Audio Forstærker. Medfjernbetjening, digitaltone-og volumenkontrol. Gruppe317-P3-Elektronik&Elektroteknik

Transkript

1 Audio Forstærker Medfjernbetjening, digitaltone-og volumenkontrol Gruppe37-P3-Elektronik&Elektroteknik

2 denne side er blank

3 Elektriske systemer Elektronik og Elektroteknik Fredrik Bajers Vej 7 Telefon Titel: Audio forstærker Tema: Analog og digital elektronik Projektperiode: P3, efterårssemesteret 2006 Projektgruppe: 37 Gruppedeltagere: Jacob Honoré Broberg Kartheepan Balachandran Martin Andersen Michael B. Mortensen Rasmus S. Andersen Vejleder: Ole Kiel Jensen Synopsis: Denne rapport beskæftiger sig med design og konstruktionen af en audio forstærker vha. basal analog og digital elektronik. Forstærkeren er forsøgt designet med en brugervenlig grænseflade. Dette indebærer bl.a. mulighed for fjernbetjening og digital styring af volumen, bas og diskant niveauerne, hvor disse niveauer hele tiden er synlige for brugeren på displays. Til at forstærke musiksignalet, så det kan afspilles i en højtaler, er der i udgangen placeret en effektforstærker, som vha. diskret transistor design og tilbagekobling giver en nogenlunde lineær forstærkning. Det er forsøgt at leve op til kravene i forskellige standarder for HiFi forstærkere, og dette er stort set lykkedes. Dog er den harmoniske forvrængning lidt for høj ved nogle volumentrin. Oplagstal: 8 stk. Sidetal: 9 sider Bilagsantal og art: 93 sider + CD-rom Afsluttet den 9. december 2006 Rapportens indhold er frit tilgængeligt, men offentliggørelse (med kildeangivelse) må kun ske efter aftale med forfatterne.

4 Forord Denne rapport er udarbejdet af projektgruppe 37 på Institutet for Elektroniske Systemer på Aalborg Univerisitet i 3. semester efteråret Det overordnede emne for dette P3-projekt er Analog og digital elektronik. I denne rapport er alle spændinger og strømme opgivet som rms værdier, hvis ikke andet er nævnt, og impedanser vil være numeriske, hvis ikke andet er nævnt. AC-værdier skrives med små bogstaver (fx v in og i b ), mens DC-værdier skrives med store bogstaver fx V 5 og I C ). Alle værdier aflæst i datablad er typiske værdier, hvis ikke andet er nævnt. Alle komponenter er valgt ud fra, hvad der er tilgængeligt hos Komponent-udleveringen. Der anvendes flere forskellige forsyningsspændinger i det konstruerede kredsløb. De funktionsblokke, som primært indeholder digitale kredsløb, anvender 5 V forsyning - høj og lav digital spændingsforsyning - benævnt: HI og LO. Dette gælder dog ikke i fjernbetjeningskapitlet, hvor V CC og GND anvendes, da dette er et elektrisk set selvstændigt kredsløb. I Tone og volumenkontrol anvendes ±7,5 V spændingsforsyning, som benævnes ±V DD. Digital høj spændingsforsyning (HI) svarer i spændingsniveau til +V DD, hvorfor digital lav spændingsforsyning (LO) svarer til 2,5 V ift. GND. I Effektforstærkeren anvendes ±26 V spændingsforsyning, som benævnes ±V CC og har fælles GND med Tone og volumenkontrol funktionsblokken. Henvisninger til kilder er indrammet i en klamme [ ], fx: []. Litteraturlisten findes sidst i rapporten, hvor kilderne er anført i den rækkefølge, der henvises til dem fra rapporten. Desuden bliver der også henvist til CD en, vedhæftet bagerst i rapporten, hvor alle datablade samt simuleringsdiagrammer og enkelte trivielle udregninger af komponent værdier vil kunne findes i deres respektive mapper (se indholdsfortegnelse). For at lette læsning af de kapitler, hvor der ofte bruges henvisninger til kredsløbsdiagrammer, er der lavet flere foldud diagrammer sidst i rapporten med de alle konstruerede kredsløb. Til at underbygge projektet er der gjort brug af følgende kurser: Analog elektronik (AEL), Måleteknik (MTEK), Basal digitalteknik (DTEK) og Tilbagekoblingsteori (TILBK).

