Kapitel 1 Effekttrin. 1.1 Valg af delkredsløb

Transkript

1 Indhold 1 Effekttrin Valg af delkredsløb Analyse Dimensionering Simulering af effekttrin Konklusion Test af effektrin

2 Kapitel 1 Effekttrin For at signalet fra regulatoren kan anvendes af aktuatoren, er det nødvendigt at forstærke signalet, da udgangen fra regulatoren ikke kan levere den effekt, der er nødvendig for at få motoren til at rotere. I dette afsnit vil der derfor blive gennemgået et design af et effekttrin, der skal indsættes mellem regulator og motor til momenthjul. Afsnittet er baseret på kilderne [1] og [2]. Til effekttrinnet opstilles følgende krav: Skal strømbegrænse load strømmen til 10 A Spændingsforstærkning på 2 V/V Nyttevirkning på minimum 30% ved fuld udstyring 1.1 Valg af delkredsløb Effekttrinnet kan deles op i en række blokke, som vist på figur 1.1. Dette afsnit omhandler valg af løsninger til de forskellige blokke. Desuden beskrives de forskellige forstærkertopologier, der findes til forstærkning af det signal, som skal bruges til at styre DC-motoren i aktuatoren. Efter de forskellige forstærkertopologier er gennemgået, vil den topologi, som skal anvendes i det videre design blive valgt. Regulator Invertering Tilbagekobling Biasing Effektforstærkning Termiskstabilisering Strømbegrænsning Aktuator Figur 1.1: På figuren ses en blokopdeling af effekttrinnet. Valg af forstærkertopologi For at kunne vælge hvilken forstærkertopologi der skal benyttes i klasse AB trinnet, er det nødvendigt at kende de fordele og ulemper, de forskellige topologier har. Sammenholdes dette med kravene til forstærkerkredsen, vil det kunne lade sig gøre at vælge hvilke transistorkoblinger, der skal bruges til forstærkeren. På nedenstående tabeller findes en oversigt over nogle vigtige parametre for fire af de mest almindelige transistorkoblinger, med BJT transistorer. Da load resistansen er meget lille (0,43 Ω) er det meget vigtigt at udgangsresistansen er meget lille for at undgå, at den lave load resistans påvirker udgangssignalet. Fra tabel 1.1 ses det at

3 15. december 2004, kl BJT CE CE-R E A v gm(r o R C R L ) gm(r C R L) R e+r e R ix R ib = R B R π R B (β + 1)(r e + R e ) R ox R od = R o R C R od = R C CC A v gm(r C R L ) CB r o R L (r o R L)+r e R ix R i = r e R is = (R B ) (1 ( + β)(r e + (r ) o R L ))) R ox R os = R C r o r e + Rsig RB β+1 Tabel 1.1: Oversigt over transistorkoblingers egenskaber. Transistorkoblingerne er: Common-Emitter (CE), Common-Emitter med uafkoblet Emitter resistans (CE-R E ), Common-Collector (CC) og Common- Basis (CB). Hvor A v er spændingsforstærkningen, R ix er indgangsresistansen og R ox er udgangsresistansen Common-Collector (CC) opkoblingen har den laveste udgangsresistans. Dette sammen med dens evne til at give en stor strømforstærkning gør den ideel til udgangen af forstærkertrinnet. For at sikre en tilstrækkeligt høj strømforstærkning sættes flere CC koblinger sammen, som ses på figur Valg af opkobling Når der skal designes en forstærker til at drive DC-motoren, skal der vælges en kobling, der kan give et ± signal, således motoren kan dreje i begge omløbsretninger. Til dette formål er det muligt at koble forstærkeren op i en H-bro. En H-bro kan levere op til ±2 Vcc. Alternativt kan der anvendes en L-bro. Denne kan kun levere op til ±Vcc over belastningen, hvilket kan ses på figur V cc +V cc L-Bro NPN H-Bro NPN NPN V s R L V s R L V s PNP PNP PNP V cc V cc Figur 1.2: På figuren ses opbygning af push-pull forstærkere koblet i henholdsvis L- og H-bro Valg af forstærker klasse Effektforstærkere findes i mange klasser, hver med deres egenskaber. De mest anvendte topologier er klasse A, klasse B og klasse AB. Klassifikationerne er dannet på baggrund af deres virkemåde. Den største forskel mellem de enkelte klasser er opkoblingen af deres biasnetværk. De enkelte forstærkere kan kobles op efter push-pull princippet, vist på figur 1.2. Strømmen igennem belastningen bliver trukket fra plus forsyningen, når det er NPN-transistoren der leder, og

4 15. december 2004, kl sink et til minus forsyningen, når det er PNP-transistoren, der leder. Med push-pull er NPNtransistoren dermed aktiv, når indgangssignalet er positivt, og PNP-transistoren er aktiv, når indgangssignalet er negativ. Vs Bias R L NPN V s NPN R L PNP Figur 1.3: Simpel opbygning af henholdsvis klasse A (venstre) og klasse B (højre). Klasse B er vist i push-pull konfiguration Klasse A Ved klasse A konfiguration er biasspændingen højere end det maksimale indgangssignal. Derfor løber der altid en strøm igennem transistoren, selvom der ikke er et indgangssignal. Dette medfører lav virkningsgrad og er derfor mindre velegnet til brug i satellitter. Klasse A s virkningsgrad er teoretisk max. 50%, hvis den er koblet op i push-pull, kilde [2]. Biaspunktet i klasse A forstærkeren ligger således, at transistoren opererer i det lineære område af dens overføringskarakteristik. En simpel opbygning af klasse A forstærker vises på figur 1.3. Den største fordel ved klasse A er dens linearitet, idet der ikke forekommer cross-over forvrængning, som opstår i overgangen mellem to transistorer. Klasse B Klasse B forstærkere kan bruges med push-pull. Transistorerne i en klasse B forstærker har en biasspænding således hver transistor er aktiv i halvdelen af indgangssignalets periode. Teoretisk virkningsgrad ved fuld udstyring for en klasse B forstærker er 78,5%. For DC-motoren betyder det at én transistor er aktiv, når indgangssignalet er positivt og én anden transistor er aktiv når indgangssignalet er negativt. Der forkommer cross-over forvrængning når indgangssignalet skifter fra positivt til negativt. Hvis der indsættes en tilbagekoblings-sløjfe kan cross-over forvrængningen dog minimeres. En klasse B er koblet op efter samme princip som L- og H-broen på figur1.3 Klasse AB Klasse AB s virkemåde er meget lig klasse B. I klasse AB er hver transistor bias et, så den er aktiv lidt længere end halvdelen af perioden. Dette medfører at cross-over forvrængning bliver mindsket i forhold til klasse A. For en mere nøjagtig orientering af satellitten, kan der anvendes tilbagekobling, som medfører at cross-over forvræning reduceres. Teoretisk virkningsgrad ved fuld udstyring for en klasse AB forstærker er 78,5%

