HiFi Forstærker P3 PROJEKT 2008 GRUPPE SEMESTER ELEKTRONIK & ELEKTROTEKNIK AALBORG UNIVERSITET DEN 17/

Transkript

1 HiFi Forstærker P3 PROJEKT 008 GRUPPE SEMESTER ELEKTRONIK & ELEKTROTEKNIK AALBORG UNIVERSITET DEN 7/ 008

2 .

3 Titel: Hi-Fi forstærker Tema: Analog og digital elektronik Projektperiode: P3, Efterårssemestret 008 Projektgruppe: 34 Deltagere: Mikael Hostrup Steffen Thestrup Kim Udengaard Pedersen Institut for Elektroniske Systemer Fredrik Bajersvej 7 Synopsis: Rapporten omhandler hvordan en Hififorstærker med en digital volumenkontrol med display konstrueres. Som baggrundsviden er der undersøgt hvordan øret opfatter lyde og hvilke fordele og ulemper ved klasse A, B og AB forstærkere der er. Gruppen har fundet at en klasse AB forstærker er bedst egnet til projektet. Gruppen har valgt at gå ud fra standarder fra IEC og DIN Ydermere har gruppen selv sat nogle krav til Hifi-forstærkeren. Jens Skov Damgaard Stefan Støve Villerup Fremgangsmåden hvorpå produktudviklingen er opbygget er efter syvfase modellen, hvor hver enkelt blok er fulgt fra analyse til verifikation. Produktudviklingen består overordnet af fire blokke: Indgangsvælger, tonekontrol, volumenkontrol og effektforstærker. Søren Juul Jensen Vejleder: Jan Hvolgaard Mikkelsen Oplagstal: 8 Sidetal: 68 Afsluttet: 7/-008 Rapportens indhold er frit tilgængeligt, men offentliggørelse (med kildeangivelse) må kun ske efter aftale med forfatterne. Det kan konkluderes at der er lavet en funktionel Hifi-forstærker med: on/off knap, mulighed for at vælge mellem to forskellige indgangskilder, tonefilter med mulighed for at justere diskant og bas, volumenkontrol med display af volumen fra 0-5, samt en muteknap. Dog begrænses den ved fuld udstyring af højfrekvente signaler pga. slewrate.

4 .

5 FORORD Denne rapport er udarbejdet af gruppe 34 på institut for Elektroniske Systemer på Aalborg Universitet. Gruppen studerer på linjen Elektronik og Elektroteknik, og projektet ligger indenfor emnet Analog og Digital elektronik. Projektet går under titlen Hi-Fi forstærker, hvilket ligger inden for det ønskede pensum som gruppen skal gennemgå i løbet af semestret. Gruppen har inddraget viden fra følgende kurser, som er blevet tilbudt de studerende gennem projektforløbet, til opbygning af rapport samt udvikling af produkt og problemorienteret arbejde: Matematik 3A (MAT3A) Analog elektronik (AEL) Elektrofysik (EFY) Tilbagekoblingsteori (TILBK) Basal digitalteknik (DTEK) Måleteknik (MTEK) Grundlæggende AC-kredsløbsteori (GAC) Der vil igennem rapporten fremtræde kildehenvisninger, som vil være samlet i en kildeliste bagerst i rapporten. Der er i rapporten anvendt kildehenvisning efter Harvardmetoden, så i teksten refereres en kilde med [Efternavn, År]. Denne henvisning fører til kildelisten, hvor bøger er angivet med forfatter, titel, udgave og forlag, mens internetsider er angivet med forfatter, titel, dato og adresse. Figurer og tabeller er nummereret i henhold til kapitel, dvs. den første figur i kapitel 7 har nummer 7., den anden nummer 7. osv. Forklarende tekst til figurer og tabeller findes under de givne figurer og tabeller. I beregningerne og simuleringerne, går standardnavne som fx R for modstande, C for kondensatorer osv. igen, men dette betyder nødvendigvis ikke, at disse værdier er de samme i andre afsnit. Fx kan R optræde flere gange uden nødvendigvis at være den samme modstand i hele kredsløbet. I

6 Forord Bagerst i rapporten ligger diagrammer af de endelige kredsløb for hifi-forstærkeren, med udregnede værdier og valgte komponenter. II

7 .

8 INDHOLD Forord I Indledning. Baggrund Produktanalyse 3 3. Metodeafsnit Lydanalyse Klassifikation Klasse A Klasse B Klasse AB Teknisk kravspecifikation Projektgruppens kravspecifikation Krav fra standarder Problemformulering Afgrænsning Systembeskrivelse Produktudvikling 6 4. Indgangsvælger Stereo til mono Indgangsvælger Tonekontrol Volumenkontrol Volumenknapper Counterstyring Counterstop Display Mute Logaritmisk digital modstand IV

9 INDHOLD INDHOLD 4.4 Effektforstærker Termiske egenskaber Udgangstrin Vbe-Multiplier Spændingsforstærkning Differensforstærker Konstantstrømsgenerator Tilbagekobling Stabilisering Slew rate betragtning Samlet simulering Acceptest Konklusion 6 Appendix 5 6. Boolsk logik Målemetoder efter standarder Collectorimpedans for spændingsforstærker Indgangsimpedans for konstantstrømsgenerator Indgangsimpedans for Vbe-multiplier Indgangsimpedans for udgangstrin Samlet impedans Målejournal : Tonekontrol Formål Udstyr Måleopstilling Måleprocedure Måleresultater Fejlkilder Målejournal : Volumenkontrol Formål Udstyr Måleopstilling Måleprocedure Måleresultater Fejlkilder Målejournal 3: Indgangsvælger Stereo til mono, THD Måling af line in til line out Måling af crosstalk Målejournal 4: Effektforstærkeren V

10 6.7. Måling af THD Måling af spændingsforstærkning Målejournal 5: Hi-Fi forstærker Måling af THD Måling af udgangseffekt Måling af temperatur

11 .

12 INDLEDNING. Baggrund Hi-fi står for High Fidelity, og betyder stor nøjagtighed eller støjfri gengivelse uden forvrængning. Hi-fi forstærkeren bruges til at forstærke alle former for signaler så de er brugbare i praksis. Et eksempel herpå er musik, hvor der ikke kommer meget lyd ud før den er forstærket, hvorefter det videregives som output i en højtaler. Derfor er hi-fi forstærkeren i stigende grad et vigtigt element i verden i idag, som i høj grad er præget af elektroniske apparater, som stort set alle arbejder ud fra et eller andet signal som input. Hi-Fi forstærkeren har gennemgået en stor udvikling igennem årene, hvor nye standarder konstant er udviklet. Idag er det muligt at købe hi-fi forstærkere hvor både forforstærker, effektforstærker og equalizer er sat sammen til en og samme boks. På denne måde behøver producenten ikke at tage højde for de standarder, der sætter krav til ind- og udgang for enhederne. Ligeledes kommer der løbende behov for nye standarder indenfor fx sourroundområdet, hvor der på det seneste primært er brugt 5., er den nyere teknologi 7. i højere grad ved at komme på markedet, hvilket vil sige at der anvendes 7 højtalere og én subwoofer. Derfor er der behov for løbende at tilpasse og finpudse hi-fi forstærkere, da der hele tiden stilles nye krav til dem.

13 .

14 3 PRODUKTANALYSE 3

15 3. Metodeafsnit 3 Produktanalyse 3. Metodeafsnit For at guide læseren igennem produktudviklingen benyttes en små-redigeret udgave af 7- fasemodellen som er illustreret på 3.. Analyse af blok. Valg af kredsløb 3. Dimensionering 4. Simulering 5. Konstruktion 6. Test 7. Verifikation Figur 3.: Figur af 7-fasemodellen Figuren skal forstås således:. Blokken, der arbejdes med, analyseres således, at fx input og output er klart defineret, så det er klart hvilken opgave denne blok har.. Der vælges et kredsløb baseret på den information, som er opsamlet i punkt. Valget af kredsløbet begrundes, hvis der er flere muligheder. 3. Komponentværdier regnes, og der opstilles eventuelle grafer, som giver en bedre forståelse af kredsløbet. 4. Før konstruktion er det logisk at simulere kredsløbet for at fange eventuelle fejl og sikre at kredsløbet opfører sig som forventet. Simulerede resultater vejes op mod beregnede resultater. 5. Kredsløbet konstrueres. Hvis der er gjort sig specielle overvejelser mht. til printboarddesign, er det i dette punkt overvejelserne forklares. 6. Der måles på kredsløbet og målte værdier holdes op mod beregnede og simulerede resultater. 7. Der sikres, at kredsløbet overholder kravspecifikation og gældende standarder. Pilene på figuren henviser til, at der gås tilbage hvis det konstateres, at det er nødvendigt at ændre andre blokke for at få den nuværende boks til at fungere efter hensigten. 3. Lydanalyse Definering af lydniveauer For at angive specifikke krav til en hifi-forstærker, er det nødvendigt at specificere hvordan menneskets ører opfatter lyd. Det er primært nødvendigt at bestemme den båndbredde h- vorved mennesket opfatter lyden, og hvordan mennesket opfatter ændring i lyd. I daglig tale angives lydniveauer ofte i Decibel (db). Styrken i lydniveau er i virkeligheden et lydtryk, som trommehinden opfatter. Der kan være kæmpe forskel på disse lydtryk, og derfor angives disse lydtryk som decibel, hvilket er forholdet mellem to lydtryk i en loga- 4

16 3 Produktanalyse 3.3 Klassifikation ritmisk skala:[zwicker, 006] ( ) L = 0 log p db p0 hvor p og p 0 er to forskellige lydtryk. Dette medfører ligeledes, at en ændring i lydtryk fra Pa til Pa opfattes på lige niveau med en ændring i lydtrykket på 5 0 Pa til 0 0 Pa. Ydermere er den mindst mulige lydændring mennesket kan registrere db.[zwicker, 006] Ørets båndebredde En hifi-forstærker bør designes ud fra de frekvenser mennesket er i stand til at høre. I- følge Fastl og Zwicker er mennesket i stand til at høre toner i området fra 0Hz til 0k- Hz.[Zwicker, 006] Ydermere kan øret ikke tåle et lydtryk på 0dB i mere end 5 minutter pr. dag. Dermed er det ikke interessant at beskæftige sig med toner udover disse frekvenser i forbindelse med en hifi-forstærker. Alligevel skal der tages højde for, at frekvenser højere end dette ikke forstærkes mere end nødvendigt, da dette kan give høreskader[zwicker, 006]. Af dette kan sluttes, at når der tales om bas for musik, ligger disse frekvenser fra 0Hz og og et stykke opefter, som ikke ligger helt fast, og diskant ligger ligelides fra 0kHz og et stykke nedad som ligeledes er udefineret. 3.3 Klassifikation Til mange forskellige signaler, findes mange forskellige forstærkere. De forskellige forstærkertyper navngives i klasser, fx A, B, AB, C osv. Forstærkerklasser siger ikke noget om, hvor godt en forstærker spiller, men i stedet noget om den vinkel udgangstransistorerne leder strømmen i. Da dette projekt omhandler hifi-forstærkere, vil fokus være rettet på klasserne A, AB og B. Til at vurdere forstærkerklasserne til dette projekt, ses der også på nyttevirkningen, dvs. forholdet mellem effekten afsat i højtaleren og effekten afsat i forstærkeren. I det følgende, hvor det antages, at de tilførte signaler er sinussignaler, vil det blive undersøgt, hvorfor klasse AB er den foretrukne forstærkerklasse til hifi brug. Under udregningerne antages det, at peakspændingen V peak kan nå op på forsyningsspændingen V CC. Dette afsnit er skrevet på baggrund af viden indhentet fra [Circuits, 008] og [Smith, 004]. 5

17 3.3 Klassifikation 3 Produktanalyse 3.3. Klasse A I en klasse A forstærker leder transistoren hele sinussignalet dvs. ledningsvinklen er 360 = π. Det vil sige, at transistoren leder hele tiden, og derfor behøver der kun at være én udgangstransistor i en klasse A forstærker. Den eneste måde dette kan lade sig gøre på er ved, at transistoren tilbringer hele tiden i arbejdsområdet, hvor den aldrig kommer i cutoff eller mætning. Normalt klares dette ved at lægge en passende DC bias spænding på indgangen, så transistorens arbejdspunkt ligger midt imellem cutoff og mætning, dvs. collecterstrømmen Ic skal være større end signalets amplitude for, at signalet ikke går i cutoff. VCC Input VBIAS NPN NPN N Input VBIAS RL RL PNP VBIAS -VCC -VCC VCC Input Figur 3.: Klasse A med DC bias spænding. Figur 3.3: Klasse A strømvinkel. [Smith, 004] Ulempen ved dette er, at Ic stadig skal være stor selvom der ikke er noget signal, for at bibeholde det samme arbejdspunkt. Så hvilestrømmen i en klasse A forstærker medfører en lav nyttevirkning. Fordelen ved en klasse A forstærker er, at udgangstransistoren altid leder hele signalet, og derfor er der ingen crossover forvrængning af signalet. I det følgende udregnes nyttevirkningen for en klasse A forstærker ud fra indgangs- og udgangseffekten. η = Udgangse f f ekt(p L) Indgangse f f ekt(p S ) Da udgangsspændingen vil være en sinuskurve med en peakværdi ˆ V o, vil RMS værdien være: C:\Users\Støve\Desktop\KlasseA.asc ---

18 3 Produktanalyse 3.3 Klassifikation P L = ( ˆV ) R L = Vˆ o R L P S = V CC I Kombineret giver det: I bedste tilfælde er Vˆ o η = 4 I R L V CC = 4 ( V ˆ o V I R L )( ˆ o V CC ) V CC = ˆ V o = R L I Nyttevirkningen bliver derfor: η = 4 Altså er den teoretisk mulige nyttevirkning 5% Klasse B I en klasse B forstærker leder transistoren kun halvdelen af sinussignalet, hvilket resulterer i en ledningsvinkel på 80 = π. En klasse B forstærker er det samme som en klasse A, bare uden en DC bias spænding påtrykket. Dette vil sige, at transistoren kun bruger den ene halvdel af tiden i arbejdsområdet, mens den anden halvdel bruges i cutoff, hvor input spændingen har negativ polariteter, eller er for lav til at kunne forward bias spænde base-emitter dioden. Derfor benyttes der endnu en transistor til at lede den negative del af sinussignalet. Dette betyder, at transistorerne afløser hinanden, hver gang inputsignalet skifter fortegn. 7

19 3.3 Klassifikation 3 Produktanalyse VCC NPN NPN NPN VBIAS RL PNP RL VBIAS PNP RL -VCC -VCC VCC VCC Input Input -VCC Figur 3.4: Klasse B uden DC bias spænding. Figur 3.5: Klasse B strømvinkel. [Smith, 004] Ulempen ved dette er, at signalet stadigvæk skal over forward bias spændingen for at aktivere resistoren, hvilket så giver anledning til en forvrængning af signalet. Fordelen ved en klasse B forstærker er, at de to transistorer (teoretisk set) ikke har nogen hvilestrøm, da de afløser hinanden når signalet skifter fortegn. Dermed bliver nyttevirkningen høj. I praksis anvendes denne forstærker dog ikke til hifi, da der som nævnt vil forekomme støj ved crossover. I det følgende bestemmes nyttevirkningen for en klasse B forstærker ud fra indgangs- og udgangsspændingen. P out = π V CC R load P in = V CC R load Igen anvendes ovenstående formler til at finde nyttevirkningen --- C:\Users\Støve\Desktop\KlasseA.asc --- η = V CC R load π V CC R load η = 4 π Altså er den teoretisk mulige nyttevirkning 78,5%. 8

20 3 Produktanalyse 3.4 Teknisk kravspecifikation Klasse AB Dette er en blanding mellem klasse- A og B. I en klasse AB forstærker ledes sinussignalet i intervaller, som er en lille smule større end halvdelen af sinusinputsignalet, hvilket vil sige, at ledningsvinklen er over 80 men stadig meget mindre end 360. Dette opnåes ved at bruge push-pull princippet fra Klasse B forstærkeren, og så påtrykke en passende DC bias spænding ligesom ved en klasse A. VCC NPN NPN Input VBIAS PNP RL VBIAS PNP RL -VCC -VCC VCC Figur 3.6: Klasse AB med DC bias spænding. Figur 3.7: Klasse AB strømvinkel. [Smith, 004] Eftersom transistorerne overlapper hinanden istedet for at afløse hinanden, bliver der mindre forvrængning i forhold til klasse B, og derfor er klasse AB mere oplagt til anvendelse som lydforstærker end klasse B. I forhold til en klasse A forstærker adskiller en klasse AB forstærker sig ved, at hvilestrømmen er mindre, hvilket medfører en højere nyttevirkning. 3.4 Teknisk kravspecifikation 3.4. Projektgruppens kravspecifikation Ud fra baggrunden for projektet opstilles der fra gruppens side en række bløde krav til fi-fi forstærkeren. Disse er ikke nødvendigvis baseret på standarder eller anden teknisk information. tøve\desktop\klassea.asc --- 9

21 3.4 Teknisk kravspecifikation 3 Produktanalyse Forstærkeren skal have en volumenkontrol, der kan betjenes af brugeren. Forstærkeren skal have en tonekontrol som kan betjenes af brugere, og som kan forstærke/dæmpe, bas/diskant med db. Forstærkeren skal laves som én integreret enhed, og ikke flere sammensatte bokse. Forstærkeren skal have ét digitalt display til visning af lydniveau. Forstærkeren skal have en digital indgangsvælger, der kan vælge mellem kanaler. Forstærkeren skal være en mono-forstærker. Der må ikke gå noget signal tabt i konverteringen fra stereo til mono. Det skal være muligt at tilslutte stereosignal. Forholdet mellem indgangs- og udgangsimpedans mellem alle blokke skal minimum være en faktor 0. DC spændingsforsyning max. 60 V. AC spænding (P-P) max. 50 V. Have en udgangseffekt på 8W Krav fra standarder Der er i projektet taget udgangspunkt i gældende standarder for at konstruere en hi-fi forstærker, som opfylder de samme krav som de hi-fi forstærkere, der kan købes i butikker. Ideen med standarder er at skabe et internationalt samarbejde, så firmaer har samme retningslinier at gå efter, så forbrugeren ved, hvad han får. Det er vigtigt at overholde standarderne, så andre elektroniske medier ikke bliver ødelagt ved sammenkobling. Gruppen vil prøve at overholde standarden IEC 58 6 på baggrund af gruppens kendskab til elektronik. I standarden IEC 58-6 er der henvist til IEC 68-3, som primært omhandler proceduren for accepttest. Ikke alle punkter fra IEC 68-3 er relevante for dette projekt og er derfor udeladt. Udover IEC 58-6 og IEC 68-3 bliver der også inddraget punkter fra DIN Både IEC 58-6 og DIN omhandler minimumskravene for en hi-fi forstærker til den almindelige bruger. Efterfølgende listes krav fra både IEC 58-6 og DIN 45500: Effektivt frekvensområde jf. [International Electrotecnical Commission, 979b] Hz 0

22 3 Produktanalyse 3.5 Problemformulering Maksimal indgangsspænding jf. [International Electrotecnical Commission, 979b] V RMS ved 000Hz. Udgangseffekt jf. [International Electrotecnical Commission, 979b] Mere end 0W pr. enhed. Harmonisk forvrængning jf. standard IEC 58-6[International Electrotecnical Commission, 979b] Mindre end 0,7% for integrerede forstærkere. Crosstalk-dæmpningen mellem inputs [International Electrotecnical Commission, 979b] Mere end 40 db fra 50 til 0000 Hz, Mere end 50 db ved 000 Hz. Liniære indgange til indgangsvælgeren jf. standard DIN 45500[Deutches Institute für Normung, 973] Impedans på mindst 470Ω Udgang fra forstærker jf. DIN standard[deutches Institute für Normung, 973] Minimum udgangsspænding på V 3.5 Problemformulering Ud fra produktanalysen faldt valget på en klasse AB forstærker. Dette skyldtes, at denne er mest egnet til forstærkning af lyd. Her arbejdes primært ud fra IEC-58-6, da dette er en international gældende standard, som ligger inden for grænser, som er realistiske for projektgruppen at kunne gennemføre. Hvor denne standard afviger fra hvad der er relevant eller muligt for projektgruppen, suppleres der med andre standarder, da projektgruppen er begrænset af de faciliteter, der står til rådighed i universitetets laboratorium. Dette lægger op til en problemformulering for projektet: Hvordan konstrueres en Hifi-forstærker på baggrund af den angivne kravspecifikation?

23 3.6 Systembeskrivelse 3 Produktanalyse 3.5. Afgrænsning Kabinet Produktet skal ikke præsenteres for en kunde, og derfor gøres der ikke noget ud af udseendet for forstærken. Mono Forstærkeren skal kun være i stand til at forstærke et mono-signal. Indgangsvælger Hifi-forstærkerens indgangsvælger skal udelukkende have indgange som begge er af typen minijack. Dette begrænser typen af apparater der kan tilsluttes forstærkeren. 3.6 Systembeskrivelse Hi-fi forstærkeren er opbygget af 4 dele: indgangsvælger, tonefilter, volumenkontrol samt effektforstærker, som det ses på figur 3.8. Input Indgangsvælger Tonefilter Volumenkontrol Effektforstærker Output Figur 3.8: Oversigt over hi-fi forstærkerens dele. Hi-fi forstærkerens hovedformål er at tage et relativt svagt signal fra eksempelvis en CDafspiller og forstærke signalet så det kan afspilles igennem en 8 Ωs højtaler, med en effekt på 8 Watt. Da dette er Effektforstærker-blokkens egentlige formål, er der valgt at implementere en række andre funktioner, som gør forstærkeren mere anvendelig. Her følger en gennemgang af systemets brugergrænseflader, hvorefter hver blok gennemgåes. Brugergrænseflader Der er, som nævnt, implementeret en række funktioner som gør hi-fi forstærkeren mere anvendelig for brugeren. Dette betyder at brugeren får mulighed for at tilpasse systemet som ønsket. For at dette kan lade sig gøre er der en række grænseflader mellem forstærkeren og brugeren, hvorved brugeren påvirker systemet, disse grænseflader ses på figur 3.9.

