Mosfet. FET transistorer Generelt. Version 27/

Transkript

1 7/8-15 FET transistorer Generelt. Fet-transistorer er opbygget helt anderledes end bipolar transistorerne. Her er det ikke en basisstrøm, der styrer ledeevnen gennem transistoren, men et elektrisk felt. Dvs. der blot skal en spænding på indgangen, der her kaldes Gate. Heraf navnet, Field Effect Transistorer. Familietræet for alle transistorer kan tegnes som denne skitse: Bipolar FET Almindelige Bipolare transistorer NPN og PNP J-FET ( P & N-kanal ) Depletion, Selvledende ( P & N-kanal ) Mosfetter Enhangement, Selvspærende ( P & N-kanal ) Eller som her, gaflet fra nettet: Kilde: Som der ses, findes der flere typer FET er. Fælles for de forskellige FET-typer er: Styres af spændingen på gaten. UGS Af: Valle Thorø Side 1 af 35

2 7/8-15 Har stor indgangsmodstand Ri på gaten. Fx 1 1 Ohm statisk. Dynamisk vil kapaciteter på chippen spille ind!! og kræve en strøm i gaten, stigende ved højere frekvenser! Der er stor parameterspredning Transistorerne findes både som P & N-kanal Nogle forhold er ringere, nogle er bedre end Bipolar transistorer. FET-er har en lav forstærkning. MOSFET For MOSFET s gælder, at gaten er totalt isoleret fra halvlederkrystallet med en tynd oxid-film. Der er ingen diode som i JFET er. De kaldes også for Isoleret Gate FET. Dette giver en meget høj Ri på 1 til 1 TerraOhm. Men herved opnås også problemer med følsomhed overfor statisk elektricitet. Dette fordi gatens isolering fra Drain-Source-kanalen er udført med et meget tyndt lag Metal Oxid, og derfor skal der ikke så stor spænding til på gaten før der sker gennemslag, og ødelæggelse af transistoren. Mosfet s bruges til småsignal forstærkere hvor stor Ri ønskes. Og til SWITCH-formål, både for småsignaler og til meget store strømme. De kaldes så fx for Power-MOS Som for J-FET er det, man udnytter, at modstanden mellem Drain og Source kan styres af en spænding på Gaten. Leder transistoren bliver modstanden RDrain-Source eller RDS meget lille. Der er P I R W derfor kun lille varmetab ved store strømme. Varmeafsætningen findes som For MOSFET er til store strømme har man tilstræbt, at modstanden fra Drain til Source er så lille som muligt, for ikke at få for stor effektafsætning og dermed tab og opvarmning. Og der er tilstræbt at transistoren kan modstå meget høje Drain-spændinger. Der findes to typer MOSFET s : Selvspærrende, og Selvledende: Men hver af typerne fremstilles i både småsignal og power-udgaver. Selvspærrende MOSFET, på engelsk, Enhancement MOSFET Af: Valle Thorø Side af 35

3 7/8-15 Til højre ses diagramsymbolerne for MOSFET. I venstre side N-kanal, og i højre side P- kanal. Gate N-Kanal Selvspærrende Drain P-Kanal Source Gate Q BS5 Linjen til højre for gaten er stiplet, for at indikere, at Mosfet en ikke er ledende ved Ugs = Volt. Source Drain Strøm Drain Source Strøm Gate IRF54 Gate Q IRF954 Source Drain Med Friløbsdioder Grafer for transistorernes lede-egenskaber. I DS I DS U gs th U GS U gs th N-kanal P-kanal Eks: BS17 Eks: BS 5 At en MOSFET-transistor er Selvspærrende betyder, at ved en gate-spænding på Volt i forhold til Source, vil den spærre. Kommer gatespændingen over en værdi, kaldet U gs treshold, leder transistoren. Opbygningen af transistoren kan skitseres med følgende: Af: Valle Thorø Side 3 af 35