5 15. december 2004, kl Valg En sammenligning af ovennævnte klasser viser at klasse A har den højeste linearitet, men også den laveste virkningsgrad. Klasse AB er mere anvendelig end klasse B, da dens overføringskarakteristik er mere lineær ved samme virkningsgrad. På baggrund af disse overvejelser er en klasse AB push-pull forstærkerkonfiguration koblet som H-bro valgt Valg af udgangstrin Den ønskede strømforstærkning kan opnås med en Darlington-konfiguration, som kan ses på figur 1.4, hvor den ene transistors emitter er koblet til basis på den næste transistor. På denne måde bliver strømforstærkningen β = β 1 β 2, men V BE bliver summen af de to transistorers V BE. Ved design af biaskredsløbet skal der tages hensyn til dette, hvis denne konfiguration vælges. C C B V BE1 B β 1 β 2 V BE1 + V BE2 i B V BE2 E E Figur 1.4: Darlington NPN-konfiguration En anden mulighed for at opnå den ønskede strømforstærkning er at anvende en anden sammensætning af transistorerer, som kan ses på figur 1.5. Med denne type opkobling opnås en tilsvarende strømforstærkning β = β 1 β 2, men til forskel fra Darlington-konfigurationen forekommer der kun ét diodespændingsfald, hvilket medfører en lavere biasspænding. i B E E B V BE1 β 1 β 2 B V BE1 C C Figur 1.5: Compound transistor PNP-konfiguration Valg På grund af den lavere V BE i den compound konfiguration vælges denne løsning.

6 15. december 2004, kl Valg af biaskredsløb Som nævnt ovenfor er biasspændingen for en klasse AB forstærker så højt, at hver udgangstransistor leder lidt mere end en halv periode, for at minimere cross-over forvrængning. Dette kræver et biaskredløb, som sørger for at både NPN- og PNP-transistoren leder en lille strøm selv uden indgangssignal. Dette kan realiseres på forskellige måder. I dette afsnit vil metoder der gør brug af dioder, transistorer med kortsluttede basis-collector, samt en V BE -multiplier. Biasing med dioder +V cc +V cc +V cc +V cc I bias I bias Q N Q N D 1 R 2 V BB V BB Q 1 D 2 R L R 1 R L v i Q P v i Q P V cc V cc Figur 1.6: Biasing med henholdsvis dioder og V BE -multiplier. NPN transistorer betegnes Q N og PNP betegnes Q P Som vist på figur 1.6 svarer spændingen V BB mellem basis på Q N og basis på Q P til diodespændingsfaldet over D 1 og D 2. V BB -spændingen opstår ved at sende en konstant strøm gennem dioderne og er tilpasset så den genererer den ønskede spænding. Ved dimensioneringen af denne strøm, skal der tages højde for den strøm, der løber ind i base Q N når den leder, plus den minimale strøm, der skal til at opretholde en spænding V BB mellem transistorerne. Hvis en væsentlig del af biasstrømmen løber ind i basis på Q N, bliver spændingen V BB lavere. Biasing med dioder kan give bedre termisk stabilitet, hvis dioder og transistorer er termisk sammenkoblede. Biasing med dioder kræver derudover en konstantstrømsgenerator. Biasing med V BE multiplier En anden mulighed for opbygning af biaskredsløb er V BE -multiplieren, som vist på figur 1.6. En resistans R 1 er indsat mellem basis og emitter på transistoren Q 1 hvilket medfører, en konstant spænding V BE,Q1 over R 1. Dette medfører at strømmen gennem resistansen også er konstant. Hvis der vælges en transistor Q 1 med stor strømforstærkning, kan der ses bort fra basisstrømmen. Samme strøm løber igennem R 1 og R 2, hvilket genererer en konstant spænding V BB. Ligesom ved biasing med dioder, giver V BE -multiplieren også termisk stabilitet såfremt transistoren er koblet termisk sammen med udgangstransistorerne. En anden fordel ved denne løsning er, at et potentiometer kan tilføres kredsløbet og med dette kan V BB -spændingen justeres efter kredsløbet

7 15. december 2004, kl er konstrukteret, for at finde en tilpassende hvilestrøm I Q. Biasing med V BE -multiplieren kræver en konstantstrømsgenerator. Valg V BE -multiplieren er valgt, idet det er lettere at justere biasspændingen i forhold til diodeløsningen Strømgenerator Der findes flere løsninger til at generere en konstant strøm til biaskredsløbet. Teoretisk ideele strømgeneratorere genererer en konstant strøm uanset hvilken impedans der er i serie. En sådan generator afsætter ingen effekt i belastningen, hvis den er på 0 Ω, og uendelig høj effekt hvis belastningen er en afbrydelse. Derudover er dens udgangsimpedans også uendelig høj. To eksempler på tilnærmede ideelle konstantstrømsgeneratorer er vist på figur V cc +V cc Iref D 1 R E I ref R 1 R load I O D 2 Q 1 Q 1 Q 2 R Z I O Figur 1.7: Figuren viser henholdsvis strømgeneratorer ved brug af dioder og strømspejl Løsning med dioder En konstantstrømsgenerator kan konstrueres ved at koble to dioder til basis på en transistor, samt en resistans til emitter, hvilket kan ses på figur 1.7. Hvis dioderne er matchede og har samme karakteristik som transistorens diode, kan det ses at et diodespændingsfald tilsvarer V BE - spændingen på transistoren. Dermed ligger der én konstant diodespænding over resistansen R E, hvorved der løber en konstant strøm gennem den. Ved at justere R E kan den ønskede biasstrøm opnås. Denne type opkobling kræver i princippet at dioderne og transistoren Q 1 er termisk koblet, dog kan der ses bort fra dette hvis der er tale om små strømme, somm ikke giver anledning til nævneværdig temperaturændring Strømspejl En anden mulighed for at konstruere en konstantstrømsgenerator er vist på figur 1.7. I dette tilfælde løber der en konstant strøm igennem Q 1, som er koblet op som en diode. Størrelsen af denne strøm er bestemt af R 1. Med matchede transistorer vil samme strøm løbe igennem Q 2 så længe R load Vcc I O Denne type opkobling kræver i princippet at transistorene er termisk koblede men ved små strømme er det uden betydning. Typen har dog den fordel at flere matchede transistorer kan kobles til den fælles basis til at generere flere strømkilder med samme strøm.