24 3 Produktanalyse 3.6 Systembeskrivelse Standby Mute Kanal A Kanal B Vol. ned Vol. op Input Indgangsvælger Tonefilter Volumenkontrol Effektforstærker Output Bas Diskant Figur 3.9: Oversigt over Hi-Fi forstærkerens dele, med brugergrænseflader. Brugeren skal have mulighed for at vælge imellem inputs vha. indgangsvælgeren, hvilket gøres vha. knapper, Kanal A og Kanal B. Derudover skal brugeren have mulighed for at sætte systemet i standby, hvorved der også er en standbyknap. Bas og diskant skal reguleres vha. to skrueknapper, en til styring af bas samt en til styring af diskant. Justering af volumen foretages vha. knapper, til op- og nedjustering af volumen, ligesom mute også styres af en enkelt knap. Indgangsvælger Indgangsvælgeren gør det muligt at skifte mellem signaler, således at der kan tilsluttes flere apparater til forstærkeren, og der let kan skiftes mellem disse. Indgangsvælgeren modtager inputs på maksimalt. V RMS, og skal på baggrund af input fra brugeren sende udelukkende det ene eller det andet input videre. Dette gøres uden ændring i signalamplituden. Indgangsvælgerens in- og output ses på figur 3.0. Kanal A Standby Kanal B Input A Input B V RMS Indgangsvælger Output Input A/Input B V RMS Figur 3.0: Oversigt over maksimal in- og output for Indgangsvælgeren. Tonefilter Tonefilteret gør det muligt for brugeren at forstærke eller dæmpe inputsignalets bas og diskant individuelt. Der modtages et signal fra indgangsvælgeren på maksimalt VRMS h- vorefter bas og diskant kan justeres ± db individuelt. Forstærkningen af signallet betyder at det maksimale output ligeledes forstærkes db. Dette betyder, at det maksimale 3

25 3.6 Systembeskrivelse 3 Produktanalyse udgangssignal er V RMS A V, hvor A V bestemmes ved følgende: 0log(A V ) = db A V = 0 0 = V out = A V V in V out = VRMS = 7,96V RMS Tonefilterets in- og output ses på figur 3.. Bas Diskant Input V RMS Tonefilter Output 7,96 V RMS Figur 3.: Oversigt over maksimalt in- og output for tonefilteret. Volumenkontrol Volumenkontrollen skal være i stand til at dæmpe inputsignallet, således at brugeren kan tilpasse lydniveauet efter ønske. Derudover skal det være muligt at slå mute til, dvs. dæmpe signalet 00 % blot ved tryk på en knap. Derudover skal der være et output til et display, der viser volumenkontrollens aktuelle niveau. Idet signalet ikke dæmpes inputsignalet uændret ved outputtet. Volumenkontrollens in- og output ses på figur 3.. Vol. ned Mute Vol. op Input 7,96 V RMS Volumenkontrol Output 7,96 V RMS Display Figur 3.: Oversigt over maksimalt in- og output for volumenkontrollen. Effektforstærker Effektforstærkeren skal forstærke det modtagne signal, således det kan afspilles igennem en 8 Ωs højtaler, med en effekt på 8 Watt RMS. Figur 3.3 viser effektforstærkerens maksimale in- og output. 4

26 3 Produktanalyse 3.6 Systembeskrivelse Input Effektforstærker Output 7,96 V RMS 8 W Ω Figur 3.3: Oversigt over maksimalt in- og output for effektforstærkeren. 5

27 4 PRODUKTUDVIKLING 6

28 4 Produktudvikling 4. Indgangsvælger 4. Indgangsvælger Indgangsvælgeren har, i dette projekt, fire opgaver: Stereo til mono-konvertering. Stand-by funktion, som styrer forsyning til resten af kredsløbet. Indgangsvælger til to indgange. Forstærkeren skal kunne sættes i stand-by, dvs. at der ikke leveres forsyning til nogen dele af kredsløbet og lydindgangene er ligeledes lukket. Denne skal konstrueres således, at det er muligt, vha. en lysdiode at se om forstærkeren er i standby eller ej. Da der er to indgange, og gruppen ønsker at lave en monoforstærker, er der to muligheder for at få ét signal igennem. Den ene er kun at afspille lyd fra f.eks den venstre kanal på en CD-afspiller og helt ignorere den anden. Den anden mulighed er at konvertere signalet til et monosignal, da der på denne måde ikke går lyd tabt. Dette gøres ved at summere de indgangssignaler til ét signal. Gruppen har valgt at konvertere signalet og det er derfor et krav at de to signaler skal summeres. Med hensyn til indgangsvælgeren har gruppen valgt at fokusere på en digital løsning. Der skal derfor opstilles et kredsløb, som sikrer, at begge indgange ikke kan afspilles på samme tid. Derudover har gruppen valgt, at det skal være muligt at se hvilken indgang, der er valgt ved brug af lysdioder, der lyser når den valgte kanal er åben. En model for indgangsvælgeren, uden forsynings og standby del, ses på figur 4.. Figur 4.: Model for forforstærker Som det ses på figur4. benyttes der en switch, som er afhængig af et digitalt input åbner eller lukker for signalerne fra stereo-til-mono konverteringen. 7

29 4. Indgangsvælger 4 Produktudvikling 4.. Stereo til mono Analyse Som nævnt i afsnit 3.4. er der fra projektgruppens side sat et krav om at det skal være muligt at tilslutte to stereosignaler. Men da det samtidig også er bestemt, at det skal være en monoforstærker, sætter det krav til indgangsvælgeren om at mixe de to signaler fra stereokilden til et monosignal. Altså kan følgende krav sættes til denne blok: Skal mixe to signaler sammen. Signalet skal dæmpes mindst muligt. Stor indgangsimpedans. Lille udgangsimpedans. Overholde standarder for crosstalk. Stor indgangsimpedans er et krav fra kravspecifikationen (3.4). Lille udgangsimpedans er for at sikre mod en spændingsdeling i switch en. Valg af kredsløb Den mest anvendte metode til at summere to signaler er ved brug af en operationsforstærker. Det er dog et krav, at signalet ikke opnår større amplitude i denne blok, da det ellers vil få en alt for stor amplitude senere i kredsløbet. Derfor skal summationsforstærkeren dimensioneres således, at signalet bliver forstærket gang. Den inverterende summationsforstærker, som er brugt, er vist på figur 4.: Figur 4.: Stereo til mono kredsløb Ved hjælp af superposition kan en ligning for outputtet af figur 4. laves: ( V + ) V le ft V out = 0 (4.) R R 3 R R 3 ( V + ) V le ft V out = 0 (4.) R R 3 R R 3 8

30 4 Produktudvikling 4. Indgangsvælger Løses ligningerne 4. og 4. mht. V out hvor V anses som værende stel fåes: V out = R 3 R V le ft V out = R 3 R V right Sammensat giver det: V out = V out +V out V out = R 3 R V le ft R 3 R V right (4.3) Dimensionering Fra kapitel 3.4, kravspecifikation, er det bestemt, at indgangsimpedansen skal være mindst 470kΩ. Det betyder, at R og R skal være 470kΩ, eller 475kΩ, da dette er den nærmeste modstand, der er større end de 470kΩ. For at opnå et udgangssignal på V er det nødvendigt at sætte R3 til halvdelen af R og R. Det betyder at R 3 skal være 475K = 37,5K. Den nærmeste modstand, der passer til denne værdi er 37K. Indsættes disse værdier i ligning 4.3 giver det en udgangsspænding på: V out = 37Ω 37Ω 475Ω V 475Ω V,99V Dette betyder, at signalet fra højre og venstre kanal bliver halveret i amplitude for at opnå en amplitude, der ikke overstiger V RMS. Til operationsforstærker er anvendt en TL074. Denne opamp har en høj slew-rate på 3V/uS og derfor anvendelig til audiosignaler. Simulering På figur 4.3 er der simuleret 3 grafer. Én for hvert input samt udgangssignalet. Som det kan ses, er outputtet fasedrejet 80 grader grundet den inverterende forstærkning. Dette har dog ingen indflydelse på lyden. 9

31 4. Indgangsvælger 4 Produktudvikling.0V 0.8V 0.6V 0.4V 0.V 0.0V -0.V -0.4V -0.6V -0.8V V(vout) V(right) V(left) 475K SINE(0 K 0 4 5) R Right SINE(0 K) -.0V 0.0ms 0.4ms 0.8ms.ms.6ms.0ms --- C:\Programmer\LTC\SwCADIII\Draft8.raw --- Left R 475K R3 37K Vout Figur 4.3: Simulering af summationsforstærkeren. Konstruktion Da simuleringen viser de ønskede resultater, er der udarbejdet et kredsløb på et fumlebræt. Eftersom der ikke er nogen komplikationer på det, er der udarbejdet et dobbeltsidet print ved hjælp af Orcad. Verifikation Test - udgangsspænding Som det ses på 4.4, kommer der et 80 graders fasedrej, og der er næsten ingen dæmpning, samt forstærkning, så denne del virker som beregnet. 0

32 4 Produktudvikling 4. Indgangsvælger Spænding Tid i us Figur 4.4: Test af indgangssummationsforstærkeren. Rød er indgang og grøn er udgang. Signalet fra line in til line out viser at der ikke er noget videre tab af lyden. Der er hverken en forstærkning eller dæmpning. Efter signalet er kommet igennem den anden summationsforstærker, er signalet inverteret igen, så det ligger oven i samme signal som indgangssignalet. Se ses på figur Spænding Tid i us Figur 4.5: Line in i summationsforstærkeren til line out fra summationsforstærkeren. Begge målefremgangsmåder kan ses under appendix 6.6.

33 4. Indgangsvælger 4 Produktudvikling Test - THD På figuren ses en måling af indgangsvælgerens totale harmoniske forvrænging (THD). Fremgangsmåden for målingen står beskrevet under appendix THD (%) Frekvens (Hz) Figur 4.6: Graf over den totale harmoniske forvrængning for indgangsvælgeren. Som det ses på graf 4.6 er der ikke meget THD. Det højeste peak er under 0,%. Crosstalk Der er målt for crosstalk mellem de to indgangskanaler Jf. standard IEC 58-6 lever indgangsvælgeren op til kravet, da det har vist sig at de ikke er nogen crosstalk. 4.. Indgangsvælger I afsnit 3.4. blev der sat et krav til indgangsvælgeren om at have to indgangssignaler. Det er derfor nødvendigt at gøre sig en række overvejelser om, denne skal konstrueres. Generelt er der to muligheder til konstruktion af indgangsvælger; digital eller en analog kontakt. Gruppen har valgt at lave en digital indgangsvælger, hvor en lysdiode indikerer hvilken indgang, der er valgt. Gruppen ønsker udover indgangsvælgerne også en standby-funktion, hvor der er en lysdiode tilsluttet, som er tændt når forstærkeren er i standby. Analyse Kravene til indgangsvælgeren er:

34 4 Produktudvikling 4. Indgangsvælger Sikre, at kanal kan vælges uden at slukke for kanal først, og omvendt Sikre, at selvom begge knapper trykkes ned, er det stadig kun én kanal, der er åben. En standby funktion, som lukker for begge signalindgange. Ved ét tryk skal der kun registreres ét tryk. Et relæ skal tænde og slukke for forsyningen til hele forstærkeren ved tryk på standby knappen. Valg af kredsløb Ved digitale kredsløb findes der en masse muligheder. Det første, der skal besluttes er hvilken latch eller flip-flop, der ønskes. Forskellen på en latch og en flip-flop er måden hvorpå hukommelseselementet reagerer. En latch reagerer på en høj eller lav spænding. En flip-flop reagerer når inputtet går fra lav til høj eller omvendt. Hukommelseselementet, der er anvendt til indgangsvælgeren er en D-flipflop. Nedenfor ses en sandhedstabel for D-flipflop en. Clock D Q n+ Stigende 0 0 Stigende Faldende X Ingen ændring 0 X Ingen ændring X Ingen ændring X = Input ligegyldigt Det er vigtigt at vide hvilket hukommelseselement, der skal anvendes da forskellige latches eller flipflops kræver forskellige inputs for at skifte fra høj til lav. Med andre ord, den resterende del af det logiske kredsløb skal bygges op efter hvilke inputs latchen eller flipflop en kræver. Grunden til der er valgt en D-flipflop, er at det ønskes at flipflop en kun skifter ved stigende pulser. Ved at binde de pulser sammen ved hjælp af en logisk byggeblok er det ikke muligt at ændre værdien for begge flipflops, da clocken allerede er høj ved begge flipflops. På figur 4.7 ses kredsløbet for indgangsvælgeren uden standby funktion. 3

35 4. Indgangsvælger 4 Produktudvikling D-flipflop D Q SW3 OR-Gate Stand-by 3 4 CLK CLR SW D-Flipflop D Q 3 CLK Stand-by 4 CLR Figur 4.7: Indgangsvælger uden stand-by del. Som det ses på figur 4.7, er de inputs forbundet til en OR-Gate. En OR-gate giver et højt output så snart bare ét af de inputs bliver høje, og er kun lav når begge inputs er lave. Fordelen ved at benytte en OR-gate er, at denne giver et delay. Dvs. at inputtet til D-flipflopsene kommer før clock-signalet. Den valgte OR-gate (407) har et delay på 40ns. Dvs at for at give et højt input på begge D-flipflops skal disse trykkes ned indenfor 40ns. Gruppen har valgt at anse dette for umuligt. Det ses også yderligere på figur 4.7, at begge D-flops har en CLR (clear) funktion. Ved højt input på CLR sættes output for D-flipfloppen til lavt output uanset hvilken spænding, der påtrykkes D og CLK indgangene. Dette er perfekt til en standby funktion som netop ønsker at sætte begge D-flipflop outputs til lave. Kredsløbet for standby-funktionen er en slags toggle-funktion. Altså der ønskes at output skifter til det modsatte hver gang der påtrykkes en puls på clocken. Dette kan gøres meget simpelt med en D-flipflop som vist på figur 4.8. D-flipflop D Q Stand-by SW 3 CLK Q 4 Figur 4.8: Stand-by toggle diagram. Sandhedstabellen for figur 4.8 er diagram er: 4

36 4 Produktudvikling 4. Indgangsvælger Clock Q Q n+ Stigende 0 Stigende 0 Faldende X Ingen ændring 0 X Ingen ændring X Ingen ændring X = Input ligegyldigt Udgangssignalet for de flipflops på figur 4.7 anvendes til at styre en switch. Måden hvorpå switchen fungerer er illustreret på figur 4.9. Figuren er illustret ved højt input på både IN og IN. Som det ses, er der ved højt input forbindelse mellem S(ignal) og D(rain). IN IN S D S D Figur 4.9: Logisk styret switch For at samle de udgangssignaler fra switch en anvendes igen en summationsforstærker som angivet på figur 4.. Signalerne samles, så signalet kommer ud på samme udgang ligemeget hvilken indgangskanal der er valgt. På denne måde sikres også en lav udgangsimpedans. For at aktivere clocken på D-flipflopsene benyttes en analog kontakt. Problemet med en kontakt er, at den typisk sender flere tryk af sted ved et tryk med fingeren. Dette foregår indenfor mikrosekunder, men dette er stadig nok til, at det opfattes af de logiske byggeblokke som flere tryk. Dette fænomen kaldes prel og fjernes vha. et kredsløb, som modvirker hurtige spændingsændringer. Et sådant kredsløb kaldes en prel-fjerner og kan se ud som på figur

37 4. Indgangsvælger 4 Produktudvikling +5V R Schmitt-trigger C SWx Figur 4.0: Prel-fjerner Prelfjerneren virker ved, at der som udgangspunkt ligger 5V i knudepunktet mellem kondensatoren og modstanden. Schmitt-triggeren vil så invertere signalet således, at der ved udgangen af prelfjerneren er 0V. Lukkes kontakten bliver der skabt stel i førnævnte knudepunkt og kondensatoren vil begynde at aflade primært gennem modstanden ovenfor. På den måde holdes punktet mere stabilt idet kondensatoren modvirker den hurtige ændring som kontakten ellers vil give. Som det ses er der benyttet en schmitt-trigger i stedet for en normal NOT-gate. En schmitt-trigger fungerer ved at trykke et signal helt op eller helt ned så snart spændingen passerer en grænse, som er fastsat til halvdelen af forsyningsspændingen. Princippet er illustreret på figur 4.: V(n00) V(vout).0V 0.9V 0.8V 0.7V 0.6V 0.5V 0.4V 0.3V 0.V 0.V 0.0V 0.0s 0.s 0.s 0.3s 0.4s 0.5s 0.6s 0.7s 0.8s 0.9s.0s --- C:\Programmer\LTC\SwCADIII\Draft.raw --- Figur 4.: Illustration af schmitt-trigger. Ved hjælp af denne schmitt-trigger sikres det, at D-flipflopsene ikke kommer til at ligge i et område, hvor inputtet ikke er defineret. Altså en såkaldt støjmargin. Modtager D-flipfloppen fx et input på D, som ligger indenfor denne støjmargin og der opstår en clock er det ikke muligt at sige, hvilken værdi der vil opstå. Derfor er det vigtigt at inputsignalet er over denne margin. Denne margin er angivet i databladet for de forskellige komponenter. Schmitttriggeren sikrer altså, at kredsløbet aldrig ender i denne situation. Til at se hvilken kanal, der er åben, er det valgt, at benytte lysdioder. Ligeledes er det også 6

38 4 Produktudvikling 4. Indgangsvælger valgt at en lysdiode skal lyse når standby-funktionen er aktiveret. Lysdioderne for kanalvælgerne er koblet til D-flipflopsne således: D-flipflop Q R D Figur 4.: Lysdioder ved indgangsvælger. Dette betyder, at når signalet er højt lyser dioden, ellers ikke. Ved standbyfunktionen er det lige omvendt. Her skal dioden kobles på Q, da denne skal lyse når der sendes et lavt signal til D-flipflopsene. Standby-funktionen har en funktion mere udover at bestemme om der skal være åbent for signal eller ej. Denne skal også styre et relæ, som binder forsyning videre til resten af kredsløbet. Relæet fungerer ved at påtrykke en spænding over en spole, som ved hjælp af magnetisme skifter fra forsyningskilde til forsyningskilde som illustreret på figur 4.3. Så snart spændingen over spolen ikke længere er kraftig nok, skifter relæet tilbage til forsyningskilde. Figur 4.3: Illustration af hvordan relæet fungerer. Der kan tænkes på relæet som en kontakt, der kan tænde og slukke. Spændingen, der lægges hen over spolen, er styret ved følgende kredsløb på følgende figur (4.4). 7

39 4. Indgangsvælger 4 Produktudvikling +4V R Relæ Stand-by Figur 4.4: On/Off toggle af relæ vha. en MOSFET. Spændingen fra stand-by påtrykkes GATE på MOSFET transistoren som vist på figur 4.4. Når spændingen påtrykkes åbnes, der op fra DRAIN til SOURCE og derved skabes der stel på udgang (Relæ). Så længe MOSFET transistoren ikke er åbnet vil der ligge en spænding på +4V. Da der i relæet er en modstand på.5kω er det nødvendigt at modstanden R er så lille som muligt for at højest mulig spænding vil ligge over spolen i relæet. Dimensionering Dimensionering af prel-fjerner: +5V R Schmitt-trigger SWx C Figur 4.5: Prel-fjerner diagram. Krav: Modstanden R kan klare en effekt på 0.4W som maksimum. Der må maksimalt løbe en strøm på 0mA ind i schmitt-triggeren. Op- og afladningstiden skal være 5ms. Denne værdi er fundet eksperimentelt. 8

40 4 Produktudvikling 4. Indgangsvælger For at sikre en korrekt op- og afladningstid benyttes universalformlen: V (t) = V ( ) + ( V ( 0 +) V ( ) ) e t RC (4.4) I databladet for en 4006 schmitt-trigger ses det, at det tidspunkt hvor schmitt-triggeren senest skifter fra høj til lav ved 5V forsyning er ved 4V (V N MIN ). Derfor er det denne værdi, der skal dimensioneres efter hvis der kigges på afladningen. Indsættes disse værdier i ligning 4.4 fåes: 4V = ( 5V 0 3 V ) e 0.005s τs τ = s (4.5) For at sikre at der ikke løber for megen effekt igennem modstanden skal den være stor nok til at begrænse strømmen igennem den. Det tidspunkt hvor der afsættes størst effekt i modstanden er når kontakten har været sluttet i nok tid til at der ligger 0V i knudepunktet mellem kondensator og modstand. Dette giver følgende forholdsligning: U R 0.4W Ud fra ligningen τ = R C og ligning 4.5 fåes: R 5 V 0.4W R 565.5Ω R = C Vælges en kondensator på µf giver det en modstand på: R = 3780Ω Den modstand, der ligger tættest på denne værdi, er 3.83kΩ. Da denne modstandsværdi er et godt stykke over de krævede 56.5Ω er der ingen grund til at undersøge for komponenttolerancer. 9

41 4. Indgangsvælger 4 Produktudvikling Dimensionering af modstande ved lysdioder D-flipflop Q R D Figur 4.6: Diagram for opkobling af dioder. Krav: 5mA gennem diode. Ikke mere end 0.4W gennem modstand. Da lysdioden har et spændingfald på omkring 0.7V, giver det en spænding over modstanden på 5-0.7=4.3V. Strømmen er som angivet 5mA, hvilket giver en modstand på: 4.3V 0.05A = Ω Effekten afsat i modstanden er derfor: = 0.0W Da dette ligger rigeligt under de 0.4W er der ingen grund til at regne med modstandstolerancen på %. Dimensionering af modstand ved relæ-switch 30

42 4 Produktudvikling 4. Indgangsvælger +4V R Relæ Stand-by Da der som tidligere nævnt i relæet sidder en modstand på.5kω kræves der så lille en modstand som muligt for at få den størst mulige spænding ud, da en stor modstand blot vil bidrage til større spændingsdeling. Derfor vælges en effektmodstand som kan klare W. Krav: Max W afsat i R. Så høj spænding som muligt til outputtet. Det tidspunkt der afsættes størst effekt i modstanden er når MOSFET en er åben. Det betyder at: U R.0W R 5.0 = 5Ω. Der er valgt en modstand på 303Ω, da denne ligger et stykke over det påkrævede, og på den måde sikres det, at denne ikke brænder af. Dette giver en spænding henover spolen på: 4V V R = V relæ 303 4V 4V.4V Ind- og udgangsimpedans Indgangsimpedans er 475kΩ som angivet under afsnit 4... Udgangsimpedansen er givet ud fra den anvendte operationsforstærker. Som nævnt er der anvendt en TL074. Udgangsimpedansen har ikke været til at finde i databladet, men da det er en operationsforstærker antages det, at udgangsimpedansen er mindre end Ω. Simulering En simulering af prelfjernerens afladningskurve kan ses på figur

43 4. Indgangsvælger 4 Produktudvikling V(n00) 6V 4V V 0V 8V V R C 6V 4V 3830 µf PWL( ) V 0V -V -4V 0.993s 0.999s.005s.0s.07s.03s.09s --- C:\Programmer\LTC\SwCADIII\Draft.raw --- Figur 4.7: Afladningskurve for prel-fjerner A out Figur 4.7 verificerer udregningen med 4V efter 5ms. Konstruktion Der er ikke blevet gjort sig nogle specielle overvejelser mht. konstruktion af printet til indgangsvælgeren. Test Prelfjerneren er testet ved at se, om den slår fra og til ved ét tryk på knappen, hvilket den gør. Verifikation Der er taget udgangspunkt i analysen for dette kapitel: Sikre, at kanal kan vælges, uden at slukke for kanal først, og omvendt; Ved at trykke på kanal, og derefter kanal uden at slukke for kanal, er kanal valgt, og det samme fra kanal til. Sikre, at selvom begge knapper trykkes ned, er det stadig kun én kanal, der er åben: Ved tryk på begge kanaler på en gang vælges kun én kanal. En standby funktion, som lukker for begge signalindgange: Ved tryk på standby k- nappen lukkes for begge indgangssignaler. Ved ét tryk skal der kun registreres ét tryk: Ved tryk på knap registreres et enkelt tryk. Et relæ skal tænde og slukke for forsyningen til hele forstærkeren ved tryk på standby knappen: Når der trykkes på standby knappen, forsynes resten af forstærkeren. 3

44 4 Produktudvikling 4. Tonekontrol. 4. Tonekontrol Analyse Til tonekontrollen anvendes kravene fra kravspecifikationen (jf. 3.4 på side 9). Tonekontrollen anvendes til at forstærke eller dæmpe høj- eller lavfrekvente signaler. Ses der på et audiosignal, ønskes der mulighed for at forstærke bas og diskant. Dette gøres vha. henholdvis et aktivt lavpasfilter og et aktivt højpasfilter. På baggrund af afsnittet om lydanalyse (jf. 3. på side 4), kan følgende krav til tonekontrollen opstilles: Bas ligger fra 0Hz til 00Hz. Middelfrekvens ligger fra 00Hz til khz. Diskant ligger fra khz til 0kHz. 5 Bode Diagram 9 6 Magnitude (db) Frequency (Hz) Figur 4.8: Ideel karakteristik af tonekontrol Der ønskes at skabe et filter, der giver anledning til ovenstående bodeplot for filterets overføringsfunktion. På figuren ses det, at der for bassen skal være pol ved 50Hz og nulpunkt 33

45 4. Tonekontrol 4 Produktudvikling ved 00Hz for forstærkningen og ovendt ved dæmpningen. For diskant ligger pol ved 8k- Hz og nulpunkt ved khz for forstærkningen, og omvendt for dæmpningen. Grunden til at figuren er ideel er at den i praksis vil have blødere kurver. Valg af kredsløb Forstærkningen skal ske analogt, og skal have en maksimal forstærkning på db. Til formålet er det nærliggende at anvende et potentiometer, hvilket minder meget om de metoder der ellers bliver brugt til Hifi-forstærkere. Til konstruktion af kredsløbet anvendes aktive komponenter, da forstærkningen skal være afhængig af indgangssignalet, og ikke ligge fast på et enkelt givent frekvensområde. En standardkobling for en inverterende forstærker ses på figur 4.9: R + - R + - Figur 4.9: Kobling for inverterende forstærker. I de følgende beregninger antages det, at der anvendes en ideel operationsforstærker. Dvs., at den har en uendelig høj indgangsimpedans, og har derfor virtuel ground på indgangen. I følgende beregning vil dette punkt --- blive C:\Documents and betegnet Settings\Mikael\Skrivebord\Opamp.asc Q. Overføringsfunktionen --- for koblingen kan bestemmes vha. knudepunktsmetoden: ( ) Q + R R R V in R V out = 0 Her kan der med fordel antages, at indgangsimpedansen for operationsforstærkeren er undelig høj og dermed er Q lig 0, og overføringsfunktionen bliver dermed: V out V in = R R Til tonefiltret tages der udgangspunkt i denne kobling. Principperne bag koblingen kommer fra en standard kobling for tonefiltre, som er lavet af Michael Baxendall [Baxandall, 008]. Tonefilteret kan kobles på flere måder, men der vil i det følgende blive taget udgangspunkt i 34

46 4 Produktudvikling 4. Tonekontrol et Baxandall tonefilter, som splittes op i en seperat bas del og en diskant del. Det har ingen indflydelse på resultatet, udover at det bliver nemmere at regne på. Der skal bruges en ekstra operationsforstærker ved at dele kredsløbet op, men der er stadig kun behov for IC. Baskontrol + vi - R C PB C R + vo - Figur 4.0: Figur af standardkobling for forstærkning af bassignal. Når signalerne har høje frekvenser bliver kondensatorerne til kortslutninger, og derfor er ændringen i signalet kun afhængigt af R og R. Som udgangspunkt er der ingen forstærkning på bassen. Indstillingen af forstærkningen sker vha. et potentiometer, og grunden til at der som udgangspunkt ingen forstærkning er skyldes at potentiometeret antages at være i ligevægt. I praksis vil potentiometeret være splittet op i modstande som det ses på følgende figur 4.: + vi - R PB C PB C R + vo - Figur 4.: Basfilter med potentiometer vist som modstande. Efterfølgende kan der efter behov skrues op eller ned på potentiometeret således, at hovedvægten af modstanden placeres på P B eller P B hvilket vil blive uddybet i dimensioneringen. I praksis sker forstærkningen ved at nulpunkt og pol for overføringsfunktionen cuments and Settings\Mikael\Skrivebord\Filer\Documents\AAU\3. Semester\P3-projekt\Projekt\Produktudvikling\Tonekontrol\Hojpaspotentiome forskydes. Dvs. at hvis hovedvægten af modstanden kommer på P B vil bassen dæmpes og hvis på P B omvendt. Helt generelt gælder der for en inverterende forstærker, at signalet fasedrejes 80, men dette har ingen betydning, da der anvendes en inverterende forstærker både for bas og diskant, 35