5 Jacob Honoré Broberg Kartheepan Balachandran Martin Andersen Michael B. Mortensen Rasmus S. Andersen

6 INDHOLDSFORTEGNELSE Systemmodel af forstærkeren. Metode til opbygning og beskrivelse af systemet Beskrivelse på systemniveau Opdeling i funktionsblokke Bruger I/O 3 2. Grænseflader Opdeling i komponentblokke Justerings knapper Volumen memory Bas/diskant memory Volumen display converter Bas/diskant display converter segments displays Verifikation af Bruger I/O Fjernbetjening Grænseflader Opdeling i komponentblokke Fjernbetjeningsknapper Bærefrekvensgenerator Op/ned-frekvens generator IR-signal logik IR-sender Verifikation af Fjernbetjening IR-modtager Grænseflader Opdeling af komponentblokke IR-modtagerkredsen IR-modtager filter IR-modtager tæller Verificering af funktionsblokken IV

7 INDHOLDSFORTEGNELSE 5 Tone- og Volumenkontrol Grænseflader Opdeling i komponentblokke Volumenkontrol Simulering af volumen kontrol Test af volumen kontrol Baskontrol Test af baskontrol Diskantkontrol Test af diskantkontrol Verifikation af Tone- og volumenkontrol Effektforstærker Grænseflader Topologi og komponentblokke Storsignals analyse Småsignals-analyse Strømgeneratorer Tilbagekobling Stabilitet Simulering og verifikation af Effektforstærker Accepttest 7 7. Funktionelle krav Tekniske krav Konklusion 9 Litteratur 20 A Bas-diskant udregninger 22 A. Bas filter A.2 Diskant udregninger B IR kommunikation 27 B. Parameter B.2 Komponent valg C Køleplade beregninger 32 D Målejournal: IR-overførsel 35 E Målejournal: Bruger I/O komponentblokke 40 F Målejournal:Fjernbetjening komponentblokke 48 V

8 INDHOLDSFORTEGNELSE P3 rapport Gr. 37 G Målejournal: Verifikation af Fjernbetjening 55 H Målejournal: IR-modtager 58 I Målejournal: Tone- og volkontrol komponentblokke 64 J Målejournal: Tone- og volumenkontrol verifikation 77 K Målejournal: Effektforstærker 88 L Målejournal: Accepttest 97 CD-rom mapper wii ORCAD- og MATfiler wii Datasheets VI

9 KAPITEL Systemmodel af forstærkeren I dette projekt ønskes det at designe en HiFi forstærker. Målsætningen for forstærkeren er, at den skal kunne afspille musik af en kvalitet, der svarer til det, som et standard forbrugereletronik lydanlæg kan levere. Kvaliteten skal med andre ord være sådan, at man kan være bekendt at lancere den som et salgsbart produkt. Udover evnen til at afspille musik, skal forstærkeren også være i stand til at regulere volumen niveauet og ændre på forstærkningen af bas- og diskant toner. Alt dette skal ske på brugerens anmodning vha. inputs fra trykknapper på kabinettet af forstærkeren og vha. en fjernbetjening. I bestræbelserne på at opnå dette, er produktet, beskrevet i denne rapport, blevet til. Designet af forstærkeren er baseret på brug af basal analog og digital elektronik med hovedvægten på transistor anvendelse. Designprocessen og beskrivelsen af systemet er forsøgt gjort så systematisk som mulig. Dette kapitel beskriver de indledende overvejelser mht. systemdesign og krav til grænseflader til omverdenen og internt i systemet.. Metode til opbygning og beskrivelse af systemet En forstærker med tilhørende fjernbetjening er et komplekst produkt, hvorfor det er nødvendigt at arbejde systematisk for at nå frem til det ønskede resultat. Dette afsnit beskriver indledningsvis den metode, der vil blive benyttet til at beskrive produktet... Beskrivelse på systemniveau Først er det nødvendigt at konkretisere, hvad der nøjagtigt ønskes af det endelige system. Systemets grænseflader vil blive specificeret gennem en grundig kravspecifikation. I udformningen af kravspecifikationen vil der blive lagt stor vægt på testbarheden af alle krav, da det er af afgørende betydning at undersøge, om det endelige produkt lever op til de oprindelige krav. Beskrivelsen på systemniveau findes senere i dette kapitel...2 Opdeling i funktionsblokke Det samlede system er for komplekst til, at det kan designes samlet. Derfor er det nødvendigt at opdele det i funktionelt afgrænsede blokke med så få og enkle grænseflader til hinanden som muligt.