8 15. december 2004, kl Valg Strømgeneratoren, som anvender dioder bedømmes som tilstrækkelig og bliver anvendt som løsning. For ikke at belaste indgangstrinnet tilføres en ekstra strømgenerator til at sinke den strøm, der kommer fra Q P når den er aktiv. Denne strømgenerator bliver placeret mellem basis Q P og -V cc, hvilket kan ses på figur Tilbagekobling For yderligere at minimere cross-over forvrængning, kan der anvendes tilbagekobling, ved at sammenligne forholdet mellem forstærkerens ind- og udgangsspænding. Dette kan lade sig gøre med en OpAmp hvor indgangssignalet kobles på den ikke-inverterende indgang og det tilbagekoblede på den inverterende. Denne OpAmp kan eventuelt opbygges diskret. IC OpAmp En løsning baseret på en OpAmp er utvivlsomt den nemmeste og mest simpel i opbygning. Det kræver at der tages hensyn til OpAmp ens slew-rate og dens egenskaber til at afgive og modtage strøm. For ikke at belaste OpAmp en kan en strømgenerator tilføjes OpAmp ens udgang, hvorved den strøm den skal modtage eller afgive reduceres. Brug af sammenkoblede transistorer i udgangstrinnet betyder også at OpAmp en belastes mindre, da disse vil trække mindre strøm gennem basis på grund af den højere strømforstærkning. Diskret OpAmp Med opbygning af en diskret OpAmp kan opnås højere fleksibilitet inden for design af udgangstrinnet, især med hensyn til førnævnte egenskaber for OpAmp en. En diskret opbygget OpAmp kan ses på figur 1.8 Valg Da der ikke er nogle specielle krav der kan retfærdiggøre at der laves et større arbejde med at opbygge en speciel OpAmp vælges der den nemme og billige løsning med en standard IC-OpAmp da den er simplest at implementere Inverter Da udgangstrinnet er koblet op i en H-bro skal indgangssignalet til den ene halvdel af broen inverteres, da diagonalt placerede transistorer skal drives ens i en H-bro. Dette kan lade sig gøre med en OpAmp eller med en diskret opbygget differentialforstærker, koblet som en inverter. Disse muligheder kan ses på figur 1.8.

9 15. december 2004, kl R 1 R 2 R 5 R 6 V in R 1 + Q 1 Q 2 Q 7 Q 9 Q 8 Q 10 V out R 2 R 3 R 7 R 8 R 4 V in R 1 - Q 3 Q 4 Q 5 Q 6 + V out R 2 Figur 1.8: Opbygning af inverter med henholdsvis en OpAmp, og en diskret opbygget OpAmp OpAmp En inverter kan opbygges med en OpAmp, hvilket ses på figur 1.8, hvor indgangssignalet forbindes til den inverterende indgang igennem resistansen R 1, som har den samme værdi som tilbagekoblingsresistansen R 2. Den ikke-inverterende indgang er forbundet til stel. Det samma gælder for en diskret opbygget OpAmp. Et krav til OpAmp en er, at slew-raten skal være høj nok til at invertere den højeste frekvens, som kan forekomme i signalet. Da der kun forekommer meget lave frekvenser i indgangssignalet, er der lave krav til slew-rate. Da der ikke er nogle specielle krav der kan retfærdiggøre at der laves et større arbejde med at opbygge en diskret opbygget OpAmp vælges der den nemme og billige løsning med en standard IC-OpAmp da den er simplest at implementere Termisk Stabilitet Termisk runaway kan være et problem i effekttrin, hvor der ikke er kontrol med hvilestrømmen i effekttransistorerne. Termisk runaway opstår fordi hvilestrømmen i udgangstransistorerne giver anledning til en effektafsættelse i effekttransistorerne. Dette betyder at temperaturen i effekttransistorerne stiger. Når temperaturen i effekttransistorerne stiger øges deres hvilestrøm hvilket giver en endnu større effektafsættelse i effekttransistorerne. Fortsætter dette vil temperaturen fortsætte med at stige indtil effekttransistorerne brænder af. For at tage højde for termisk runaway vil det være nødvendigt at undersøge hvorvidt transistoren kommer til at arbejde inden for dens Safe operating area som er opgivet i databladet. Hvis det viser sig at termisk runaway er et problem kan transistoren i V BE multiplieren kobles termisk sammen med transistorerne i udgangstrinnet. Dette vil betyde at V BE for transistoren i V BE -multiplieren falder, når temperaturen stiger, og dette vil igen medfører en mindre hvilestrøm i udgangstransistorene, dermed vil der ikke afsættes så stor effekt i transistorerne, og dermed mindre temperaturstigning. En anden måde at sikre mod termisk runaway er at tilføje en emitter resistans. Indførelsen af en emitterresistans gør at der bliver afsat mindre effekt i effekttransistoren. Derudover begrænser den ændringen i hvilestrømmen i forhold til ændringen i temperaturen. Denne løsning har dog den ulempe at den også begrænser den maksimale udgangsspænding, da der naturligvis vil være

10 15. december 2004, kl et spændingsfald henover den. Ud fra ovenstående ses det at løsningen med at lave en termisk sammenkobling mellem transistoren fra V BE multiplieren og effekttranstorerne er den mest elegante og derfor vælges denne løsning, såfremt det overhovedet bliver nødvendigt Strømbegrænsning Da DC motoren ikke kan holde til mere end 11 A skal der laves en strømbegrænser som sikrer at der ikke løber mere strøm end motoren kan tåle. Der indlægges her en sikkerhedsmargin på 1 A. Dette betyder at strømbegrænseren skal sikre, at der ikke trækkes mere end 10 A på udgangen. Der findes 2 måder at begrænse strømmen på. Den mest simple er at indføre en emitterresistans. Dette har den ulempe, at den til enhver tid, vil komme til at virke, som en spændingsdeler med load resistansen. Da load resistansen i dette tilfælde er meget lav vil en relativt stor del af energien bliver afsat i emitterresistansen, i stedet for i load resistansen. Alternativet er at indsætte en transistor som på figur 1.9. Som det ses er det stadig nødvendigt med en emitterresistans, for at strømbegrænseren, men værdien af denne emitterresistans bliver meget lavere da den skal have værdien V BE I max i modsætning til den anden løsning hvor værdien skulle være Vcc V BE I max V cc I sig Q 1 Q 2 Q 3 R BE3 Figur 1.9: Ovenfor ses strømbegrænser implementeret ved hjælp af en transistor Konklusion Da de enkelte del-blokke til effekttrinnet hermed er valgt, kan der laves et principdiagram over den klasse AB forstærker koblet i H-bro. Dette diagram ses på figur På denne figur kan alle de valgte blokke ses, OpAmp som indgangstrin, V BE -multiplier, der anvender strømgenerator lavet ved hjælp af dioder som biasnetværk, sammensatte transistorere som udgangstrin, transistor og diode til strømbegrænsning, resistanser på udgangen af de sammensatte transistorer for at skabe termisk stabilitet, samt en OpAmp til invertering af indgangssignalet. Derudover er der tilført to strømgeneratorer placeret nederst på diagrammet. Deres funktion er at trække strøm for beskyttelse af tilbagekoblingstrinnet. Da kredsløbet til effekttrinnet hermed er valgt, kan det efterfølgende analyseres med henblik på at opstille udtryk som kan anvendes under dimensionering af kredsløbets komponenter.