47 4. Tonekontrol 4 Produktudvikling hvilket medfører, at signalet anden gang bliver inverteret tilbage til udgangspunktet. Forstærkning for en inverterende operationsforstærker givet ved: Som udgangspunkt vælges følgende relationer: H(s) = A v = v o v i = Z Z (4.6) C = C = C R = R = R Dette skyldes, at der ønskes symmetri mellem impedanserne. Dette bevirker at der bliver en forstærkning på - når potentiometeret er i ligevægt. Impedanserne er afhængige af kondensatorerne og potentiometeret. Overføringsfunktionen kan dermed skrives som: s C) R+(P B s C) H(s) = R+(P B Komponenterne ønskes dimensioneret i forhold til de tilfælde hvor der er skruet maksimal op for henholdsvis dæmpning og forstærkning for signalet. Hvis eksempelvis forstærkning er på maks, svarer det til at P B = 0 og overføringsfunktionen kan dermed skrives som: H max (s) = Dernæst forlænges med s C i øverste brøk: H max (s) = R+ R+ P B s C P B + s C R P B P B s C+ R Nu reduceres ligningen med R, og efterfølgende forlænges brøken med ( ) R C H max (s) = + s+ P B Ċ P B C Og endelig isoleres s i tæller og nævner, så den færdige overføringsfunktion fås; H max (s) = s + P B C + R C s + P B C (4.7) I det tilfælde, hvor dæmpningen er maksimal, bliver P B = 0 og dermed bliver overføringsfunktionen det reciprokke af ovenstående resultat: H min (s) = s + P B C s + P + B C R C (4.8) 36

48 4 Produktudvikling 4. Tonekontrol Diskantkontrol Til kontrol af diskanten er følgende kredsløb valgt: + vi - R3 R5 C3 PD C4 R6 R4 + vo - Figur 4.: Det valgte kredsløb for kontrol af diskant. Da der som udgangspunkt ikke ønskes nogen forstærkning, vælges komponenterne således, at der bliver symmetri omkring potentiometeret, hvilket betyder, at potentiometeret kontrol- --- C:\Users\SJJ\Documents\SVN\Produktudvikling\Tonekontrol\Hojpas.asc --- lerer forstærkningen og dæmpningen. Derfor vælges følgende relationer: C D = C 3 = C 4 R D = R 3 = R 4 R S = R 5 = R 6 Ligesom ved baskontrollen deles potentiometeret op i to dele, hvilket giver følgende kredsløb: + vi - RD CD RS PD PD CD RS RD + vo - Figur 4.3: Diskantkoblingen vist som det vil blive beregnet på. Ved lave frekvenser vil kondensatorerne C D virke som afbrydelser, hvorved de lave frekvenser går igennem R S og får en forstærkning på -. For at tvinge de høje frekvenser igennem potentiometeret vælges R S meget --- C:\Users\SJJ\Documents\SVN\Produktudvikling\Tonekontrol\Hojpas.asc større end R D samt potentiometeret. --- Dette betyder også, at der ses bort fra R S idet overføringsfunktionen bestemmes. Ligesom tidligere anvendes den generelle overføringsfunktion for en inverterende forstærker kobling, V out V in = Z Z (4.6). Dette giver følgende overføringsfunktion: H(s) = R D+P D + s C D R D +P D + s C D 37

49 4. Tonekontrol 4 Produktudvikling Komponenterne ønskes dimensioneret efter tilfældet, hvor potentiometeret er i yderstillingerne, hvilket svarer til maksimal forstærkning - eller dæmpning. For at finde overføringsfunktionen for de to tilfælde skal henholdsvis P D og P D sættes lig med 0. For maksimal forstærkning gælder det at P D =0, hvorved overføringsfunktionen kan skrives som: Dernæst ganges s C D på alle led: H max (s) = R D+P D + s C D R D + s C D H max (s) = s C D(R D +P D )+ s C D R D + Overføringsfunktionen omskrives til formen H(s) = K s+ω n s+ω p : H max (s) = s + C D (R D +P D ) R D + P D s + (4.9) R C D D R D For maksimal dæmpning gælder det at P D =0, hvorved overføringsfuktion bliver: H min (s) = s + C D R D R D (4.0) s + R C D (R D +P D ) D + P D Dimensionering Bas Ud fra overføringsfunktionen kan modstande og kondensatorer nu dimensioneres. Potentiometeret fastsættes på forhånd til 0kΩ. Forstærkningen og dæmpning er ligeledes besluttet til at skal være db når den er maksimal. Overføringsfunktionen udgør forstærkningsfaktoren, og ved at anvende 0-tals logaritmen og udnytte at s = jω hvor ω går mod 0 da det er disse frekvenser der ønskes forstærkning på, fås der: lim 0log ω 0 0log ( R+P B R R+0kΩ R = 0 0 R = 3,35kΩ Der vælges en modstand med værdien 3,3kΩ. ( jω + P + B C R C jω + P B C ) = db ) = db Justeres der på potentiometeret ses det, at forstærkningen bliver mindre end db. I praksis sker det ved at polen flyttes tættere på nulpunktet. Pol for forstærkningen og nulpunkt for dæmpningen ønskes placeret ved samme frekvens: 38

50 4 Produktudvikling 4. Tonekontrol 00Hz 0 db 0 dec db = 50Hz Dermed starter dæmpningen eller forstærkning ved 50Hz. Dette betyder, at alt under 00Hz opfattes som bas. Disse to størrelser er ens, og derfor er det tilstrækkeligt at dimensionere ud fra den ene overføringsfunktion. Frekvensen som nukpunktet skal ligge ved bliver dermed: π 00Hz = C R + C P B C = R 00Hz π + P B 00Hz π = 36.8nF Der vælges en kondensator med værdien 330nF. Diskant Ud fra overføringsfunktionen for den maksimale forstærkning af diskanten (se forml 4.9), kan komponentværdierne bestemmes. Ligesom ved baskontrollen er potentiometeret fastsat til 0kΩ, og den maksimale forstærkning skal ligeledes være db. R D bestemmes ved at indsætte s = jω, og lade ω gå mod uendelig, da der ønskes en forstærkning af de høje frekvenser: lim 0log ω lim 0log(H max ( jω)) = db ω ) R D + P D = db R D ( jω + C D (R D +P D ) jω + C D R D 0log ( R D + P D R D ) = db R D + P D R D = 0 0 R D + 0kΩ R D = R D = 3,35kΩ Der vælges en modstand med værdien 3,3kΩ. Ud fra overføringsfunktionen (4.9) ses, det at kredsløbet har én pol (ω p ) og et nulpunkt (ω n ), som er givet ved følgende: ω p = (4.) C D R D p ω n = (4.) C D (R D + P D ) Tidligere er det bestemt, at diskanten ligger fra khz og op. Det betyder at nulpunktet (ω n ) skal ligge ved khz. Ud fra dette nulpunkt kan polen ligeledes bestemmes: 39

51 4. Tonekontrol 4 Produktudvikling Ved indsættelse af ω n = khz fås: ( ) ωp 0log ω n = db ω p = ω n ω p 796Hz Det betyder at polen (ω p ) ligger ved 796 Hz. Ved indsættelse af dette i ligning (4.) kan C D bestemmes: C D R D = ω p f π C D R D = khz π C D 5, F 6nF Der vælges en kondensator med værdien 6,8nF. Simulering En simulering af kredsløbet er foretaget i LTSpice, og kan ses på følgende figur. V R3 PB PB R4 R5 C PD PD C R6 AC 3.3k {Rb} C0 {Rb} C9 3.3k 3.3k 6.8n R7 {Rd} {Rd} 6.8n R8 3.3k 330n 330n U5 0meg 0meg.ac oct 00 00k.lib opamp.sub.step PARAM K LIST PARAMS K=0.99 Rb=0k*(-'K') Rd=0k*(-'K') Rb=0k*('K') Rd=0k*('K') Out Figur 4.4: Diagram over det simulerede kredsløb. Som operationsforstærker vælges en ideel operationsforstærker, da der ved målinger alligevel vil blive anvendt en operationsforstærker, der ikke giver indflydelse på resultatet, da dens indgangsimpedans stadig kan betrages som uendelig stor, og dens udgangsimpedans uendelig lille i forhold til R6 og R8. Justering af bas og diskant sker ved at indsætte to modstande der, hvor potentiometeret skal sidde, og således variere dem således, at de tilsammen giver 0kΩ. 40 :\Documents and Settings\Mikael\Skrivebord\Filer\Documents\AAU\3. Semester\P3-projekt\Projekt\Produktudvikling\Tonekontrol\Tonekontrol.a

52 4 Produktudvikling 4. Tonekontrol Bode Diagram 9 6 Magnitude (db) Frequency (Hz) Figur 4.5: Resultat af simulering for tonekontrollen. På figur 4.5 ses det at der opnåes den ønskede forstærkning/dæmpning på henholdvis db og -db. Knækfrekvenserne ligger også som forventet, men ved middelfrekvenser vil der stadig være en lille forstærkning eller dæmpning. Dette vil dog ikke give noget ændring af lydkvaliteten. Konstruktion Kredsløbet er lavet på dobbeltsidet print, hvor overskydende kobber er ætset væk. Som operationsforstærker anvendes en dual-opamp TLE07CP [Instruments, 990] således at begge forstærkere ligger i samme blok. I databladet ses det, at denne operationsforstærker har en slewrate på 45V /µs. Følgende relation skal være opfyldt: SR π f ˆV (4.3) Den maksimale amplitude signalet har i tonefilteret er V RMS (jf. 3.4). For tonefilteret gælder: 45 V µs π 0kHz 4V 45 V µs 0, V µs Det ses dermed, at operationsforstærkeren her opfylder kravet. R7 og R8 på figur 4.5 vælges til 0MΩ, da det var de største laboratoriet havde til rådighed. Til justering af bas og diskant er anvendt 0kΩ potentiometre, som er loddet fast på ledningen således, at de kan monteres på et evt. kabinet. 4

53 4. Tonekontrol 4 Produktudvikling Test På følgende figur ses resultaterne fra målingen af tonefilteret. Yderligere oplysninger om MÅLINGEN kan ses i målejournalen (jf. 6.4 på side 9). Måleresultater 9 6 Forstærkning (db) Frekvens (Hz) Figur 4.6: Viser resultatet af ovenstående måling. Verifikation Ud fra kravene til blokken blev det besluttet, at bas skal ligge fra 00Hz og ned, og diskant fra khz til 0kHz. Ligeledes blev det besluttet, at forstærkningen samt dæmpningen skulle være på ±db, hvilket skulle ske vha. aktive komponenter. På figur 4.7 ses det, at kravene er opfyldt for både de beregnede, simulerede og målte data. 4

54 4 Produktudvikling 4.3 Volumenkontrol Bode Diagram 9 Magnitude (db) Forstærkning(beregnet) Dæmpning(beregnet) Forstærkning(simuleret) Dæmpning(simuleret) Forstærkning(målt) Dæmpning(målt) Frequency (Hz) Figur 4.7: Verificering af tonekontrol. Alle tre sæt data er næsten identiske pånær en minimal afvigelse fra de målte data. Dette er dog næsten umuligt at undgå, da de anvendte coaxkabler samt PC-kortet har en meget lille kapacitans i sig selv. Med dette taget i betragtning kan det dermed konkluderes at resultatet opfylder kravene. De simulerede og beregnede data stemmer godt overens. De målte data afviger lidt, primært mht. knækfrekvenserne. Det bemærkes, at knækfrekvenserne her ligger en anelse for tidligt. Dette kan skyldes, at der i den anvendte apparaturopstilling anvendes et coaxkabel, der har en lille indre kapacitans, hvilket selve PC-kortet også har. Dette kan have indflydelse på knækfrekvensen. Ydermere kan det i målejournalen ses, at THD ikke når op over 0,03% hvilket i høj grad må siges at opfylde kravene (jf. 3.4 på side 9). Udgangsimpedansen for tonekontrollen bliver en parallel mellem udgangsimpedansen for operationsforstærkeren på 80Ω og modstanden på 3, 3kΩ samt 0MΩ. Denne bliver derfor lav som ønsket. Indgangsimpedansen bliver i worst case 3, 3kΩ ved høje frekvenser da kondensatoren virker som kortslutning, hvilket også er tilstrækkeligt højt, hvis forrige blok har en lav udgangsimpedans. 4.3 Volumenkontrol Formålet med volumenkontrollen er at dæmpe et i forvejen forholdsvist højt spændingsniveau, som ligger på 8V RMS. Da spændingsforstærkningen ligger i tonefilteret, er der u- 43

55 4.3 Volumenkontrol 4 Produktudvikling delukkende brug for en dæmpning af signalet. Til dette formål bruges digital elektronik. Volumenkontrollen styres af tre inputs i form af knapper. En til at tælle op, en til at tælle ned og en til mute. Selve lydsignalet går kun igennem en logaritmisk digital modstand i en operationsforstærkerkobling, som styres af resten af det digitale kredsløb. Til styringen af den logaritmiske digitale modstand, bruges en 4-bit counter til at tælle op og ned mellem 6 forskellige lydniveauer. På counteren er også koblet to 7-segment displays, som styres af en selvkonstrueret driver. Volumenkontrollen indeholder følgende blokke, som også ses på figur 4.8: UP og DOWN knapper med forsyningskoblede prelfjernere. Counter-styring. Tilbagekobling, der stopper counteren ved 0 og 5. 7-segment driver og display. Mute-funktion. Logaritmisk digital modstand i operationsforstærkerkobling. UP Knap Med forsyningskoblet prelfjerner 0/5 Stop Counter-Styring Counter 7-Segment driver Dobbelt 7- Segment display DOWN Knap Med forsyningskoblet prelfjerner Mute- Hukommelse Mute Mute Knap Med Stelkoblet prelfjerner Lydsignal Logaritmisk digital modstand Dæmpning Dæmpet lydsignal Figur 4.8: Flowchart over hele den digitale volumenkontrol. For hele afsnittet om volumenkontrollen er der nogle gennemgående faste definitioner og afgrænsninger: 44

56 4 Produktudvikling 4.3 Volumenkontrol Forsyning kaldes VDD og er på 5V. Stel/ground kaldes GND. Simulering af digitale kredsløb udelades. Disse verificeres i stedet igennem målejournaler. Hele volumenkontrolkredsløbet kører som skrevet på 5V. Dette skyldes, at counteren 74HC9AP [Philips, 990] og den logaritmiske DA-converter AD7, begge kun kan forsynes med 5V. Eftersom resten af forstærkeren forsynes med enten 5V eller 4V, er der her brug for en spændingsregulator. På udgangen fra denne afkobles 3 forskellige kondensatorer til stel for at fjerne så meget støj fra forsyningen som muligt. Det ønskede er her et støjfrit DC-signal Volumenknapper Analyse Volumenkontrollen betjenes med to knapper. En til at tælle op o,g en til at tælle ned. Formålet med disse knapper er ved tryk at ændre et højt niveau til et lavt niveau når der tælles. Dog er problemet, at knapper normalt laver prel, hvilket vil sige, at der ikke vil forekomme en konsistent overgang fra høj til lav. Der ønskes en overgang, der skifter meget firkantet fra høj til lav uden unødvendige skift undervejs. Derfor konstrueres til begge knapper en prelfjerner. Prelfjerneren minder meget om den fra kap 4, men der er nogle andre parametre der skal tages højde for og derfor er denne gennemgået igen..tran Valg af kredsløb Til at fjerne det støj der er på kontakten bruges en schmitt-trigger i sammenhæng med et lavpasfilter. V 5 Edited by Foxit PDF Editor Copyright (c) by Foxit Software Company, For Evaluation Only. R k C µ R 9k A out Figur 4.9: Forsyningskoblet prelfjerner med schmitt-trigger Ideen med lavpasfilteret er, at spændingsniveauet først kan blive højt når kondensatoren 45

57 4.3 Volumenkontrol 4 Produktudvikling er ladet op. En kondensator er DC-mæssigt en kortslutning indtil den er ladet op. Opladet er den DC-mæssigt en afbrydelse. Derfor vil der på grund af kondensatorens opladningstid kunne undgås prel. Ved måling på en kontakt kan den tid prellet tager måles, og lavpasfilteret kan derefter dimensioneres så opladningstiden er længere end denne. Efter lavpasfilteret sidder en schmitt-trigger. Schmitt-triggeren er en digital enhed, som tager et ujævnt eller afrundet signal, og gør det fuldstændigt firkantet. Schmitt-triggerens funktion er vist på figur 4. i afsnit 4. Schmitt-triggeren er god til at fjerne kondensatorens bløde opladningskurve. Den stelkoblede modstand er der for at sikre, at når kontakten ikke er aktiveret, så er schmitttriggeren stellet på indgangen. Dette sikrer en lav værdi. Dimensionering Den valgte schmitt-trigger MC4584B [Motorola, 995] er en schmitt-inverter. Der dimensioneres blandt andet ud fra denne. Preltiden på de valgte kontakter er ved måling anslået til under 0ms. Der er 4 ting prelfjerneren skal opfylde: Schmitt-triggerens maksimale tærskelværdi for et negativt gående udgangssignal er på 3,V, og dette skal være det minimale spændingsniveaut når kontakten aktiveres. Der kan maksimum løbe 0mA ind i schmitt-triggeren uden den bænder sammen [Motorola, 995]. Der må maksimum afstættes en effekt på 0.6 watt i hver modstand[philips, 996]. Kondensatorens opladningstid sættes til 0ms for at være sikker på at alt prel er fjernet. For at dimensionere de to modstande i kredsløbet opstilles en spændingsdeling, der skal fastsætte spændingsfaldet over modstanden R. Dette må ikke overstige.8v. Da spændingsniveauet efter R skal holdes over schmitttriggerens tærskelværdi på 3.V. R R +R V DD = V R R R +R 5V =,8V R =,78 R For at være på den sikre side, dimensioneres der efter et fald over R på kun 0,5V. R R +R 5V = 0.5V R = 9 R 46

58 4 Produktudvikling 4.3 Volumenkontrol Nu er forholdet mellem de modstande, og spændingsfaldet over R fastsat. Næste krav er, at der ikke må løbe mere end 0mA ind i schmitt-triggeren. Spændingsfaldet over R kendes allerede så ved ohms lov fastsættes minimumsværdien af R : 0,5V 0mA = 5Ω Dog er det her ikke nødvendigt at trække en særligt stor strøm, så den fastsættes til 0,5mA. Dette giver en er R på: 0,5V 0,5mA = 000Ω Når R er dimensioneret vides det fra tidligere at R skal være 9 gange større. R bliver derfor 9kΩ. De to modstande kan maksimum klare en effekt på 0.6W. Derfor regnes den maksimale effekt for en sikkerheds skyld: R : Når kondensatoren ikke er ladet op, er den DC-mæssigt en kortslutning, og det er derfor her den største strøm trækkes. 5V kω = 5mA V R I R = P R 5V 5mA = 5mW R : Schmitt-triggeren trækker ikke særligt meget strøm, og eftersom det er en maksimumseffekt, der skal findes, bruges den samme strøm som ved R når kondensatoren er fuldt opladet: (5V 0,5V ) 0,5mA =,9mW Hermed kan det konkluderes, at modstandene er dimensioneret passende, da den afbrændte effekt i dem er langt under de 0,6W. Det sidste krav er at opladningstiden på kondensatoren er 0ms. Til at dimensionere kondensatoren ud fra opladningstiden, bruges op/afladningsformlen for en kondensator. Denne 47

59 4.3 Volumenkontrol 4 Produktudvikling kaldes universalformlen. Efter 0ms er kondensatoren fuldt opladet, og dermed en DCmæssig afbrydelse. Spændingsfaldet over den vil her være 4,75V, men det kan regnemæssigt ikke opnås, fordi en logaritmisk funktion ikke kan gå i 0. Derfor trækkes 0,mV fra. Kondensatoren lades op gennem modstandende R og R i parallel: kω 9kΩ = 950ΩV (t) kω + 9kΩ t = V ( ) + (V (0) V ( )) e R C (4.4) (4.5) = (0 4.75) e 0.0 (950Ω) C (4.6) (4.7) C = 978nF (4.8) Kondensatoren rundes op til µf, fordi det er en rund værdi, som er let tilgængelig. Den eneste forskel den lidt større kondensator vil gøre er, at opladningstiden bliver en anelse længere, men dette gør ikke noget. Simulering For at simulere den opladningskurve for kondensatoren, som skal udjævne alt prel, bruges en spændingskilde, der laver en puls der går fra 0 til 5V med en varighed på 0ms. R V k C µ R 9k Schmitt PULSE( ).tran 0.04 Figur 4.30: Simuleringskredsløbet med pulsgenererende spændingskilde. 48

60 0.0V 9.5V 9.0V 8.5V 8.0V 7.5V 7.0V 4 Produktudvikling 4.3 Volumenkontrol 6.5V 6.0V 5.5V 5.0V 4.5V 4.0V 3.5V 3.0V.5V.0V.5V.0V 0.5V 0.0V V(schmitt) V(vdd) -0.5V 0ms 4ms 8ms ms 6ms 0ms 4ms 8ms 3m --- C:\Program Files\LTC\SwCADIII\Draft3.raw --- Figur 4.3: Simuleringsgraf for prelfjerneren På figur 4.3 ses det, at opladningstiden i simuleringen er på ca. 8ms, hvilket ikke er langt fra de 0ms, der er dimensioneret efter. Konstruktion Kontakterne sidder på et andet print end resten af volumenkontrollen. De sidder på et print for sig selv sammen med resten af brugerinterfacet. Kontakterne og alt andet, der er forbundet fra brugerinterfaceprintet til volumenkontrollen, er forbundet med fladkabler koblet med nemt aftagelige stik. Volumenkontrollen er lavet på et dobbeltsidet print. IC ernes forsyning er koblet til stel med en afkoblingskondensator for at minimere støj. Test I målejournalen for volumenkontrollen, kapitel 6.5 på side 3, er det testet om knapperne kun aktiveres en gang ved tryk, hvilket de gør. Dette ses under test punkt i målejournalen. Verifikation Eftersom kravet til counterknapperne var, at de kun skal aktiveres en gang ved tryk, uden prel, kan det ud fra ovenstående test konkluderes, at knapperne virker efter hensigten Counterstyring Analyse Ideen med counterstyringen er at sørge for, at de forskellige porte på counteren får de rigtige værdier, når der henholdsvist tælles op eller ned. Disse indgangssignaler på portene 49

61 4.3 Volumenkontrol 4 Produktudvikling skal styres med digital elektronik. Counteren kræver tre signaler ind for at styre selve tællefunktionen. Disse 3 portes værdier skal styres af UP og DOWN knapperne jf. ( 4.3. på side 45): U/D port - Denne port afgør om der tælles op eller ned. CE port - Denne port afgør om der tælles eller huskes på sidste værdi. CLK port - Dette er clocken. Der tælles når clocken hurtigt skifter fra lav til høj. Counteren er en 4-bit counter kaldet 74HC9AP [Philips, 990], som også har den funktion, at det er muligt at sende et 4-bit input ind, som går direkte videre til udgangene. Denne funktion er brugt til at give counteren en fast startværdi hver gang. Dette gøres vha. portene: PL port - Parallel load porten afgør om portene D0, D, D og D3 sendes direkte videre til output, eller om der kan tælles. D0, D, D og D3 - Disse porte fastsætter startværdien, som sendes direkte på udgangene Q0, Q, Q og Q3. Outputtet fra counteren er 4 udgange, som hver repræsenterer én af de 4 bit. Dette 4-bit signal skal bruges videre til displayet og den logaritmiske DA-converter. Der er udfra ovenstående analyse opsat 4 krav til counterstyringen: Startværdien for volumenkontrollen skal være decimalværdien 3. Knapperne skal først aktiveres når de slippes for, at undgå delay på clocken. Op- og ned-tælling skal ske med spring på en hver gang knappen bliver trykket net. Aktivering af både op og ned knapperne på samme tid skal ikke være muligt. 50

62 4 Produktudvikling 4.3 Volumenkontrol Valg af kredsløb D D UP 3 VDD C D0 D D D3 Q0 Q Q Q C DOWN CLK CE PL U/D RC 3 TC 74HC B B VDD kohm 330nF Figur 4.3: Det digitale styringskredsløb til counteren. A A Det første valg, der skal tages stilling til er, om clocken skal styres af en seperat clock- Size Document Number Rev A <Doc> <RevCode> Date: Thursday, November 7, 008 Sheet puls, eller 5 om clocken skal komme 4 fra selve op- og 3nedkontakterne. Her vælges den sidste of mulighed, hvilket vil sige at clock-signalet skal trækkes direkte fra knapperne. Udfra tabel 4. taget fra databladet for counteren 74HC9AP [Philips, 990], ses hvilke værdier de forskellige porte på counteren skal sættes til i de forskellige situationer. Title <Title> Inputs Outputs Tilstand PL U/D CE CLK D n Q n L X X X L L parallel load L X X X H H Tæl op H L X Tæl op Tæl ned H H X Tæl ned Husk H X H X X Husk Tabel 4.: Sandhedstabel for counteren 74HC9AP [Philips, 990] Det signal, der kommer ind fra knapperne er allerede inverteret i prelfjerneren. Det vil sige, at et tryk på kontakterne vil give en hurtig overgang fra høj til lav. Dermed er værdien hvor ved der tælles 0. 5