4 7/8-15 Hvis VGS =, er transistoren OFF. Der løber ingen strøm fra Drain til Source. Drain N Transistoren er i dens Cut Off Region. Gate Vgs + Source N P B + VDS Hvis VGS forøges, vil transistoren forblive i dens cut off indtil VGS når et specielt niveau, kaldet dens Threshold voltage, VT. Typisk er VT nogle få volt. I cut off haves, at i d for V GS V T ORCAD simulering. VPWL er fra til 5 Volt. 15Vdc V Ugate M1 R3 I 5 Udrain V4 IRF15 Usource 3mA ma 1mA A V 1.V.V 3.V 4.V 5.V -I(R3) V(UGATE) Af: Valle Thorø Side 4 af 35

5 7/8-15 Bemærk, ud ad X-aksen er Gatespændingen, Ugs. I graf-visningsprogrammet ( vinduet ) gå ind i Plot, / Axis Settings / Axis Variables. Vælg her Ugate. Nu er VGS større end thresholdspændingen. Holes Det elektriske felt fra gaten frastøder hullerne fra området under gaten, og tiltrækker elektronerne. Elektronerne kan let flyde fra Source gennem PN-dioden. Dette producerer en N-type kanal mellem Drain og Source. Altså, hvis VDS forøges, løber der en strøm fra Drain til Source Holes Vgs Drain Gate + Source N P N Electrons B Channel + VDS Electrons For små værdier af VDS, er Drain strømmen proportional med VDS. Plottes id for forskellige værdier af VGS fås viste graf. Id Hvis VGS forøges, bliver kanalen tykkere. For små værdier af VDS, er ID proportional med VDS. Increasing Vgs Transistoren opfører sig som modstand, hvis værdi er afhængig af VGS. Modstanden formindskes hvis VGS forøges. VDS Af: Valle Thorø Side 5 af 35

6 7/8-15 I Triode region er V V V DS GS Threshold Id I mætnings området er V V V DS GS THRESHOLD Eftersom VDS forøges, vil kanalen nedbrydes ved Drain, og ID forøges mindre hurtigt. Triode Saturation Slutteligt, for VDS (VGS VTHRESHOLD ) bliver ID mere konstant. VDS Id Hvis VGS forøges, vil ID saturation strømmen forøges. Triode Saturation VGS= 5 Grænsen mellem Triode regionen og saturation regionen er en parabel. VGS= 4 VGS= 3 VDS Saturation strøm for forskellige VGS spændinger. Idrain kan beregnes af formlen: I D K U U gs gsth Der indgår en konstant, K, der beregnes af: K U U Eks.: ID ON = 3 ma ved UGS = 1 V, og UGS th = 5 Volt. UGS vælges til 8 Volt! GS I Don GSth Af: Valle Thorø Side 6 af 35

7 7/8-15 Der findes : K Don U U GS I GSth K 3mA, 1 1 5V V ma I D KU U ma, I D,1 8 5V 1, 8mA gs gsth V VCC RD I drain Quicent = 1,8 ma VOFF = VAMPL = FREQ = V VGS th = 5 V 8Vdc Vbias Loadline eller arbejdslinie : Følgende viser en grafisk analyse af arbejdslinien: VOFF = VAMPL = 1 V FREQ = 1 4Vdc V Vbias VCC V Rd 1k Uout Id 9 ma loadline A VGS= 5 Q VGS= 4 B VGS= 3 VDS Volt Arbejdslinien findes: Hvis transistoren er helt ON, er ID = ma. Hvis transistoren er helt OFF, er UDS = Volt. UGS er 4 Volt. I skæringspunktet for grafen for UGS ( her VGS ) og arbejdslinien kredsløbets arbejdspunkt, Q-point.! Af: Valle Thorø Side 7 af 35