11 15. december 2004, kl Figur 1.10: Den valgte løsning for effektforstærkeren 1.2 Analyse Analysen af effekttrinnet er ligesom i valg af kredsløb delt op i delkredsløb, som analyseres hver for sig. Denne opdeling kan ses på figur I analysen undersøges virkemåde, opbygning og de vigtigste udledninger vises, således komponenter herefter kan dimensioneres. Derudover forklares de forskellige grænsefladekrav, som stilles til hver blok. Analysen leder hen til et dimensioneringsafsnit, hvor komponentværdier for det valgte kredsløb bliver udregnet. Regulator Inverter Op-Amp for tilbagekobling V BE multiplier + strømkilde Super transistor Termiske modstand + strømbegrænsning Aktuator Figur 1.11: På figuren ses blokopdelingen af analysen af effekttrinnet Indgangstrin En OpAmp blev valgt som tilbagekoblingstrin til effektforstærkeren. Kravene, der bliver stillet til OpAmp en er, at den skal kunne sinke den maksimale strøm, der kan løbe fra basis på Q P, hvilket ses på figur 1.12, og den skal have en slew-rate højere end den maksimale spændingsændring per tid fra regulatoren. Det forventes ikke at regulatoren giver signal med højere frekvens end 100

12 15. december 2004, kl Hz. Inden for denne periode skal OpAmp ens udgangsspænding kunne ændres fra -V out,min til +V out,max. Slew-rate er givet ved: SR = dv [ ] mv dt µs V BE -multiplier Som beskrevet under valg af kredsløb er en V BE -multiplier opbygget af en konstantstrømsgenerator, en transistor Q 1, en resistans R 1 koblet mellem basis og emitter, samt en tilbagekoblingsresistans R 2 koblet mellem kollektor og basis. Multiplieren sørger for, at en passende spænding, V BB, ligger mellem de to basisterminaler på udgangstransistorene, Q N og Q P. Denne spænding bevirker at transistorene leder lidt mere end 180 af indgangssignalet. V BE -multiplierens generelle opbygning kan ses på figur V cc +V cc I ref D 1 D 2 R E +V cc I bias I B,N Q N Q 2 R 2 R Z V I BB bias Q 1 R V BE1 1 I R I C R L v i I B,P Q P V cc V cc Figur 1.12: På figuren ses opbygning af V BE multiplier og en konstantstrømgenerator. Den nederste strømgenerator er indsat for beskyttelse af tilbagekoblingstrinnet Udgangspunktet for design af multiplieren er når der ligger 0 V over load. Når dette gør sig gældende, skal V BB være den spænding, der svarer til dead zone for udgangstransistorerne, Q N og Q P, ca. 2 0,7 V. Der ses her bort fra den strøm der løber ind i udgangstransistorene, og dermed løber hele biasstrømmen ind i V BE -multiplieren. Biasstrømmen deles i I C og I R. For at transistoren Q 1 ikke bliver afbrudt ved ˆv o, skal I R være mindre end den minimale strøm der løber ind i biaskredsen (I R <I bias ÎB,N). Det ønskes at 9 10 af strømmen, som løber ind i biaskredsen, løber igennem Q 1, da der ikke må ændres væsentligt på strømmen gennem resistanserne, når der ønskes en konstantspænding over V BE multiplieren. Ved at sætte størsteparten af bias strømmen gennem transistoren vil der kunne trækkes mere strøm ind i udgangstransistoren uden at der ændres væsentligt på V BB spændingen. På grund af en fast spænding (V BE,Q1 ) over resistansen R 1, løber der en konstant strøm igennem den. Denne strøm er givet ved: I R1 = V BE,Q 1 R 1 [A]

13 15. december 2004, kl Størrelsen på denne strøm (I R ) skal være en tiendedel af collectorstrømmen. Dette kan justeres under opbygning med en variabel resistans. Derudfra kan størrelsen af R 1 findes: R 1 = V BE1 I bias 10 [Ω] Strømmen I bias dimensioneres således, at den er større end ÎB,N, som er den strøm, der løber ind i basis på Q N ved Îload. Strømmen ÎBN er givet ved følgende udtryk: Î BN = ÎCN β QN [A] Hvis I R1 er fastsat kan der, hvis β Q1 er høj, ses bort fra den strøm der løber ind i basis Q 1. Dermed løber der den samme strøm igennem R 1 og R 2. Størrelsen på resistansen R 2 findes ved: R 2 = V BB V BE,Q1 I R [Ω] Ved en given hvile strøm, der resulterer i minimum cross over forvrængning, kan V BB findes: V BB = V BE,N + V BE,P [V ] (1.1) Antages det at de to transistorer har en ens karakteristik gælder der at ( ) Ihvile V BE,N = V BE,P = V T ln [V ] I S Dermed kan V BB spændingen bestemmes ud fra: V BB = 2 V T ln ( Ihvile I S ) [V ] I S (saturation strømmen) for Q 1 afhænger af transistorens størrelse, generelt i størrelsesorden A og kan findes i de respektive transistorers datablade. En variabel resistans kan anvendes til at indstille passende værdier for hvilestrømmen i Q N og Q P. Denne placeres mellem R 1 og R 2, som kan ses på figur R 2 P Q 1 R 1 Figur 1.13: På figuren ses hvordan et potentiometer kan tilføres V BE multiplieren Udover minimering af cross-over forvrængning kan en V BE -multiplier have en forbedrene effekt på den termiske stabilitet. Hvis Q 1, Q N og Q P er termisk sammenkoblede, følges V BE1, V BE,N

14 15. december 2004, kl og V BE,P da disse afhænger af temperaturen. Strøm stigning i Q N medfører at V BE,N falder som følge af temperaturstigning, så en termisk koblet V BE,1 også falder. Strømgenerator Målet med at lave en konstantstrømsgenerator til V BE multiplieren er at fastholde en spænding V BB. Konstantstrømsgeneratorens opbygning kan ses på figur Den er opbygget som et strømspejl, hvor I ref og I O har samme størrelse. Reference strømmen løber igennem to dioder, før den kommer til basis på transistor Q 2. Parallelt med dioderne D 1 og D 2 sidder resistansen R E, mellem emitter på Q 2 og plus forsyningen. Derudover er der koblet en resistans (R Z ) mellem basis på Q 2 og stel. Udgangsstrømmen I bias kommer fra collector. Med den antagelse at diodespændingen over dioderne D 1 og D 2 og V BE på transistoren Q 2 er af samme størrelsesorden, ligger der én diodespænding over V BE og én diodespænding over R E. Dermed kan størrelsen af resistansen R E bestemmes: I bias = V D1 R E [A] For at sikre stabilitet vælges diodestrømmen til at være ca. 10 I B [[3]]. Derudfra kan størrelsen af R Z bestmmes: R Z = V cc V D1 V D2 10 I B [Ω] Udgangs trin Udgangstrinnet til forstærkeren er blevet valgt til at være en klasse AB, der benytter compound transistore. Udgangstrinnet er koblet op som kombination af common-collector (CC) og commonemmiter (CE). Denne type opkobling giver høj indgangsimpedans, lav udgangsimpedans og en høj strømforstærkning. Formler for disse parametre kan læses ud af tabel 1.1 på side 3. CE i dette tilfælde er indsat for at give spændingsforstærkning, og CC for at give lav udgangsresistans, samt stor strømforstærkning. A V A I R I R O CC ingen høj høj lille CE høj høj mellem høj Tabel 1.2: Kvalitativ sammenligning mellem egenskaber for common-collector og common-emitter En compound transistors opbygning kan ses på figur De findes efter biaskredsløbet, koblet op som NPN-og PNP transistor.