63 4.3 Volumenkontrol 4 Produktudvikling Tryk U = 0 Tryk D = 0 Tabel 4.: Kontakternes værdi i Aktiveret tilstand Tabellerne i de nedenstående afsnit bygger på tabel 4. på foregående side. U/D porten: På U/D porten skal der være et lavt niveau når der tælles op, og et højt niveau når der tælles ned ifølge 4. på forrige side. Resten af tiden er værdien på den ligegyldig. U D U/D Ingen tryk 0 D Tryk D Tryk U Tryk U,D 0 U/D = U+D Tabel 4.3: Sandhedstabel for U/D porten. UP UP B CE-porten er port, der afgør om der huskes på DOWN D den foregående værdi, eller om der U/Dtælles UP UP DOWN Figur 4.33: Kredsløb for UD. C Ud fra denne tabel ses det, at de to signaler blot skal lægges sammen med en OR for, at 3 4 værdien på U/D-porten er 0 når der trykkes på U, og når der trykkes på D. I de to andre DOWN situationer hvor der enten ikke aktiveres nogen knapper, eller begge aktiveres, er værdien ligegyldig. Derfor sættes U/D til. Der bliver taget højde for disse situationer på CE-porten. CE porten: 3 4 Når CE-porten sættes lav, sættes tælleren igang, og når den er høj, husker den: U/D DOWN CLK CE U D CE Ingen tryk 0 0 Tryk D 0 0 Tryk U C 0 0 TrykA U,D CE = U D Tabel 4.4: Sandhedstabel for CE porten. B 5 VDD UP DOWN UP kohm DOWN 330nF PL Figur 4.34: Kredsløb for CE CLK 3 CE Title Size A Date: <Title> Document Numbe <Doc> Friday, Decem 5 VDD PL kohm 330nF A Title <Title>

64 4 Produktudvikling 4.3 Volumenkontrol I tabel 4.4 på forrige side ses det, at hvis en XOR bruges til at lægge Down inverteret sammen med Up inverteret, så giver det de omvendte værdier af hvad der skal være på CEporten. Derfor inverteres de. Der bruges en XOR frem for en normal OR for at forhindre tryk på begge knapper samtidigt. I tabel 4.4 på modstående side ses det, at når begge knapper aktiveres samtidigt, så er det høje niveauer der lægges sammen. Dette giver med en XOR 0. 5 CLK porten: Hver gang counteren skal tælle enten op eller ned, skal der forekomme en hurtig positivtgående puls på clocken. UP I prelfjerneren på Dvolumenknapperne, jf. ( 4.3. på side 45), er der til sidst en schmitttrigger, som har til funktion at firkante signalet og give de hurtige 3 overgange 4 fra lav til høj U/D 3 og omvendt. Dette er blandt andet så clocken bedre opfatter DOWN skiftene. Clocken skal være det sidste, der aktiveres ved tryk på en knap. Dette skyldes, at alle porte pånær clocken aktiveres af et niveau, og derfor skal clocken først komme når de ønskede niveauer på portene er opnået. Derfor designes clocksignalet, UP så det i passiv tilstand er højt, 3 4 for ved aktivering af kontakten at blive trukket lavt. På denne måde vil overgangen fra lav til høj først kommec når kontakten slippes CE U D CLK Ingen tryk 0 Tryk D 0 Tryk U Tryk U,D B 0 CLK = U D Tabel 4.5: Sandhedstabel for CLK porten. DOWN UP DOWN VDD 3 4 Figur 4.35: Kredsløb CLK. kohm nF PL 4 CLK I tabellen 4.5, ses det A at clocken aktiveres ved at blive trukket lav, hvilket er for at sikre en overgang fra lav til høj så sent som muligt. I tabellen tydeliggøres det, at alle kombinationer undtagen Tryk D vil fungere med U + D. Derfor vælges en XOR, fordi + = 0. Title Size A <Title> Document N <Doc> Date: Friday, D PL porten Parallel load porten skal bruges til at skabe en fast startværdi på volumenkontrollen. I tabel 4. på side 5 ses det, at PL-porten skal holdes høj når der tælles. Den fortæller også, at når PL-porten er lav, så sendes inputtet på D0-D3 direkte ud på output-portene Q0-Q3. 53

65 5 4 3 D C UP 4.3 Volumenkontrol U/D 4 Produktudvikling UP DOWN 3 4 PL = 0 D0 = Q0 D = Q D = Q D3 = Q3 Som startværdien vælges decimalværdien 3. Den 4-bit binære kombination er 00. I counteren er D0/Q0 hvad der svarer til decimalværdien, hvilket vil sige, at startværdien bliver: 3 4 DOWN CE UP D0 = = V DD D = = V DD D = 0 = GND 5 D3 = 0 = GND CLK B Denne kombination opnåsdown ved at sætte D0 og D til forsyning, mens D og D3 sættes til stel. VDD PL kohm 330nF A 5 4 Dette gøres nemmest vha. et lavpasfilter. Figur 4.36: Lavpasfilter på PL-porten. Size På PL-porten skal der, når forstærkeren tændes, holdes lavt niveau et kort stykke tid for, at A loade en startværdi. Derefter skal værdien på porten gå høj for at counteren kan tælle. Når kondensatoren endnu ikke er ladet op, fungerer den DC-mæssigt som en kortslutning, hvilket vil sige, at strømmen går direkte til stel og efterlader et lavt niveau på PL-porten. Når kondensatoren er opladet bliver den DC-mæssigt en afbrydelse, hvilket vil sige, at alt strømmen går ind i PL-porten. Hermed er det høje niveau etableret men forsinket som ønsket. 3 Title Date: <Title> Document Number <Doc> Friday, December 05, 008 Dimensionering Det digitale kredsløb, der styrer portene U/D, CE og CLK består af digitale gates, og har derfor ikke brug for dimensionering. 54

66 4 Produktudvikling 4.3 Volumenkontrol PL porten: Til at dimensionere lavpasfilteret bruges universalformlen, så der dimensioneres udfra opladningstiden for kondensatoren. Ifølge databladet for counteren 74HC9AP [Philips, 990] tager det 7ns for counteren at ændre ouputtet på Q n i forhold til PL-porten. Derfor skal lavpasfilteret dimensioneres så opladningstiden bliver længere. Her vælges ms for at være på den sikre side. Først vælges en 5kΩ modstand til lavpasfilteret. Denne er valgt tilstrækkeligt højt for ikke at sende en for stor strøm ind på counterens PL-port. På PL-porten er tærskelværdien mellem højt og lavt niveau 50% af VDD. Derfor er det tiden fra forstærkeren tændes til spændingsfaldet over kondensatoren er,5v, som findes ved følgende: V (t) = V ( ) + (V (0) V ( )) e R C t,5v = 5V + (0V 5V ) e k C C = 88nF Den nærmeste tilgængelige kondensator er en 330nF, og eftersom der er overdimensioneret med mere end gange, vil den fungere fint. Simulering For at simulere opladningskurven for kondensatoren bruges en spændingskilde, der laver en step-puls der går fra 0 til 5V. VDD V R 5k C 330n PL PULSE( ).tran Figur 4.37: Simuleringskredsløbet med pulsgenererende spændingskilde. --- C:\Program Files\LTC\SwCADIII\Draft5.asc

67 .5V.0V 0.5V 0.0V 9.5V 9.0V 8.5V 8.0V 7.5V V Volumenkontrol 4 Produktudvikling 6.5V 6.0V 5.5V 5.0V 4.5V 4.0V 3.5V 3.0V.5V.0V.5V.0V 0.5V V(pl) V(vdd) 0.0V 0.0ms 0.5ms.0ms.5ms.0ms.5ms 3.0ms 3.5ms 4.0ms 4.5ms 5.0ms 5.5ms 6.0ms V(pl): (3.55ms,.5006V) --- C:\Program Files\LTC\SwCADIII\Draft5.raw --- Figur 4.38: Simuleringsgraf for PL-styringskredsløb. På figur 4.38 ses det, at de,5v over kondensatoren opnås efter ca. ms, hvilket er det samme, der er dimensioneret efter. Konstruktion Portene RC og TC bruges til at koble counteren synkront sammen med andre countere. De bruges derfor ikke, og behøver ikke at blive koblet hverken højt eller lavt. Volumenkontrollen er lavet på et dobbeltsidet print. IC ernes forsyning er koblet til stel med en afkoblingskondensator for at minimere støj. Test I målejournalen for volumenkontrollen (jf. 6.5 på side 3), er punkterne, 3, 4 og 6 relevante for dette afsnit. De bekræfter følgende: At startværdien for volumenkontrollen er decimalværdien 3. At knapperne først aktiveres når de slippes og, at delay-problemer derfor undgås. At op- og ned-tælling skal ske med spring på en hver gang knappen bliver trykket ned. At aktivering af både op og ned knapperne på samme tid ikke er muligt. Verifikation Tabel 4.3. sammenlignes med de 4 krav der i analysen er stillet til counterstyringen 4.3. på side 50. Det ses, at de alle er opfyldt. 56

68 4 Produktudvikling 4.3 Volumenkontrol Counterstop Analyse Ideen med couterstop er, at når counteren når den højeste værdi 5, så skal den ikke tælle videre. For 0 gælder, at den ikke skal tælle videre ned. Normalt er counteren lavet til at begynde forfra i den anden ende af skalaen når den når en endeværdi. Derfor er det nødvendigt at lave et digitalt kredsløb, der forhindrer dette. Dette gøres ved at have et kredsløb, der udfra outputtet på counteren vurderer, hvilken binær værdi den er kommet til. Hvis counteren når en endeværdi, skal kun tællen i den retning den kom fra tillades. D Valg af kredsløb C UP 9 DOWN 74HC D0 D D D3 Q0 Q Q Q B CE-styring CLK CE PL U/D RC 3 TC Figur 4.39: Counterstop kredsløbet. A Den port, der skal påvirkes af dette digitale kredsløb, er den før omtalte CE-port på counteren jf. ( 4.3. på side 49). Denne port afgør om der tælles eller huskes. Signalet fra Title counterstop skal skabe et højt niveau, når der tælles videre i samme retning, <Title> efter en endeværdi er nået. Dette høje niveau skal så lægges sammen med signalet, der normalt styrer porten fra kapitel 4.3. på side For regneoverskuelighed laves Q0, Q, Q og Q3 om til A, B, C og D i samme rækkefølge. UP kontakten symboliseres med U og DOWN med N, fordi D er brugt. Når counteren står på decimalværdien 0 vil A, B, C og D alle have værdien 0, og her skal kredsløbets output være hvis N =. Det vil sige, at der ikke kan tælles ned når counteren står på decimalværdien 0. På samme måde er højeste niveau 5 nået når alle portene A, B, C og D har værdien. Her skal outputtet være når U =. Så vil tælleren ikke tælle op når Size Document Number Rev A <Doc> < Date: Saturday, November 9, 008 Sheet of 57

69 Volumenkontrol Produktudvikling decimalværdien er 5. Herunder ses et karnaughkort til opstilning af formlen for kredsløbet. 4 0 Alle kombinationerne 5 af A, B, Cog D mellem 0000 og er ikke interessante, og derfor har de fået en fælles række. Ouputtet for disse kombinationer giver alle sammen 0. U U N N ABCD/UD A',B',C',D' X A,B,C,D 0 0 DeMorgan s teoremer DeMorgan s teoremer ( variable): (X*Y) = X +Y Figur kanaug 4.40: Karnaughkort A'*B'*C'*D'*D+A*B*C*D*U for counterstopkredsløbet. [Mikkelsen, 008a] Selv (A+B+C+D)'*N+(A*B*C*D)*U X Ud fra karnaughkortet X kan en formel for kredsløbet opsættes: (X*Y) Y A B C D N + A YB C D U X +Y For at spare en inverter på A, B, C og D, bruges De Morgans teoremer på den ene halvdel De mest benyttede teoremer overhovedet!!! til at lave en omkrivning: (X+Y) = X *Y X Y X *Y X Y (X+Y) Jan H. Mikkelsen - Slides DTEK. Page 8/37 Figur 4.4: De Morgan omskrivning. På denne måde skal der i stedet for 4 invertere og en AND-gate nu kun bruges en OR-gate og en inverter. Dette giver en ny formel for kredsløbet: (A + B +C + D) N + A B C D U Konstruktion Volumenkontrollen er lavet på et dobbeltsidet print. IC ernes forsyning er koblet til stel med en afkoblingskondensator for at minimere støj. 58

70 4 Produktudvikling 4.3 Volumenkontrol Test I målejournalen for volumenkontrollen, kapitel 6.5 på side 3, er punkt 5 relevant for dette afsnit. Det bekræfter, at volumenkontrollens counter ikke kan tælle over 5 og ikke under 0. Verifikation Kravet til modulet counterstop var at forhindre counteren i at tælle videre op når den når niveau 5, og på samme måde forhindre den i at tælle ned når den står på niveau 0. I afsnittet test verificieres det, at dette krav er opfyldt Display Analyse Til visning af de forskellige volumenniveauer skal der bruges et display. I kapittel 4.3 blev det bestemt, at volumenkontrollen har lydniveauer fra 0-5, så derfor fremstilles displayet til at vise disse. Valg af kredsløb Til at vise tallene fra 0-5 vælges to 7-segment displays. 7-segment displays bliver ofte benyttet i mange forskellige digitale apparater til at displaye decimaltal, fx i ældre vækkeure og ældre brændstofstavler på tankstationen. Som navnet hentyder, er ét 7-segment display bygget op af 7 segmenter (se billede 4.4), som navngives i alfabetisk rækkefølge fra A til G. Som regel er der også et punktum med på en 7-segment komponent, i tilfælde, hvor visning med decimaler vil være aktuelt. Figur 4.4: 7-segmentets opbygning og komponentudseende. 59

71 4.3 Volumenkontrol 4 Produktudvikling Der findes færdige IC er, som virker som en driver til et 7-segment display, men da 3. semester indeholder kurset Basal Digitalteknik (DTEK), vil det være oplagt, at gruppen selv fremstiller en driver til de to 7-segment displays. Fra volumenkontrollen modtages de binære signaler A, B, C og D. Som nævnt, kan hvert signal have forskellige værdier, (højt) eller 0 (lavt). Der opstilles en sandhedstabel ud fra de værdier segmenterne skal have, udfra de værdier inputsene har: Visning\Inputs A B C D Visning\Segment a b c d e f g h i Figur 4.43: Sandhedstabeller. [en.wikipedia.org, 008] Segment h og i har fået disse navne, da de i virkeligheden blot er segment a og b på 7- segment display nummer to. Tabellerne er lavet ved at kigge på figuren til venstre på figur 4.4 på forrige side, og så se hvilke segmenter, som skal være tændte, altså, ved hvert input. Eksempelvis ved visning af tallet 3 skal segmenterne a, b, c, d og g være tændte, derfor ved dem i tabel på figur Disse bolske udtryk overføres for hvert segment fra sandhedstabellen til et karnaugh-kort, som er en gray-kodet sandhedstabel på matrixform, hvilket vil sige, at hvert skift imellem en nabo state i karnaugh-kortet kun medfører en ændring i én variabel. For alle segmenter er der lavet et karnaughkort, alle disse kan ses i kap. 6. på side 6. Da der er 4 variable, A, B, C og D, skal karnaugh-kortet indeholde 4 = 6 celler. Når dette er gjort, arrangeres de i de største lovlige rektangler, kun indeholdende ere, for at få de simpleste udtryk. For et karnaugh-kort med 4 variable, må rektanglerne kun tage form som x, x, x4, x, x4 eller 4x4 celler. Disse udtryk forkortes så ned til det endelige udtryk. 60

72 4 Produktudvikling 4.3 Volumenkontrol Figur 4.44: Segment f og h på karnaugh-kort. På figur 4.44 er segment f og h overført til et karnaugh-kort. Udtrykket for segmenterne bliver efter de skrevne regler: Segment f = B C D + A B C + B C D + A B C + A B C + A B D Segment h = A B + A C Dimensionering 7-segmenter: De to 7-segment displays vælges af typen SC56-EWA (se datablad [Kingbright, 003]. Disse er grå standard segmenter, som er common katode, dvs. de skal have positiv forspænding for at lyse. I databladet for 7-segmentet aflæses værdien for maksimum forward spænding over dioden til,5 volt, og typ. værdi til volt. DC forward strømmen må max være 30 ma. IC er: I databladet for HE4000B (se datablad [Philips, 995a]) familien aflæses den maximale DC strøm, som kan trækkes fra en IC fra HE4000B familien til at være 0 ma, mens spændingsniveauet højt vil falde jo mere strøm der trækkes fra den. Modstande: Imellem udgangs IC erne og 7-segment komponenten skal der for hvert segment være en modstand, så ovenstående angivelser ikke bliver overskredet. Udgangsspændingen antages at ligge omkring 4V, da den ifølge familiedatabladet er omkring 4.6V ved en minimumsstrøm på 0.44mA. 6

73 4.3 Volumenkontrol 4 Produktudvikling 8mA R VDD 50 4V + V - Segment D + V - Figur 4.45: Modstanden mellem udgangs IC en og segmentet. Modstanden udregnes derfor til at være: R = V 8mA = 0,5kΩ = 50Ω --- C:\Users\Støve\Desktop\Segmentmodstand.asc --- Modstanden afrundes til 55Ω, hvorved strømmen bliver 7,8mA. Simulering A Alle segmenterne er simuleret med ideelle logiske NAND blokke i LTSpice. Da den største del af logik-ic erne fra komponentens side er inverterede, vil det være oplagt at have det i mente, når kredsløbet skal konstrueres. Ydermere, ved anvendelse af De Morgans teoremer, kan kredsløbet konstrueres til kun at 5 4 bruge NANDs istedet for ANDs og ORs. De Morgan siger, at ANDs OR et sammen, kan erstattes udelukkende af NANDS. Se figur D A B C D = A B C D Figur 4.46: Eksempel med De Morgan princippet. Det vil sige, at udtrykket for 4.46 bliver: A B +C D = A B C D 6 C

74 4 Produktudvikling 4.3 Volumenkontrol V V V3 V4 A A A3 A4 A A B B C C D D A5 A6 A7 A8 A0 A A A3 A9 a-segment A4 b-segment Figur 4.47: Segment a og b i simuleringsværktøjet LTSpice. På figur 4.47 ses segment a og b i LTSpice. Ude til venstre er der koblet 4 spændingskilder på, som skal simulere de 4 inputs, A, B, C og D. I LTSpice påtrykkes disse 4 variable værdien 0 eller, mens de i praksis vil være lav og høj ved henholdsvis omkring 0 og 5 volt. Hvis formålet med dette projekt ville være at fremstille en komplet hififorstærker til masseproduktion, ville det også være nødvendigt at kigge på andre faktorer som fx priser, men --- C:\Users\Støve\Desktop\7-segment display\draft.asc --- i dette tilfælde, vil IC erne blive delt op i segmenter for at give et bedre overblik over konstruktionen, og vil gøre eventuel fejlfinding lettere. En anden faktor kan være delay, men da der i 7-segmentets driver ikke skal bruges noget nøjagtigt clocksignal til at skifte visning, ses der bort fra dette videre i konstruktionen. Konstruktion Den samlede konstruktion er først fremstillet på fumleboards, hvorefter de er fremstillet på dobbeltsidet print boards. IC ernes forsyning er koblet til stel med en afkoblingskondensator for at minimere støj. Til konstruktionen er der brugt: 6 stk. 40 Quadruple -input NAND gate (se datablad [Philips, 995c]). stk. 40 Dual 4-input NAND gate (se datablad [Philips, 995d]). 8 stk. 403 Triple 3-input NAND gate (se datablad [Philips, 995f]). 4 stk input NAND gate (se datablad [Philips, 995g]). 63

75 4.3 Volumenkontrol 4 Produktudvikling stk Hex inverter (se datablad [Philips, 995b]). Test Displayet er testet som en del af volumenkontrollen (jf. målejournal 6.5). Spændingen over alle modstandene imellem 7-segmentdisplayene og IC erne er målt til: Dette giver en strøm på:,9v - efter,78v =.V,V 55Ω = 4,3mA. Disse størrelser viser sig at afvige fra det forventede, men da disse i forvejen er usikkert bestemt, da den leverede spænding vil blive kraftigt reduceret jo mere strøm, som trækkes, opfylder de alligevel de stillede krav om at kunne oplyse de 7-segment displays. Verifikation Displayordningen virker som den skal. Der er konstant lysstyrke i alle segmenterne ved højt niveau, og visningen af tallene fra 0 til 5 sker som forventet Mute Analyse Mute-funktionens opbygning afhænger meget af modulet efter mute-funktionen. Den valgte logaritmiske DA-converter har ikke indbygget mute-funktion hvilket gør, at inputtet til DAconverteren skal sættes til en bestemt værdi når mute er slået til. Dette vil sige, at det 4-bit binære input fra counteren til DA-converteren skal sættes til når mute er aktiveret. Dette er på counteren den højeste værdi, og fordi det på DA-conveteren er omvendt, skal de 4 bit inverteres. Derudover skal mute ikke direkte ændre signalet fra counteren. Ideen er, at når mute er slået til, skal der stadigvæk kunne tælles op og ned. Volumenniveauet kan derfor ændres selvom mute er slået til, dog uden lyd, og det valgte niveau kan også stadigvæk ses på displayet. Mute-funktionen skal være slået fra når forstærkeren tændes, hvilket vil sige, at startværdien for mute-funktionen skal være 0. De 3 krav mute-funktionen skal opfylde: Mute skal være deaktiveret når hifi-forstærkeren tændes. 64

76 4 Produktudvikling 4.3 Volumenkontrol Lydsignalet skal mutes og en LED skal tændes ved tryk på en knap. Volumenniveauerne skal kunne ændres mens mute er aktiveret. Valg af kredsløb For at kunne mute ved at ændre det 4-bit input på DA-converteren, uden at ændre udgangsværdierne for counteren, bruges en OR-gate på hver af de fire bit. På denne måde vil signalet fra counteren gå direkte igennem, hvis det kun lægges sammen med lave (0) værdier. Hvis det derimod lægges sammen med høje () værdier, vil inputtet til DA-converteren blive lige meget hvad counterens udgangsværdier er HC9 D D0 D D D3 Q0 Q Q Q C 4 CLK RC 3 4 CE TC PL 5 U/D Iout AD7 AGND D7 D6 D5 D4 D3 Rfb Vin 6 5 WR 3 CS D0 D D Mute-signal B Figur 4.48: Mute-styringens kobling på DA-converterens 4-bit indgangssignal. A Eftersom de værdier der skal sendes ind på hver af de fire OR-gates fra mute-styringen altid er de samme, behøves kun en udgang fra mute-styringen. Når mute er aktiveret skal der være et højt niveaut som output fra mutestyringen, og når mute er slået fra skal outputtet være lavt. Dette gøres ved hjælp af en t-flipflop. En t-flipflop er en d-flipflop, der kobles så et positivtgående step på clocken vil gøre, at outputtet skifter tilstand. Det vil sige, at lige meget Title <Title> hvilken værdi der er på udgangen, vil den skifte til det modsatte når et step på clocken fo- Size Document Number A <Doc> rekommer. Date: Wednesday, December 03, 008 Sheet o Til at lave 5 et hurtigt step fra lav til 4 høj på clocken bruges en 3 simpel fjederkontakt, som kun kortsluttes når kontakten holdes nede. Kontakten er koblet med en stelkoblet prelfjerner, som er beskrevet og dimensioneret i afsnit 4.. på side. 65

77 4.3 Volumenkontrol 4 Produktudvikling T-flipfloppen er som skrevet en speciel kobling af en D-flipflop. En D-flipflop sender ved positivtgående signal på clocken inputtet D direkte ud på outputtet Q: Q = D I en T-flipflop kobling er Q direkte forbundet med D. DVS., at når der kommer et positivtgående signal på clocken bliver outputtet Q: Q n = D n = Q n+ D Det vil sige, at eftersom Q altid er det modsatte af Q, vil positivtgående clocksignal altid få T-flipflopens outputværdi til at skifte. D VDD C D CLK Q Q 4 D R 6 S Output R VDD C VCC R 403 C Figur 4.49: Mute-styringens kredsløb. B A For at mute-funktionen altid er slået fra når forstærkeren tændes, skal output-værdien fra T-flipflopen være 0 som startværdi. På den valgte D-flipflop HEF403B [Philips, 995e] er der både en Set og en Reset port. Reset-porten bruges her fordi den sætter en lav værdi på udgangsporten Q, når der påtrykkes et højt niveau på reset. Dette er ideelt, fordi der hurtigt kan laves et højt niveau på reset-porten, når forstærkeren tændes, hvorefter startværdien vil være 0. Denne hurtige høje værdi laves ved hjælp af et højpasfilter koblet til forsyning. Kondensatoren er nemlig en kortslutning DC-mæssigt indtil den lades op, hvilket giver et højt niveau på Title <Title> reset-porten. Når kondensatoren lades op bliver den DC-mæssigt en afbrydelse, og dermed Size Document Number Rev A <Doc> <RevCode forsvinder det høje niveau igen Date: Wednesday, December 03, 008 Sheet of B A For at det kan ses om mute er slået til eller ej, skal der være en lysdiode, der lyser når mute er slået til. Det passer fint med, at der på udgangen af T-flipflopen er et højt niveau når mute er slået til. Dioden kunne godt kobles direkte på dette signal med en modstand, men det ville sænke spændingsniveauet på udgangen. Eftersom signalet skal bruges videre i andre 66

