36 - Stømveje for et print med stelplan, for lave frekvenser (LF) og høje frekvenser (HF) Figur 36 viser vejen for signalstrømmene og returvejene for et print med stelplan. Ved lave frekvenser vil resistiviteten i stelvejen dominere impedansen i stelplanet. Derfor vil returvejen, være den kortest mulige, da dette vil være vejen med mindst impedans. Denne signal- og returvej er skitseret med den blå stiplede linje på Figur 36. Stiger frekvensen vil induktionen begynde at dominerer mere og mere i impedansvejen. Ved meget høje frekvenser, hvor den induktive effekt dominerer impedansen i stelplanet, vil returvejen være lige under signalvejen, som det er vist med den røde stiplede linje på Figur 36. Det vil den være da denne returvej har den laveste impedans, grundet den induktive kobling, mellem signalvejen og returvejen. Dette vil ske gradvist eftersom at impedans stiger gradvist med frekvensen for en induktor. Returvejen vil altså gradvist ligge tættere og tættere på signalvejen. Den situation som er vist på Figur 36, er ved meget høje frekvenser, hvor at returvejen med den mindste impedans er lige under signalvejen. 31

32 Når der indgår store spoler i et kredsløb, bør spoletypen og spolernes placering overvejes. Især ved brug af luftspoler kan man risikere at magnetfelterne fra spolen kobler sammen, og ændrer induktansen for spolen. For at undersøge hvilken betydning paceringen af spolerne har for udstrålingen, designes der forskellige print layouts. Der designes et print layout hvor spolerne bliver placeret, så de så vidt muligt, undgår at påvirke hinanden, og et print layout bliver designet til at der er mulighed for at de to spoler kan påvirke hinanden. I det ene sidder spolerne side om side, som på Figur 37 Magnetfelter vil være i samme retning, men ikke på samme akse. Dette kan resultere i en ændring i formen af magnetfelterne, som kan have en lille betydning for magnituden af magnetfeltet i en given retning, mens som ikke giver spolerne den store mulighed for at påvirke hinanden. Figur 37 - to spoler ved siden af hinanden I Figur 37 er magnetfelterne ikke placeret på samme akse, dette medfører at deres magnetelts magnitude ikke påvirker hinanden væsentligt. Det andet filter layout designes til at spolernes placering vil gøre, at de to spoler kan påvirke hinanden. 32

33 I Figur 38 ses ideen bag spolernes placering i det andet filter layout. Figur 38 - To spoler på hver sin side at et print I Figur 38 er spolen på undersiden vendt 180 ᵒ, magnetfelterne er stadig parallelle, nu på samme akse og i hver deres retning. Dette vil betyde at de to magnetfelter vil have mulighed for at påvirke hinanden, i modsætning til i det første filter layout. Med de tre ovennævnte effekter taget i betragtning vælger vi, at designe fire filter print. Ideen er at vise forskellen på forskellige design valg, og kombinationer af valg. Derfor designes der to printlayouts, filter vers. 2 og filter vers. 3. Disse to forskellige prints vil begge blive monteret med begge type spoler. Deraf de fire filtre: - Filter vers. 2 med luftspoler - Filter vers. 2 med ferritkerne spoler - Filter vers. 3 med luftspoler - Filter vers. 3 med ferritkerne spoler Filter vers. 2 er designet med stelplan, så impedansen i returvejen holdes så lav som mulig. Alle forbindelser er lavet, som arealer så der er god forbindelse. Spolerne sidder på samme side af printet. Bagsiden af 33

34 printet ses på Figur 39, hvor forbindelserne er. Forsiden er stelplanet. Figur 39 - Bagsiden af layoutet for filter vers. 2 Filteret er tilsluttet forstærkeren med Phoenix stik. Kablerne er snoede for, at felterne som skabes udligner hinanden, så meget som muligt. Da stel overføres via et af disse kabler er det vigtigt kondensatorerne side til stel, er placeret så tæt på det punkt hvor stel tilsluttes printet. Returvejene for de høje frekvenser der er vist, er ligesom på Figur 36, for meget høje frekvenser. For lave frekvenser vil signalvejen være gennem den ene spole og ud til højtaleren. Returvejen er fra højtaleren gennem den anden spole. Disse veje er ikke så relevante for vores undersøgelser, da de er ved frekvenser under det vi koncentrerer os om. Det kan ses at arealet, som dannes ved høje frekvenser er mindre på Figur 39 som er filter vers. 2 end Figur 40 som er filter vers. 3. Ved frekvenser hvor resistiviteten dominere, vil impedansen også være lavere for filter vers. 2, da stelplanet på forsiden, giver mulighed for at tage den korteste vej. På end Figur 40 er der kun en mulig returvej og derfor vil dette areal være konstant. 34

35 Figur 40 - Bagsiden af layoutet for filter vers. 3 Filterkarakteristik målinger Filterkarakteristik verifikation Vi har på en gain/phase analyzer af typen HP 4194A, målt filterkarakteristikken for vores filtre for at verificere simuleringerne. For at kunne afgøre hvor stor betydning layoutet af filteret har for EMC egenskaberne, er der produceret to filter layouts. Da vi samtidigt vil lave målinger på to forskellige typer spoler i filteret, skal vi lave fire målinger for kombinationerne af spoler og layout. Vores filter verifikation udføres på alle fire filtre (vers. 2 med luftspoler, vers. 2 med ferritspoler, vers. 3 med luftspoler og vers. 3 med ferritspoler), for at sikre at karakteristikken for dem ikke afviger. For at simplificerer målingen af filter karakteristikken, deler vi filteret op i to dele som vist på Figur 41. På den måde kan filteret betragtes, som et common mode filter frem for et differentielt filter, hvilket gør at filterkarakteristikken kan måles i forhold til stel. Dette kan lade sig gøre, da spændingen mellem de to 35

36 signaler er balancerede, dette medfører at spændingen over højtaleren er spændingen mellem de to signaler. Betragter man spændingen fra et signal, til jord (0 V) må spændingen være den halve. Da vi gerne vil simulere filteret, med det samme strømtræk gennem højtaleren, skal vi når vi halverer spændingen også halvere modstanden i højtaleren. Med andre ord kan vi betragte det brokoblede filter, som ikke brokoblet hvis vi halverer det load der trækkes strøm i (højtaleren, simuleret som en modstand). Til at simulerer højtaleren er indsat en modstand med den halve impedans af højtaleren. Figur 41 - Output filter for en brokoblet klasse-d forstærker, med indsat målepunkter for filterkarakteristik Figur 42 - Måling af forstærkning ved 20 Hz for filter vers. 2 med ferritkerne Figur 42 bekræfter at filteret vers. 2 med ferritkerne spoler, indenfor frekvensområdet 20 Hz til 20 khz er 0 db, +/- 1 db. Resonansfrekvensen for filteret er også vist på figuren. Den aflæses hvor der er et faseskifte på 90 grader. Det ses at resonansfrekvensen ligger på 53 khz. Filteret overholder altså de krav vi har stillet til det. Dæmpningen ved skiftefrekvensen er også vist på figuren. Karakteristikken ved høje frekvenser forklares i appendix under afsnittet Parasitkomponenter side 72. Men 36

37 generelt kan det ses, at der er to notchfiltre og et højpasfilter der ikke er der under simuleringerne og derfor må skyldes parasit egenskaber. Sammenlignes de målte niveauer på Figur 42 med de simulerede på Figur 19, kan det ses at de tilnærmelsesvis er ens. Dette verificerer at filteret vers. 2 med ferritkerne spoler overholder de opsatte krav, med undtagelse af EMC kravet, som vil blive målt senere i rapporten. Resultaterne af målingerne for filter vers. 2 og filter vers. 3 både med både luftspoler og ferritkernespoler kan ses i tabellen på Figur 43. Det kan ses at resultaterne tilnærmelsesvis er de samme for de fire filtre, samt simuleringerne. Udvalgte punkter på filterkarakteristikken Filter version Spole type 20 Hz 20 khz -90 (centerfrekvens for LP filter) VERS. 2 VERS. 3 Generel simulerings model Luftspole db db db (51 khz) Ferritkerne db db db (53 khz) Luftspole mdb mdb db (51 khz) ferritkerne mdb mdb db (56 khz) Simulering af filterkarakteristik db (10 Hz) Figur 43 - Tabel over filterkarakteristik målinger og simulering db db (50 khz) Skiftefrekvensen (384 khz) db db db db db Dokumentation fra målingerne kan ses i appendix under afsnittet Filterkarakteristik målinger side

38 EMC målinger Ledningsbåren For at måle filterets EMC egenskaber, som form af ledningsbåren støj, laves en opstilling, hvor EUT er isoleret fra dens forsyning og øvrige tilslutninger. Målingen skal ifølge CISPR 22 udføres i intervallet 150 khz til 30 MHz, med en båndbredde på 9 khz. Ideen er at der skal måles med en commonmode impedans på 150 Ω. Figur 44 er en oversigt over opstillingen vi har udført målinger på. Figur 44 - Blokdiagram over den udførte måling af det ledningsbåren emission HP 8594EM er en spektrum analyser, som er specifik til måling at EMC. Strømforsyningen leverer spændingerne der forsyner klasse-d forstærkeren. Outputtet fra forstærkeren er 1 khz sinus med amplitude på 15 V pp. Tone generatoren, sørger for at outputtet fra forstærkeren er aktiv. Tonen der testet med er en 1 khz sinus med en amplitude på 30 mv pp. Højtaleren er tilsluttet for at sikre den naturlige belastning af klasse-d forstærkeren. Impedansen for højtaleren der er testet med er 4 Ω. Som nævnt før isolerer ISN forstærkeren fra de resterende instrumenter, og giver desuden en fastdefineret impedans at måle emissionen over. Billeder af opstillingen kan ses i appendix under afsnittet Ledningsbåren side