15 Q 4 Q 3 Arbejdsblad, GR 317, Henrik V. Nielsen 15. december 2004, kl V cc R BE NPN Q 1 Q 2 Bias R load R BE PNP V cc Figur 1.14: På figuren ses hvordan compound transistorene bliver opkoblet og anvendt i udgangstrinnet En compound transistor består af to, eller flere transistorer, hvor collector på indgangstransistoren bliver koblet til base på udgangstransistoren. Derudover forbindes base-emitter på udgangstransistoren med en resistans R BE, generelt af størrelsesorden 1 kω. Denne resistans mindsker lækage strøm på collektor-basis. Når BJT erne kobles på denne måde, vil de virke som en samlet transistor med produktet af de 2 transistores strømforstærkning. Dette er at fortrække, da kravet til strømmen, som tilbagekoblingsopamp en skal kunne source/sinke bliver mindre, og det kræver mindre bias strøm i forhold til output strømmen. Dette betyder at effekttab i biasnetværket mindskes. Det kan tydeligt ses på figur 1.5 i det der kun forkommer ét V BE -spændingsfald. Dette er en klar fordel, da en V BE spænding udgør relativt meget af den spænding, som er tilrådighed. Ud fra figur 1.5 ses det, at strømforstærkningen igennem compoundforstærkeren er givet ved: β = β 1 β 2 [A/A] Når en mindsteværdi for β og en maksimal værdi for strømmen igennem load er bestemt, kan transistorne vælges. De fire transistore, der skal anvendes, skal vælges således at Q 1(NPN) = Q 4(PNP), Q 2(PNP) = Q 3(NPN). Indgangstransistorene behøver ikke vælges af typen power transistor, da der løber væsentligt mindre strøm i disse. Eksempelvis vil gælder der at I Q2 = β Q2 I Q Strømbegrænsning Da DC-motoren ikke kan tåle mere end 11 A, skal der konstrueres en strømbegrænsning på udgangstrinnet på 10 A. Dette giver en margin på +1 A. Valget af grænsen for strømbegrænsningen er en afvejning af hvor stor sikkerhedsmargin, der ønskes og hvor stor begrænsning, der må være af den maksimale effekt, som forstærkeren kan levere. Ved at bruge en transistor kan strømen trækkes væk fra indgangen på udgangstrinet, når strømmen i udgangstrinnet nærmer

16 15. december 2004, kl sig det ønskede niveau for begrænsningen. På figur 1.9 kan ses en fjerdedel af udgangstrinnet med strømbegrænser. Hver fjerdedel af H-broen skal have en tilsvarende opkobling for at strømbegrænse hele udgangstrinnet. Strømbegrænsningspunktet er styret af R BE3 (se fig. 1.9). Når spændingsfaldet over R BE3 bliver lig med V BE3 on, vil transistor Q 3 begynde at lede signalstrømen væk fra supertransistorkoblingen af transistor Q 1, Q 2. Da supertransistorkoblingen er den del der forstærker signalstrømmen vil dette betyde at der er en mindre strøm der bliver forstærket. Dette betyder at der fås et uliniært negativt feedback kredsløb. For dette kredsløb gælder der at: Dog med det forbehold at: Termisk stabilitet Køleplader V BE3 = I sig β 1 β 2 β 3 R BE3 [V ] I RBE3 R BE3 V BE3 on [V ] For at udgangstransistorerne ikke bliver for varme skal det sikres, at det er muligt at fralede den effekt, der afsættes i dem. Først beregnes den afsatte effekt. Den maksimalt afsatte effekt findes ved at differentiere udtrykket for den afsatte effekt. Punkter hvor differentialkvotienten er 0 er altid lokalt maksimum eller minimum. Derfor findes maksimum ved at sætte differentialkvotienten lig 0. Effekt afsat i transistorerne kan beregnes ved differensen mellem effekten leveret fra forsyningen og den afsatte effekt i load resistansen. Effekten afgivet fra forsyningen er givet ved produktet af den strøm den levere og størrelsen af forsyningsspændingen. Strømmen igennem transistorne sættes lig med strømmen gennem udgangstransistorne. Der ses her bort fra hvilestrømmen, da dimensioneringen af biaskredsløbet, samt sikring mod termisk runaway sørger for at hvilestrømmen er relativt lille og derfor ubetydelig. Dermed kan effekten afsat i udgangstransistorne opskrives som en funktion af V o Effekten afsat i udgangsresistansen udregnes som almindelig DC-effekt, da dette kan forekomme i dette specfikke tilfælde. Hvor: P Q er den afsatte effekt i transistoren [W] P S er den tilførte effekt fra strøforsyningen [W] P L er den afsatte effekt i Load resistansen [W] V o er spændingen ud af effekttrinnet [V ] V CC er forsyningsspændingen [V ] R L er load resistansen [Ω] P Q = P S P L = 2V o V CC 4V o 2 [W] (1.2) R L R L Hvis ligning (1.2) differenteres med hensyn til udgangsspændingen fås: P Q V o = 2V CC R L 8V o R L

17 15. december 2004, kl Dette sættes nu lig 0. Udgangsspændingen bliver da: V o = V CC 4 [V ] Sættes dette ind i ligning (1.2) fås: P Q = V 2 CC 2R L V 2 CC 4R L [W] Effekten afsat i Q bliver da: P Q = , 5 62 = 18 [W] 4 0, 5 For at systemet er stabilt, skal det være muligt at aflede den samme effekt, som der bliver afsat i udgangstransistorerne ved temperaturer, der er mindre end komponenternes maksimale tolerance. Termisk runaway Som omtalt under kredsløbsvalg kan transistoren fra V BE multiplieren kobles termisk sammen med effekttransistorerne for at undgå termisk runaway. Dette er dog kun nødvendigt såfremt den resistans der allerede er tilføjet i forbindelse med strømbegrænseren ikke er nok. Her er det igen vigtigt at kigge efter databladet efter transistorens safe operating area (SOA) for at være sikker på at holde sig inden for denne Inverter Inverteren blev valgt til at være opbygget af en OpAmp, med en spændingsforstærkning A V =-1. Sådan en forstærkers overføringsfunktion er givet ved: v o v i = R 2 R 1 [V/V ] Dermed kan det ses at resistanserne R 2 og R 1 skal være af samme størrelse. En analyse af hver blok i udgangstrinnet er hermed gennemført og dermed kan dimensionering af effekttrinnet gennemføres. Med henvisning til denne analyse kan komponentværdier findes. 1.3 Dimensionering I analysen af effektrinnet blev diverse udtryk til udregninger af komponentværdier i effekttrinnet udledt. I dimensionering vil disse udtryk blive anvendt til at udregne de enkelte komponentværdier i kredsløbet, dette vil blive gjort ud fra grænsefladekravene til effekttrinnet. I afsnittet fortsættes med blokopdelingen af kredsløbet som vist på figur På figur 1.15 ses diagram over det endelige kredsløb.