78 4 Produktudvikling 4.3 Volumenkontrol digitale kredsløb, er det bedst at holde et niveau så højt som muligt. Derudover kan der ikke trækkes nok strøm ud af T-flipflopens IC til at give dioden maksimum lysstyrke. For at løse dette problem bruges en N-kanal Mosfet transistor. Output-signalet fra T-flipflopen sendes ind på Gate-benet, for en N-kanal mosfet er bygget op på den måde, at jo højere spændingsforskel der er mellem gate og source, jo mere åbnes forbindelsen mellem Drain og Source. Lysdiodens anode kobles gennem en modstand til forsyning, og katoden kobles til drain-porten på transistoren. Source på mosfet transistoren er koblet til stel. Modstanden og dioden kunne godt have været koblet på source, men når source er koblet til stel, er spændingsforskellen mellem den og gate størst. Transistoren åbner mest når V GS er høj. Når der kommer et positivt potetiale på gate vil transistoren åbne, og dioden kobles til stel, hvilket får den til at lyse. Dimensionering Reset-porten Ifølge databladet for D-flipflopen HEF403B [Philips, 995e], tager det maksimum 00ns før udgangsporten Q ændres fra reset-porten sættes høj. For at være på den sikre side dimensioneres højpas-filteret derfor så det høje niveau holdes i ms. Værdien hvor ved Resetporten skifter fra lav til høj er på 50% af VDD, hvilket er,5v. Modstanden i højpas-filteret er der to krav til. Der må ikke løbe for meget strøm igennem den af to årsager. For det første skal spændingspotentialet efter kondensatoren i ms være højt nok til at sikre, at et digitalt højt niveau på reset. Den anden grund til at strømmen gennem modstanden skal være lav, er at effekten brændt af i den ikke må overstige 0.6W. Derfor vælges denne til 5kΩ, som er på den sikre side. Til at dimensionere højpasfilteret bruges universalformlen: V (t) = V ( ) + (V (0) V ( )) e R C t,5v = 5V + (0V 5V ) e k C C = 89nF Her vælges i stedet en 330nF, fordi den er nemt tilgængelig. Med denne vil opladningstiden blive lidt længere, hvilket ikke gør noget. Lysdiode Som mosfet transistor er der valgt en IRF50 [Intersil, 999]. På figur 5 i databladet ses det, at ved en V GS på 5V kan der løbe en I D på A. Dette er rigeligt eftersom diode-kredsløbet kun dimensioners til at trække 0mA. Ifølge databladet for dioden L53SRC [Kingbright, 00] kan den maksimalt tåle en strøm på 30mA. Det typiske spændingsfald over dioden er,85v, hvilket modstanden R i figur 4.49 på forrige side skal dimensioneres efter. Her bruges Ohms lov: 67

79 4.3 Volumenkontrol 4 Produktudvikling R = 5V,85V 0mA = 57, 5Ω Her er den nærmest tilgængelige 60Ω. 7.0V 6.5V 6.0V Simulering 5.5V 5.0V For 4.5Vat simulere opladningskurven for kondensatoren bruges en spændingskilde, der laver en step-puls, 4.0V der går fra 0 til 5V. 3.5V 3.0V.5V.0V.5V.0V 0.5V 0.0V 9.5V 9.0V 8.5V 8.0V 7.5V 7.0V 6.5V 6.0V 5.5V 5.0V 4.5V 4.0V 3.5V 3.0V.5V.0V.5V.0V 0.5V VDD V C 330n R 5k Reset PULSE( ).tran Figur 4.50: Simuleringskredsløbet med pulsgenererende spændingskilde. V(vdd) V(reset) --- C:\Program Files\LTC\SwCADIII\Draft4.asc V 0.0ms 0.5ms.0ms.5ms.0ms.5ms 3.0ms 3.5ms 4.0ms V(reset): (.467ms,.508V) --- C:\Users\Jens Skov Damgaard\Desktop\P3\Produktudvikling\Volumekontrol\Simuleringer\Draft4.raw --- Figur 4.5: Simuleringsgraf for reset-styringskredsløb. På figur 4.5 ses det, at de,5v over kondensatoren opnås efter ca. ms, hvilket er det samme som der er dimensioneret efter. Konstruktion Volumenkontrollen er lavet på et dobbeltsidet print. IC ernes forsyning er koblet til stel med en afkoblingskondensator for at minimere støj. 68

80 4 Produktudvikling 4.3 Volumenkontrol Test I målejournalen for volumenkontrollen jf. ( 6.5 på side 3), er punkterne 8, 9 og 0 relevante for dette afsnit. De bekræfter følgende: PIN CONFIGURATIONS DIP/SOIC At mute ikke er aktiveret når hifi-forstærkeren tændes. At lydsignalet mutes og en LED tændes, ved tryk på en knap. At volumenniveauerne kan ændres mens mute er aktiveret. AD7/AD7A LCCC Verifikation Ved at sammenligne ovenstående tabel med tabellen over kravene til mute-funktionen CIRCUIT DESCRIPTION where is the step size (resolution) in db and N is the input code konkluderes, in decimal for values at 0 modulet to 39. For 40 fungerer N 55 efter the i analyseafsnittet GENERAL CIRCUIT jf. DESCRIPTION ( på side 64), kan det The AD7/AD7A consists of a 7-bit R-R CMOS multiplying D/A converter with extensive digital logic. The logic 0 db for all possible input output is zero. Table I gives the output attenuation relative to hensigten. codes Logaritmisk digital modstand Analyse Write Cycle Timing Diagram translates the 8-bit binary input into a 7-bit word which is used to drive the D/A converter. Input data on the D7-D0 bus is loaded into the input data latches using CS and WR control signals. When using the AD7, the rising edge of WR latches the input data and initiates the internal data transfer to the decoder. A minimum time t RFSH, the refresh time, is required for the data to propagate through the decoder before a new data write is attempted. In contrast, the AD7A WR input is level triggered to allow transparent operation of the latches if required. Da ørets opfattelse af lyd er logaritmisk (jf. 3. på side 4), vælges D/A konverteren AD7A The transfer function for the circuit of Figure is given by: Figure. Typical Circuit Configuration [Devices, 995a], da denne dæmper det analoge lydsignal i forhold til db-skalaen. Da N V AD7A er 8-bit, O = V IN 0 exp kan den opdele 0 lydniveauerne The igraphs steps on på the last 0.375dB, page give a men pictorial darepresentation den fra counteren modtager et V4-bit O signal, vil det kun væread7/ad7a. muligt at inddele High attenuation signalet levels i 6 are lydniveauer, specified with of the specified accuracy and monotonic ranges for all grades of the or V db = N som det er påkrævet. IN less accuracy than low attenuation levels. The range of monotonic et spring behavior på depends 6dBupon pr. the step, attenuation dvs. step ensize halvering used. Dette vil istedet medføre eller fordobling af lydstyrken pr. step. D3-D0 Table I. Ideal Attenuation in db vs. Input Code D7-D MUTE MUTE MUTE MUTE MUTE MUTE MUTE MUTE MUTE MUTE MUTE MUTE MUTE MUTE MUTE MUTE REV. 0 5 Figur 4.5: Ideel dæmpning i db vs. inputkode. [Devices, 995a] På tabel 4.5 er alle de tilgængelige lydniveauer listet, mens de 6 lydniveauer, D/A konverteren i dette tilfælde skal beskæftige sig med, er omkranset af en rød firkant. 69

81 URES mic Range: 88.5 db lution: db hip Data Latches Operation A Pin Compatible with AD754 Power ICATIONS Attenuators r Systems tion Generators ally Controlled AGC System FUNCTIONAL BLOCK DIAGRAMS AD7 7-BIT DAC 7-BIT LATCH 4.3 Volumenkontrol 4 Produktudvikling L DESCRIPTION DAC AD7/AD7A are monolithic multiplying verters featuring wide dynamic range in a small pack- DACs can attenuate an analog input signal over the B to 88.5 db in db steps. They are available in IPs and SOIC packages. The AD7 is also available erminal LCCC package. ee of attenuation across the DAC is determined by an d applied to the onboard decode logic. This 8-bit word d into a 7-bit word which is then applied to a 7-bit der. The very fine step resolution, which is available entire dynamic range, is due to the use of this 7-bit CONTROL LOGIC DECODE LOGIC 8-BIT BUFFER Måden D/A konverteren virker på er illustreret på figur /AD7A are easily interfaced to a standard 8-bit s via an 8-bit data port and standard microprocessor nes. The AD7 WR input is edge triggered and reising edge to load new data to the DAC. The AD7A vel triggered to allow transparent operation of the f required. It should also be noted that the AD7A is in and function-compatible with the AD754, an inandard 8-bit multiplying DAC. This allows an easy upf existing AD754 designs which would benefit both wider dynamic range and the finer step resolution ofthe AD7A. /AD7A are fabricated in Linear Compatible LC MOS), an advanced, mixed technology process that precision bipolar circuits with low power CMOS logic. is a registered trademark of Analog Devices, Inc. V DD V IN CS WR D0 D7 V DD AD7A CONTROL LOGIC DIP/SOIC V IN 7-BIT DAC 7-BIT LATCH DECODE LOGIC 8-BIT BUFFER CS WR D0 D7 DGND DGND R FB I OUT AGND R FB I OUT AGND AD7/AD7A PIN CONFIGURATIONS LCCC PRODUCT HIGHLIGHTS. Wide Dynamic Range: 0 db to 88.5 db attenuation range in db steps.. Small Package: The AD7/AD7A are available in 6-pin DIPs and SOIC packages. 3. Transparent Latch Operation: By tying the CS and WR inputs low, the DAC latches in the AD7A can be made transparent. 4. Fast Microprocessor Interface: Data setup times of 5 ns and write pulse width of 57 ns make the AD7A compatible with modern microprocessors. Figur 4.53: Blokdiagram over AD7A. [Devices, 995a] Signalet føres ind i en buffer, hvor en dekoder konverterer signalet til 7-bit latch for at få en finere og mere præcis værdi af dæmpningen. Latchen styres af de to inputs CS og WR. Ved at fastholde deres værdier til lave, vil latchen optræde som transparent, hvilket vil sige, kredsløbet er i running mode, hvor inputs hele tiden vil blive læst. le Timing Diagram Valg af kredsløb n furnished by Analog Devices is believed to be accurate and owever, no responsibility is assumed by Analog Devices for its or any infringements of patents or other rights of third parties y ON result from its use. No license is granted by implication or under any patent or patent rights of Analog Devices. where One Technology is the Way, step P.O. size Box (resolution) 906, Norwood, in MA db , and N is U.S.A. the input code Tel: den in 67/ decimal typiske for opkobling values 0 to 39. af D/A For 40 Fax: konverteren 67/ N 55 the AD7A [Devices, ESCRIPTION I databladet er angivet nsists of a 7-bit R-R 995a]: CMOS mulextensive digital logic. The logic 0 db for all possible input codes. output is zero. Table I gives the output attenuation relative to nput into a 7-bit word which is erter. Input data on the D7-D0 bus a latches using CS and WR control 7, the rising edge of WR latches the internal data transfer to the de- FSH, the refresh time, is required for gh the decoder before a new data WR input is level triggered to allow e latches if required. e circuit of Figure is given by: N 0 exp N 0 db = N Figure. Typical Circuit Configuration Figur 4.54: Typisk kredsløbsopkobling af AD7A. [Devices, 995a] The graphs on the last page give a pictorial representation of the specified accuracy and monotonic ranges for all grades of the AD7/AD7A. High attenuation levels are specified with Overføringsfunktionen less accuracy for kredsløbet than low attenuation på figur 4.54 levels. erthe givet range ved: of monotonic behavior depends upon the attenuation step size used. Table I. Ideal Attenuation in db vs. Input Code V O 70 V IN db = 0,375 N,

82 4 Produktudvikling 4.3 Volumenkontrol Hvor 0,375 er stepstørrelsen (opløsningen) og N er inputkoden i decimal værdier fra 0 til 39. Fra værdierne er outputtet MUTED (jf. tabel 4.53). Eksempelvis ved et input på 0V og et output på 5V er dæmpningen: 0 log0( 5 0 ) = 6,0dB Dimensionering I databladet er anbefalet nogle størrelser og typer for komponenterne i opkoblingen. O- perationsforstærkeren er den anbefalde OP-75 [Devices, 995b], og kondensatoren C er 5pF. Modstandene R og R dimensioneres således, at der ved en inputkode på 0000, er en dæmpning på 0dB. Passende værdier for disse er opgivet i databladet til at være 500Ω for R og 80Ω for R. For modstanden R anvendes et potentiometer, som muliggør fintrimning af modstanden. Simulering En spice model for AD7A er ikke tilgængelig, hvilket ikke gør simulering mulig. Konstruktion Volumenkontrollen er lavet på et dobbeltsidet print. IC ernes forsyning er koblet til stel med en afkoblingskondensatorer for at minimere støj. Test Ved måling ses det, at den maksimale THD ved en dæmpning på 0dB er under 0,005% (jf. 6.3 på side 35). Volumenniveauerne skal springe med 6dB, hvilket figur 4.55 viser tydeligt opfyldt. 7

83 4.3 Volumenkontrol 4 Produktudvikling Dæmpning (db) Frekvens (Hz) Figur 4.55: De 6 lydniveauers dæmpning i db. På figur 4.55 ses det, at indtil volumenniveau 6 (-54dB) er der perfekt dæmpning af signalet igennem hele frekvenssweepet, men fra niveau 5- aftager dæmpningen jo højere frekvens de dæmpede signaler har. Den digitale modstand er testet som en del af volumenkontrollen (jf. målejournal 6.5 på side 3). Ved måling ses det også, at volumenkontrollen er i stand til at foretage en præcis dæmpning af signalet i spændet fra 0 til -60 db. Ved en større dæmpning end dette vil der være usikkerheder, hvilket figur 4.55 fint demonstrerer. Verifikation Denne virker som den skal. Ved fuld lydstyrke dæmpes signalet ikke, og ved max dæmpning dæmpes signalet til -84dB ved volumenniveau. Total harmonisk forvrængning (THD) er målt til under 0,005% ved en dæmpning på 0 db. Indgangsimpendansen skal være 0 gange større end undgangsimpendansen i forrige led tonekontrollen. Udgangsimpendansen i tonekontrollen er ca. 80 Ω. Indgangsimpendansen for volumenkontrollen er indgangsimpendansen i AD7 [Devices, 995a], på kω i serie med den 500 Ω modstand før AD = 600, hvilket er langt under de,5 kω. Udgangsimpedansen er operationsforstærkeren OP75 s [Devices, 995b] udgangsmod- 7

84 4 Produktudvikling 4.4 Effektforstærker stand i parallel med den 80 Ω modstand over den. Udgangsimpendansen for OP75, er ved de frekvenser, der opereres ved maksimum 0 Ω. Udgangsimpendansen bliver derfor = 9,47Ω. Dette er en ret lav udgangsimpendans, hvilket er som ønsket. maksimum Effektforstærker Til at drive højttaleren bruger hifi-forstærkeren en strømforstærker. Denne skal således modtage et spændingssignal fra tonekontrollen som går forud for denne blok. Dette signal skal strømmæssigt forstærkes op til et niveau uden der forekommer støj eller forvrængning. En overordnet model af et sådant system ses på følgende figur: Differensforstærkning Spændingsforstærkning Strømforstærkning β Figur 4.56: Blokdiagram over effektforstærkeren. Til selve udgangstrinet anvendes effekttransistorer, som er beregnet til at drive en stor strøm. Ovenstående model anvendes da den giver anledning til, at der kan tilbagekobles til differenstrinet. På denne måde opnåes en højere stabilitet samtidigt med forvrængning minimeres. Afsnittet er delt op i 5 dele bestående af udgangstrinet, VBE-multiplier, spændingsforstærker, differenstrin og strømspejl. Hver del bliver gennemgået i det følgende. 73

85 4.4 Effektforstærker 4 Produktudvikling R9 R0 Vcc C R7 Q9 MAT04 Q0 MAT04 R6 R4 C BC557B Q6 R4 Vcc Q3 BC547B Q BD437 MAT04 Q R3 R Q MAT04 R R5 C3 Q5 BC547B R R3 R -Vcc R8 Q8 MAT04 R7 Q7 MAT04 R6 R5 BD438 BC557B Q Q4 -Vcc -Vcc Vcc Input Figur 4.57: Kredløbsdiagram over effektforstærkeren Termiske egenskaber Analyse --- C:\Documents and Settings\Mikael\Skrivebord\Effektforstærkerrapport.asc --- For at undgå termisk runaway i udgangstrinet skal der dimensioneres køling til systemet. I- følge kravspecifikationen 3.4., skal der afsættes 8W i en 8 Ω belastningsmodstand. Ud fra disse oplysninger kan spidsværdierne i belastningsmodstanden bestemmes, hvilket kølingen dimensioneres ud fra: P = ˆV = R L Î R L 8W = ˆV 8Ω ˆV = 6,9V 8W = Î 8Ω Î =,A 74

86 4 Produktudvikling 4.4 Effektforstærker Dimensionering Til selve udgangstrinet anvendes BD437 og BD438 som effekttransistorer. Disse styres af to drivertransistorer af typen BC547B samt BC557B. Ud fra det overordnede blokdiagram (se figur 4.57 på forrige side), samt peak værdien for spændingen i belastningsmodstanden kan den nødvendige forsyning bestemmes. V CC = ˆV +V BEQ +V BEQ3 V CC = 6,9V +,V + 0,7V V CC = 8,7V For større linearitet samt for at undgå klipning af signallet vælges en forsyning på 4V. Da forsyningen vælges højere end mindst krævet, kommer der et spændingsfald hen over effektransistorerne. Dette betyder at der afsættes en hvis effekt i transistorerne, som derved udvikler varme, hvorfor køling er nødvendigt. Effekttabet i effekttransistoren bestemmes ved følgende: V CEQ =V CC ˆV V CEQ =4V 6,9V = 7,V P Q =V CEQ Î P Q =7,V,A = 4,9W Ifølge stærkstrømsbekendtgørelsen[sikkerhedsstyrelsen, 00] må en køleplade have en temperaturstigning på maksimalt 65 K under normale driftsforhold. Ved at benytte ækvivalentdiagrammet, som ses på figur 4.58, er det muligt at bestemme hvilken køleplade der skal til for at overholde dette krav. Derudover ses det i databladet for den anvendte transistor at komponentens temperatur, T J, højst må være 50 C. Dette undersøges ligeledes ved benyttelse af ækvivalentdiagrammet. T J T C T S Θ JC Θ CS Θ SA P Q T A Figur 4.58: Termisk ækvivalentdiagram for transistoreren samt køler 75

87 4.4 Effektforstærker 4 Produktudvikling Som nævnt er der en række krav som skal opfyldes af kølingen. Ved at benytte ækvivalentdiagrammet 4.58 kan disse krav opskrives som: T S T A 65 C (4.9) T J < T Jmax = 50 C T J < 50 C (4.0) Ved at betragte P, Θ og T som strøm, modstand og spænding, ses det at P Q er givet ved P Q = T S T A Θ SA P Q Θ SA =T S T A Ved indsættelse af dette i (4.9), fås: P Q Θ SA 65 C hvor P Q tidligere er bestemt til 4,9 W, hvorved Θ SA kan bestemmes: 4,9W Θ SA 65 C Θ SA 65 C 4,9W Θ SA 4,36 C W Dette betyder at den påmonteret køleplade skal have en termisk modstand på mindre end 4,36 C W for at opfylde krav (4.9). Krav (4.0) undersøges ved at bestemme T J : Ved indsættelse af dette i (4.0), fås: T J = P Q (Θ JC + Θ CS + Θ SA ) + T A P Q (Θ JC + Θ CS + Θ SA ) + T A < 50 Θ SA < 50 T A P Q Θ JC Θ CS (4.) Hvor P Q er en kendt værdi. T A skal ifølge stærkstrømsbekendtgørelsen være 35 C for tempereret klima. Θ CS er bestemt ved isoleringen imellem køleren og komponenten. Til isolering er valgt en isolator af mica som har en Θ-værdi på 0,75-,0 C W. Derudover er der brugt kølepasta imellem alle dele, som har en meget lille Θ-værdi. Til udregningerne er der derfor valgt en Θ CS værdi på C W. Θ JC bestemmes vha. figur 4.59 fra databladet for den valgte transistor: 76

88 MITTER VOLTAGE C CBO (p V CB [V], COLLECTOR BASE VOLTAGE itter On Voltage Figure 4. Collector-Base Capacitance 4 Produktudvikling 4.4 Effektforstærker 48 ms ms DC BD434 BD436 BD438 00µs 0µs PC[W], POWER DISSIPATION R-EMITTER VOLTAGE T C [ o C], CASE TEMPERATURE perating Area Figur 4.59: Power Figure Derating6. kurve Power for transistoren Derating[Fairchild, 00] Θ JC er derved givet ved: Θ JC = α α = y x = Rev. A, June 00 = 0,9 E C o Hvorved Θ JC bliver Θ JC = 0, 88 = 3,47 C W Ved indsættelse af ovenstående værdier i (4.) kan Θ SA bestemmes ud fra krav (4.0): Θ SA < ,9W 3,47 C W C W Θ SA <3,5 C W 77

89 4.4 Effektforstærker 4 Produktudvikling Derved fås to værdier for Θ SA : Θ SA 4,36 C W Θ SA < 3,5 C W Den mindste værdi for Θ SA vælges, hvorved det ses at det er krav (4.0) der benyttes. For yderligere termisk stabilitet indsættes en emittermodstand på udgangstrinet. Denne modstand vælges ud fra følgende formel: hvor R E K V CC Θ JA V T I C (4.) K = mv C V CC =4V Θ JA =Θ JC + Θ CS + Θ SA =3,47 C W + C W + 3,5 C W =7,7 C W V T =6mV I C =,A Ved indsættelse af disse værdier i 4. fås: R E mv C 4V 7,7 C W 6mV,A R E 0,36Ω R E vælges til 0,68 Ω, da dette opfylder ovenstående forhold. Idet R E indsættes giver det anledning til en ændring i R L, hvorved ˆV ændres: 8W = ˆV 8,68Ω ˆV = 7,7V Dette giver ligeledes en ændring i effekttabet i effekttransistoren: V CEQ =4V 7,7V = 6,3V P Q =6,3V,A = 3,W [Mikkelsen, 008b] 78

90 4 Produktudvikling 4.4 Effektforstærker Da effekttabet i transistoren er mindre ved indsættelse af R E kan en køleplade med en større Θ SA -værdi benyttes. Θ SA bestemmes ud fra formel 4.0, da dette krav tidligere viste sig at give den mindste Θ SA -værdi. Θ SA bestemmes ved indsættelse af den nye P Q i (4.): Θ SA < ,W 3,47 C W C W Θ SA <4,4 C W på effekt- Dette betyder at der skal påmonteres en kølerprofil med en Θ SA på højst 4,4 C W transistorerne. Konstruktion Der er ikke opgivet Θ SA for de tilgængelige køleplader, så til køling af power-transistorerne, er valgt en meget stor køleplade for at være på den sikre side. Transistorerne er monteret til kølepladen med plasticbolte. Mellem transistorerne og kølepladen er der kølepasta for at sikre god termisk forbindelse, og et stykke mica for at forhindre elektrisk forbindelse. Ellers ville der være direkte forbindelse mellem transistorernes collectorer gennem kølepladen. Test I målejournalen 6.8 på side 48 for det samlede system, en temperaturmåling for udgangstransistorernes køleplade. Målingerne er plottet på en graf, som ses på figur 6.37 på side 5. Udfra denne måling ses det at temperaturen efter en halv time ved fuld udstyring på forstærkeren kun når 4 o C, og begynder at flade ud ved denne temperatur Udgangstrin Analyse af kredsløb Det blev på baggrund af kravsspecifikationen (jf. 3.4 på side 9) besluttet at effektforstærkeren skal være en klasse AB forstærker. Derfor bygger denne på minimum transistorer i udgangstrinet med en VBE-multiplier som offset, for at de kan overlappe hinanden. Valg af kredsløb Til udgangstrinet kan anvendes en Darlingtonkobling: 79

91 4.4 Effektforstærker 4 Produktudvikling V+ V Q3 BC547B Q BD437 Signal R 0.68 V R R 8 BD438 BC557B Q Q4 V- --- C:\Documents and Settings\Mikael\Skrivebord\udsimu.asc --- Figur 4.60: Figur af Darlingtonkobling Fordelen ved Darlington koblingen er at der opnåes en stor strømforstærkning, hvilket kan ses af det følgende: Q NPN Q NPN Figur 4.6: Figur af et darlington par I det følgende udnyttes følgende relation: --- C:\Documents and Settings\Mikael\Skrivebord\Draft.asc --- i C i E Ud fra dette kan strømforstærkningen beregnes for en Darlingtonkobling. 80

92 4 Produktudvikling 4.4 Effektforstærker i E = β i B i E = β i B i E β = β i B i E i B = β β På figur 4.6 ses det at ved positive signaler er den øverste del af kredsløbet positivt forspændt, og dermed åbnes Q3 som dermed opnår den ønskede V BE der er krævet. Q4 er en pnp transistor, og kræver derfor en negativ forspænding for at den åbnes. R og R3 indsættes for at undgå termisk runaway. Dette forgår ved at de sættes i serie med transistorerne, og vil optager derfor en del af den afsatte effekt i udgangstrinet, ved fuldt signal. Dimensionering R L er angivet til 8Ω (jf. 3.4 på side 9). Ydermere blev R og R 3 fastlagt til 0,68Ω i forrige afsnit (jf på side 74). Simulering De resultater der bør fremkomme for en klasse AB forstærker ved simulering kan ses i afsnittet om klassifikationer (jf. 3.3 på side 5). Konstruktion På den endelige konstruktion indsættes en kondensator på 00µF i serie med forsyningen, for at give en blød overgang når der slukkes for musikken Vbe-Multiplier Analyse For at darlingtontransistoren NPN BC547 åbner for CE, skal den forspændes med minimum 0,66V 3. PNP transistoren skal forspændes med -0,65V 4. For at sikre at der ikke går noget signal tabt idet transistorerne skal bruge denne forspænding for at åbne, konstrueres en V BE -multiplier. V BE -multiplierens funktion er at sørge for at transistorerne i udgangstrinet lige nøjagtigt er forspændt tilstrækkeligt for at de åbner. Dvs. at når der kommer et positivt Collector Emitter 3 Datablad for BC547 4 Datablad for BC557 8