8 7/8-15 Q-point ønskes at være ca midt på arbejdslinien, således at signal-svinget kan blive max I begge retninger uden at klippe. Maximum og minimum værdier for VGS er VGS max = 5 Volt, og VGS min = 3 Volt for et signal-input på 1 Volt peak. Uout er inverteret. Og fordi afstanden linierne for VGS = 5, 4 og 3 er forskellige, vil outputtet ikke være symmetrisk. Det er forvrænget. Men hvis kun et lille input signal påtrykkes, kan outputtet godt opfattes som ikke forvrænget. Biasing E-MOSFET som signalforstærker: Ved hjælp af to modstande indstilles en gatespænding, der bringer transistoren i et arbejdspunkt. Gatespændingen må være så høj, at transistoren leder halvt. Bias-spændingen etableres af en spændingsdeler: Gate spændingen er: R VG UCC R R 1 V G 5V Der flyder ingen strøm ind I gaten pga. Den extrem høje indgangsmodstand. Så Gate spændingen er lig: VOFF = VAMPL = 1 V FREQ = 1 V C1 VCC R1 3 Meg R 1Meg V Rd 4,7k Rs,7k C Uout V G V GS R S i D Transistoren skal bias es så den arbejder I dens saturation region, så det haves: i D K U U GS TRESH K er givet af geometrien I transistoren til fx 1 ma/v En grafisk løsning kunne se ud som følgende: Af: Valle Thorø Side 8 af 35

9 7/8-15 Grafen for id er parabolsk. Hvor det skærer arbejdslinien, haves arbejdspunktet, Q- point. En matematisk løsning ville give en. gradsligning med rødder. Ligningerne er: VG VGS og i K U D R S i D U GS TRESH Id VG/RS id Qpoint Uthreshold VG=VGS+ RsiD Bias line VGS VG Q-værdier er brugt, derfor index Q. V G V GSQ Rs K V V GSQ T V GSQ Når værdierne substitueres, fås 1 VT V R S K V GSQ 3.63 V Løses, findes:. 886 og V. GSQ 744 ma V GSQ Den anden rod forkastes. Og der findes: GSQ GSQ G V T.148 R V S K I DQ K V V.748mA GSQ T Løses for spændingen UDS findes: V DSQ V DD R R I 14. V D S DQ Dette er OK I saturation området! Tommelfingerregler Som et rimeligt startpunkt for design af et kredsløb, kan vælges modstande, så: Af: Valle Thorø Side 9 af 35

10 7/8-15 R D I DQ U CC / 4 U DSQ UCC / R I U / 4 S DQ CC ORCAD Simulering: Mangler!! Eksembel med afkoblet source modstand. UCC R Drain Uout Uin Selvspærrende, Nkanal R Source Eks på selvspærrende småsignal MOSFET transistor BS 17. IR-forforstærker: VCC, 9 V D1 R3 56 Kredsløbseksempel til at overføre audio. 47uF BP14 C1 47k P1 3 R1 1 Kohm 1 C 1n R 8k BS17 C4 uf Uout Gnd På udgangen tilsluttes et par hovedtelefoner!! Transistor-symbolet er forkert. Skulle have været stiplet. Af: Valle Thorø Side 1 af 35

11 7/8-15 N-kanal Mosfet Fra databladet: Hvordan virker kredsløbet?? Af: Valle Thorø Side 11 af 35

12 7/8-15 Depletion, Selvledende: DEPLETION, D-MOSFET, SELVLEDENDE, ( Tysk: Verarmung), i både N-kanal og P-kanal. Med følgende symboler: ( I diagramsymbolet er linjen til højre for gaten fuldt optrukket, so indikation på, at transistoren er selvledende. ) Selvledende Drain Source Gate Gate Q Source Strøm Drain Strøm N-Kanal P-Kanal I DS I DS I DSS U gs off U GS U gs off Eks: N-kanal Eks: P-kanal At transistoren er selvledende betyder, at ved en gatespænding på Volt, vil den lede.! ID beregnes af formlen I D I DSS U 1 U GS GSOff Biasing D-MOSFET Af: Valle Thorø Side 1 af 35

13 7/8-15 Transistoren leder af sig selv. Gaten skal blot stelles, for ikke at blive for højimpedant. Dvs. et signal fra Uin kan pumpe gatespændingen op og ned, og derved påvirke transistorens IDS. Denne ændring i IDS giver en ændring i delta URdrain. Og derved et signal på Uout. Uin UCC R Drain Selvledende, N- kanal Uout Mosfets er meget følsom overfor statisk elektricitet. Skal opbevares i ledende poser, i ledende skum eller lignende. Arbejdsbordet skal stelles, der skal bruges ledende armbånd til arbejdsbordet, og der må ikke være spænding på, når man arbejder med transistorerne. Følgende er en scannet oversigt over forskellige MosFET-typer: Af: Valle Thorø Side 13 af 35