18 15. december 2004, kl Figur 1.15: På figuren ses diagrammet over det endelige effekttrins kredsløb Dimensionering af indgangstrin Kravet til OpAmp ens strøm-sink egenskaber er lave, da kredsløbet er tilført en ekstra konstantstrømsgenerator hvilket forventes at sink e størstedelen af den strøm der kan komme fra basis på transistorene C-Q15 og C-Q16, på figur 1.15 de er opbyggede på samme måde som de andre strømgeneratorer på figuren. For at være på den sikre side, stilles der et krav om at OpAmp en skal kunne sink e 10 ma. Krav som er sat til OpAmp en er at den skal kunne klare slew-rate på: SR = dv dt = 10 V 0.01 s = 1 [ mv µs Som indgangstrin vælges en OpAmp af typen TL084. Den er opgivet til at kunne source/sink typisk 40 ma. Det s slew-rate er opgivet til 13 V/µs. Der kan ses at TL084 kan klare dette krav til slew-rate, samt krav til strøm source/sink, hvilket var fastsat til 10 ma. For at sikre stabilitet er der tilsat en kondensator over OpAmp en (tilbagekoblingstrinnet). Dennes funktion er at tilføre effektforstærkeren en pol ved lav frekvens, så der ved høje frekvenser er udgangssignalet dæmpet. På den måde vil effekttrinnet ikke oscillere når dets fasedrej er nået op til 180 ] Dimensionering af V BE -multiplier I dimensioneringen henvises til den venstre side af h-broen vist på figur 1.15, samme værdier for komponenter ligger på den anden side. Kravet til biaskredsløbet er at det skal levere

19 15. december 2004, kl biasspænding V BB der svarer til V BE på C-Q7 + V BE på C-Q15 ved V O = 0. Biasstrømmen skal ikke overstige den strøm OpAmp en kan source/sink. Strømgeneratoren skal kunne levere en konstant biasstrøm, der består af basisstrømmen I B,C-Q7 plus strømmen igennem resistansen C-R15 plus collectorstrømmen i C-Q11. For at begrænse kravene til hvor meget OpAmp en skal kunne source/sinke og for at begrænse effekttabet i biasnetværket sættes bias strømmen til 5mA. Dette betyder at udgangstrinnet skal have en strømforstærkning på 10A/5mA=2000. Strømgeneratoren skal kunne levere denne strøm, samt den strøm der skal løbe biaskredsløbet igennem (I C-R15 +I C,C-Q11 ) for at fastholde spændingen V BB. Denne strøm er valgt til at være 5 ma. Dermed er den strøm, strømgeneratoren skal kunne levere, blevet fastsat. Der ønskes at 1/10 af biasstrømmen løber gennem C-R15 på figur Derfor skal I C-R15 være 0,5 ma, og dermed er collectorstrømmen gennem C-Q11 fastsat til 4,5 ma. Udfra dette kan størrelsen af resistans C-R15 bestemmes da der ligger samme spænding over den som V BE,C-Q11 der vurderes til at være 0,7 V. C-R15 = V BE,C-Q11 I C-R15 = 0, 7 V = 1, 4 kω 0, 5 ma Udfra definitionen for klasse AB s virkemåde skal det sikres at udgangstransistorene leder i mere end halvdelen af indgangssignalets periode. Dette medfører at: V BB > V BE,C-Q7 + V BE,C-Q15 [V ] Da C-Q7 og C-Q15 ikke er effekt transistor, vurderes V BE,C-Q7 og V BE,C-Q15 til at være i nærheden af 0,7 V. Derudfra kan V BB vælges til at være ca. 1,4 V. Dette kan efterfølgende justeres med en variabel resistans. Da V BB hermed er kendt, kan størrelsen af C-R11 bestemmes, da spændingen over den er givet ved: V C-R11 = V BB V C-R15 = 1.4 V 0, 7 V = 0, 7 [V ] I dette tilfælde ses der bort fra den strøm der løber til basen da den er relativt lille. Tilbagekoblingen til OpAmp en skulle kunne klare den lille fejl der bliver begået ved ikke at tage højde for dette. Størrelsen af resistansen C-R11 kan findes udfra: I C-R15 = IC-R11 C-R11 = V BB V C-R15 I C-R15 = 1, 4 V 0, 7 V 0, 5 ma = 1.4k [Ω] Dimensionering af udgangstrin For ikke at trække for stor strøm ud af de OpAmp s, der ligger på indgangen (C-U1C) og udfra de komponenter der er tilrådighed, vælges en β værdi til minimum 2000 Dette svarer til at der skal afgives en signalstrøm på op til 10 A/2000 = 5 ma. Den ene transistor skal minimum kunne tåle 10 A. Dette kan MJE2955 (C-Q1) og MJE3055 (C-Q20). Dermed er der fundet en anvendelig NPN og PNP transistor. Producenten garanterer at disse transistorer har en strømforstærkning på minimum 5. Dette betyder at det næste sæt transistorer skal kunne tåle en strøm på 10A/5 = 2A. Til dette vælges BD473 (C-Q17) og BD438 (C-Q5), der garanterer en strømforstærkning på 20 gange. Dette giver en samlet strømforstærkning på 100. Dette er ikke nok til at opfylde kravet til compoundtransistorkoblingen. Dette løses