39 Målemetoden for den ledningsbårne støj kræver i forhold til standarden CISPR 22 at equipment under test (EUT), skal være isoleret fra associated equipment (AE) via impedans stabiliserende netværk (ISN). Dette netværk skal definerer en commonmode impedans fra output til stel. Impedansen skal være på 150 Ω med en fasevinkel på 0 +/- 20. Dette vil gøre at der løber en common mode strøm fra EUT til stel, som er netop den vi vil måle. Fra standarten CISPR 22, er der foreslået et kredsløb til måling på uskærmede balancerede signal lednings par, som er præcis hvad vi har med at gøre i dette projekt. Mange spektrum analyzers har en indgangs impedans på 50 Ω. I standarden er det defineret at emissionen skal måles ved en impedans på 150 Ω. Det er indirekte commonmode strømmen gennem 50 Ω impedansen i spektrum analyzeren der måles ved at måle spændingsfaldet over 50 Ω impedansen. Da spændingsfaldet ikke er det samme, som over de ønskede 150 Ω, skal der tages højde for denne forskel. Dette kan gøres ved at ligge en faktor tre til måleresultaterne, eller rykke grænserne ned med samme faktor. ( ) Forskellen betyder at der skal lægges 9.5 db til hver måling, for at kompensere for at den spænding der måles er over 50 Ω. Der er på DTU Ballerup Campus en LISN (line Impedance Stabilizing Network) tilgængelig, denne vil blive brugt til at isolere strømforsyningen fra forstærkeren. For at skabe den fornødne isolation mellem tone generatoren, højtaleren og forstærkeren vil der blive bygget to impedans stabiliserende netværk (ISN er). I den internationale standart CISPR 22, er der defineret et kredsløb, som ses i Figur 45. Figur 45 - ISN som kan bruges til et uskærmede balanceret par. Figuren er taget fra CISPR22 Kredsløbet, som vises på Figur 45, skal sikre den faste impedans på 150 Ω fra de to signaler til jord, i det målte frekvensspan. Kredsløbet fra CISPR 22 som ses i Figur 45, vil ikke give en konstant impedans, i det frekvensspan den 39

40 ledningsbårne emission måles i (150 khz 30 MHz). Dette skyldes at spolens spredningsinduktans øger impedansen i et frekvensområde. Dette vil medføre, at der vil være en stor spændingsdeling og det målte støjniveau vil ikke være det korrekte. Denne påstand vil blive undersøgt nærmere i appendix under afsnittet Impedans stabiliserende netværk side 87. I standarten CISPR 22 er forslået en opstilling til måling af højfrekvent emission på signalledninger: Figur 46 - Testopstilling for måling af ledningsbåren emission fra standarden CISPR22 På Figur 46 er der vist hvordan ISN-kassen skal placeres, samt hvilke afstande til EUT, der skal overholdes, for at måleopstilling er valid i forhold til CISPR 22. Det ses at EUT skal have en bestemt afstand til ISNkassen, og at afstanden til jordplanet (i dette tilfælde under opstillingen) skal være 40 cm. Kassen til højre i billeder med navnet AE er alle tilsluttede enheder. De tilsluttede enheder er i vores måleopstilling forsyning, højtaler og tone generator. Disse skal isoleres fra EUT med ISN. Målingerne er udført i et skærmet rum på DTU Ballerup Campus, for at isolerer systemet fra støj fra omgivelser. Ifølge standarten CISPR 22 er der forskellige grænser for ledningsbåret emission på signal ledninger, efter hvilken type applikation der skal måles. Der er forskellige grænser for klasse-a og klasse-b produkter. Klasse-A produkter er produkter til brug i industrien, mens klasse-b er forbruger produkter. Da klasse-d forstærkeren er almen forbruger elektronik, sammenlignes målingerne med grænserne for klasse-b. 40

41 Spændingsgrænserne for emission på signalledninger er defineret som det er vist på Figur 47. Figur 47 - Støjgrænser for ledningsbåren emission ifølge standarden CISPR 22 Vi har foretaget målingerne som en spænding over 50 Ω, derfor skal vi gange 3, som tidligere nævnt, som er forholdet mellem impedanserne. Denne faktor 3, svarer til at lægge db til hver måling. 41

42 På Figur 48 er målingerne for filteret vers. 2 med luftspoler med standard ISN vist. Figur 48 - Måling af feltbåren emission for filter vers. 2 med luftspoler Der er målt i frekvensområdet 150 khz 30 MHz, som det er angivet i CISPR22 at der skal, og indsat en grænselinje. Målingen er en quasipeak måling som tager højde for hvor destruktivt signalet er over en tidskonstant. Med grænsen for emission taget i betragtning, kan man nøjes med at kigge på et udsnit at målingerne, derfor er der lagt 4 markører på målingen. Der er valgt at måle ved frekvenserne 150 khz, 380 khz, 500 khz. Det sidste målepunkt, er valgt for at give en ide om hvor slem emissionen er ved høje frekvenser. På de fleste målinger topper emissionen på eller lige omkring 24 MHz, der for at denne frekvens valgt. Se målingerne fra resten af filtrene i appendix under afsnittet Målinger af ledningsbåren emission side 92. For bedre at kunne sammenligne måleresultaterne for de fire forskellige filtre, udtrækkes resultaterne ved de fire ovennævnte frekvenser. For at kunne vurdere filtrenes emission, er de aflæste værdier indsat i tabellen på Figur 49 og kurverne samt grænser samlet i Figur 50. Standard ISN Filter 150 khz 380 khz 500 khz Højeste niveau over 500 khz, [dbµv] [dbµv] [dbµv] aflæst frekvens [dbµv] Vers.2 Luftspole Vers.2 Ferritspole Vers.3 Luftspole Vers.3 Ferritspole Figur 49 Resultater fra målinger af ledningsbåren emission med standard ISN. Til det aflæste niveau fra kurven er der lagt 9.5 db til 42

43 Figur 50 - Målinger af ledningsbåren emission med standard ISN Generelt ses det at alle de fire filtre ligger under grænsen for ledningsbåren emission. De to forskellige filter layouts ser ikke ud til at have den store betydning. Energien ved skiftefrekvensen (380 khz), er der hvor vi forventede et potentielt problem. Det kan ses, at det er her er højere niveauer end ved 150 khz og 500 khz. Men stadig ligger det under grænserne i forhold til CISPR 22. Den største peak ved frekvenser over 500 khz er markant større for filter vers. 3 med ferritkerne spoler. Forklaring på dette er parasit egenskaberne ser anderledes ud for dette filter. Se afsnittet Parasitkomponenter i appendix side 72. Emissionen ved skiftefrekvensen stemmer tilnærmelsesvis overens mellem simuleringsmodellerne og målingerne. Se eventuelt afsnittet Simulering af ledningsbåren emission i appendix side 59. De simulerede modeller giver henholdsvis 52.3 dbμv for filtre med luftspoler og 53.5 dbμv for filtre med ferritkerne spoler. Grunden til at de simulerede og målte resultater afviger, er blandt andet, at der kun er lavet en første ordens tilnærmelse af filtrenes ækvivalent diagram. Derudover tages der ikke højde for de forskellige egenskaber ved de to forskellige printlayouts. Feltbåren Målingerne af det feltbåren emission er udført med opstillingen vist på Figur 51. De er udført på alle fire filtre. Samtlige delresultater samt beskrivelse af fremgangs måde kan findes i appendix under afsnittet Feltbåren side 99. Der er til målingerne brugt bilog antenne. Frekvensområdet der er målt i er 30 MHz 1 GHz, som det er opgivet i CISPR 22. Det mest optimale sted at måle den feltbårne emission, ville være på bagsiden af månen, da der ikke er noget emission fra andre objekter end EUT eller nogle refleksioner af emissionen fra EUT. Da der ikke er budgetteret fra skolen side til, at foretage målingerne på bagsiden af månen, bliver målingerne fortaget i et ikke skærmet rum, som det foreslås i standarden. 43

44 Forstærker Ikke ledende bord Sinus 1 khz GND til sinus +15 V GND 0.8 m Isoleret kabel 3 m Antenne forstærker Stel plan HP 8590L Signal generator Strømforsyning Figur 51 - Måleopstilling for måling af ledningsbåren emission Der er i opstillingen vigtigt at alle arealer mellem kabeler er så små, som overhovedet muligt, da store arealer giver stor emission. Desuden er det vigtig at lave en måleopstilling, der kan genskabes, så man hvis det var nødvendigt, kunne foretage målinger senere med samme resultat. Forstærkeren bliver forsynet med 15 V på de logiske og effekt forsyningsinput. Dette medfører at outputtet vil være en sinus, som har en amplitude på 15 Vp p-p. Tone generatoren leverer en sinus på 1 khz med en amplitude på ca. 700 mv p-p. Under målingerne var en effektmodstand tilsluttet filteret, til at simulerer højtaleren. Målingerne er foretaget for alle filtrene med filteret pegende mod antennen, da dette viste sig at give de højeste støjniveauer. Først er der taget baggrundsmålinger med både antennen både vandret og lodret. Se eventuelt afsnittet Feltbåren under appendix side 99. Målingerne for baggrunds emission med antennen lodret bliver brugt, da målingerne af filteret viste største niveauer med antennen lodret. Målingsresultaterne vises på Figur 52. De lyserøde streger angiver nogle støjniveauer, som er langt over grænserne. Disse skyldes blandt andet at der transmitteres radio og tv kanaler på nogle af disse frekvenser. Amplituden ved disse frekvenser vil blive samme med målingerne af filtrene. Er niveauet det samme, skyldes det alene baggrundsstøj og det vil ikke blive betragtet yderligere. De grænser der er indsat på målingerne med røde linjer, er for klasse-a produkter, men da forstærkeren er et klasse-b produkt er grænserne 10 db længere nede. På Figur 53 ses måleresultaterne for filter vers. 3 med luftspoler med forstærkeren drejet 0 grader. Når forstærkeren er drejet 0 grader peger filteret direkte mod antennen. 44