14 7/8-15 Af: Valle Thorø Side 14 af 35

15 7/8-15 Kredsløbseksempler med MOSFET s UCC Mosfet anvendt som switch. U1 RLast 1k 3 1 Selvspærrende, Nkanal NAND Spændingsdobler D1 D Uin Selvspærrende, Pkanal BD 51 BS5 C1 1 uf C Uout ~ gange Uin 1 uf Spændingsdobler efter ladningspumpeprincippet: Uin Q Selvspærrende, Nkanal BD 5 BS 17 Konstantstrøms-generator. U I GS Konst R Selvledende, N-kanal R1 Hovedtelefon-forstærker med MosFet. Af: Valle Thorø Side 15 af 35

16 7/ til 1 Volt C7 1k 1uF 16 V R G R5 1k 1 Ohm D Uin Nul 47K P1 1K R8 3 TL R1 S Q5 BS5 C1 n 4 U3A 1 R4 R3 1k C4 1uF 4V LS1 SPEAKER Hovedtelefon R6 G D Q4 BS17 R7 1 S 1k C3 1uF 16V Minus 9-1 Volt Bemærk, at Operationsforstærkerens udgang ikke styrer udgangstransistorerne. Det gør OPAMP ens forsynings-ledninger. Hvis opamp ens udgang ønskes at gå opad, forsøger den, og den trækker mere strøm fra plus. Herved falder spændingsfaldet over R1. PowerMOS Mosfets beregnet til store strømme kom frem allerede fra ultimo 7 erne. De er optimeret for store strømme. Ved store strømme gælder det om, at modstanden mellem Drain og Source er så lav som muligt, for at holde delta UDS så lav som muligt, og derved få så lille en effektafsætning som muligt. Forskellige firmaer har søgt dette optimeret ved forskellige udformning af chippen: Her en oversigt over forskellige firmaer, og eksempler på de navne, de giver deres POWERMOS chips. Se video: ( 4:49 ) Tjek android app: Everycircuit. Fabrikant Navn Kommentarer IR, International Rectifier HEXFET Mange 6-kanter, Siliconix V-MOS Udformet i V-form på Chippen Siemens SIP-MOS Mange ( flere tusinde ) enkelte parallelle transistorer på chippen Af: Valle Thorø Side 16 af 35

17 7/8-15 For POWER-MOS gælder det om at få RDS on så langt ned, som muligt. Der findes værdier på,3 Ohm ved 45 Ampere. For P-kanal er RDS on ca gange så stor som for N-Kanal. RDS on stiger ved stigende temperatur. Der kræves stor Gatestrøm pga. Cin Desværre optræder der nogle små kapaciteter mellem gate og hhv. Drain og Source, ligesom der også skal tilføres gaten en ladning, når den skal gøres høj. UCC R last Det betyder, at der i skifte-øjeblikket skal tilføres en gate en ikke helt lille strøm. 6 pf C gd Selvfølgelig afhængig af hvor hurtigt, man vil skifte. Men det er jo sådan, at hvis transistoren switches on ret langsomt vil der afsættes en del varme i form af U DS I DS Uin C gs 1 pf Selvspærrende, Nkanal Gatestrømmen er også begrænset af udgangsmodstanden i driverkredsløbet. Gatestrømmen må være bestemt af QG = I t Så hvis der skal switches on på kort tid, må strømmen være større. Her et tænkt eksempel: Den strøm, der skal til for at gøre gaten høj i en given tid, kan beregnes af 3 ligninger: Q = C * V, I = C * dvg/dt, Q = I * t. dt er turn on time C er gate-kapacitans. I er gate peack strøm. Af: Valle Thorø Side 17 af 35