20 15. december 2004, kl ved at indsætte endnu en transistor så der opnåes en dobbelt compoundkobling. Denne transistor skal kunne tåle 10 A/100 = 100 ma. Til dette vælges 2N2222A (C-Q7)og 2N2905 (C-Q15). Der er i databladet opgivet en tabel over strømforstærkning i forhold til collektorstrømmen. De nærmeste værdier i forhold til 100 ma er henholdsvis 10 ma og 150 ma. For disse værdier er der garanteret en strømforstærkning på 75 og 100 gange. Vælges her den laveste værdi som er worstcase ses det at en kobling som vist på figur 1.15 har en garanteret strømforstærkning på: β = β 1,min β 2,min β 3,min = = 7500 [A/A] Dette betyder at der ikke skal source s/sink es mere end 10 A/7500 = 1, 33 ma i indgangstrinnet. Størrelsen af resistanserne C-R3, C-R4, C-R21 og C-R22 på figur 1.15 vælges til 1kΩ hver. Det vurderes som et fornuftigt valg for at compound transistoren kan komme af med sin collector-base leakage strøm uden at dette får en væsentlig indflydelse for forstærkningen i kompoundtransistoren Dimensionering af strømbegrænsning Da en diodekarakteristik giver en eksponentiel afskræring ved dens on spænding sættes strømmen gennem C-R12 og C-R16 på figur 1.15 til 9 A ved et 0,7 V spændingsfald. Dermed kan størrelsen af C-R12 bestemmes ud fra Ohm s lov C-R12 = 0, 7 V 9 A = 0, 078 Ω Og tilsvarende for C-R16 Transistorer C-Q9 og C-Q13 på figur 1.15 vælges ud fra det kriterium at den skal kunne klare en kollektorstrøm på 5 ma der er den største strøm der kan løbe ind i udgangstrinnet fra konstantstrømsgeneratoren. Dette kan både 2N2222A (NPN) og 2N2905 (PNP) klare og derfor vælges disse Dimensionering af termisk stabilitet Dimensionering af køleplader T A sættes til stuetemperatur hvilket svarer til 298 K. I Databladet for MJE3055 transistoren (C- Q20)er der opgivet en power derating curve. Denne kurve har kun en opløsning på 15 W på den tilførte effekt. Derfor rundes de tidligere beregnede 18 W op til 30 W. Dette giver tillige en vis sikkerhedsmargin. Ifølge kurven i databladet må case temperaturen på MJE3055 ikke overstige 373 K. Den maksimale varmemodstand i kølepladen bliver da: Θ ca = T c,max T a = = 4, 17 K P Q 18 W Hvor: Θ ca er varmemodstanden i kølepladen T c,max er den maksimale temperatur der må forekomme i transistorens case [ ] T a er omgivelsens temperatur [ ] P Q er den maksimale afsatte effekt i transistoren [W] Da der allerede er en stor aluminiumflade til rådighed i opstillingen sættes effekttransistorerne på denne. Dette gør at der er rigeligt med køling. Til indledende forsøgsopstillinger skal der dog sættes tilstrækkeligt store køleplader på transitorerne i henhold til de udførte beregninger.

21 15. december 2004, kl Dimensionering i forhold til termisk runaway Ud fra databladene på MJE2955 (C-Q1) og MJE3055 (C-Q20) ses det at de altid vil operere inden for deres safe operating area, da der aldrig vil være mere end 6 V mellem deres collector emitter. Ifølge databladet kan der trækkes 10 A igennem dem ved helt op til 8 V uden at der er nogen risiko. Systemet er blevet begrænset til 10 A. Dermed har valget af transistor sikret udgangstrinnet mod termisk runaway og det bliver ikke nødvendigt at gøre noget yderligere for at sikre mod dette Inverter Til inverteren vælges en OpAmp af typen TL084, hvilket betegnes C-U1B på figur Resistanserne C-R1 og C-R2 har samme værdi, da signalet ønskes forstærket med faktor -1. Indgangssignalet kommer på inverterende indgang, med den ikke inverterende indgang koblet til stel. 1.4 Simulering af effekttrin Effekttrinnet er simuleret i LTspice. Der foretages en simulering af effekttrinnet for at verificere at de beregnede komponentværdier passer, og at kredsløbet fungerer efter hensigten. Først er der simuleret med beregnede værdier, hvilket bagefter sættes til værdier for tilgængelige komponenter. Spændingen fra regulatorkredsløbet er simuleret som en AC-kilde med en amplitude på 4 V, 100 hz, hvilket forventes at være den absolut maksimal frekvens der kan komme fra regulatoren. Der er lavet en transient analyse for strømmen igennem load, spændingen over load samt spændingsforskel på indgang til NPN og PNP udgangs transistorer, for at vise at biasnetværket fungerer. Diagram af strøm igennem load skulle vise strømbegrænserens virkemåde, samt den strømforstærkning der forekommer. Også køres en AC-analyse for at vise kredsløbets fasekarakteristik. Der var tilført en kondensator i tilbagekoblingstrinnet, hvilket tilfører kredsløbet en dominærende pol ved lav frekvens, Denne pol giver en begrænsning af forstærkningen ved høje frekvenser. Dette medfører at forstærkeren ikke oscillerer ved bestemmte frekvenser. Som kan ses på fig opnås en strøm igennem load på knap 9 A. Der kan også ses hvordan strømbegrænser fungerer, hvor den ved 9 A ikke øger strømmen mere. Det følger at spændingsforskellen over resistanserne C-R12, C-R13, C-R16 og C-R17, på figur 1.15, overstiger 0,7 V og dermed begynder strømbegrænsningstransistoren at lede basis strøm væk fra udgangstrinnet. Sammenligning af strøm igennem load og spænding på indgang viser samme fase ved dette frekvens. Dermed dømmes disse funktioner af forstærkeren tilfredsstillende. På figur 1.17 kan ses den spændingsforskel V BB der biaskredsløbet genererer. Også kan ses den strøm der løber igennem load. Det kan ses at V BB spændingsfaldet er konstant, uden det tidsinterval hvor strømbegrænseren leder strøm dioderne (C-D5,C-D7,C-D8,C-D10) igennem. I dette tilfælde løber hele strømmen fra strømgeneratoren til dioderne, plus der løber strøm V BE multiplieren igennem, omvendt vej. Ac analysen viser effektforstærkerens overføringsfunktion. På figur 1.18 ses at forstærkningen er 6dB op til 10 khz. Forstærkningen er så faldet 3 db ved 32khz, hvorved der forekommer 45 fasedrej. 180 fasedrej forekommer ved 0,25Ghz, hvorved amplituden er så faldet ca. 100 db. Udfra dette kan konkluderes at kredsløbet simuleres til at være stabilt.