45 Figur 52 Baggrundsmåling af feltbåren emission med antennen lodret Figur 53 Måling af feltbåren emission for filter vers. 3 med luftspoler og antennen lodret. Forstærkeren er drejet 0 grader. Sammenlignes de niveauer, som er markeret med lyserøde streger på Figur 52 og Figur 53, kan det ses at de tilnærmelsesvis er ens. Derfor koncentrerer vi os ikke mere om disse støjniveauer, da det ikke generes af EUT. Støjniveauer ved bestemte frekvenser, er vist i tabellen på Figur 54. Grunden til at det er disse bestemte frekvenser er valgt, er at det for alle filtrene, er støjniveauer, som er betydelig højere end bund støjniveauet. Spolen Version Spole ~42 MHz ~82 MHz ~150 MHz ~120.5 MHz 2 Luft 74 dbμv/m 78 dbμv/m 66 dbμv/m 63 dbμv/m 2 Ferritkerne 70 dbμv/m 72 dbμv/m 67 dbμv/m 60 dbμv/m 3 Luft 71 dbμv/m 76 dbμv/m 79 dbμv/m 67 dbμv/m 3 Ferritkerne 70 dbμv/m 72 dbμv/m 67 dbμv/m 60 dbμv/m Figur 54 - Tabel over feltbåren emission ved udvalgte frekvenser Det kan i tabellen på Figur 54 ses, at der er mere feltbåren emission for filtrene med luftspoler end for filtrene med ferritkerner. Dette er forventet, da der som tidligere forklaret er magnetiske forskelle på de to typer spoler. Disse forskelle gør at luftspolerne, udstråler mere støj. De to filtre med ferritkerne spoler er der ikke nogen forskel på. Filter vers. 3 med luftspoler har lidt lavere niveauer ved 42 MHz og 82 MHz. Ved 150 MHz er støjniveauet 13 db højere end filter vers 2 med luftspoler. Denne store forskel vil blive forklaret i 45

46 Diskussion side 48. Generelt kan det ses på Figur 53 samt i afsnittet Feltbåren i appendix side 99, at der er mange steder i frekvensområdet 30 MHz 1 GHz, at grænser for emissionen overskrides. Dette kan skyldes, at der er målt på forstærkeren uskærmet, hvilket selvfølgelig resulterer i mere emission. Produktet ville i en installation ude i den virkelige verden aldrig være uskærmet. Derudover vil der være nogle refleksioner af emissionen fra EUT, som også vil give højere emission, da der i teorien vil blive målt på signalet flere gange. THD målinger Det er nævnt i problemformuleringen at vi vil undersøge EMC egenskaberne for filtre med forskellige layouts og spoletyper uden at forvrænge kvaliteten af outputtet. Vi har derfor målt THD for de fire forskellige filtre, for at sikre at de ikke skaber væsentligt forvrængning hver især. THD eller Total Harmonic Distortion er en måling af hvor meget energi der spredes fra en tone, til dens harmoniske (overtoner). Det regnes, som den energi der ligger ved harmoniske i forhold til grundtonen. Vi har målt THD for de fire forskellige filtre på en Dynamic Signal Analyzer af typen HP 3562A. Ved målingen summeres energien i de 20 første overtoner, hvilke betragtes som den totale energi af alle harmoniske. Måleopstillingen som er brugt til målingerne er vist på Figur 55. Figur 55 - Måleopstilling for måling af THD Målingen blev fortaget med en 1 khz sinus med en amplitude på 30 mvpp fra tone generatoren. Et eksempel på et resultat er vist på Figur 56. Billede af måleopstilling samt billeder af resultaterne for resten af målingerne kan findes i appendix under afsnittet 46

47 THD side 110. Resultaterne fra alle målingerne er samlet i tabellen på Figur 57. Figur 56 -Måling af THD for filter vers. 2 med luftspoler Filter Version Spole type THD [%] 2 Luftspole Ferritkerne Luftspole Ferritkerne 0.32 Figur 57 - Tabel over resultater for målt THD Tabellen på Figur 57 viser at der ikke er væsentlig forskel på THD en for de forskellige filter. Det ser ikke ud til at forvrængningen afhænger af hverken printlayout, eller spoletypen. Dette er godt, da de ændringer der er foretaget for at undersøge EMC en, ikke har betydning for kvaliteten af lyden. THD niveauerne i tabellen på Figur 57 er kvadret, da det er målt da det er målt som effekt. I Hifi normen måles det som en RMS spænding, men da THD i dette tilfælde, udelukkende bruges til at sammenligne filtre indbyrdes har det ingen betydning. 47

48 Diskussion De forskellige måleresultater der er fundet i denne rapport vil blive diskuteret i dette afsnit. Målingerne vil blive diskuteret i forhold til forventningerne og afvigelse vil blive forklaret. Vurdering og diskussion af måleresultater Ledningsbåren emission Inden undersøgelserne i dette projekt gik i gang, havde vi en klar forventning om, at der var et potentielt emissions problem på grund af måden en klasse-d forstærker fungerer. Der var forventninger om, at de eventuelle emissions problemer ville være støj ved skiftefrekvensen. Det kan ses på Figur 58 at alle fire filtre ligger under grænserne for den maksimalt tilladte emission på signalledningerne ifølge CISPR 22. Der er god margin for de højeste niveauer til grænserne. Det er ved skiftefrekvensen at der er mest støj, udover for filter vers. 3 med luftspoler hvor der også er meget støj tæt på 30 MHz. Støjen ved denne frekvens skyldes de parasit egenskaber, som printet vers.3 har, kombineret med luftspolernes parasit egenskaber. Parasitegenskaberne danner sammen et notchfilter. Dette sker for alle fire filtre, men for filter vers.3 med luftspoler, ligger dette notchfilter ved en lavere frekvens. Derfor dæmper filter vers. 3 ikke lige så meget lige under 30 MHz. Da støjen ved skiftefrekvensen ikke er kritisk er der ingen grund til at dæmpe yderligere. Havde støjen ved skiftefrekvensen været kritisk, kunne et notchfilter være blevet brugt til at filtrere yderligere. Dette havde dog kostet i størrelse og antal komponenter. Derudover skulle der være blevet brugt forholdsvis nøjagtige komponenter, da et notch filter er meget skarpt og en lille ændring i resonansfrekvens vil ændre dæmpningen ved skiftefrekvensen meget. Figur 58 - Målinger af ledningsbåren emission med standard ISN Generelt kan det ses at filtrene med luftspoler har lidt højere niveauer end filtrene med ferritkerne. Dette skyldes de forskellige parasitegenskaber for de forskellige type spoler. Alle filtrenes parasitegenskaber, skaber dog et højpas filter efter det andet notch filter. Se eventuelt afsnittet Parasitkomponenter i appendix side 72. Dette medfører at emissionen stiger med frekvens efter det andet notchfilter, som ligger omkring MHz. Dog er dette intet problem for den ledningsbårne emission, da grænsen for den maksimale tilladte emission ikke overskrides. 48

49 Det kan ud fra disse målinger ses at printet ikke har den store betydning for den ledningsbårne emission. Det var egentligt forventet at den måde de to forskellige filtre var stellet på ville give en målbar forskel, da vi forventede at impedansen ville være betydelig højere i stelvejen på filter vers. 3. Grunden til at der ikke er nogen målbar forskel i den ledningsbåren emission, skyldes formentlig den måde selve forstærkeren er stellet på. Da filter printet er småt i forhold til resten af forstærkeren, vil den lille smule ekstra impedans, der er i filter vers. 3 i forhold til filter vers. 2, ikke have nogen betydning for den samlede impedans i stelvejen, når frekvensområdet er 150 khz 30 MHz. Det kan igen nævnes at det impedans stabiliserende netværk der skal bruges til uskærmede par ifølge CISPR 22, ikke har den impedans karakteristik, som der står det skal have. Se eventuelt afsnittet Impedans stabiliserende netværk i appendix side 87. Dette reducerer troværdigheden af målingerne i forhold til grænserne. Der er muligvis taget højde for det i standarden. Men da det er den målemetode der opgivet i grundlæggende EMC med reference til CISPR 22, er det den målemetode vi anser som valid. Simuleringsmodellerne er lavet hovedsagligt for at simulere støjen ved skiftefrekvens. Der er tilføjet tidsforsinkelse i den ene trekantsbølge. Dette er gjort for at simulere en ulinearitet mellem de to sider af det brokoblede udgangstrin. En lang række faktorer spiller ind i genereringen af commonmode støj, men for at lave en simpel model, er faktorerne, ud over tidsforsinkelsen, udeladt. Simulationen er opbygget til at vise støjen som den er i måleopstillingen, derfor er der tilføjet ISN, induktansen i ledningerne, samt den kapacitive kobling til stelplanet. Simulationen giver et godt billede af støjen ved skiftefrekvensen, men ønskes en mere virkelighedsnær simulation, bør komponent afvigelser og printets indflydelse på filterkarakteristikken indrages. 49