10 KAPITEL. SYSTEMMODEL AF FORSTÆRKEREN P3 rapport Gr. 37 Ligesom med det samlede system vil der således blive opstillet fyldestgørende og testbare krav til hver enkelt funktionsbloks grænseflader. Dette sker med henblik på, at en afsluttende test skal verificere, at blokken lever op til de nødvendige krav, inden den implementeres i det samlede system. Opdelingen i funktionsblokke findes sidst i dette kapitel...3 Opdeling i komponentblokke Når funktionsblokkenes funktioner og grænseflader er fuldt beskrevet, kan de designes uafhængigt af hinanden. Dog kan en funktionsblok teknisk set stadig være for kompliceret til, at den kan designes på en gang. Derfor er en yderligere opdeling i komponentblokke nødvendig. Denne opdeling vil ske som det første i designfasen af en funktionsblok. En komponentblok vil indeholde et overskueligt antal komponenter, som kredsløbsmæssigt udgør en helhed. Selvom det ikke altid er muligt at designe hver komponentblok alene, vil opdelingen gøre funktionsblokken mere overskueligt. Ligesom for funktionsblokkene, vil grænsefladerne for hver enkelt komponentblok blive specificeret enkelt og testbart med henblik på en test, der skal verificere, at komponentblokken lever op til grænsefladerne inden funktionsblokken samles. Hver funktionsblok behandles i et selvstændigt kapitel (kapitel 2 til 6 ), hvori også opdelingen i flere komponentblokke findes...4 Verifikation af grænseflader og samling af systemet Efter design af en funktionsblok vil hver enkel komponentblok som hovedregel blive simuleret i OrCAD og komponentværdier vil blive justeret derefter hvis nødvendigt. Hvor det anses for nødvendigt, vil funktionsblokken derefter blive simuleret samlet. Først når simulationsresultatet for en funktionsblok (eller for hver af dens komponentblokke) er tilfredsstillende ift. kravene, vil hver enkelt af dens komponentblokke blive bygget enkeltvis og deres funktion og grænseflader verificeret. Efter en tilfredsstillende verifikation af kravene for alle komponentblokkene i en funktionsblok, vil funktionsblokken blive bygget på board (eller samlet på anden vis), og dens funktioner og grænseflader vil blive verificeret ift. kravene. Beskivelsen af disse trin findes i det kapitel, der omhandler den givne funktionsblok. Dokumentation for alle verifikationer findes i målejournalerne i appendix. Efter en tilfredsstillende verifikation af kravene for alle funktionsblokkene, vil systemet blive samlet i sin helhed, og en accepttest vil blive udført. Accepttesten vil teste alle elementer i den overordnede kravspecifikation. Udførslen af og resultaterne fra testen er beskrevet i målejournal L og diskuteret i kapitel 7..2 Beskrivelse på systemniveau Som nævnt er den overordnede målsætning at konstruere en HiFi-forstærker med mulighed for digital indstilling af volumen, bas og diskant, herunder mulighed for indstilling af volumen fra en fjernbetjening. På figur. er det ønskede system vist med simplificerede grænseflader, som vil blive uddybet og begrundet herunder. 2

11 KAPITEL. SYSTEMMODEL AF FORSTÆRKEREN Figur.: Systemmodel af forstærkeren med simplificerede eksterne grænseflader For at gøre forstærkeren kompatibel med almindelige musikafspillere og højtalere, er der i udformningen af grænseflade-kravspecifikationen taget udgangspunkt i følgende tilgængelige standarder: IEC 58-6: Opstiller krav for den samlede forstærker mht. frekvensgang og THD. Endvidere stiller den krav til signal/støj-forhold, som dog ikke er taget med her, da vi ikke har mulighed for at teste det. Hvis en forstærker lever op til kravene, kaldes den en HiFi-forstærker []. IEC 938: Stiller individuelle krav til for- og effektforstærker. Når kravene overholdes, bliver delene kompatible med andre dele, således at fx effektforstærkeren kan benyttes med en anden forforstærker [2]. DIN 45500: Beskriver noget af det samme som IEC 58-6 [3]. DS 60065: Dansk standard omhandlende sikkerhed. Benyttes til at stille krav om maksimal temperatur [4]. 3