18 7/8-15 Hvis fx gate-ladningen er nc kan den switshes on på ms med en strøm på 1 ma. Eller på ns ved 1A. Opladeforløbet af Gate-kapaciteterne Ved switchning af en Mosfet skal gaten gøres høj. Og man er nødt til at oplade kondensatorerne Cgs, Cgd og gate-ladningen. Men når Vth nås, begynder transistoren at lede, og Drainspændingen falder. Dvs.at kondensatoren Cgd trykker spændingen på gate fordi Udrain falder. Der skal derfor i en periode af opladningen tilføres ekstra ladninger uden at Ugs stiger. Altså vil gatespændingen teoretisk se ud som her til højre!! Fra: Opbyg og simuler kredsløbet. R 1 Her skal R1 simulere udgangsmodstanden i driveren. 15Vdc V1 V R1 1 V M1 IRF15 V V Mål Ugs ved forskellige R1. Se også på Igate ved forskellige switchhastigheder. Hvis man arbejder med PWM, PulsBreddeModulation, fx ved 1 khz, vil 1 cycle vare = 1 us. Og så må switch-tiden selvfølgelig helst kun vare en brøkdel heraf. Ønsker man at lade eller aflade nogle få nf fx fra Volt til 1 Volt, kræver det 1-ere af ma drive-kapacitet. Af: Valle Thorø Side 18 af 35

19 7/ Coulomb = 1 amp sekund, så derfor kræver 1 nc ladning 1 Amp i,1 us, eller 1 ma i,1 us. Hvis en driver ikke kan yde strøm nok, vil det selvfølgelig begrænse switch tiden. Gate driverkredsløb Fx kan flg. kredsløb anvendes: UCC Uplus R last 3 U4 NAND 1 BC547 6 pf C gd Selvspærrende, Nkanal C gs 1 pf BC557 Evt. kan flere gates kobles i parallel Induktionsproblemer Ydermere opstår der problemer fordi en ledning også optræder som en selvinduktion, som en spole. Selv tilledningerne til Mosfets optræder med en selvinduktion. Dvs. at der ved store skiftehastigheder af store strømme opstår store induktionsspændinger. Fra: Af: Valle Thorø Side 19 af 35

20 7/8-15 Her et eksempel, der illustrerer Source wire induktansen. Ændres en strøm i en spole, vil der genereres en spænding: U L = L di dt Eksempel: En ledningen har en induktion på 5 nh. Strømmen der switches i løbet af 5 n[sek.] er på 6 Ampere: U L di dt 6A 5nH 1Volt. 5nS Fra: Wire-induktanser gælder også for printbaner. En printbane har en induktans på 6 til 1 nh pr cm.. Rule of thumb: For straight round conductor ~.5 mm L = 1nH/cm På nettet finds et hav af calculatorer. Her et par eksempler: Af: Valle Thorø Side af 35

21 7/ Eksempel på virkningen af en induction i Gatetilledningen: U_driv er_out L1 R1 U_Gate V V V 5uH 1 V C1.5n 1V V -1V s 5us 1us 15us us V(U_GATE) V(U_DRIVER_OUT) Time Kredsløbs-eksempler: Forklar kredsløbet: Part List: R1: 1 kilo-ohms resistor 1/W : N NPN transistor or similar Q: IRF53 power mosfet, or similar DC: 9V to 15V DC Fra: Af: Valle Thorø Side 1 af 35

22 7/8-15 Ovenstående kredsløb kan udvides således: H-Bro til motorstyring! Skematisk diagram. Af: Valle Thorø Side af 35