50 Feltbåren emission Måleresultaterne for den feltbårne emission for filter vers. 3 med luftspoler, antennen lodret og forstærkeren drejet 0 grader er vist Figur 59. De lyserøde streger angiver nogle niveauer, der skyldes andre ting end forstærkeren. Det skyldes blandt andet, at det er ved disse frekvenser, der transmitteres radio- og fjernsynskanaler. Da denne støj ikke kommer fra forstærkeren, vil de ikke blive betragtet yderligere. Det kan ses at niveauerne, der er markeret med hvide streger, som er niveauer der skyldes forstærkeren, ligger over den indsatte grænse, som er markeret med den røde linje. Den røde grænse er grænsen for produkter til industribrug. Grænsen for forbrugerelektronik ligger 10 db længere nede. Målingen blev foretaget i et miljø, hvor der var baggrund støj, så derfor ligger bundniveauer for den feltbårne emission højere end den burde ved målingerne. Dette medfører at der skal genereres mindre emission, før grænserne overskrides. Forstærkeren var under målingerne ikke skærmet, som den vil være i en installation hos en forbruger, da kabinettet ikke var muligt at skaffe. Resultaterne er for alle filtrene er samlet i tabellen på Figur 60. Figur 59 Måling af feltbåren emission for filter vers. 3 med luftspoler og antennen lodret. Forstærkeren er drejet 0 grader. De frekvenser hvor der er aflæst emissions niveauer, er valgt ud fra at flere af filtrene havde høje emissions niveauer her. 50

51 Spolen Version Spole ~42 MHz ~82 MHz ~150 MHz ~120.5 MHz 2 Luft 74 db 78 db 66 db 63 db 2 Ferritkerne 70 db 72 db 67 db 60 db 3 Luft 71 db 76 db 79 db 67 db 3 Ferritkerne 70 db 72 db 67 db 60 db Figur 60 - Tabel over feltbåren emission ved udvalgte frekvenser Det kan i tabellen ses at filtrene med ferritkerner ikke adskiller sig fra hinanden. De har generelt et lavere emissions niveau end filtrene med luftspolerne. Dette var helt forventet, da ferritkernerne begrænser udstråling ved at lede dens magnetiske felter i ferritten. På bagrund af resultaterne for filtrene med ferritkerne, hvor de har det samme emissions niveau, må det udelukkes at forskellen i impedans i stelvejen har betydning. Filtrene med luftspoler viser til gengæld, at der er en forskel, denne forskel er ikke entydig gennem hele det målte frekvensområde. Da filtrene blev designet og forventningerne til dem blev diskuterede, fokuserede vi på den indvirkning impedansen i stelvejen, arealerne der bliver dannet mellem signal- og returveje og spolernes kobling ville have. I forbindelse med den feltbårne emission, var det altså hovedsageligt B- felternes indvirkning vi fokuserede på. Efterfølgende er vi blevet opmærksom på E-felternes indflydelse. Denne indflydelse kan ses på målingerne af den feltbårne emission. Først antog vi, at den forskel vi så på målingerne alene var et resultat af måden B-felterne fra spolerne koblede på. Vi blev efterfølgende opmærksomme på at de store peaks i støj, ved bestemte frekvenser, mere sandsynligt er et resultat af at spolens vindinger virker, som en antenne ved disse frekvenser. Det har stor betydning for antennens transmissions styrke, hvordan spolen er tilsluttet forstærkeren. Er spolens yderste viklinger tilsluttet forstærker siden, som det ses på Figur 61, vil der være en stor spændingstransient på de yderste viklinger. Dette medfører en udstråling af E-felter, som på figuren, er illustreret med de grønne stiplede linjer. Figur 61 - Elektrisk felt fra spolen, når de yderste viklinger er tilsluttet forstærkeren Er spolens inderste viklinger tilsluttet forstærkeren, som det kan ses på Figur 62, vil de ydre viklinger dæmpe de E-felter der bliver udstrålet fra de inderste viklinger. Dermed vil amplituden af det udstrålede 51

52 elektriske felt fra spolen være mindre end i eksemplet på Figur 61. Figur 62 - Elektrisk felt fra spolen, når de inderste viklinger er tilsluttet forstærkeren Grunden til at dette tages i betragtning og regnes for at have indflydelse er, at spolen er viklet af folie og at viklingerne derfor har et forholdsvis stort overfladeareal. Den elektriske udstråling er proportional med spændingen og arealet, men afhænger også af afstanden den måles fra. En spole der er viklet med en tynd tråd, laver derfor ikke et særlig stort E-felt. Derfor har måden ferritkerne spolerne vender, ingen betydning for udstråling af E-felter. Dette er altså endnu et karaktertræk, der gør at spoler med ferritkerner har bedre EMC egenskaber. Forskellen i feltbåren emission for filtrene med luftspoler skyldes altså en kombination af spolernes magnetiske kobling og spolernes antenner virkning for E-felter. Ved 150 MHz er den største forskel på de to filtre med luftspoler. Filter vers. 3 har 13 db mere feltbåren emission ved denne frekvens, hvilket skyldes at spolen har været tilsluttet forstærkeren ved de yderste viklinger og at spolen ved netop denne frekvens virker, som en antenne. På filter vers. 2 er spolen tilsluttet forstærkeren ved de inderste viklinger og derfor udstråles E-felterne ikke med samme styrke. Det ene filter er målt med antennen både vandret og lodret med forstærkeren i 8 forskellige vinkler i forhold til antennen. Her fandtes et worst case scenario, som kunne bruges til udgangspunkt for sammenligning. En grundigere undersøgelse kunne være lavet, ved at måle alle fire filte med antennen vandret og lodret og fra alle vinkler. Så kunne alle positioner sammenlignes og en større sammenhængen kunne måske findes. Men den valgte fremgangsmåde gav et godt billede af udstrålingen og var anbefalet af Helio Audio. Havde forstærkeren været skærmet og havde der ingen baggrundsstøj været, havde kravene til den feltbårne emission formentlig været overholdt for alle filtrene. Inden undersøgelserne af udstrålingen forventede vi, at de eventuelle emissions problemer ville skyldes energien ved skiftefrekvensen. Det er dog mere kritisk for den feltbårne emission end den ledningsbårne. Dette er ikke underligt når der kigges på filterkarakteristikken på filtrene, samt måden luftspolerne er lavet på. Parasitegenskaberne skaber en filterkarakteristik der minder mere om et båndstopfilter end et lavpasfilter. Stopbåndet ligger fra 50 khz til 8 19 MHz (alt efter hvilket filter der kigges på). Derved lukkes støjen ved de høje frekvenser gennem filteret. Skulle der filtreres yderligere ville det derfor ikke give mening, at lave et notchfilter, som ville dæmpe støjen ved skiftefrekvensen. Det skulle i stedet for være endnu et lavpasfilter, som ville dæmpe frekvenser over 30 MHz yderligere. 52

53 THD Der var ingen betydelig forskel i den målte THD for de fire filtre. Dermed er det eftervist at måden filteret er designet på ikke forvrænger kvaliteten af lyden væsentlig. Designet ændrer altså kun EMC egenskaberne. I forbindelse med valg at spole, blev ulineariteterne af kernematerialet undersøgt, for at undersøge de problemer det kunne give. Det er blevet påvist at induktansen af spolen afhænger af den samlede permeabiliteten af kerne materialet. Den samlede permeabiliteten for ferritkerne spolen inklusiv dens luftgab, varierer en smule efter hvor stor magnetiseringen i materialet er, det vil betyde, at induktansen for spolen varierer efter hvor hårdt spolen er belastet. Dette kunne potentielt skabe en forskel i dæmpningen ved høje frekvenser, hvilket vil forvrænge lydbilledet. Når der ændres på niveauerne af de højfrekvente toner i det hørbare frekvensområde, vil dette ikke kun ændre lydbilledet for de direkte påvirkede frekvenser, men også kunne komme til at resultere i intermodulation. Intermodulation er resultatet at to toner der interagerer og skaber en ny tone, som enten er summen af de to toner, eller differensen af dem. Denne nye tone kan ligge i det hørbare frekvensområde og skabe forvrængning der, selv om der ikke ellers skabes forvrængning ved dens frekvens. 53

54 Vurdering og diskussion af filter design Der blev designet og produceret fire forskellige filtre, for at undersøge EMC forholdene i forbindelse med print layout og spoletyper. Der blev fokuseret på at gøre især den feltbårne udstråling forskellig, mellem to forskellige printlayouts. I denne forbindelse blev det ene print designet med store strømløkker (se eventuelt afsnittet Layout side 30), for at se forskellen til et design med mindre strømløkker. Det layout, hvor strømløkkernes areal er minimeret ses i Figur 63, en anden fordel ved filteret, er at impedansen fra kondensatorenes fælles stelpunkt til stel tilslutningerne på forstærkeren, er meget lav. Reduktionen af modstand og induktans i signalvejene, er blevet udført ved at lave banerne om til brede planer. Efter målinger af den feltbårne emission, hvor der ikke ses stor forskel, som ellers var forventet, må der altså være flere ting der påvirker emissionen. En vigtig kilde til udstrålingen, som er blevet vægtet lavere i designfasen af printet, er udstrålingen via elektrisk felter. Når signalvejene gøres til planer, vil resultatet være, at planerne står og skifter spænding relativt hurtigt, hvilket vil give kraftige elektriske felter. Figur 63 Undersiden af filter vers. 2 På Figur 63 ses undersiden af filter vers. 2 til to kanaler. De markerede områder viser de planer der påvirkes direkte af udgangsspændingen fra forstærkeren. Farverne rød og blå repræsenterer polariseringen af udgangssignalerne fra forstærkeren. Vi ved fra teorien om elektriske felter, at styrken blandt andet afhænger af afstanden mellem de polariserede dele. Med det i baghovedet, kan det ses at især mellem de to kanaler, må der opstå et relativt kraftigt elektrisk felt. Da arealerne hvor på spændingen ligger, er rimeligt store, vil de ved høje frekvenser, kunne komme til at virke som antenner for de elektriske felter, som fører til øget emission. Denne øgede emission pga. elektriske feltet kan delvist ophæve, den reduktion i emission der ellers var tiltænkt med netop dette layout. I filter vers. 3 var ideen at spolernes placering skulle øge koblingen mellem dem, da de sidder på hver deres side af printpladen. 54