93 4.4 Effektforstærker 4 Produktudvikling signal vil NPN transistoren bliver rigeligt positivt forspændt og dermed åbnet hvorimod P- NP transistoren vil forblive lukket. Det omvendte scenarie udspiller sig når der kommer et negativt signal. Figur 4.6: Diagram over vbe-multiplieren En af måderne kredsløbet kan kobles er på ved at sætte et potentiometer ind mellem R og R, så biasstrømmen gennem transistoren altid kan tilpasses. De 4 V BE spændinger kan også laves vha. dioder, men så opnåes den ønskede mulighed for reguleringen ikke, som et potentiometer giver. Valg af kredsløb Der skal ligge en spænding på 4 V BE over R og R, da der er 4 transistorer i darlingtonkoblingen (der ses bort fra emittermodstandene). Koblingen ønskes ligeledes dimensioneret således at der ligger minimum én V BE spænding på R9 således at Q7 altid er åben. Dermed dimensioneres R8 således at de resterende 3 V BE spændinger ligger over dem. Det vigtigste er at der ligger 4 V BE spændinger samlet over de to modstande og at transistoren altid er å- ben. Grunden til at der anvendes en transister i denne kobling er for at gøre systemet mindre følsomt over for strømændringer: 8

94 I 4 Produktudvikling 4.4 Effektforstærker Transistor Modstand V Figur 4.63: Karakteristik for modstand og transistor På figur 4.63 ses en karakteristik for strømmen gennem en modstand, og strømmen gennem en transistor som funktion af spænding. Af dette ses at en ændring af strømmen gennem en modstand giver anledning til større ændring i spændingen end for en transistor. Desuden matches transistoren med udgangstrinet, således at de kobles til samme køler, hvilket sikrer termisk stabilitet. Dimensionering VBE-multiplieren er dimensioneret ud fra at der løber ma fra spændingsforstærkeren som trækkes ned gennem strømgeneratoren. Hvis det antages at strømmen ind i basisbenet på Q7 er meget lille gælder følgende relation: I R = V BE R 9 Ydermere gælder følgende relation for de to modstande: 4 V BE = I R (R8 + R9) Ved at isolere I R i første udtryk og indsætte i det næste fås: 4 V BE = V BE ( + R9 ) R8 Indsættes V BE spændingen i udtrykket fås forholdet mellem modstandene: 4 0,66V = 0,66V ( + R9 R8) R9 R8 = 3 83

95 4.4 Effektforstærker 4 Produktudvikling Det vides at langt den største del af de ma løber ned gennem transistoren, og kun en lille del af strømmen løber ned gennem modstandene. Ved eksperimentiel fremgangsmåde har det vist sig at ca 0 af strømmen løber ned gennem modstandene. Dermed bliver R9: V BE = R 9 I R R 9 = 0,66 ( ma 0 ) R 9 7kΩ Dermed bliver R8 kω da der skal være et forhold mellem dem på 3. Simulering Formålet med V be -multiplieren er at fjerne crossover forvrængning på udgangtrinnet, som beskrevet tidligere i afsnittet. Denne simulering skal eftervise dette. Der kobles en modstand fra forsyning ned til indgangssignalet, for at skabe det korrekte DC-niveau på indgangen til NPN darlington koblingen. DC-niveauet skal være det halver af de 4 V be spændinger der er fra NPN koblingen til PNP koblingen. Modstanden indstilles derfor så det passer. Dette DC-niveau vil tilbagekoblingen normalt sørge for. På figur 4.64 er kredsløbet til venstre med V be -multiplier, og det til højre uden: VCC.tran Signal R-Tilbagekobling 6.7k Q3 BC547B Q BD437 VCC 4 Q3 BC547B Q BD437 SINE(0 000) R4 k R5 7k Q5 BC547B R 0.68 Med-Vbe R R 8 Signal SINE(0 000) R88 R Uden-Vbe R R3 R R -VCC I ma BC557B Q4 BD438 Q -VCC 4 BC557B Q4 BD438 Q 4 Figur 4.64: V be -multiplierens simuleringskredsløb C:\Users\Jens Skov Damgaard\Desktop\vbesimm.asc ---

96 4V 40V 38V 36V 34V 3V 30V 8V 6V 4V V 40V Produktudvikling 8V 4.4 Effektforstærker 6V 4V V 0V 8V 6V 4V V(med-vbe) V V(uden-vbe) 0V -V -4V -6V -8V -0V 0.0ms 0.3ms 0.6ms 0.9ms.ms.5ms.8ms.ms --- C:\Users\Jens Skov Damgaard\Desktop\vbesimm.raw --- Figur 4.65: V be -multiplierens simuleringsgraf På grafen 4.65 ses det at det at med V be -multiplieren fjernes crossover forvrængning. Konstruktion Til R8 anvendes et potentiometer, således der kan justeres på den samlede spænding over de to modstande, hvis V BE -multiplieren ikke er indstillet korrekt Spændingsforstærkning Analyse Krav til blok: Forstærke spændingssignalet således den samlede spændingsforstærkning er minimum 000 gange. Forstærkningen i differensforstærkningen er minimum 0gg (vil blive gennemgået senere). Derfor skal forstærkningen i denne blok være minimum 00gg da 00 0 = 000. Valg af kredsløb Hvis der fokuseres på BJT-koblinger til spændingsforstærkning er der forskellige opkoblinger at vælge imellem. Nedenfor er vist en tabel over hvordan spændingsforstærkning beregnes. V BE CE CE-Re CC CB A V g m R L R L R E g m R L +g m R L g m R L Som det kan ses er en CC-kobling (common-collector) ikke særlig anvendelig da denne i bedste tilfælde har en spændingsforstærkning på ca. gg. For at få maksimal spændingsforstærkning, og dermed størst mulig tilbagekobling, har 85

97 4.4 Effektforstærker 4 Produktudvikling gruppen valgt en PNP transistor koblet som en CE-kobling. Da spændingsforstærkingen for en CE-kobling er A V = g m R L, er denne meget varierende pga. at g m er direkte af collector-strømmen og temperaturudsvingninger. Derudover vil R L også variere en del, da den både vil være frekvens-, strøm- og temperaturafhængig. Denne kobling er vist på figur 4.66 VCC VDif PNP RL Figur 4.66: Common-Emitter kobling. --- C:\Users\Støve\Desktop\Spandingsamplifier.asc --- Dimensionering For at forstærkningen A V kan bestemmes, skal R L bestemmes for at opnå den ønskede forstærkning. R L er den modstand som collectorbenet på PNP transistoren kigger ud i. I det valgte kredsløb er der flere forskellige blokke som er illustreret på figur 4.67 Spændingsforstærker VBE-Multiplier Konstantstrømsgenerator Udgangstrin NPN Udgangstrin PNP Figur 4.67: Blokdiagram over blokke efter spændingsforstærkeren I appendix 6.3 på side 3 er indgangsimpedanser for de forskellige blokke beregnet. Disse er dog noget usikre og det vurderes derfor, at V BE -multiplieren har en meget lille impedans 86

98 4 Produktudvikling 4.4 Effektforstærker og derfor kan anses som kortsluttet. Konstantstrømsgeneratoren har en meget stor indgangsimpedans og antages derfor som en afbrydelse. Tilbage er der selve udgangstrinnet. Indgangsimpedansen for disse blokke kan regnes på flere måder. I denne rapport er den regnet ved at kigge på det største positive udsving på signalet. Derved kan PNP transistorerne udelades af beregningerne, da disse er i cut-off og dermed ikke vil trække strøm. Som beregnet i appendix 6.3 på side 3 er indgangsimpedansen R L = 70.3KΩ. Dette giver en spændingsforstærkning A V på: A V = g m R L = I C V T R L = ma 6mV 368.9Ω = gg Det skal dog bemærkes, at den forstærkning, som er blevet beregnet i dette afsnit kan variere meget fra både simulering- og måleresultater, da der undervejs er lavet en række antagelser, som har gjort udregningen mulig. Altså er disse udregninger lavet blot for at give en pejling af størrelsen A V. Simulering En simulering af forstærkningen er udeladt da denne alligevel ikke giver et realistisk billede af, hvordan forstærkningen i hele effekttrinnet er. Derfor henvises til på side 05, hvor open-loop forstærkningen er blevet simuleret. Konstruktion Der er ikke noget specielt at bemærke til konstruktionen af spændingsforstærkeren. Verificering Der er ikke lavet en målejournal på denne blok da der ligesom ved simuleringen ikke er nogen grund til at måle forstærkning i denne blok isoleret set. Der henvises igen til afsnit på side 05, hvor der er lavet en måling af open-loop forstærkningen. 87

99 4.4 Effektforstærker 4 Produktudvikling Differensforstærker Analyse Differenstrinnet i forstærkeren giver anledning til at der kan tilbagekobles i systemet. Den tager forskellen på indgangssignalet og tilbagekoblingssignalet, og forstærker den op. En stor del af den støj der forekommer i tilbagekoblingen ligger også i indgangssignalet, og ved at trække disse fra hinanden forsvinder det. Dvs. at denne kobling har stor CMRR 5. Måden hvorpå dette gøres er med to matchende transistorer som forsynes af en konstantstrømsgenerator. Ydermere har differensforstærkeren de fordele at den har en stor indgangsimpedans samt bidrager til spændingsforstærkningen i kredsløbet. Valg af kredsløb Vcc R9 R8 Output Input C R3 Q8 Q7 MAT04 MAT04 Tilbagekobling -Vcc Figur 4.68: Diagram over differensforstærker Figur 4.68 viser den anvendte differensforstærker. Når der ikke er noget indgangssignal er der heller ikke noget tilbagekoblet signal, og strømmen der trækkes ned gennem konstantstrømsgeneratoren fordeler sig ligeligt ned gennem R5 og R4. Når der påtrykkes et indgangssignal og der kommer et lille signalforskel på basis af de to transistorer fordeler strømmen på collectorne sig herefter. Dette giver anledning til en forstærkning af spændingsforskellen på de to basisben. 5 Common Mode Ratio 88

100 4 Produktudvikling 4.4 Effektforstærker På indgangssiden placeres et højpasfilter, således at der ikke løber DC ind i effektforstærkeren. Modstanden vælges til 50kΩ. Denne modstand anvendes også i tilbagekoblingen hvilke er gennemgået i følgende afsnit. Dette skyldes at differenstrinet skal være identisk på begge basisben rent DC-mæssigt hvilket medfører høj CMRR. Dimensionering Konstantstrømsgeneratoren leverer en strøm på ma, hvilket er uddybet i følgende afsnit. Strømmen der løber ind i basis på de to transistorer er så lille at den kan anses for at være ubetydelig. For at differenstrinnet er stabilt DC-mæssigt ligger der samme spænding over R C som over V BE i spændingsforstærken: V Rc = 0,7V Da strømmen fra strømgeneratoren fordeler sig mellem de to ben bliver modstandværdien R C til: 0,7V ma = 700Ω Der vælges en modstand på 750Ω for at være sikker på at transistoren altid er åben. Denne strøm giver anledning til følgende forstærkning for differensforstærkeren: A d = g m R C A d = ma 6mA 750Ω A d = 4,4gg Konstantstrømsgenerator Valg af kredsløb Ved dimensionering af V BE multiplieren samt differensforstærkeren, er det bestemt at disse kredsløb har behov for en konstantstrømsgenerator, i stand til at levere ma. Til dette formål anvendes et strømspejl, som spejler en bestemt strøm (heraf navnet) i et ukendt kredsløb uanset belastning. 89

101 Basic BJT Current Mirror Current mirrors are basic building blocks of analog design. Fig. shows the basic npn current mirror. For its analysis, we assume identical transistors and neglect the Early effect, i.e. we assume V A. 4.4This Effektforstærker makes the saturation current I S and current gain β4 independent Produktudvikling of the collectorbase voltage V CE. The input current to the mirror is labeled I REF. This current might come from a resistor connected to the positive rail or a current source realized with a transistor or another current mirror. AnalyseThe af kredsløb emitters of the two transistors are shown connected to ground. These can be connected to a dc voltage, e.g. the negative supply rail. Figur 4.69: Model af konstantrømsgenerator, med angivelser af strømme Leach [006] Figure : Basic current mirror. The simplest Figur 4.69way viser to en model solve af for denthe anvendte output konstantstrømsgenerator. current is to sum Det thefremgår currents af figuren at the node where I REF enters at Q the at collector-base mirror. Because er kortsluttet, the two hvorved transistors transistoren havevil their får enbase-emitter diode lignendejunctions karak- that both Ved at must anvende have enthe transistor samei currents. stedet for enthus, diode we opnåes cansamme writeβthe værdi, equation hvorved in parallel, it followsteristik. strømforhold for de to transistorer er identiske, under antagelse I REF = I O + I O af transistorerne har ideele egenskaber. β Solution Ifor O eri outputstrømen, O yields som skal dimensioneres til ma som beskrevet tidligere. Det fremgår af figur 4.69 at en del af I I O = I REF løber ned og deles ligeligt REF mellem baserne af de to transistorer. Dette medfører at I O for de to transistorer bliver+/β ens, hvorved spejl effekten opnåes. I REF Note that er this givet equation ved: predicts that I O <I REF unless β. Because the Early effect has been neglected in solving for I O, the output I REF = resistance I O + I O is infinite. If we include the (4.3) Early effect and assume that it has negligible effect in the solution for β I O, the output resistance is given by I praksis opnåes I REF ved indsættelse af en modstand r out = r 0 = V A + R REF V CE, som det fremgår af figur I REF kan ligeledes bestemmes ved: For a more accurate analysis, we can include the Early effect in calculating the output current. I Consider the circuit if Fig.. If the transistors REF = V R REF Rhave REF the same parameters, we can write µ Ved indsættelse af dette i ligning VBE I C = 4.3 I S0 exp fås: I B = I C V T β µ 0 I O = I S0 + V V RREF µ CB R VBE I O exp REF = I O + I O β I B = V A R REF = V R REF (4.4) T β 0 ( + V CB /V A ) I O + I O β By taking the ratio of I O to I C,weobtain Derudover indsættes en modstand R E vedµ emitteren I O = + V af hver transistor for at stabilisere, og CB for at minimere den afsatte effekt i transistorerne. Kredsløbet I C med en påsat belastningsmodstand R V A L ses på figur I O 90

102 4 Produktudvikling 4.4 Effektforstærker V7 SINE(.4 4 k) Rref RL R 050 R 300 I Q0 BC547B Q Re V- Q Re Q9 BC547B R8 0.6 R9 00 m Figur 4.70: Diagram over konstantrømsgenerator.step param R 5k 500 Dimensionering.tran.005 V7 Ved dimensionering af strømspejlet bestemmes R E først, da dimensioneringen af R REF er afhængig af spændingsfaldet over denne. R E dimensioneres efter V BE multiplieren, da alle spændingerne er kendt. Derudover er spændingsændringerne større ved V BE -multiplieren end differensforstærkeren, hvorved de beregnede værdier kan anvendes ved begge kredsløb. Som nævnt, indsættes R E for at stabilisere samt for at mindske den afsatte effekt i transistoren Q. Ved at dimensionere R E således at V CE er så lille som muligt, og samtidig aldrig under et fastsat niveau, sikres det at effekten afsat i Q er mindst mulig. Dette gøres ved at betragte spændingerne i kredsen på figur 4.7, ved maksimalt negativt signal, V s. V6 SINE(.4 4 k) R 050 R 300 Q0 BC547B Vs RVbe Q Q9 BC547B SINE( R R8.7k Q8 BC I Re R9 400 R 4 m V- Figur 4.7: Højre del af strømspejlet.step param R 3k 500.tran.005 V5-4 Figur 4.7 viser højre del af strømspejlet, hvor V s er signalet fra spændingsforstærkningnen, dvs. et sinussignal med en amplitude på 7,7V samt et offset på V BE. Endvidere er R VBE 9

103 4.4 Effektforstærker 4 Produktudvikling indsat som erstatningsmodstand for V BE multiplieren. Som nævnt er R E dimensioneret ved maximalt negativt signal, hvorved spændingerne i kredsen er givet ved hvor V s V RV be V CEQ V RE = V V s =V BE 7,7V V RV be =4V BE V = 4V V RE er derved givet ved V BE 7,7V 4V BE V CEQ V RE = 4V V RE = 4V 7,7V V BE V CEQ V BE er bestemt ved gennemgang af udgangstrinet, hvor denne er bestemt til,8 V. Derudover er V CEQ betstemt til mindst 3 V. Ved indsættelse af disse værdier bestemmes V RE : V RE =4V 7,7V,8V 3V V RE =,5V Ud fra denne værdi er det muligt at bestemme modstandsværdien for R E : R E =,5V ma = 750Ω Idet R E er bestemt kan R REF bestemmes. For at bestemme R REF skal spændingsfaldet henover denne, V RREF, bestemmes. Som tidligere nævnt har Q en diodelignende karakterisktik, hvorved der kan laves et ækvivalensdiagram, som ses på figur 4.7. SINE(.4 4 k) R 050 Q0 BC547B R Vbe _ Rref Q Q9 BC547B SINE( k) R8.7k R4 500 Q8 BC547B I Re R9 400 R7 400 m V-.step param R 3k 500 Figur 4.7: Ækvivalensdiagram af venstre del af strømspejlet.tran.005 V5-4 9

104 4 Produktudvikling 4.4 Effektforstærker Ved KVL fås: 0V V RREF V BEQ V RE = V V er, som tidligere nævnt, bestemt til -4 V. Ligeledes er V RE udregnet til,5 V. V BE for den valgte transistor (BC547B) er slået op i databladet, hvor den typiske værdi er angivet til 0,66 V. Ved indsættelse af disse værdier kan V RREF bestemmes: 0V V RREF 0,66V,5V = 4 V RREF =4 0,66V,5V V RREF =,84V Ved indsættelse af denne værdi i ligning 4.4 på side 90, kan R REF bestemmes. β-værdien for den valgte transistor (BC547B) er slået op i databladet, hvor den typiske værdi er angivet til 90. R REF bestemmes: R REF = V R REF I O + I O β R REF =,84V ma + ma 90 = 0,85kΩ Simulering En simulering af kredsløbet er foretaget i LTSpice, hvilket ses på følgende V8 figur: C µ Vs SINE(.4 4 k) R3 8 V SINE(.4 4 {V} Q BC547B Rref 0.85k Re 750 V- Q BC547B Re 750 Qd BC547B R3 90 R tran.00.step param V Figur 4.73: Diagram over det simulerede kredsløb V -4 93

105 4.4 Effektforstærker 4 Produktudvikling Signalet V s er simuleret ved at indsætte en spændingskilde med et signal på ±5 V. Strømmen ind i collectoren på transistoren ses på figur mA Ic(Q).05mA.00mA.05mA.00mA.005mA.000mA.995mA.990mA 0.0ms 0.ms 0.ms 0.3ms 0.4ms 0.5ms 0.6ms 0.7ms 0.8ms 0.9ms.0ms --- C:\Users\SJJ\Desktop\simu.raw --- Figur 4.74: Strømmen i Q CE ved varierende spænding Som det ses på figur 4.74 varierer strømmen fra ca.,003 ma til ca.,00 ma, hvilket svarer til en afvigelse på under % Tilbagekobling Analyse Tilbagekoblingen kompenserer for alt DC på udgangen, samt reducere harmonisk forvrængning. Effektforstærkeren er totalt set ikke en spændingforstærker, og der forstærkes kun en smule frem for at dæmpe, for at undgå støj. Der er dermed følgende krav til tilbagekoblingen: Tilbagekoblingen skal tilbagekoble alt DC offset på udgangen. Tilbagekoblingen skal være en spænding-spænding tilbagekobling. Tilbagekoblingen skal medfører at effektforstærkeren totalt set har en forstærkning på en faktor,5. 94

106 4 Produktudvikling 4.4 Effektforstærker Valg af kredsløb β Figur 4.75: Blokdiagram over effektforstærkeren På figur 4.75 et blokdiagram over effektforstærkeren. Der ønskes en meget høj openloopforstærkning, således at det er muligt at tilbagekoble tilsvarende hårdere. Dette reducerer netop den harmoniske forvrængning. Tilbagekoblingen laves som en spændingsdeling af udgangssignalet. Der ønskes at tilbagekoble så meget DC som muligt, således at der ligger 0 volt på udgangen når der ikke er noget indgangssignal. Samtidigt ønskes der en tilbagekobling af AC således at der afsættes 8W i højtaleren ved signal på indgangen. Til formålet kan ønskes følgende kobling: Input R4 R5 C3 --- C:\Programmer\LTC\SwCADIII\Draft3.asc --- Figur 4.76: Model af tilbagekoblingen Tilbagekoblingen kobles som et højpasfilter. Dvs. at kondensatoren virker som en uendelig stor modstand ved DC, hvorfor alt sammen er tvunget op i differensforstærkeren. Modstandende dimensioneres således at der afsættes 8W i højtaleren. Den samlede closedloop forstærkning er givet ved: 95

107 4.4 Effektforstærker 4 Produktudvikling A f = A +A β Og for A : A f = β Dimensionering Størrelsen på indgangssignalet i effektforstærkeren er 8V RMS og peak værdien i højtaleren er 7V. Dermed er den ønskede forstærkning for tilbagekoblingen: A f = 7V 8V =,5 Differensforstærkeren har en indgangsimpedans ved DC på 50kΩ fra inputsiden. Dermed skal der ses ind i samme indgangsimpedans fra tilbagekoblingssiden ved DC. C3 fungerer som en afbrydelse ved DC, og der kan dermed ses bort fra R i dette tilfælde. Dermed vælges R9 på forhånd til 50kΩ. Belastningsmodstanden er på 8Ω og derfor så lille at der kan ses bort fra denne. A f = R9+R R9,5 = R9+50kΩ R9 R9 = 00kΩ Overføringsfunktionen for tilbagekoblingen er følgende: H(s) = β = R9+ sc R+R9+ sc β = scr9+ sc(r9+r)+ s = jω og dermed ses det at ved frekvenser gående mod 0(DC) vil forstærkningen være på (0dB). Nulpunkt CR9 Pol C(R9+R) Polen dimensioneres efter 3Hz da alt herunder kan betragtes som DC. Kondensatorværdien 96

108 4 Produktudvikling 4.4 Effektforstærker kan dermed bestemmes: f = π C(R9+R) 0Hz = π C(50kΩ+00kΩ) C = 06nF Endelig ses der på fortegnet af det tilbagekoblede signal. Differensforstærkeren forstærker forskellen på de to signaler, og det er derfor vigtigt at de har samme fortegn. Hvis de ikke har det bliver signalerne adderet og systemet bliver ustabilt. Signalet inverteres i differensforstærkeren og er herefter negativt. Spændingsforstærkeren inverterer signalet og det er herefter positivt. Dermed er betingelserne her opfyldt Stabilisering En simulering af råforstærkningen A og tilbagekoblingen B giver grafen på figur db Fase i grader Frekvens i Hz Frekvens i Hz Figur 4.77: Graf for råforstærkning og tilbagekobling uden RC-led Råforstærkningen simuleres ved at måle udgangssignalet i forhold til indgangssignalet. Indgangssignalet er forskellen i spænding på differensforstærkerens indgange. Udgangssig- 97

109 4.4 Effektforstærker 4 Produktudvikling nalet Vout er potentialet ved højtalerudgangen. Tilbagekoblingen β måles som spændingspotentialet ved basisterminalen på transistor Q7 på figur 4.57 på side 74 i forhold til udgangspotentialet Vout. Som det kan ses på figur 4.77 er effektforstærkeren ustabil da fasen er mere end 80 ved en råforstærkning på, altså ved 0dB. Derudover viser figur 4.77 også at tilbagekoblingen har en dobbeltpol omkring 3Mhz som også kan gøre systemet ustabilt. Problemet med en dobbeltpol kan løses ved at indsætte et nulpunkt ved samme frekvens som dobbeltpolen. Derudover ønskes den første pol omkring 00Khz længere ind mod 0Hz således at råforstærkningen krydser 0dB inden fasen kommer under 80. Begge problemer kan løses ved at indsætte et RC-led hen over spændingsforstærkeren som vist på figur Vcc Vcc BC557B Q6 R6 C BC557B Q6 Figur 4.78: Spændingsforstærkeren med RC-led Ved at indsætte dette RC led opnåes både et nulpunkt samt en pol. Hybrid-pi modellen for spændingsforstærkeren samt omkringliggende impedanser og strømgeneratorer kan ses på figur C R gm*vpi Vi Rc Rpi Cpi Cu gm*vpi Vo Ro RL Figur 4.79: Hybrid-pi model for spændingsforstærker med RC-led Vi gm*vpi Vo Da kondensatorerne Cmu og CpiRc vil viserpi sig at være R' noget mindre end C antages Rodet at RL disse gm*vpi er uden den store betydning, da de senere vil sættes i parallel med C. Der ses derfor bort fra disse i de videre beregninger. På figur 4.8 erc' RC-leddet millertranformeret ned til stel. Miller theorem siger at[smith, 004]: R'' C'' En impedans Z kan blive erstattet af impedanser som vist på figur Z vil blive forbundet til ben samt stel, mens Z vil blive forbundet til ben 98