23 7/8-15 Det skal absolut undgås, at begge transistor-indgange, mærket med OnOff, er høje samtidig. Sker det, vil der være en direkte kortslutning fra Plus 1 Volt til Stel. R1 1k R5 1k Q3 IRF954 Plus 1 Volt MG1 1 MOTOR R 1k R6 1k Q4 IRF954 Kredsløbet kan direkte styres af en uc. Obs: R3 og R4 kan med fordel i stedet ændres til Pull Down modstande i stedet. OnOf f 5Volt R3 1k IRF54 OnOf f 5Volt R4 1k Q IRF54 Obs: Det kan være en fordel, at sætte lysdioder på, for at indikere, hvornår motoren kører parallelt over motoren. Motorstyring. UCC Fx. 1 Volt Her er kredsløbet forsynet med gates, der forhindrer, at der kan opstå kortslutning fordi alle 4 transistorer leder samtidigt. Retning Enable 1 NOT U7 3 3 Fx. 5 Volt AND 1 AND 1 3.3k R1 G R 1k S D S Q P-kanal DC MOTOR 1 N-kanal S Q3 D D S Q4 G R3 3.3k R4 1k En H-bro kan også fås som integreret kredsløb. Se: L98N Undersøg kredsløbet! Der skal 5 Volt på ben 9 til at forsyne kredsen. Men der må sættes 1 Volt på ben 4 til motoren!! Af: Valle Thorø Side 3 af 35

24 7/8-15 Her vises indmaden i ICen L98N lidt bedre. Her et eksempel på et kit til motorstyring. Af: Valle Thorø Side 4 af 35

25 7/8-15 Eksempel på et servosystem: DC MOTOR Motoren trækker også Potmeteret 1 UCC UCC 1k + OPAMP OUT - 1Meg G UCC +15 V D N-kanal Transducer + OPAMP OUT - 5k 5k - OUT + OPAMP 1Meg 1k S S G D UCC -15 V Q6 P-kanal Øvelse: Der skal bygges et kredsløb, med en Powermos, en IRF 54, der kan lysdæmpe en forlygtepære til en bil. Test også kredsløbet på en aktuator og en DC-motor VCC Til Pære R1 1k R3 1k Gnd Kredsløb til at slukke kabinebelysningen i en bil efter en tid. R M1 1k R4 IRF54 BC557 1k Bry deswitch Gnd D1 15 Volt SW1 C1 1u R5 1Meg Gnd Konstant ly s Af: Valle Thorø Side 5 af 35

26 7/8-15 Undersøg kredsløbet!! Kredsløbet er gaflet fra Elector. Switch Mode regulator til lysdioder. Tænd lysdioden i en periode ved et tryk. Trappeautomat? Af: Valle Thorø Side 6 af 35

27 7/ Audioforstærker med Mosfet Af: Valle Thorø Side 7 af 35

28 7/ Eksempel på et kredsløb der kan forvandle 1 V DC til 3 V AC. Logic Level Gate Mosfet Som det ses af de to Ugs-grafer herunder, kan det være svært at tænde en standard IRF54 med fx en udgang fra en Arduino. Man kan ikke regne med at Uout er 5 Volt. Måske kun 4 Volt. Derfor kan det være en fordel at vælge in Logic level Mosfet. Min Max Af: Valle Thorø Side 8 af 35

29 7/8-15 Her er data opgivet ved 5 Volt. IRF54 Logic gate FET IRL54N Det ses tydeligt, at Logic Gate-typen har meget lavere Ugs on spænding. Logic Level Gate MosFet. Fordelen ved at bruge såkaldte Logic Level Gate Mosfets er, at de starter med at lede ved en lav VGS. Men ulempen er, at de har tendens til at have højere gate-kapacitet og gateladning. Dvs. der skal større ladning til at switse on ved samme gatestrøm. Herudover har de højere ON-modstand ( RDS-On ) og lavere maksimal VDS end standard MOSFETs. Fordelen ved Bipolar transistorer i forhold til MOSFETs Bipolære transistorer er hurtigere end MOSFETs. Ved højere frekvenser kan den energi, der skal til at switche MOSFETs blive større end ved at bruge Bipolære transistorer. Mosfets er gode i digitale kredsløb, fordi i de har meget lille læk-strøm både ved logisk og 1. Af: Valle Thorø Side 9 af 35