55 Figur 64 Undersiden af filter vers. 3 Undersiden af filter vers. 3 ses på Figur 64. Printet er designet småt og til ferritkerne spolerne. Vi forventede at luftspolerne ville være cirka samme størrelse, derfor blev printet designet tæt omkring spolerne. Det viste sig efterfølgende at luftspolerne er større end ferritkerne spolerne. Derfor var det nødvendigt at hæve spolerne en smule over printet. Generelt for begge print layout, er det at spolerne ikke er placeret med hensyn til hvilken vej magnetfelterne fra dem udbreder sig. Det er fordi det magnetfelt spolen skaber, vil skifte retning hele tiden alligevel. Da vi ikke ved hvilken retning spolen er viklet, kan B-feltet fra spolen enten koble eller modkoble B-feltet fra strømløkken på printet. Dette kunne potentielt reducere den ellers skabte udstråling, og sløre forskellen mellem de to filtre. Dette kan ligge til grund for at den forventede forskel mellem de to printlayout ikke er så markant som forventet. Det optimale filter Skulle et nyt filter designes, ville der blive taget højde for de elektriske felter samt antennen virkningen. Filteret ville blive designet med et stelplan og planerne til signalvejene ville blive gjort mindre end ved filter vers. 2. Som udgangspunkt ville der ikke blive brugt luftspoler i filteret, men ferritkerne spoler, da disse har bedre EMC egenskaber. Var det et krav, at der skulle bruges luftspoler, ville disse blive tilsluttet, så de inderste viklinger var tilsluttet forstærkeren. Økonomiske overvejelser Kigger man på filteret fra en økonomisk synsvinkel, er det klart, at filteret med ferritkerne spoler er at fortrække frem for filteret med luftspoler. Der er mindre ledningsbåren og feltbåren emission for filteret med ferritkerne. Desuden kunne der ikke måles nogen væsentlig forskel for THD for de to spoletyper. Luftspolen koster 500 kr. og en ferritkerne spole kan fås til omkring 50 kr. Luftspolen er altså 10 gange dyre og da det er en forstærker med fire kanaler, hvor udgangen er brokoblet, skal der bruges 8 spoler, hvilket giver en pris forskel på: Det er altså både billigere og bedre set med EMC brillerne, at bruge ferritkerne spoler frem for luftspoler. Når dette er sagt accepterer vi, som tidligere nævnt, at der inden for lydkvalitet er nogle ting, som ikke kan måles, men stadig høres. Der kunne derfor blive lavet en blindtest, hvor en række testpersoner, skulle høre forskel på en forstærker monteret med henholdsvis luftspoler og ferritkerne spoler. Ud fra denne undersøgelse kunne der så blive taget stilling til, om valget af luftspoler kunne betale sig. 55

56 Filterne med luftspoler overholder kravene for emission, men man skal være opmærksom på, at der er en større risiko, for at overskride de tilladte grænser især med hensyn til den feltbårne emission. Konklusion Der er blevet designet to filtre til udgangen af Helio Audios klasse-d forstærker. Den elektromagnetiske udstråling er simuleret og målt, og holdt op mod de internationale grænser. Det kan konkluderes at forstærkeren med de producerede filtre, i forhold til den ledningsbårne emission, ligger væsentligt under det tilladte. Der er en god margin for alle kombinationer at filter design og komponent typer, men der kan stadig ses en væsentlig forskel i forhold til de designmæssige valg der er foretaget. Det ses tydeligt at de to forskellige filter layouts har mindre betydning for den ledningsbårne emission, end spoletyperne. Udstrålingen af den luftbårne emission er, som det er beskrevet, målt uden den normale skærmning. Dette medfører at emissionen ligger meget tæt på, og ved nogle frekvenser, over den maksimale grænse. Den fraværende skærmning hjælper til gengæld, ved ikke at dæmpe forskellen på de forskellige filtre. Det ser mod forrentning ud til, at de elektriske felter, frem for de magnetiske, dominere den samlede feltbårne udstråling. Dette betyder at den ønskede forskel i udstråling af magnetisk emission, enten ikke er tilstedeværende, eller er blevet overdøvet af de dominerende elektriske felter. Med hensyn til hvilken indflydelse spolernes type får, for den feltbårne udstråling, ses det til gengæld tydeligt, at der er en stor forskel. Det er under projekt perioden blevet opdaget, at den retning luftspolen vender har betydning for udstrålingen, dette skyldes som beskrevet, den øgede udstråling af elektriske felter fra luftspolens brede folie vindinger. Skulle der arbejdes videre med dette projekt er der en række punkter der ville være interessante at undersøge. Det ville være spændende at undersøge hypotesen om, at forstærkeren overholder kravene til feltbåren emission hvis den var skærmet. Det ville være interessant at undersøge om antagelsen, om at gode EMC egenskaber afspejler sig ved både emission og immunitet. 56

57 Litteraturliste - Designing Audio Power Amplifiers af Bob Cordell - Udleveret materiale af lektor Niels-Ebbe Dam til undervisning i elektrofysik. - Grundlæggende EMC 1 fænomener og konstruktionsprincipper af Keld Skov, Lars Mandrup, Leif Johannsen og Per Lysgaard, udgave 1.0, revision Grundlæggende EMC 2 standarder og testmetoder af Keld Skov, Per Lysgaard, Lars Mandrup og Sigurd Bentz, udgave 2.0 Referenceliste - Ref. 1: Designing Audio Power Amplifiers af Bob Cordell - Ref. 2: Udleveret materiale af lektor Niels-Ebbe Dam til undervisning i elektrofysik. - Ref. 3: Grundlæggende EMC 1 fænomener og konstruktionsprincipper af Keld Skov, Lars Mandrup, Leif Johannsen og Per Lysgaard, udgave 1.0, revision Ref. 4: Grundlæggende EMC 2 standarder og testmetoder af Keld Skov, Per Lysgaard, Lars Mandrup og Sigurd Bentz, udgave

58 Appendix Filter design Beregninger Figur 65 - Udregninger af kondensatorværdi og dæmpningsfaktor Simulering af filterkarakteristik Figur 66 viser det simple kredsløb, der indledningsvis blev simuleret filterkarakteristik på. Figur 66 - Skematik over LC filter Figur 67, Figur 68 og Figur 69 viser simuleringsresultaterne. 58

59 Figur 67 - Simulering af forstærkning og fase af kredsløbet fra Figur 66 Figur 68 - Skema over simuleringsresultater ved 20 Hz og 20 khz Figur 69 - Skema over simuleringsresultater ved 50 khz og 384 khz Simulering af ledningsbåren emission Udregningen på Figur 70 er udregningen af kapaciteten mellem forstærkeren og stelplanet, der bruges under måling af den ledningsbårne emission. Figur 70 - Udregning af kapacitet mellem forstærker og stelplan A forstærker er arealet af forstærkeren, d er afstanden mellem forstærkeren og stelplanet og k er permittiviten for luft. På Figur 71 omregnes den simulerede værdi for emission ved skiftefrekvensen til dbμv, så den kan sammenlignes med grænserne angivet i CISPR

60 Figur 71 - Omregning af simulert emission ved skiftefrekvens De to layouts Filter vers. 2 De to understående billeder viser layoutet for filter vers. 2 Figur 72 - Forsiden af layoutet for filter vers. 2 Figur 73 - Bagsiden af layoutet for filter vers. 2 Forsiden som ses på Figur 72, er et stelplan. På bagsiden (Figur 73) er forbindelserne, som for at lave en god kontakt er store figurer fyldt med kobber. Filter vers. 3 Figur 74 og Figur 75 viser forsiden og bagsiden, i den nævnte rækkefølge, af printet for filter vers

61 Figur 74 - Forsiden af layoutet for filter vers. 3 Figur 75 - Bagsiden af layoutet for filter vers. 3 Dette print har ikke noget stelplan. Der er dog stadig lagt et kobber arealer på begge sider, da dette gør at der ikke skal syres, så meget kobber væk under produktionen. Filterkarakteristik målinger I dette afsnit vil filterkarakteristikken for de fire filtre blive målt på en gain/phase analyzer, for at verificerer at filteret overholder de opstillede krav. 61

62 Figur 76 - Testopstilling ved reference måling Måleresultaterne på Figur 77, Figur 78 og Figur 79 verificerer, at filteret vers. 2 med luftspoler overholder de krav der er opsat for filteret omkring dæmpning i det hørebare område og samt skæringsfrekvensen. Måleresultatet på Figur 80 viser dæmpningen ved skiftefrekvensen. Alle resultaterne fra målingerne vises i tabellen på Figur 93. Figur 77 Måling af forstærkning ved 20 Hz for filter vers. 2 med luftspole 62