110 4 Produktudvikling 4.4 Effektforstærker og til stel. De impedanser vil herefter være: Z = Z = Z K Z K (4.5) (4.6) hvor K er forstærkning fra ben til ben. + Z V - V=K*V - V - Z Z V=K*V - Figur 4.80: Miller-diagram (Billedet er stærkt inspireret af Sedra&Smith[Smith, 004]) Fra afsnit vides det at forstærkningen i dette trin er stor og derfor vil de nye millerværdier blive: C R gm*vpi Vi Rc C = C K R = R Vo Rpi KCpi Cu Ro RL C = C gm*vpi (4.7) R = R (4.8) gm*vpi Vi Rc Rpi R' gm*vpi Vo Ro RL R'' C' C'' Figur 4.8: Hybrid-pi model for spændingsforstærker med millertransformeret RC-led 99

111 4.4 Effektforstærker 4 Produktudvikling Overføringsfunktionen Vo Vi for kredsløbet på figur 4.80 er: Vo Vi Da V pi = Vi kan ligning 4.9 forkortes til: hvor: Vo Vi = gm V pi (Ro RL (R + s C )) gm V pi (R C Rpi (R + s C )) (4.9) = gm (Ro RL (R + )) (4.30) s C RL = 69440Ω jf. afsnit 6.3. Ro = V A IC = 50V ma = 75KΩ, da strømspejlet trækker denne strøm. Early-spændingen V A er hentet fra spicemodel 6 da denne værdi ikke er opgivet i datablad. Denne overføringsfunktion er dog kun i det tilfælde hvor der ikke er tilbagekobling. Da effektforstærkeren tilbagekobler ved hjælp af differensforstærkeren skal hele systemets overføringsfunktion tages med i betragtning. Systemet er illustreret på figur 4.8. Vi Vd + - A H Vo B Figur 4.8: Systemoversigt med feedback På figuren er det nye RC-led indsat som blokken H. Dette er dog kun illustrativt for at vise i beregninger hvordan overføringsfunktionen for RC-leddet indgår som del af systemet. Skal systemet betragtes som nyt vil det nye RC-led indgå som en del af råforstærkningen A. Overføringsfunktionen for hele systemet med RC-led er: ()V d ()Vo =Vi Vo β =V d A H () ()Vo =(Vi Vo β) A H Vo Vi = A H + A β H (4.3) 6 Spice-modeller er vedlagt på CD 00

112 4 Produktudvikling 4.4 Effektforstærker Indsættes ligning (4.30) i ligning (4.3) fås: Vo Vi = A H + A β H Vo Vi = A ( gm (Ro RL (R + s C )) + A β ( gm (Ro RL (R + s C )) Vo Vi = (R C RL Ro A) s + A Ro RL RL + Ro + A B Ro RL + s (RL R C + Ro R C + Ro RL C + A B Ro RL R C ) (4.3) For at ligge nulpunktet samme sted som den, tidligere viste, dobbeltpol dimensioneres nulpunktet først. Polens placering har ikke så høj prioritet da vi blot ønsker så stor forstærkning som muligt samtidig med at systemet er stabilt. Nulpunktet findes ud fra tælleren i ligning (4.3). Først omskrives nævnes om til formen s Ω N, hvor Ω N er nulpunktets placering i Rad/s. Vo Vi = = s + A Ro RL (R C RL Ro A) RL+Ro+A B Ro RL+s (RL R C +Ro R C +Ro RL C +A B Ro RL R C ) (R C RL Ro A) s + (R C ) RL+Ro+A B Ro RL+s (RL R C +Ro R C +Ro RL C +A B Ro RL R C ) (R C RL Ro A) Tælleren er nu omskrevet til den ønskede form og nulpunktet vil derfor være defineret ud fra: ω N = A Ro RL s + R C A Ro RL ω N = R C (4.33) Som det blev vist på figur 4.77 ligger dobbelt-polen ved ca. 3,6Mhz. For at placere nulpunktet i dette punkt opstilles ligning (4.34) ud fra ligning (4.33): π = (R C ) (4.34) Ud fra næste afsnit omhandlende slewrate kan følgende relation opstilles ud fra ligningerne (4.38) og (4.39) på side 04. Relationen opstilles med antaget maksimal frekvens på 0Khz. Yderligere uddybning af udregning til slewrate gennemgåes i næste afsnit. 0

113 4.4 Effektforstærker 4 Produktudvikling.KΩ <.KΩ < ( j π 0Khz C ) + R π C R π < C π R (4.35) Som det ses på ligning (4.35) skal C være så lille som mulig for at gøre slewrate for effektforstærkeren så høj som mulig. Derfor vælges der som udgangspunkt en kondensator C på C = 500pF (4.36) Indsættes værdien for C fra ligning (4.36) i ligning (4.34) fås en modstandsværdi på: π = R 500pF R 0Ω (4.37) De beregnede værdier er også de faktiske værdier da ligning (4.8) og (4.7) stadig gælder. Med de nye værdier indsat i kredsløbet på figur 4.57 på side 74 giver det grafen på figur 4.83 for råforstærkningen A og tilbagekoblingen B. Forstærkning i db Råforstærkning A Tilbagekobling B Fase i grader Råforstærkning A fase Tilbagekobling B fase Frekvens i Hz Figur 4.83: Graf for råforstærkning og tilbagekobling med RC-led 0

114 4 Produktudvikling 4.4 Effektforstærker På figur 4.83 ses det at ved gg råforstærkning (0 db) er fasen 04, hvilket indikerer at systemet skulle være stabilt. Faktisk har det en fasemargin på 76 hvilket er positivt. Generelt er det altid en god ide at have en fasemargin på mindst 45. Det konstateres også, ud fra figur 4.83, at der stadig er en kompleks pol for tilbagekoblingen. Det er uvist om denne nye dobbeltpol skyldes en flytning af den tidligere dobbeltpol eller at der ved indsættelse af RC-leddet er opstået en ny. Ved eksperimentelle praktiske forsøg ser RC-leddet ud til at gøre systemet stabilt med de beregnede værdier. Det er dog også blev konstateret at RC-leddet ikke holder hele effektforstærkeren stabil ved høje frekvenser så snart denne blive koblet til indgangsvælger, tonekontrol samt volumekontrol. Istedet vælges komponententværdier som er fundet ved hjælp af trial and error. Projektgruppen er dog klar over at disse kan give slewrate problemer samt at det stadig kan give problemer ved høje frekvenser. Følgende værdier er valgt: C = nf R = KΩ Det er også disse værdier som vil blive anvendt til test af hi-fi forstærkeren Slew rate betragtning Ved indsættelse af RC-led over spændingsforstærkeren bliver impedansen mellem emitter og collector bliver mindre da disse sidder i parallel med transistorens indre modstande: Rny Rpi gm*vpi Ro Rny Cny Cny Figur 4.84: Hybrid-pi model af spændingsforstærkeren På figur 4.84 er der foretaget en Miller transformation (jf på side 97). Den samlede impedans mellem emitteren og collecteren er dermed: --- C:\Programmer\LTC\SwCADIII\Draft3.asc

115 4.4 Effektforstærker 4 Produktudvikling Z CE = R o ( + R ny ) s C ny + R ny (4.38) j π f C ny j π 0Khz nf + KΩ ( π 0Khz nf) + (KΩ) 8.0KΩ Dette er den faktiske værdi for impedansen mellem emitteren og collectoren. Efterfølgende ses der på de peakværdier spændingsforstærkeren udsættes for spændingsmæssigt, og hvilken impedans dette giver anledning til. Denne skal gerne være mindre en den faktiske impedans. Det største spændingsfald over collector-emitteren på transistoren forekommer ved negativt peak signal. Spændingspotentialet på collectoren bliver dermed: V C = ˆV RL R e Î V BE V C = 6,97 0,68Ω,A,8V V V = 0,V Spændingsfaldet over collector-emitteren er dermed: V CE,max = 4V + 0,V = 44,V Konstantstrømgeneratoren trækker ma gennem collector-emitteren og dette giver anledning til følgende impedans: Z CE = 4.V ma =.KΩ (4.39) Dermed ses det at slewratekravene ikke er opfyldt. I praksis udspiller dette sig ved at spændingsforstærkning ved store frekvenser ikke kan håndtere den voldsomme ændring pr. tid. 04

116 4 Produktudvikling 4.4 Effektforstærker Samlet simulering Frekvensrespons Først plottes frekvensresponsen for effektforstærkeren, for at se lukket-sløjfe forstærkningen. Der plottes kun op til 40kHz, da dette alligevel går langt over det hørbare niveau. Hvad der sker derefter er kun interessant rent stabilitetsmæssigt, hvilket der allerede er blevet taget højde for i forrige afsnit. Figur 4.85: Plot af frekvensrespons for effektforstærkeren Som det ses på 4.85 passer lukket-sløjfe forstærkningen med.5gg som tilbagekoblingen er dimensioneret til. Knækket i starten skyldet det højpasfilter der er placeret i starten af effektforstærkeren for at sortere DC fra. Transient analyse I det følgende laves en transient analyse for effektforstærkeren ved lave og høje frekvenser for at se om den opfylder slewrate kravene, og for at se om forstærkningen er ens for alle frekvenser. Dette gøres ved at sammenligne indgangs- og udgangssignal. 05

117 4.4 Effektforstærker 4 Produktudvikling Figur 4.86: Plot indgangs- og udgangssignal ved khz Figur 4.87: Plot indgangs- og udgangssignal ved 0kHz Som det ses på de ovenstående figure er forstærkningen,5gg for begge frekvenser. Derimod opfylder effektforstærkeren ikke slewratekravene, da den ikke kan håndtere de store ændringer i spændinger ved 0kHz. Dette ville kunne afhjælpes ved at anvende en mindre 06

118 4 Produktudvikling 4.4 Effektforstærker kondensator i spændingsforstærkeren, men vil (jf på side 97) medføre at forstærkeren bliver ustabil. Vurdering af RC-led Grundet det forrige er det interessant at se på nødvendigheden af det indførte RC-led over spændingsforstærkeren da det medfører slewrate problemer. Derfor plottes en transient analyse af effektforstærkeren på samme måde, men uden RC-leddet: Figur 4.88: Plot af frekvensrespons for effektforstærkeren Som 4.85 viser, vil signalet oscillere kraftigt uden RC-leddet. Dermed er problemerne med slewrate en forholdsvis lav pris at betale, for at undgå ovenstående signal. DC-gennemgang Ydermere foretages der en simulering af DC-niveauet på ind- og udgang uden indgangssignal. Optimalt ses bør disse være identiske og lig 0: 07

119 4.4 Effektforstærker 4 Produktudvikling Figur 4.89: Plot DC-niveauer på ind- og udgang Som 4.89 viser er der en forskel på DC-niveauet. Dette medfører at der bliver et offset i højtaleren, som vil give udslag i at der kommer en svag baggrundsstøj Acceptest I det følgende gennemgåes de stillede krav for projektet, og det undersøges om kravene er blevet overholdt. Projektgruppens krav: Forstærkeren skal have en volumenkontrol, der kan betjenes af brugeren. Kravet er opfyldt. Forstærkeren skal have en tonekontrol, som kan betjenes af brugere, og som kan forstærke/dæmpe bas/diskant med db. Kravet er opfyldt (jf. 4.7 på side 43). Forstærkeren skal laves som én integreret enhed og ikke flere sammensatte bokse. Kravet er opfyldt. Forstærkeren skal have et digitalt display til visning af lydniveau. 08

120 4 Produktudvikling 4.4 Effektforstærker Kravet er opfyldt. Forstærkeren skal have en digital indgangsvælger, der kan vælge mellem kanaler. Kravet er opfyldt. Forstærkeren skal være en mono-forstærker. Kravet er opfyldt. Der må ikke gå noget signal tabt i konverteringen fra stereo til mono. Kravet er opfyldt (jf. 4 på side 7). Det skal være muligt at tilslutte et stereosignal. Kravet er opfyldt. Forholdet mellem indgangs- og udgangsimpedans mellem alle blokke skal minimum være en faktor 0. Kravet er opfyldt. DC spændingsforsyning max. 60 V. Kravet er opfyldt. AC spændingsforsyning (P-P) max. 50 V. Kravet er opfyldt. Have en udgangseffekt på 8W. Der er opnået en effekt på 6,05W ved fuld udstyring, og kravet er derfor ikke opfyldt (jf. ( 6.0 på side 5)). Krav fra standarder Effektivt frekvensområde jf. [International Electrotecnical Commission, 979b] Hz Systemet er testet ved fuld udstyring, og ved maksimal forstærkning af diskant, og her forekommer der problemer med slewraten (jf på side 03). Hvis diskanten ikke forstærkes overholdes kravet. Maksimal indgangsspænding jf. [International Electrotecnical Commission, 979b] 09

121 4.4 Effektforstærker 4 Produktudvikling V RMS ved 000Hz. Systemet er testet med en signalgenerator med V RMS hvor udgangssignal ikke er forvrænget eller på anden måde forandret. Systemet er fx testet ved V RMS påtrykt i 6.8. Udgangseffekt jf. [International Electrotecnical Commission, 979b] Mere end 0W pr. enhed. Der afsættes 6,05W i belastningsmodstanden (jf. ( 6.0 på side 5)), og kravet er derfor opfyldt. Harmonisk forvrængning jf. standard IEC 58-6[International Electrotecnical Commission, 979b] Mindre end 0,7% for integrerede forstærkere. THD en for den samlede hifi-forstærker er 0,8% (jf. figur 6.35 på side 49), og kravet er derfor opfyldt. Crosstalk-dæmpningen mellem inputs [International Electrotecnical Commission, 979b] Mere end 40 db mellem 50 og 0000 Hz. Der blev sporet 0dB, og derfor er kravet opfyldt (jf på side 4) Mere end 50 db ved 000 Hz. Der blev sporet 0dB, og derfor er kravet opfyldt (jf på side 4) Liniære indgange til indgangsvælgeren jf. standard DIN 45500[Deutches Institute für Normung, 973] Impedans på mindst 470Ω Der er en indgangsimpedans på 475Ω (jf. 4 på side 7), og kravet er derfor opfyldt. Udgang fra forforstærker jf. DIN standard[deutches Institute für Normung, 973] Minimum udgangsspænding fra forforstærkeren på V. Der er en justerbar udgangsspænding på indgangsvælgeren, som altid ligger over indgangsspændingen (jf. 4.. på side ) 0

122 5 KONKLUSION

123 5 Konklusion Der er i projektet konstrueret en hifi-forstærker, bestående af indgangsvælger, tonekontrol, volumenkontrol og effektforstærker. I det følgende er der konkluderet på samtlige af disse blokke. Indgangsvælgeren er lavet ved hjælp af flip flops. Denne blok overholder alle de stillede krav. Tonekontrollen er konstrueret vha. aktive filtre, som forstærker/dæmper henholdsvis bas og diskant. Med en forvrængning på 0,03 % lever denne blok op til de stillede krav. Volumenkontrollen er lavet digitalt, således at den kører med fuld udstyring og dæmpes efter behov vha. et digitalt potentiometer. Blokken er konstrueret til at kunne vælge mellem 6 lydniveauer som vises på et 7-segments display, hvilken der er lavet en driver til. Desuden er der i denne blok lavet en mute-funktion således det er muligt at slå lyden fra. Effektforstærkeren opfylder ikke alle de stillede krav. Der afsættes 6,05W i højtaleren som er over de 0W der skulle overholdes ifølge standarden. Derimod lever den ikke op til de 8W som hele forstærkeren er dimensioneret efter. Dette kan eksempelvis justeres ved at forstærke mere, eller tilbagekoble mindre. Alligevel har forstærkeren kun en forvrængning på 0,8%. For fuld udstyring opfylder effektforstærkeren ikke den ønskede båndbredde. Valget stod mellem slew rate problemer eller stabilitet, da forstærkeren ikke blev konstrueret så begge dele kunne undgåes. Derfor er den dimensioneret således at der forekommer slew rate problemer for høje frekvenser ved fuld udstyring. Høje frekvenser kan godt håndteres af forstærkeren, hvis diskant ikke forstærkes maksimalt. Samlet set må det siges at hifi-forstærkeren opfylder de fleste krav, men at der samtidig er plads til forbedringer. Den er desuden testet ved forhold som opfylder kravene for målemetoder, hvilket vil sige at den ikke bliver for varm, og kan fungere under normale forhold.

124 LITTERATUR Baxandall, M. (0..008). Baxandall inverting circuits. Circuits, A. A. (3..008). Klasser. kortlink.dk/allaboutcircuits/5zbm. Deutches Institute für Normung (973). DIN Vedlagt på CD. Devices, A. (995a). Ad7. Vedlagt på CD. Devices, A. (995b). Op75. Vedlagt på CD. Devices, L. (995c). Tl074. Vedlagt på CD. en.wikipedia.org (3..008). 7segment display. Fairchild (00). Bd438. Vedlagt på CD. Instruments, T. (990). Tle07cp. Vedlagt på CD. International Electrotecnical Commission ( a). IEC Vedlagt på CD. International Electrotecnical Commission ( b). IEC Vedlagt på CD. Intersil (999). Irf50. Vedlagt på CD. Intersil (003). Dg445. Vedlagt på CD. Kingbright (00). L53src. Vedlagt på CD. Kingbright (003). Sc56-ewa. Vedlagt på CD. Leach, D. W. M. (006). Basic BJT Current Mirrors. mleach/ece3050/su06/notes/bjtmirrsu06.pdf. Mikkelsen, J. (008a). Dtek,. Vedlagt på CD. 3

125 LITTERATUR LITTERATUR Mikkelsen, J. H. (008b). AEL kl/e08/sites/e3008/ael/restrict/ael4.4.slides.pdf. Motorola (995). Mc4584b. Vedlagt på CD. Philips (990). 74hc9ap. Vedlagt på CD. Philips (995a). Family specifications. Vedlagt på CD. Philips (995b). Hef4006b. Vedlagt på CD. Philips (995c). Hef40b. Vedlagt på CD. Philips (995d). Hef40b. Vedlagt på CD. Philips (995e). Hef403b. Vedlagt på CD. Philips (995f). Hef403b. Vedlagt på CD. Philips (995g). Hef4068b. Vedlagt på CD. Philips (996). Mrs5. Vedlagt på CD. Sikkerhedsstyrelsen (00). Uddrag af stærkstrømsbekendtgørelsen samt køleplade-reglerne. Smith, A. S. S.. K. C. (004). Microelectronic Circuits, Fifth Edition. Kap. 4, s. 9. Zwicker, F. (006). PSYCHOACOUSTICS. 4

126 6 APPENDIX 5

127 6. Boolsk logik 6 Appendix 6. Boolsk logik Visning\Inputs A B C D Visning\Segment a b c d e f g h i Figur 6.: Sandhedstabeller. B B Segment: a A A CD\AB D 0 0 D C 0 C a = B*D + A'*C + A*C' + B'*D' B B Segment: b B A B A Segment: a CD\AB 00 0 A 0 A CD\AB D D C D C C 0 0 Figur 6.: Segment a indsat i Karnaughkort. b = D'*C' + B' + A*D' + A*C' + A'*C*D a = B*D + BA'*C + A*C' B + B'*D' Segment: c B AB A Segment: b CD\AB 00 0 A 0 A CD\AB D 0 00 D C 0 0 D C C 0 0 c = B'*C' + A'*B + A*C + D b = D'*C' B+ B' + A*D' B + A*C' + A'*C*D Segment: d B AB A Segment: c CD\AB 00 0 A 0 A CD\AB D D C D C 0 0 C 0 0 Figur 6.3: Segment b indsat i Karnaughkort. d = A'*B'*C + A'*C*D' + B*C'*D + A*B*D + B'*D' + A*C' c = B'*C' + BA'*B + BA*C + D Segment: e B AB A Segment: d CD\AB 00 0 A 0 A CD\AB D D C D C C 0 0

128 D C 0 C 0 0 a = B*D + A'*C + A*C' + B'*D' B B Segment: b B AB A Segment: a CD\AB 00 0 A 0 A CD\AB D Appendix D C Boolsk logik D C C 0 0 b = D'*C' + B' + A*D' + A*C' + A'*C*D a = B*D + BA'*C + A*C' B + B'*D' Segment: c B AB A Segment: b CD\AB 00 0 A 0 A B B CD\AB Segment: a A A D 0 00 CD\AB D C D C 0 0 D 0 0 C 0 0 D C 0 C 0 c = B'*C' + A'*B + A*C 0 + D b = D'*C' B + B' + A*D' B + A*C' + A'*C*D Segment: d B A B a = B*D + A'*C + A*C' + AB'*D' Segment: c CD\AB 00 0 A 0 A B B Segment: b CD\AB A 0 A D CD\AB D C D C D C C 0 d = A'*B'*C 0+ A'*C*D' + B*C'*D + A*B*D + B'*D' + A*C' c = B'*C' + B A'*B + B A*C + D Segment: e b = D'*C' B + B' + A*D' A B + A*C' A + A'*C*D Segment: d CD\AB 00 0B A B 0 A Segment: c CD\AB A 0 A D CD\AB D C D C D C 0 e = A'*C*D' + A*C'*D' 0 + B'*D' C 0 0 d = A'*B'*C + A'*C*D' + B*C'*D + A*B*D + B'*D' + A*C' c = B'*C' + BA'*B + BA*C + D Segment: e B AB A Segment: d CD\AB 00 0 A 0 A CD\AB D D C D C C 0 e = A'*C*D' + A*C'*D' 0 + B'*D' Figur 6.4: Segment c indsat i Karnaughkort. Figur 6.5: Segment d indsat i Karnaughkort. d = A'*B'*C + A'*C*D' + B*C'*D + A*B*D + B'*D' + A*C' B B Segment: e A A CD\AB D D C C 0 0 e = A'*C*D' + A*C'*D' + B'*D' Figur 6.6: Segment e indsat i Karnaughkort. B B Segment: f A A CD\AB D D C C 0 0 f = B'*C'*D' + A'*B*C' + B*C*D' + A*B*C + A*B'*C' + A*B'*D' B B Segment: g A A CD\AB D 0 0 D C 0 0 C 0 0 Figur 6.7: Segment f indsat i Karnaughkort. 7 g = A'*B'*C + B*C' + B*D' + A*B + A*C' B B Segment: h A A CD\AB D D C 0 0

129 B B Segment: f A A CD\AB D Målemetoder D Cefterstandarder Appendix C 0 0 B B Segment: f A A CD\ABf = 00 B'*C'*D' 0+ A'*B*C' + B*C*D' 0 + A*B*C + A*B'*C' + A*B'*D' 00 B B0 Segment: D g 0 0 A0 A D C CD\AB C D 0 0 B B Segment: f A A D C f = B'*C'*D' 0 + A'*B*C' + B*C*D' 0 + A*B*C + A*B'*C' + A*B'*D' CD\AB C 0 B B Segment: g A A D CD\ABg = 00 A'*B'*C 0+ B*C' + B*D' 0+ A*B + A*C' D C B B C 0 0 Segment: D h 0 A A D C CD\AB f = B'*C'*D' + A'*B*C' + B*C*D' + A*B*C + A*B'*C' + A*B'*D' C B B D Segment: g A A D C g = 0A'*B'*C 0 + B*C' + B*D' + A*B + A*C' CD\AB C 0 0 0B B 00 0 Segment: h A A D 0 0 CD\ABh = 00 A*B + 0 A*C 0 D C B B C 0 0 Segment: D i A A D C CD\AB g = A'*B'*C + B*C' + B*D' + A*B + A*C' C B B D Segment: h A A D C h = 0A*B + 0A*C CD\AB C 0 0 0B B Segment: i A A D CD\AB D C C D 0 0 D C 0 0 h = A*B + A*C C B B Segment: i A A CD\AB D D C 0 0 C Figur 6.8: Segment g indsat i Karnaughkort. Figur 6.9: Segment h indsat i Karnaughkort. Figur 6.0: Segment i indsat i Karnaughkort. 6. Målemetoder efter standarder Klargøring af målinger jf. standard IEC 68-3, 3.., modificeret til rapporten: En forstærker ses som en fire-terminal enhed, med hensyn til specificerede ingangsterminaler og et par specificerede udgangsterminaler, der arbejder under anslåede værdier når følgende betingelser er opfyldt:. Forstærkeren sættes til dens anslåede strømkilde.. Spændingskilden sættes i serie med den anslåede kilde impedans og til indgangsterminalerne. 3. Udgangsterminalerne sættes til den anslåede load impedans. 4. De kanaler der ikke bruges under målingerne slukkes. 8