22 15. december 2004, kl Indgangsspænding Vbe4 Strømmen over motoren 6 4 Spænding [V] & Strøm [I] tid [s] Figur 1.16: På figuren ses strømmen gennem load, V BE,4 hvilket begrænser strømmen, samt indgangsspændingen 1.5 Konklusion Udfra test af de opstillede krav til effektforstærkeren konkluderes at den opfylder kravene. Virkningsgrad for forstærkeren ved fuld udstyring måles til 30% Cross-over forvrængning er minimeret hvilket kan ses på figur 1.20 Spændingsforstærkning på 2 V/V opnås hvilket kan ses på figur 1.20, dog kun for udgangsspænding optil ca. 3 V. Dette skyldes strømbegrænseren... Krav til strømbegrænsning opnås, idet strømmen ikke overstiger 10 A, dog forekommer denne begrænsning allerede ved 8,7 A. Dermed kan det konkludereres at effekttrinnet opfylder samtlige krav der er stillet til det. I test afsnittet konkluderes det at forspænding fra biaskredsløbets er blevet justeret ind så den passer næsten perfekt. Derudover konkluderes der at strømbegrænsningen kunne have været optimeret en anelse, så den strømegrænsede nærmere de 10A. Testen kan findes i appendix: 1.6 på side: Test af effektrin Formål med forsøget Dette forsøg undersøger om følgende krav til udgangstrinnet bliver opfyldt:

23 15. december 2004, kl Vbb Strømmen i over motoren 6 4 Spænding [V] tid [s] Figur 1.17: På figuren ses V BB spændingen samt strømmen gennem load 10 Faseforskydning Forstærkning Gain [db] Fase [ o ] Frekvens [Hz] Figur 1.18: På figuren ses en ac-analyse af effektforstærkerens overføringsfunktion

24 15. december 2004, kl Skal strømbegrænse til et sted mellem 8 og 10A Spændingsforstærkning på 2 V/V Nyttevirkning på minimum 30% ved fuld udstyring Teorien bag forsøget For at undersøge om forstærkeren opfylder kravet til spændingsforstærkning måles spænding over load som funktion af input spændingen. Ud fra disse målinger plottes udgangsspændingen som funktion af indgangsspændingen Målingen af spænding over load giver også en maks strøm gennem load ud fra ohms lov. Effekt tilført load kan måles udfra strøm igennem load, eller spænding over load: P out = V 2 R load = I 2 R load [W] Under forsøget måles ligeledes den tilførte strøm fra spændingsforsyningen, for at kunne beregne den tilførte effekt. Den tilførte strøm plottes ligeledes som funktion af indgangsspændingen. Ud fra den tilførte strøm kan den tilførte effekt beregnes med følgende formel: P in = V forsyning I forsyning [W] Nyttevirkningen (η) er givet ved: η = P out P in = Hvor: P in er den afleverede effekt fra forsyningen [W] P out er effekten afsat i loaden [W] V 2 R load P in Måleopstilling Der indsættes 2 spændingsgeneratorer i parallel til forsyning. Den ene spændingsgenerator tages fra B1-101-O-5 og er i stand til at levere 2A den anden er og i stand til at levere 10A, hvilket giver en samlet maks strøm på 12A. Disse indstilles til 12 volt. Der indsættes et fluke 37 multimeter til at måle strøm i serie med disse. Til indput spænding bruges den anden spændingsgenerator til 2A fra B1-101-O-5. Henover denne spændingsgenerator sættes et fluke 37 multimeter for at måle en mere præcis input spænding. Den sidste fluke 37 sættes henover load resistansen. Til test er der brugt effektresistanser til at danne en resistans på samme 0.43Ω for at simulere resistansen på 0.43Ω i DC-motoren.

25 15. december 2004, kl C-C1 V V DC +6V C-U1C TL084 C-R15 C-R19 C-R12 C-R16 V load C-R13 C-R17 Vcc A +6V Figur 1.19: På figuren ses målepunkter på kredsløbet. Figuren skal ses sammen med det samlede kredsløb. Ved at sammenholde disse figurer kan målepunkterne på det samlede kredsløb findes Apparaturliste Apparat Type AUC LBNR Strømforsyning Strømforsyning Strømforsyning Strømforsyning B1-101-O-5 fluke 37 mulitmeter B1-101-B-4 fluke 37 mulitmeter B1-101-B-7 fluke 37 mulitmeter B1-101-B Fejlkilder Under testen var det tydeligt at der var for lidt køling, derfor blev testen afbrudt og der blev tilføjet ekstra køleplader. Der er efterfølgende, efter at det hele var kølet ned igen, lavet en maks test, hvor der fra start af er sendt en inputspændning, der er stor nok til at forstærkeren gør i strømbegrænsning for at lave en god vurdering af forstærkerens nyttevirkning.

26 15. december 2004, kl Resultater 4 Spændingforstærkning V out [V] 0 0 I in [A] Strømforstærkning V in [V] Figur 1.20: V out samt I in som funktion af V in V load I tilført Load V in P tilført P Load η 3,6V 8,7A 0,43Ω 12V 100W 30W 30% Diskussion Som angivet under fejlkilder blev det nødvendigt at tilføre ekstra køling. Effekten af dette kan tydeligt ses på grafen, da det er sket ved det punkt på de positive spændinger hvor spændingsforstærkningenfor et drop tilbage til 2 gange. Det ses at de 2 foregående målinger har været påvirket af den større varme og at der har været større strømforbrug på disse 2 målinger hvilket indikere at der har løbet en strøm igennem begge sæt at transistorer i de to L-broer, som dermed har givet et øget effektforbrug. Det ses også ret tydeligt at der er meget lidt crossover-forvrængning. Laves der liniær regression på henholdsvis de mindste positive og de mindst negative spændingsværdier ses det at de skære 1-aksen meget tæt på 0V. Usikkerheder på komponenter(10% effektresistanser samt transistorspredning) samt det faktum at beregninger og simuleringer har bygget på en belastning på 0ω gør at strømbegrænsningen kommer til at ligge noget under de ønskede på 10A Konklusion Det er lykkedes at opfylde alle krav for forstærkeren omend det havde været ønskeligt at strømbegrænsningen havde ligget nærmere de 10A. Dette vil kunne justeres ind ved at bytte

27 15. december 2004, kl nogle effektresistanser ud, men er ikke absolut nødvendigt for at opfylde kravene til forstærkeren. Da det ikke er nødvendigt og da det giver en højere sikkerhedsmargen er dette undladt. Testen har ligeledes demonstreret at V BE multiplieren er dimensioneret meget tæt til de 2V BE der er i compound-transistorerne. Dette ses ud fra problemet med varmen der gjorde at V BE spændingerne i compoundtransistorne faldt. Dette medførte at begge sæt transistorer åbnede samtidig og dermed trak en stor spildstrøm. Dette har en stor fordel i forhold til cross-over forvrængning, men kræver mere køling. Derudover kan det konkluderes at forstærkeren fint opfylder kravet om 2 [V/V] spændingsforstærkning samt at den lige nøjagtigt opfylder kravet til dens nyttevirkning. Dermed kan der konkluderes at den konstruede forstærker opfylder kravene omend den stadig kan optimeres.

28 Litteratur [1] Adel S. Sedra & K.C. Smith. Microelectronic Circuits. Oxford University Press, 4. edition, ISBN [2] Ben Duncan. High Performance Audio Power Amplifiers for music performance and reproduction. Newnes, 1. edition, ISBN [3] Elliot sound products. Class-a amplifiers,