63 Figur 78 Måling af forstærkning ved 20 khz for filter vers. 2 med luftspole Figur 79 - Skæringsfrekvens for lavpasfilter for filter vers. 2 med luftspole 63

64 Figur 80 - Dæmpning ved skiftefrekvensen for filter vers. 2 med luftspoler Måleresultaterne på Figur 81, Figur 82 og Figur 83 verificerer, at filteret vers. 2 med ferritkerner overholder de krav der er opsat for filteret omkring dæmpning i det hørebare område, samt skæringsfrekvensen. Måleresultatet på Figur 84 viser dæmpningen ved skiftefrekvensen. Alle resultaterne fra målingerne vises i tabellen på Figur

65 Figur 81 - Måling af forstærkning ved 20 Hz for filter vers. 2 med ferritkerne Figur 82 - Måling af forstærkning ved 20 khz for filter vers. 2 med ferritkerne 65

66 Figur 83 - Skæringsfrekvens for lavpasfilter for filter vers. 2 med ferritkerne Figur 84 Dæmpningen ved skiftefrekvensen for filter vers. 2 med ferritkerne 66

67 Måleresultaterne på Figur 85, Figur 86 og Figur 87 verificerer, at filteret vers. 3 med luftspoler overholder de krav der er opsat for filteret, omkring dæmpning i det hørebare område, samt skæringsfrekvensen. Måleresultatet på Figur 88 viser dæmpningen ved skiftefrekvensen. Alle resultaterne fra målingerne vises i tabellen på Figur 93. Figur 85 - Måling af forstærkning ved 20 Hz for filter vers. 3 med luftspole 67

68 Figur 86 - Måling af forstærkning ved 20 khz for filter vers. 3 med luftspole Figur 87- Skæringsfrekvens for lavpasfilter for filter vers. 3 med luftspoler 68

69 Figur 88 - Måling af forstærkning ved skiftefrekvensen for filter vers. 3 med luftspole Måleresultaterne på Figur 89, Figur 90 og Figur 91 verificerer, at filteret vers. 3 med ferritkerner overholder de krav der er opsat for filteret, omkring dæmpning i det hørebare område, samt skæringsfrekvensen. Måleresultatet på Figur 92 viser dæmpningen ved skiftefrekvensen. Alle resultaterne fra målingerne vises i tabellen på Figur

70 Figur 89 Måling af forstærkning ved 20 Hz for filter vers. 3 med ferritkerne Figur 90 Måling af forstærkning ved 20 khz for filter vers. 3 med ferritkerne 70

71 Figur 91 - Skæringsfrekvens for lavpasfilter for filter vers. 3 med ferritkerne Figur 92 - Dæmpning ved skiftefrekvensen for filter vers. 3 med ferritkerne 71

72 Filterkarakteristik Aflæsning i db Filter version Spole type 20 Hz 20 khz -90 (centerfrekvens for LP filter) Luftspole db db db VERS. 2 (51 khz) Ferritkerne db db db (53 khz) Luftspole mdb mdb db VERS. 3 (51 khz) ferritkerne mdb mdb db (56 khz) Simulering af filterkarakteristik Generel simulerings model db db db (10 Hz) (50 khz) Figur 93 - Tabel over filterkarakteristik målinger og simulering Skiftefrekvensen (384 khz) db db db db db I tabellen på Figur 93 kan de ses at alle filtrene har tilnærmelsesvis samme karakteristik fra 20 Hz til 380 khz. Derudover kan det ses at simuleringen giver tilnærmelsesvis samme karakteristik i samme frekvensområde. Både de målte filtre og simuleringsmodellen overholder kravene. Parasitkomponenter I dette afsnit vil ækvivalent diagrammerne for kondensatoren og de to spoler blive målt. Derudover vil de fire forskellige filtre blive målt, for at lokaliserer centerfrekvenserne for parasit filtrene. Til sidste vil ækvivalent diagrammerne for filtrene med forskellige spoler blive simuleret og sammenlignet med de målte. Alt dette gøres for at forklare hvorfor den målte filterkarakteristik ikke opfører sig ideelt og for at undersøge om filter kravene stadig er overholdt, samt om dette kan have indflydelse på EMC egenskaberne. Figur 94 - Testopstilling for måling af komponent værdi, samt parasitkomponent værdier Måleopstillingen på Figur 94 viser hvordan parasit egenskaberne for spolen med ferritkerne er målt. De to andre komponenter er målt på samme måde, dog uden at der er loddet tilledningerne på, da det ikke var nødvendigt for at udføre målingen. 72

73 Figur 95 - Ækvivalentdiagram for en første orden tilnærmelse af en kondensator Ækvivalent diagrammet for en kondensator er en kondensator, er en spole i serie med kondensator i serie med en modstand, som det kan ses på Figur 95. Spolen repræsenterer induktansen i tilledningerne, kondensatoren repræsenterer kapacitet og modstanden repræsenterer tabet gennem komponenten. Værdi for parasit komponenterne er vist på Figur 95. Figur 96 - Ækvivalentdiagram for en første ordens tilnærmelse af en spole med ferritkerne 73

74 Figur 97 - Ækvivalentdiagram for en første ordens tilnærmelse af en spole med luftkerne Figur 96 og Figur 97 viser ækvivalent diagrammet for en spole, som er en spole i parallel med en kondensator i parallel med modstand. Spolen repræsenterer spolens induktans. Kondensatoren repræsenterer kapaciteten mellem viklingerne. Modstanden repræsenterer tabet gennem spolen. Resultaterne over parasit egenskaberne er samlet i tabellen på Figur 98. Tabel over parasitkomponenter Komponent Modstand [Ω] Induktans [H] Kapacitet [F] Kondensator * * *10-9 Spole med ferritkerne * * *10-12 Luft spole * * *10-12 Figur 98 - Tabel over parasitkomponenter De 8 (9) nedenstående figurer viser målingerne af notchfiltrenes centerfrekvenser samt dæmpninger ved dem, for de fire forskellige filtre. Resultaterne er indsat i tabellen på Figur 118 hvor de sammenlignes med de beregnede og simulerede. 74

75 Figur 99 - Centerfrekvens for notch filter dannet af kondensatoren og dens parasitegenskab for filter vers. 2 med luftspoler Figur Centerfrekvens for notch filter dannet af spolen og dens parasitegenskab for filter vers. 2 med luftspoler 75

76 Figur Centerfrekvens for notch filter dannet af kondensatoren og dens parasitegenskab for filter vers. 2 med ferritkerne Figur Centerfrekvens for notch filter dannet af spolen og dens parasitegenskab for filter vers. 2 med ferritkerne 76

77 Figur Centerfrekvens for notch filter dannet af kondensatoren og dens parasitegenskab for filter vers. 3 med luftspoler Figur Centerfrekvens for notch filter dannet af spolen og dens parasitegenskab for filter vers. 3 med luftspoler 77

78 Figur Centerfrekvens for notch filter dannet af kondensatoren og dens parasitegenskab for filter vers. 3 med luftspoler Figur Centerfrekvens for notch filter dannet af kondensatoren og dens parasitegenskab for filter vers. 3 med luftspoler 78

79 Vi har beregnet hvor centerfrekvenserne for de notchfiltre, som parasitkomponenterne danner, ligger henne. Det gør vi, så vi kan verificerer, at det er disse parasitkomponenter, der skaber den målte filterkarakteristik. Beregningerne ses på Figur

80 Figur Udregninger af centerfrekvenser for filtre dannet af parasitkomponenter Resultaterne for beregningerne på Figur 107 er sat ind i tabellen på Figur 118, så resultaterne kan sammenlignes med de målte og simulerede. Figur 108 viser kredsløbet for det ideelle filter, samt filteret med parasit komponenter for luftspolen. 80

81 Figur Ideelt filter og filter med parasit komponenter for filteret med luftspoler Figur Simulerings resultat fra kredsløbene på Figur 108 Figur Skema over simulerings resultater fra Figur 109 i det hørbare område 81

82 Figur 111- Skema over simulerings resultater fra Figur 109, ved 53 khz og skiftefrekvensen Figur 112- Skema over simulerings resultater fra Figur 109 ved centerfrekvenserne for de to notch filtre Det kan ses på Figur 109, Figur 110, Figur 111 og Figur 112 viser simuleringsresultaterne for parasitfilternes centerfrekvenser, samt deres dæmpning ved den, for filteret med luftspoler. Parasit komponenter er af type og værdi som målt. Figur Ideelt filter og filter med parasit komponenter for filteret med ferritkerner 82

83 Figur Simulerings resultat fra kredsløbene på Figur 113 Figur 115- Skema over simulerings resultater fra Figur 114 i det hørbare område Figur Skema over simulerings resultater fra Figur 114, ved 53 khz og skiftefrekvensen Figur 117- Skema over simulerings resultater fra Figur 114, ved centerfrekvenserne for de to notch filtre 83