30 7/ Hvis en Arduino ikke kan styre en MOSFET on, - kan følgende diagrammer overvejes!! Jeg har fundet en oversigt over forskellige International Rectifier typer: Om oplysningerne er korrekte, ved jeg ikke!! Type IRF: IRFB IRFD IRFI IRFP IRFR IRFU IRFZ IRG IRL Alle "Standardtransistorer", også TO--huse Højspændings-MosFETs MosFETs i Dip-4-huse MosFETs i isolierede TO--huse MosFETs i TO-47AC-huse MosFETs i D-Pak ( ret store SMD-huse) MosFETs i I-Pak, som TO- men med en kort kølefane? alle med ca. 5-6V og med relative lav Rds(on), altså for mellem-belastninger. Vist nok IGBTs Logic-Level MosFETs Af: Valle Thorø Side 3 af 35

31 7/8-15 IRLD IRLI IRLR IRLU Logic-Level MosFETs i Dip-4 hus Logic-Level MosFETs i isoleret TO--hus Logic-Level MosFETs i D-Pak Logic-Level MosFETs i I-Pak, som TO- men med kort kølefane Alt der ender på "S" har en D²Pak-hus Alt, der ender på "N" er en nyere version af en FET Fra: Transient beskyttelse Når der switches store strømme, fx et relæ der switches off, frembringes der store transienter. D1N4148 D1 Relæ R3 R4 Q BC337 C5 1n R1 U_in C4 1n BC337 C1 Måske kan man opdele basismodstanden med en afkobling i midten. Det er god skik at afkoble gaten mod transienter. Mod HF-støj pga. gnist i et relæ fx M1 U_in 1 D1 5V6 C1 R 1Meg IRF15 Transistor-Oversigt: Af: Valle Thorø Side 31 af 35

32 7/8-15 E-MOS-FET Enhancement, Selvspærrende Nummer Type I Drain Max RDS ON BS17 N-kanal max 3 ma BS 5 P-kanal max 18 ma IRF 54 N-kanal 19 A IRF 954 P-kanal 19 A D-MOS-FET Depletion Selvledende Nummer Type I Drain Max RDS ON N-kanal P-kanal Nyere typer MOSFET Der er i de senere år fremkommet nye typer af mosfet s. Med forskellige navne, og til forskellige formål: SmartPower Intelligente effekthalvledere PROFET Switscher høje strømme i biler. Med Current Sense. For biler, der går over til 4 Volt. De forskellige switche styres af en overlejret signal i power-ledningen! MOSFET s på chip, med indbygget currentsense, temperaturcensor, powerdown mm. Smart SIPMOS TEMPFET fra Siemens kun med beskyttelses-kredsløb på chippen. Mosfet Moduler, Se: IGBT Isolated Gate Bipolar Transistor Se: Af: Valle Thorø Side 3 af 35

33 7/8-15 En IGBT-transistor er en blanding af de to typer. Der er en MOSFET i indgangen, og en almindelig bipolar transistor i udgangen. Dvs. en transistor med Collector, Emitter og Gate. Altså en spændingsstyret alm. Transistor. Diagramsymbolet: ORCAD!! IXGH4N6. C G E Opbygningen på chippen er som flg: C Kan switche 75 A. G Q Selvspærrende, Nkanal E Undersøg databladet! Opbyg et kredsløb med en IGBT. Undersøg Vp for transistoren. R1 Undersøg Δ UCE Z1 Vdc V1 V Ugate IXGH4N6 Lad Ugate være konstant 5 Volt, og undersøg Δ UCE som funktion af IC. Af: Valle Thorø Side 33 af 35

34 7/8-15 IGBT-moduler til store strømme fås fx i sådanne moduler Delta UCE ~ 1 Volt. Ron effektiv er mindre end for MOSFET.??? IC/IG > 1 9 IGBT s fås til fx 1 Volt og 3 A. Switchning kan udføres op til Føvre ~ KHz. Eks. Siemens, BUP 34, 1 V 5 A UGS on ~ til 5 Volt. Fordele ved Mosfet vs. IGBT Tilføj fra siden: Se: Se YouTube: Af: Valle Thorø Side 34 af 35

35 7/8-15 Sammenligningstabel Fra: Bonus: Using the Gate as an State memory: Af: Valle Thorø Side 35 af 35