130 6 Appendix 6. Målemetoder efter standarder 5. Spændingsgeneratoren udsender en spændingssinuskurve, ens til den valgte kildes spænding, ved en passende frekvens. Denne frekvens er.000 Hz ifølge IEC 6068-, med mindre der er en speciel grund til at vælge en anden. Sådan en grund kan være at standard frekvensen ligger udenfor eller tæt på forstærkerens effektive frekvensgrænse. 6. Volumenkontrollen, hvis der er nogen, sættes på den anslåede forvrængningsgrænse for udgangsspændingen, som vises ved udgangsterminalerne. 7. Tonekontrollen, hvis der er nogen, sættes til en specifik stilling, så det ønskede frekvensrespons fremkommer. Ofte er det et fladt frekvens respons. Standard målebetingelser jf. standard IEC 68-3, 3..3 Målingerne er opnået ved at efterfølge standard IEC 68-3, 3.., og reducere spændingskilden til 0dB henvist til den anslåede hvilespænding. Betingelser før måling jf. standard IEC68-3, Før målingerne på en forstærker påbegyndes, skal den have været tændt under ca de samme omstændigheder som ved standard måle forhold i time, eller som specificeret af fabrikanten. Hvis der holdes en længere pause gentages dette punkt. Forstærkeren skal testes i det samme miljø som den er beregnet til at blive brugt i. Målingerne Som tidligere nævnt er standard IEC 68-3 en manual for hvordan målingerne skal foretages, så standarderne overholdes. Her følger de fremgangsmåder til de målinger der er relevante for projektet. Måling af indgangsimpedans - Ubalancerede input; standard 68-3, Forstærkeren er sat til standard måling forhold. Den fælles indgangsterminal sættes til jord (se figur b i standard IEC 68-3). Indgangsspændingen U måles vha et voltmeter, hvis ingangsimpedans er høj i forhold til forstærkerens. 3. Forstærkerens indgang er så udskiftet med en kalibreret variabel modstand, som så indstilles så det igen viser U. Den variable modstands værdi er magen til det modulære af forstærkerens ingangsimpedansen ved standard reference frekvens. oktavbånd midt fre- 4. Målingerne kan gentages ved andre fekvenser, helst standard 3 kvens. 9

131 6. Målemetoder efter standarder 6 Appendix 5. OBS: Der skal tages hensyn til at hvis modstanden i forstærkeren er stor i forhold til kildemodstanden, er det svært præcist at bestemme en U på voltmeteret så det passer. Dette kan omgåes ved at vælgen en kildeimpedans, der er 0 eller flere gange den bestemte kildes impedans. Der er også mulighed for fejl i voltmeteret, da det er meget følsomt. Volumens indstilling kan også have en effekt på målingerne, så denne skal også skrives ned ved hver måling. Udgangsspænding og effekt (begrænset forvrængning). Forvrængnings begrænset udgangsspænding. R.m.s. spændingen måles hen over load impedansen, hvor total harmonic distortione er genereret.. Forvrængnings begrænset udgangseffekt. Effekten der er produceret i load impedansen af den forvrængningsbegrænsede udgangsspænding udregnes på følgende måde: P = U R Hvor: P er den forvrængningsbegrænset udgangseffekt. U er den forvrængningsbegrænset udgangsspænding. R er load impedansen. Fremgangsmåde, jf. standard IEC 68-3, Forstærkeren er sat til standard måleforhold, ved hjælp af en passende load impedans og et egnet apperat til at måle harmonisk forvrængning, som sættes til udgangsterminalerne.. Forstærkeren er tændt i 60 sekunder. Så skiftes spændingen, hvis det er nødvendigt, så der kommer Tolat harmonic distortion. 3. Udgangsspændingen U måles. Denne spænding er den begrænsede forvrængning ved udgangen. Så er den forvrængede udgangseffekten udregnet ifølge formlen for P. 4. For en forstærker med flere kanaler skal målingerne laves for hver kanal, mens de andre kanaler fortsat er tændte under standard måleforhold. Hvis der er nogle forandringer i form af varme eller forvrængning i disse kanalers skal der ses bort fra det. 5. Målingerne kan foretages ved andre frekvenser, og ved andre værdier af loadimpedansen. 0

132 6 Appendix 6. Målemetoder efter standarder Harmonisk forvrængning under almindelige forhold jf. IEC 68-3, Forstærkeren skal være sat til standard måleforhold, og udgangsspændingen U måles. Den laveste forvrængning skal være mindst 0dB under det målte niveau af den totale harmoniske forvrængning.. Et filter valgt til at sænke indgangssignalet til 0dB under forvrængningen fra komponenterne, eller et højpasfilter med lignende svækkelse af indgangssignalets frekvens og lavt kendt båndpas svækkelse af den harmoniske frekvens, er sat til udgangsterminalen. 3. Udgangsspændingen U (pga forvrængningen) er målt og, hvis det er nødvendigt, rettet for filterets båndpas svækkelse. 4. Kildens elektromotoriske kraft sættes til nul og udgangsspændingen U måles. Med mindre denne spænding er 3 mindre end U, er målingerne forstyrret af støj, og de kan ikke bruges. Hvis det sker, skal den mere tidskrævende, men præcise harmoniske n te ordens metode bruges[international Electrotecnical Commission, 979a]. 5. Den totale harmoniske forvrængning kan måles ved følgende formler: d tot = ( U U ) 00% som procent, eller: ) U L d,tot = 0lg( U i decibel (db). En anden måde at måle den harmoniske forvrængning på, og som minder om den metode der bruges gennem rapporten er: Total harmonisk forvrænging som en funktion af amplitude og frekvens, jf. IEC 68-3, Den totale harmoniske forvrængning bestemmes ud fra forrige standard (IEC 68-3, 4..3.).. Målingerne gentages ved mindst tre andre frekvenser indtil grænsen er nået[international Electrotecnical Commission, 979a], og ved andre udgangsspændingsværdier for U til og over den bestemte forvrængningsgrænse. 3. Resultaterne skal præsenteres på graf

133 6. Målemetoder efter standarder 6 Appendix Crosstalk mellem indgangskanaler jf. standard IEC 68-3, 4.6 Crosstalk er målt i db, ud fra følgende formel: ( ) UA,A 0 log U A,B (6.) Hvor U A,B er udgangsspændingen af kanal A pga indgangsspændingen på kanal B. Fremgangsmetode til målingerne. Kanal A og B er tilpasse standart måleforhold.. Udgangsspændingen U A,A fra kanal A og U B,B fra kanal B måles. 3. Indgangsspændingen for kanal A sættes til nul og udgangsspændingen U A,B måles. Denne måling kan enten være: Bredbånd Selvvalgt frekvens 4. Kanal A s indgangsspænding genskabes og kanal B s sættes til nul. Udgangsspændingen U B,A måles som tidligere. 5. Ud fra målingerne kan følgende forhold kan udregnes: Crosstalk i db fra kanal A ind i kanal B er: 0 log Crosstalk i db fra kanal B ind i kanal A er: 0 log Adskillesen i db af kanal A fra Kanal B er: 0 log Adskillesen i db af kanal B fra Kanal A er: 0 log ( UA,A U B,A ( UB,B U A,B ( UA,A U A,B ( UB,B U B,A ) ) ) ) (6.) (6.3) (6.4) (6.5) Målemetoden af det uønskede signal (bredbånd, selvvalgt eller selvvalgt ved harmoniske frekvenser) skal påpeges. Målingerne må gerne gentages ved andre frekvenser, ved andre udgangsspændinger og for andre kanaler. Resultaterne kan være skrevne eller på graf. Ved denne måling skal der bruges et r.m.s voltmeter og et bredbåndsfilter jf. standard IEC 68-

134 6 Appendix 6.3 Collectorimpedans for spændingsforstærker 6.3 Collectorimpedans for spændingsforstærker Dette appendix er beregninger for impedans af udgangstrinnet. Hvilken impedans der menes er illustreret på figur 6. Vd +4V BC557B Q Vbe-Multiplier Q3 Udgangstrin Konstantstrømsgenerator Q9 R3.36K Q8 R8 K R9 7K Q7 BC547B BC547B Q BD437 R 0.68 R R 8 R 00 R 00-4V BD438 BC557B Q Q4 Figur 6.: Oversigt over kredsløb efter spændingsforstærker Som det ses, er impedanserne delt ind i forskellige blokke. Dette er gjort for at lette udregningerne. space 6.3. Indgangsimpedans for konstantstrømsgenerator Q3 som er indgangstransistoren for konstantstrømsgeneratoren kan erstattet med en hybridpi model som vist på figur Udgangstrin

135 6.3 Collectorimpedans for spændingsforstærker 6 Appendix Q9 Rpi Gm*Vpi Ro Re -4V Figur 6.: Hybrid-pi model for pnp-transistor Det er rimeligt at antage at strømmen i modstanden Re er den samme som strømmen i Ro (Ic Ie). Indgangsmodstanden R i er derfor: R i,cm = Ro + Re Hvor: g m V π =ma( jf. afsnit 4.4.6) Re =750Ω( jf. afsnit 4.4.6) Ro er Early-spænding V A Collectorstrøm Ic = 50V ma = 75000Ω V A kan ikke findes i databladet for en MAT04 og er derfor fundet ud fra spicemodellen. R i,cm = 75000Ω + 750Ω R i,cm = 75750Ω (6.6) 6.3. Indgangsimpedans for Vbe-multiplier På figur 6.3 ses kredsløbet for V be -multiplieren. Spicemodeller er vedlagt på CD 4

136 6 Appendix 6.3 Collectorimpedans for spændingsforstærker R8 = k R9 = 7k Q7 BC547 Figur 6.3: Kredsløbsdiagram for Vbe-multiplier Det blev i afsnit gjort klart, at strømmen varierer meget lidt i forhold til spændingsændringer, er det rimeligt at antage at der altid ligger mindst én V be spænding over Q7. Derfor er transistoren altid åben fra collector til emitter, og modstanden heri vil være meget lille. Der kan derfor ses bort fra en eventuel indgangsimpedans i V be multiplieren Indgangsimpedans for udgangstrin Der er i dette afsnit regnet på indgangsimpedansen i udgangstrinnet ved maksimal udsving. Dette betyder at PNP transistorerne Q og Q4 vil være i cut-off og derfor ikke trække strøm. Hybrid-pi modellen for udgangstrinnet er derfor: BC547B: Signal Rpi Ib*B BD437: Rpi Ib*B Re+Rload Figur 6.4: Hybrid-pi model for udgangstrin ved positivt signaludsving I de følgende beregninger vil der ses på BD437 transistoren og dernæst på BC547B transi- 5

137 6.3 Collectorimpedans for spændingsforstærker 6 Appendix storen med indgangsimpedansen for BD437 som Re modstand. BC547 +4V It + V t - Rpi Ib*B Re+Rload 8.68 Figur 6.5: Hybrid-pi model for BD437 transistor med påtrykt testspænding V t = I t Rpi + (I t + I t + β ) (Re + Rload) I t I t = I t Rpi + I t ( + β ) (Re + Rload) I t Z = Rpi + ( + β ) (Re + Rload) (6.7) Denne impedans indsættes dernæst i hybrid-pi modellen for BC547B transistoren som vist på figur V I b + V t - Rpi Ib*B Z Figur 6.6: Hybrid-pi model for BC547B i udgangstrin Ligning 6.7 kan også anvendes til at beregne impedansen for BC547 transistoren hvis Re+Rload erstattes med Z. 6

138 6 Appendix 6.3 Collectorimpedans for spændingsforstærker Z = Rpi + ( + β ) Z = Rpi + ( + β ) (Rpi + ( + β ) (Re + Rload) = Rpi + ( + β ) (Rpi + Re + Rload + β (Re + Rload)) = Rpi + Rpi + Re + Rload + β Rpi + β (Re + Rload) + β β (Re + Rload) (6.8) Hvis der evalueres på størrelsen af de forskellige led i ligning 6.8, er det tydeligt at det sidste led er det afgørende led. Med denne antagelse kan indgangsimpedansen for udgangstrinnet skrives som: Z = β β (Re + Rload) (6.9) hvor β,min er 00 ifg. datablad for BC547 NPN transistor β,min er 40 ifg. datablad for BD437 NPN transistor Re er emittermodstand som er regnet til 0.68 Ω i afsnit 4.4. Rload er de 8 Ω i højtaleren Impedansen for udgangstrinnet er derfor: Z i,udgang = = 69440Ω (6.0) Samlet impedans Efter de foregående udregninger kan udgangstrinnets samlede indgangsimpedans regnes efter ækvivalent-diagrammet på figur 6.7 7

139 6.3 Collectorimpedans for spændingsforstærker 6 Appendix +4V Vd Q BC557 Rload Z_udgang Z_diff Figur 6.7: Ækvivalent-diagram for R load til spændingsforstærkeren Som det kan ses er impedansen fra konstantstrømsgeneratoren og impedansen fra udgangstrinnet koblet parallelt. Den samlede impedans er derfor: Z samlet = Z di f f Z udgang Z di f f + Z udgang = = 368.9Ω (6.) 8

140 6 Appendix 6.4 Målejournal : Tonekontrol 6.4 Målejournal : Tonekontrol 6.4. Formål Formålet med denne måling er at finde det aktuelle frekvensrespons samt THD på det designede tonefilter, som ses på figur 6.8. Resultatet kan derved sammenlignes med de beregnede og simulerede resultater. P 0k 3 3,3k R3 6n8 C3 P 0k 3 6n8 C4 3,3k R4 input X- R 3,3k 330n C 330n C R 3,3k 0M R5 V- 0M R6 X-3 3 BA78 ICA GND X BA78 7 ICB output X- GND GND X- V+ Figur 6.8: Diagram over tonekontrollen, angiver in - og output, samt målepunkter Udstyr Instrument AAU-nr. Fabrikant, type, mm. Spændingsforsyning b-0-n- Hameg HM704 Audioanalysator NI-PCI-446 Coaxial-kabel - RG-58 Testobjekt - Tonekontrol, gr Måleopstilling Audioanalysator AO AO0 AI AI0 Testobjekt Input VCC+ GND Output VCC- Spændingsforsyning Coax-kabel Alm. kabel Figur 6.9: Måleopstilling 9

141 6.4 Målejournal : Tonekontrol 6 Appendix Måleprocedure. Testobjektet kobles som det ses på figur Spændingsforsyningen indstilles til ±0V. 3. Programmet Swept Sine FRF åbnes på PC en hvorpå audioanalysatoren er installeret. 4. Der køres et frekvensrespons vha. programmet Swept Sine FRF, hvor potentiometrene er indstillet til max. forstærkning. 5. Dataen fra frekvensresponsen gemmes. 6. Punkt 4 og 5 gentages, hvor potentiometrene indstilles til maksimal dæmpning. 7. Programmet Amplitude Swept THD åbnes på PC en hvorpå audioanalysatoren er installeret. 8. Der køres et amplituderespons vha. programmet Amplitude Swept THD, hvor potentiometrene er indstillet til ikke at have nogen forstærkning (neutral/midterstilling). 9. Dataen fra amplituderesponset gemmes Måleresultater Måleresultaterne er afbildedet på figur 4.6. De opsamlede data fra målingen er importeret til MATLAB og plottet. Resultaterne for frekvensrespons kan ses i rapporten (jf. 4.6 på side 4). THD målingen ses på figur

142 6 Appendix 6.4 Målejournal : Tonekontrol THD amplitudesweep ( khz) THD (%) Amplitude (V) Figur 6.0: Resultatet af THD måling på tonekontrol Fejlkilder De anvendte coaxial kabler har en kapacitet på ca. 00 pf pr. m, hvilket kan give anledning til fejl. De anvendte komponenter har ligeledes en hvis tolerence for den angivet værdi, som kan give anledning mindre variationer i resultatet. 3

143 6.5 Målejournal : Volumenkontrol 6 Appendix 6.5 Målejournal : Volumenkontrol 6.5. Formål Formålet med denne måling er at måle om de forskellige krav til volumenkontrollen er opfyldt. Figur 6.: Diagram over volumenkontrollen, med målepunkterne input og output Udstyr Instrument AAU-nr. Fabrikant, type, mm. Spændingsforsyning b-0-n- Hameg HM704 Audioanalysator NI-PCI-446 Coaxial-kabel - RG-58 Testobjekt - Volumenkontrol, gr Måleopstilling Audioanalysator AO AO0 AI AI0 Testobjekt Input VCC+ GND Output VCC- Spændingsforsyning Coax-kabel Alm. kabel Figur 6.: Måleopstilling 3

144 6 Appendix 6.5 Målejournal : Volumenkontrol Måleprocedure. Volumenkontrollen kobles som det vises på figur 6... Spændingsforsyningen indstilles til ±5V. 3. Det testes, om volumenkontrollen opfylder alle sandhedstabellerne beskrevet i afsnit 4.3, dvs. om de testede logiske værdier passer med de forventede. 4. Hvis bestemte potentialer er forventet, måles disse også. 5. Programmet Swept Sine FRF åbnes på PC en hvorpå audioanalysatoren er installeret. 6. Der køres et frekvensrespons vha. programmet Swept Sine FRF, hvor volumenkontrollen er sat til maksimalt lydniveau (5). 7. Dataen fra frekvensresponsen gemmes. 8. Der køres et frekvensrespons igen, men denne gang kun for at teste springene i volumenkontrollen i db Måleresultater Test:. Startværdi ved opstart af volumenkontrollen skal være decimalværdien 3: Dette opfyldes.. Ved tryk på en knap må der ikke forekomme prel: Dette opfyldes, eftersom der kun sker en ændring ved tryk på knapperne. 3. For at undgå delay må knapperne først aktiveres når de slippes: Dette opfyldes. 4. Op- og nedtælling sker med spring på ved tryk på knapper: Dette opfyldes. 5. Ved optælling skal counteren stoppe ved 5, og nedtællingen stoppe ved 0: Dette opfyldes. 6. Hvis op- og nedknappen aktiveres på samme tid, skal der ikke ske nogen ændring i volumenstyrke: 33

145 6.5 Målejournal : Volumenkontrol 6 Appendix Dette opfyldes. 7. Displayet skal vise counterens udgangsværdi fra 0-5: Dette opfyldes. 8. Mute skal ikke være aktiveret ved opstart: Dette opfyldes. 9. Ved tryk på én kanp mutes signalet, og en LED tændes: Dette opfyldes. 0. Mens mute er aktiveret, skal det være muligt at ændre volumenniveauet: Dette opfyldes. Spændingsfald over modstandene på 55Ω før 7-segment dioderne:,9v,78v =,V Dette giver en strøm på:,v 55Ω = 4,3mA. Målinger: Ifølge kravspecifikationen må der ikke være højere Total Harmonic Destortion end 0.7 % for hele hififorstærkeren. Derfor er der lavet en THD måling for volumenkontrollen alene for at sikre, at denne har en lav forvrængning. Da det ved test opdages, at audioanalysatoren laver forvrængning i sig selv, er målingen foretaget således, at der korrigeres for dette ved at trække audioanalysatorens forvrængning fra resultaterne. Den reelle forvrængning plottes på en graf i MATLAB: 34

146 6 Appendix 6.5 Målejournal : Volumenkontrol.5 x THD (%) Amplitude (V) Figur 6.3: Destortion målt ved en testamplitude på 8 V med en frekvens på khz. På figur 6.3 ses det, at maksimum THD for volumenkontrollen er under 0.005%. På samme måde er det nødvendigt at korrigere når der måles på dæmpningen i db. Dette giver de 6 lydniveaur: 35

147 6.5 Målejournal : Volumenkontrol 6 Appendix Dæmpning (db) Frekvens (Hz) Figur 6.4: De 6 lydniveauers dæmpning i db. Ifølge afsnit på side 69 skal volumenniveauerne springe med 6dB, hvilket figur 6.4 viser tydeligt. På figur 6.4 ses det, at indtil volumenniveau 7 (-48dB) er der perfekt dæmpning af signalet igennem hele frekvenssweepet, men fra niveau 6- aftager dæmpningen jo højere frekvens de dæmpede signaler har Fejlkilder Audioanalysatoren laver selv forvrængning, som derfor er trukket fra resultaterne. Hvis ikke dette var blevet opdaget, havde det været en fejlkilde, men dette er der blevet korrigeret for. Det ses, at når dæmpningen kommer under -60 db begynder dæmpningen at blive frekvensafhængig. Ved høje frekvenser bliver dæmpningen mindre. I databladet for DA-converteren AD7 [Devices, 995a] ses det, at ved steps på 6 db kan der være en fejl på ±,7dB. Dette har en del af skylden. Derudover står der også i databladet, at dæmpningen kun er præcis i spændet fra 0 til -60 db. Dette forklarer usikkerheden, når dæmpningen bliver større end -60 db. 36

148 6 Appendix 6.6 Målejournal 3: Indgangsvælger 6.6 Målejournal 3: Indgangsvælger 6.6. Stereo til mono, THD Formål Formålet med denne måling er at se hvor stor forvrængning, Total Harmonic Distortion, der kommer fra lydindgang til lydudgang, da dette spiller en vigtig rolle for lyden i de kredsløb, der kommer senere. For at gennemføre disse målinger skal der være en indgangsvælger med dertilkoblet kanalvælger, som dimensioneret i kapitel 4. Operationsforstærkeren, TL074B, er valgt på baggrund af at den har en lav harmonisk forvrængning på typisk 0,0%, og har en høj slew rate på typisk 3V µs [Devices, 995c]. Input Kanal Input V H R 475 R 475 R5 37 TL074 Source DG445 Drain R7 K R9 K Input Kanal Input V H R3 475 R4 475 R6 37 TL074 Source Drain R8 K TL074 Output Figur 6.5: Diagram over summationsforstærkeren Switchen DG445 er styret af den digitale indgangsvælger kapitel 4, med en forsyning på ±5V. Udstyr Instrument AAU-nr. Fabrikant, type, mm. Spændingsforsyning b-0-n- Hameg HM704 Audioanalysator NI-PCI-446 Coaxial-kabel - RG-58 Testobjekt - Indgangsvælger, gr C:\Users\Støve\Desktop\kimgraf.asc ---

149 6.6 Målejournal 3: Indgangsvælger 6 Appendix Måleopstilling Figur 6.6: Måleopstilling ved måling af THD Måleprocedure. Testobjektet kobles som det ses på figur Spændingsforsyningen indstilles til ±4V. 3. Programmet Swept Sine FRF åbnes på PC en hvorpå audioanalysatoren er installeret. 4. I programmet sættes amplituden til V, da det er den højest ventede indgangsspænding fra cd eller mp3 afspiller. Frekvensen sweepet et sat til at køre fra 0 Hz til 0000 Hz, da det menneskelige øre hører fra Hz, se kap Der køres et frekvensrespons vha. programmet Swept Sine FRF, hvor den totale harmoniske forvrængning måles. 6. Dataen gemmes til senere. Måleresultater De opsamlede data fra målingen er importeret til MATLAB og plottet. Måleresultaterne er afbildedet i rapporten på figur

150 6 Appendix 6.6 Målejournal 3: Indgangsvælger Fejlkilder Nogle af de fejlkilder der kan forfindes i målingerne ligger i coaxil kablet, som har en lille indre kapacitans, som også audioanalysatoren i computeren har. Derudover er der den procentvise afvigelse hver komponent har lov til at have Måling af line in til line out Formål Denne måling forgår på samme print, som vist på figur 6.5. Formålet med målingen er at se om simuleringen af line in til line out stemmer over ens med det færdige print. Udstyr Instrument AAU-nr. Fabrikant, type, mm. Spændingsforsyning B-0-O-0 Hameg HM704 Oscilloskop B-0-X- Agilent 546D Funktionsgenerator B-0-K- Phillips PM 53 Måleopstilling Figur 6.7: Måleopstilling ved måling af udgangstrinet 39

151 6.6 Målejournal 3: Indgangsvælger 6 Appendix Måleprocedure Fremgangsmåde for måling af line in til line out. Testobjektet kobles som det ses på figur Spændingsforsyningen indstilles til ±4V. 3. Funktionsgeneratoren indstilles, så der kommer V peak, 000 Hz på line in, hvilket kan aflæses på ocsilloskop. 4. Den ene probe fra ocilloskopet sættes på line in for at se om funktionsgeneratoren sender det rigtige signal ud. 5. Den anden probe sættes line out. Det er ligemeget hvilken udgang der vælges, da der kommer det samme signal ud af begge. Se figur Spændingsforsyningen startes og kanal vælges. 7. Målingerne fra ocsilloskopet gemmes. Fremgangsmåde for måling af line in til switch DG445. Testobjektet kobles som det ses på figur 6.7, med det forbehold at plus fra probe et, sættes på source (ben 3) på switch DG445 [Intersil, 003].. Probe sættes på den valge indgang, som også funktionsgeneratoren er koblet til. 3. Spændingsforsyningen indstilles til ± 4V. 4. Funktionsgeneratoren indstilles, så der kommer V peak og 000Hz ind på line in, hvilket kan ses på ocsilloskop. 5. Spændingsforsyning startes. 6. Kanalen som fuktionsgeneratoren er sat til vælges. 7. Målinger fra oscilloskopet gemmes. Målerestultater Fremgangsmåde for måling af line in til line out Måleresultaterne er afbildedet i rapporten på figur 4.5. De opsamlede data fra målingen er importeret til MATLAB og plottet. Fremgangsmåde for måling af line in til switch DG445 Måleresultaterne er afbildedet i rapporten på figur 4.4. De opsamlede data fra målingen er importeret til MATLAB og plottet. 40

152 6 Appendix 6.6 Målejournal 3: Indgangsvælger Fejlkilder Probeenderne, kan afgive støj. Funktions generatoren stemmer ikke helt over ens med målingerne fra oscilloskopet. Dette kan f.eks skyldes probeenderne Måling af crosstalk Formål Formålet er at se om kanalerne påvirker hinanden lydmæssigt. Udstyr Instrument AAU-nr. Fabrikant, type, mm. Spændingsforsyning B-0-O-0 Hameg HM704 Oscilloskop B-0-X- Agilent Line in funktionsgenerator B-0-M-3 B&O RC-Oscilliator TG7 Line in funktionsgenerator B-0-M-4 B&O RC-Oscilliator TG7 Multimeter B-0-B-5 Fluke 37 multimeter Testobjekt - Indgangsvælger, gr. 34 Måleopstilling Figur 6.8: Måleopstilling ved måling af crosstalk 4