84 Filter version VERS. 2 VERS. 3 Generel model Generel model Måling af centerfrekvenser for parasit filtre Spole type Notch filter 1 Notch filter 2 Centerfrekvens Dæmpning Centerfrekvens Dæmpning Luftspole 1.2 MHz db 8.2 MHz db Ferritkerne 1.1 MHz db 19 MHz db Luftspole 0.8 MHz db 15.7 MHz db ferritkerne 0.6 MHz db 11.4 MHz db Beregninger af centerfrekvenser for parasit filtre Luftspole 0.8 MHz IB 8.5 MHz IB Ferritkerne 0.8 MHz IB 15 MHz IB Simuleringer af centerfrekvenser for parasit filtre Luftspole 0.8 MHz db 8.7 MHz db Ferritkerne 0.8 MHz 62.0 db 15 MHz 66.9 db Figur Tabel over parasit filtres centerfrekvenser og dæmpning. Målinger, beregninger og simuleringer. IB = ikke beregnet Det kan ses i tabellen på Figur 118, at de målte centerfrekvenser ikke passer fuldstændig med de målte og beregnede. Det gør de ikke da der simuleres og beregnes med en første ordens tilnærmelse. Havde en højere ordens tilnærmelse været brugt, ville de målte værdier sandsynligvis stemt bedre overens med de beregnede og simulerede. Udover det er der også noget induktans i printbanerne, som også kommer til udtryk ved høje frekvenser. Dog er de målte og de beregnede og simulerede resultater, så tilnærmelsesvis ens at parasit komponenter forklarer filtresne karakteristik. Umiddelbart er den eneste parasitegenskab der kan skabe nogle problemer, for emissionen, det højpasfilter ligger på ca. 126 MHz og ca. 200 MHz ifølge beregningen på Figur 107. Denne filterkarakteristik kan skabe nogle problemer, da mere og mere energi lukkes igennem. Det vil i undersøgelserne om feltbåren emission blive undersøgt om dette er et problem. Efter at have fundet en første ordens tilnærmelse af ækvivalentdiagrammer for de to typer spoler og kondensatoren, simuleres den ledningsbåren emission igen med de opdaterede diagrammer. Dette gøres for at kontrollere at filtrenes parasitegenskaber ikke medfører, at kravene til emission ved skiftefrekvensen bliver overtrådt. Derudover vil de simulerede værdi sammenlignes med de målte, efter at disse er gennemgået, for at kunne vurderer om simuleringsmodellen giver et realistisk billede af den ledningsbårne emission. På Figur 119 ses kredsløbet for forstærkeren, filteret med luftspoler og ISN. 84

85 Figur Kredsløb til simulering af ledningsbåren emission for filterne med luftspoler Figur 120 og Figur 121 viser et fft response af kredsløbet på Figur 119. Figur fft response for kredsløbet på Figur 119 Figur Zoom omkring skiftefrekvensen for fft response på Figur

86 Figur Omregning af emission ved skiftefrekvens Det kan på Figur 122 ses at den simulerede ledningsbårne emission for filteret med luftspolerne overholder den maksimalt tilladte emission ved skiftefrekvensen på ca. 75 dbμv. Figur 123 viser kredsløbet der er simuleret ledningsbåren emission for filteret med ferritkerne spoler. Figur Kredsløb til simulering af ledningsbåren emission for filterne med ferritkerne spoler Figur 124 og Figur 125 viser fft responset af kredsløbet på Figur 123. Figur fft response for kredsløbet på Figur

87 Figur Zoom omkring skiftefrekvensen for fft response på Figur 124 Figur Omregning af emission ved skiftefrekvens Omregningen på Figur 126 viser at filteret med ferritkerne spolerne ligger under grænsen for den maksimalt tilladte emission ved skiftefrekvensen. EMC målinger Ledningsbåren Impedans stabiliserende netværk I rapporten nævnes det at de ISN er, der er bygget ud fra standarden CISPR22 ikke ligner et kredsløb, med en konstant impedans. Vi har målt impedansen fra signalledningerne til jord på ISN en, der isolerer højtaleren fra forstærkeren, da det er på udgangen af forstærkeren vi ønsker at måle emissionen måles. Måleopstilling vises på Figur 127. Figur Måleopstilling for udgangsimpedans på ISN'en der kobler højtaleren til forstærkeren 87

88 De to EUT indgange til netværket er kortsluttet. I serie med outputtet er sat en 50 Ω modstand, som simulerer indgangsimpedansen i spectrum analyzeren. Der måles mellem jord og de to kortsluttede indgange. Da ISN en skal bruges til at måle den lednngsbårne emission, måles der ligeledes i frekvens intervallet 150 khz 30 MHz. Figur 128 Udgangsimpedans for ISN ved 150 khz På Figur 128 kan det ses at impedansen ikke er stabil på 150 Ω og at fasen ikke er 0 +/-20 i det målte frekvensinterval. Ved 150 khz er impedansen tæt på at være 150 Ω men fasen er ikke inden for grænsen. 88

89 Figur 129 Udgangsimpedans for ISN ved 3.3 MHz Det kan ses på Figur 129 at impedansen topper ved 3.3 MHz. Impedansen er 23.9 kω og fasen er -8. Impedansen er altså langt større end de forventede 150 Ω. Dette vil medføre en større spændingsdeling end forventet, som der tages højde for. 89

90 Figur 130 Udgangsimpedans for ISN ved 30 MHz Det kan ses på Figur 130 at impedansen ved 300 MHz er 400 Ω og dermed højere end de forventede 150 Ω. Grundet de ovenstående resulter har vi bygget en ny ISN, som den forventede fase og impedans. Denne nye ISN vil fremover blive omtalt ISN vers. 2. Dette gør at vi kan måle den ledningsbårne udstrålede støj med en ISN, som fungerer som vi forventer det skal. Det er spændende at se om vi kan overholde kravene for ledningsbåret udstråling uden at snyde ved at dele signalet. Differensspolen som sidder efter modstandene, er i kredsløbet for at adskille de to signalledninger fra hinanden. Kondensatorerne er for at begrænse de strømme der trækkes, så der ikke trækkes lavfrekvent strøm da det kan skade EUT. I denne situation udføres målinger på effektelektronik som er lavet til at kunne levere strøm til en impedans på ned til 4 Ω, differensspolen kan derfor undværes da der er en væsentligt større impedans mellem signalledningerne. Derfor designer vi et kredsløb, som består af en kondensator og en modstand i serie. Dette vil skabe en højpasfilter. Vi designer det sådan at skæringsfrekvensen ligger over det hørbare frekvensområde (20 Hz - 20kHz), da vi alligevel ikke er interesseret i at kigge på frekvenser i det område. Figur Beregning af skæringsfrekvens for filter i ISN 2 Beregningen for skæringsfrekvensen er vist på Figur

91 Figur 132 Udgangsimpedans for ISN 2 Det kan ses at udgangsimpedansen for ISN Vers. 2 er konstant i det frekvensområde, som der måles ledningsbåret støj i. Både amplituden og fasen lever op til de krav der er stillet i CISPR 22. ISN kredsløbene der er blevet bygget er blevet isoleret i bokse af aluminium, så de ikke opfanger støj fra omgivelserne. De færdige bokse med kredsløb installeret er vist på Figur 133 og Figur

92 Figur ISN for højtaler tilslutning, samt måle udtag Figur ISN for tone generator tilslutning Målinger af ledningsbåren emission Målingerne af den ledningsbåren emission er udført med både ISN erne der er defineret i standarden og hvor at den ISN, hvor måle outputtet er taget, er udskiftet med ISN vers

93 Målingerne er foretaget i et skærmet rum på DTU Ballerup Campus, for at undgå, at måle anden støj end emissionen. Måleopstilling er vist på Figur 135. Opstillingen er lavet, så den overholder kravene ifølge standarden CISPR 22. Figur Måleopstilling for ledningsbåren emission Ved målinger for samtlige filtre er aflæst fire værdien fra spektrum analyzeren. Det første punkt er ved 150 khz, hvor standarden kræver den mindste dæmpning. Dernæst er aflæst niveauet ved skiftefrekvensen, da den er den, som forventes at have det højeste niveau. Det næstsidste punkt er ved 500 khz, hvor der er et knæk i kurven over grænserne. Sidste punkt er ved største peak ved en frekvens større end 500 khz. Der er foretaget samme målinger med ISN standard og ISN vers. 2. Resultaterne vil blive sammenlignet og forklaret sidst i afsnittet. ISN standard Figur 136, Figur 137, Figur 138 og Figur 139 viser de målte kurver af den ledningsbåret EMC for de fire filtre med ISN standard. Resultaterne er samlet i tabellen på Figur 140. Søjlediagrammet på Figur 141 giver en grafisk sammenligning af resultaterne for de fire filtre. 93

94 Figur Måling af ledningsbåren emission for filter vers. 2 med luftspoler. Målt med ISN ud fra standarden Figur Måling af ledningsbåren emission for filter vers. 2 med ferritkerne. Målt med ISN ud fra standarden 94

95 Figur Måling af ledningsbåren emission for filter vers. 3 med luftspoler. Målt med ISN ud fra standarden Figur Måling af ledningsbåren emission for filter vers. 3 med ferritkerne. Målt med ISN ud fra standarden 95

96 Standard ISN Filter 150 khz 380 khz 500 khz Højeste niveau over 500 khz, [dbµv] [dbµv] [dbµv] aflæst frekvens [dbµv] Vers.2 Luftspole Vers.2 Ferritspole Vers.3 Luftspole Vers.3 Ferritspole Figur 140 Resultater fra målinger af ledningsbåren emission med standard ISN. Til det aflæste niveau fra kurven er der lagt 9.5 db til Figur Målinger af ledningsbåren emission med standard ISN på Figur 141 vises en sammenligning af måleresultaterne. Alle filtrene ligger med god margin under maksimum grænserne. Det ses at niveauet ved skiftefrekvensen er højest, med undtagelse for filter vers. 3 med luftspole. Grunden skal formentlig findes ved parasit komponenterne. Forventningen var at der kunne være et problem ved skiftefrekvensen, så at det er ved den, at der er det højeste niveau er på ingen måde en overraskelse. ISN vers. 2 Målingerne på Figur 142, Figur 143, Figur 144, Figur 145 er resultaterne for de fire filtre med ISN vers. 2. Ligesom for målingerne for filtrene med ISN standard er resultaterne samlet i en tabel. Disse er vist på Figur 146. Figur 147 viser et søjlediagram over resultaterne. 96

97 Figur Måling af ledningsbåren emission for filter vers. 2 med luftspoler. Målt med ISN vers. 2 Figur Måling af ledningsbåren emission for filter vers. 2 med ferritkerne. Målt med ISN vers. 2 97

98 Figur Måling af ledningsbåren emission for filter vers. 3 med luftspoler. Målt med ISN vers. 2 Figur Måling af ledningsbåren emission for filter vers. 3 med ferritkerne. Målt med ISN vers. 2 98

99 ISN 2 Filter 150 khz 380 khz 500 khz Højeste niveau over 500 khz, [dbµv] [dbµv] [dbµv] aflæst frekvens [dbµv] Vers. 2 Luft Vers. 2 Ferrit Vers. 3 Luft Vers. 3 Ferrit Figur Resultater fra målinger af ledningsbåren emission med ISN vers. 2. Til det aflæste niveau fra kurven er der lagt 9.5 db til Figur 147 Sammenligning af målinger af ledningsbåren emission med ISN vers. 2 Figur 147 illustrerer måleresultaterne samt grænserne for den maksimale tilladte ledningsbårne emission. Alle filtrene overholder grænserne, men sammenlignet med ligger niveauer højere. Dette er forventet da der sker end mindre spændingsdeling mellem ISN vers. 2 og spektrum analyzeren. Men ellers er billedet det samme. Det højeste peak findes ved skiftefrekvensen og niveauet ligger under den maksimale tilladte grænse. Feltbåren Målingerne af den feltbåren emission er foretaget med hjælp fra μ-pc. μ-pc har udviklet et program, der henter data ud af en spektrum analyzer, med grænser der overholder reglerne om båndbredde og 99

100 opløsning. I de udtrukne målinger er der modregnet antenne faktor, samt taget højde for afstanden til EUT. Grænserne der indsat som en rød streg på måleresultaterne, er grænser for elektroniske apparater til industri brug. Grænserne for forbruger elektronik er 10 db lavere. Billederne på Figur 148, Figur 149, Figur 150 og Figur 151 viser opstillingen, for målingerne. Målinger er fortaget med en bilog antenne, da denne type antenne kan måle i frekvensområdet 30 MHz 1.3 GHz. Ifølge CISPR 22 skal der måles fra 30 MHz til 1 GHz. Bilog antennen er en kombination af en log-periodisk der normalt kan måle i frekvensområdet 100 MHz 1.3 GHz og en bikonisk antenne der normalt kan måle i frekvensområdet 30 MHz 100 MHz.. Det første der er gjort, er at der er lavet em baggrundsmåling for at se hvordan emissionen, ser ud uden at forstærkeren er tændt. Baggrundsmålingen er lavet både med antennen vandret og lodret. Figur Kabelføring til forstærkeren under målinger af feltbåren emission 100

101 Figur Måleopstilling for feltbåren emission Figur Bilog-antennen der blev brugt til målingerne af feltbåren emission 101

102 Figur Strømforsyning, tone generator, samt oscilloskop Figur 152 Baggrundsmåling af feltbåren emission med antennen lodret Figur 153 Baggrundsmåling af feltbåren emission med antennen vandret 102

103 Det kan ses på Figur 152 og Figur 153 at der ved bestemte frekvenser, at der er niveauer der overstiger grænserne. Omkring 100 MHz ses det at der er flere peaks der overstiger det tilladte niveau. Støjen der måles kommer fordi der sendes radio kanaler ved disse frekvenser. Fra 140 MHz til 170 MHz er der også flere peaks der overstiger det tilladte niveau. Dette skyldes at der sendes tv kanaler mellem disse frekvenser. Peaken der er lige under 1 GHz, skyldes at det er ved den frekvens GSM båndet ligger. De niveauer der ligger over grænserne på baggrundsmålingen vil også ligge over på de andre målinger. Det vil vi ikke betragte, som forstærkeren vi tester på generer. Derfor vil vi ikke diskuterer de peak, så længe de ligger på nogenlunde samme niveau. Efter at baggrundsmålingerne skulle den vinkel hvorfra forstærkeren gav største støjniveauer findes. Dette blev gjort ved at tage målinger hvor forstærkeren blev drejet med 45 grader af gangen i forhold til antennen. Alle målingerne blev foretaget med antennen både vandret og lodret. Positionen hvor filteret er placeret mod antennen defineres, som 0 grader. VANDRET De 8 nedenstående billeder viser målingerne for de 8 positioner med antennen vandret. Figur 154 Måling af feltbåren emission for filter vers. 2 med luftspoler og antennen vandret. Forstærkeren er drejet 0 grader. Figur 155 Måling af feltbåren emission for filter vers. 2 med luftspoler og antennen vandret. Forstærkeren er drejet 45 grader. 103

104 Figur 156 Måling af feltbåren emission for filter vers. 2 med luftspoler og antennen vandret. Forstærkeren er drejet 90 grader. Figur 157 Måling af feltbåren emission for filter vers. 2 med luftspoler og antennen vandret. Forstærkeren er drejet 135 grader. Figur 158 Måling af feltbåren emission for filter vers. 2 med luftspoler og antennen vandret. Forstærkeren er drejet 180 grader. 104

105 Figur 159 Måling af feltbåren emission for filter vers. 2 med luftspoler og antennen vandret. Forstærkeren er drejet 225 grader. Figur 160 Måling af feltbåren emission for filter vers. 2 med luftspoler og antennen vandret. Forstærkeren er drejet 270 grader. Figur 161 Måling af feltbåren emission for filter vers. 2 med luftspoler og antennen vandret. Forstærkeren er drejet 315 grader. Den største emission ses på Figur 154, hvor forstærkeren er drejet 0 grader. LODRET De næste 8 figurer viser målingerne af den feltbårne emission med forstærkeren i 8 forskellige positioner og antennen lodret. Den måling med de største støjniveauer vil blive sammenlignet med målingen på Figur 154, som var den måling med højeste støjniveauer med antennen vandret. 105

106 Figur 162 Måling af feltbåren emission for filter vers. 2 med luftspoler og antennen lodret. Forstærkeren er drejet 0 grader. Figur 163 Måling af feltbåren emission for filter vers. 2 med luftspoler og antennen lodret. Forstærkeren er drejet 45 grader. Figur 164 Måling af feltbåren emission for filter vers. 2 med luftspoler og antennen lodret. Forstærkeren er drejet 90 grader. 106

107 Figur 165 Måling af feltbåren emission for filter vers. 2 med luftspoler og antennen lodret. Forstærkeren er drejet 135 grader. Figur 166 Måling af feltbåren emission for filter vers. 2 med luftspoler og antennen lodret. Forstærkeren er drejet 180 grader. Figur 167 Måling af feltbåren emission for filter vers. 2 med luftspoler og antennen lodret. Forstærkeren er drejet 225 grader. 107

108 Figur 168 Måling af feltbåren emission for filter vers. 2 med luftspoler og antennen lodret. Forstærkeren er drejet 270 grader. Figur 169 Måling af feltbåren emission for filter vers. 2 med luftspoler og antennen lodret. Forstærkeren er drejet 315 grader. Sammenligning af de fire filtre Sammenligningen mellem de fire filtres feltbårne emission, sker i positionen 0 grader med antenne lodret, da denne position gav de højeste støjniveauer for filter vers. 2 med luftspoler. De tre understående billeder, viser måleresultaterne for filter vers. 2 ferritkerne spoler og filter vers. 3 med henholdsvis luftspoler og ferritkerne spoler. Resultaterne er sammen med resultaterne for filter vers. 2 med luftspoler sammenlignet i tabellen på Figur 173. Figur 170 Måling af feltbåren emission for filter vers. 2 med ferritkerne og antennen lodret. Forstærkeren er drejet 0 grader. 108

109 Figur 171 Måling af feltbåren emission for filter vers. 3 med luftspoler og antennen lodret. Forstærkeren er drejet 0 grader. Figur 172 Måling af feltbåren emission for filter vers. 3 med ferritkerne og antennen lodret. Forstærkeren er drejet 0 grader. Spolen Version Spole ~42 MHz ~82 MHz ~150 MHz ~260 MHz 2 Luft 74 db 78 db 66 db 63 db 2 Ferritkerne 70 db 72 db 67 db 60 db 3 Luft 71 db 76 db 79 db 67 db 3 Ferritkerne 70 db 72 db 67 db 60 db Figur Tabel over feltbåren emission ved udvalgte frekvenser 109

110 THD På Figur 174, Figur 175, Figur 176 og Figur 177 vises resultaterne af målingerne af THD for de fire filtre. Resultaterne er samlet i tabellen på Figur 178. Figur Måling af THD for filter vers. 2 med luftspoler Figur Måling af THD for filter vers. 2 med ferritkerne 110

111 Figur 176 -Måling af THD for filter vers. 3 med luftspoler Figur Måling af THD for filter vers. 3 med ferritkerne 111

112 Filter Version Spole type THD [%] 2 Luftspole Ferritkerne Luftspole Ferritkerne 0.32 Figur Tabel over resultater for målt THD Figur Opstilling til måling af THD Milestone plan Dato Opgave Aflevering af endelig problemformulering Afslut indledende undersøgelser Endelig design færdig Test og måling afsluttes Første udkast af rapport Aflevering af rapport Figur Milestone plan 112

113 Figur Tidsplan 113