12 KAPITEL. SYSTEMMODEL AF FORSTÆRKEREN P3 rapport Gr. 37 Alle benyttede standarder er forældede, men det har ikke været muligt at skaffe de gældende..2. Overordnet kravspecifikation Kravspecifikationen er opdelt i funktionelle og tekniske krav. De funktionelle krav dækker over systemets funktioner og indstillingsmuligheder, mens de tekniske krav indeholder kompatibilitetsrelaterede krav, primært fra de nævnte standarder. Funktionelle krav Følgende funktionelle krav til systemet er blevet opstillet:. Volumenkontrol fra kabinet (a) Indstillingsskridt: db (da variationer på db er stort set uhørbare). (b) Indstillingsmetode: Vha. en op- og nedknap således, at ét tryk giver anledning til én db s ændring i volumen. Når en knap holdes nede skal volumen ikke tælles yderligere op/ned. (c) Indstillingsområde: 0-63, hvor 63 er max, 62 er db under max osv. Indstillingen 0 defineres til at slukke forstærkeren. (d) Indstillingspræcision: Præcisionen defineres ved khz i forhold til 0 db s dæmpning, dvs. nominel udgangseffekt. Outputspændingen må maksimalt afvige ±0,5 db i forhold til den ønskede dæmpning. 2. Volumenkontrol fra fjernbetjening (a) Indstillingsmetode: Vha. en op- og nedknap. Så længe en knap holdes nede skal volumen tælles langsomt op/ned med 0,3 s +/- 33% mellem hvert skridt. Dette vælges for at sikre stabilitet i tilfælde af dårlig forbindelse. I denne situation kan brugeren blot holde knappen nede, indtil modtageren reagerer. De øvrige indstillingskrav fra kabinet gælder også her. (b) Placeringskrav, inden for hvilke fjernbetjeningen skal fungere problemfrit (kravene er illustreret på figur.2: Afstand mellem fjernbetjening og modtager: 0-2 m. Fjernbetjeningsretning: Mod modtageren +/- 0 horisontalt. Lige mod modtageren vertikalt. Modtagerretning: Mod fjernbetjeningen +/- 20 horisontalt. Lige mod modtageren vertikalt. 3. Bas og diskantkontrol fra kabinet (a) Frekvensområde: Hz (vælges da dette normalt er det maksimalt hørbare område). (b) Basområdet defineres til Hz, mellemtoneområdet til Hz og diskantområdet til 2-20 khz. 4

13 KAPITEL. SYSTEMMODEL AF FORSTÆRKEREN Figur.2: Illustration af placeringskrav til fjernbetjeningen, hvor A = 0 2 m, θ S = ±0 og θ M = ±20 (c) Indstillingsskridt: Ved bas db ved 20 Hz, ved diskant db ved 20 khz. En ændring af bas-styrken på X db ved 20 Hz skal medføre en ændring af styrken på X/2 db ved grænsen til mellemtoneområdet (200 Hz). Diskant-indstilling skal fungere på tilsvarende vis, hvor grænsen til mellemtoneområdet er på 2 khz. Desuden må en ændring af bas-indstillingen ikke medføre ændring af styrken ved 20 khz, ligesom en ændring af diskantindstillingen ikke må medføre en ændring af styrken ved 20 Hz. (d) Indstillingsmetode: Ligesom for volumen. (e) Indstillingsområde: -6 til 6, hvor 0 svarer til ingen forstærkning, svarer til db s forstærkning ved 20 Hz for bas og 20 khz for diskant osv. (f) Indstillingspræcition: Alle krav skal overholdes ±0,5 db. 4. Displays på kabinet: Den øjeblikkelige indstilling af bas, diskant og volumen skal på ethvert tidspunkt fremgå af displays på kabinettet. 5. Opstart af forstærkeren (a) Volumen: Niveau 0 (slukket) (b) Bas og diskant: Niveau 0 (ingen forstærkning/dæmpning). 6. Maksimal temperatur: Temperaturen på dele, der ikke kan røres ved almindelig brug, må maksimalt stige til 65 C over den omgivende temperatur [4]. Tekniske krav Følgende tekniske krav til systemet er blevet opstillet:. Frekvensgang: Ingen frekvenser i frekvensområdet må i forstærkning afvige mere end ±,5 db fra khz-forstærkningen. Dette skal overholdes ved alle volumenniveauer mellem 0 og -26 db, hvor 0 db svarer til nominel udgangseffekt [] [3]. 2. Total Harmonisk Forvrængning (THD): Max 0,7% []. Betingelse: Ifølge standarden IEC 58-6 skal kravet overholdes for volumenniveauer mellem 0 og -26 db, hvor 0 db svarer til nominel udgangseffekt, og ved frekvenser mellem 40 Hz 5

14 KAPITEL. SYSTEMMODEL AF FORSTÆRKEREN P3 rapport Gr. 37 og 6 khz []. Her vælges det, at kravet skal overholdes i hele frekvensområdet, dvs. 20 Hz - 20 khz. 3. Håndterbar kildespænding: 0,2-2,8 V. Nominelt 0,5 V [2]. 4. Indgangsimpedans: 22 kω (IEC 938). 5. Nominel udgangseffekt: 2 W i en 8 Ohm s højtaler, dog minimum 0 W. Alle øvrige krav gælder ikke, hvis volumen skrues højere op end dette..3 Opdeling i funktionsblokke For at håndtere de mange funktioner systemet skal leve op til, er det nødvendigt at dele det op i flere funktionsblokke. Herunder er funktionsblokkene nævnt og deres funktion kort beskrevet, i den rækkefølge de vil komme i rapporten: A Bruger Input/Output: Denne blok skal stå for størstedelen af brugergrænsefladen, herunder knapper til indstilling af volumen, bas og diskant. Endvidere skal blokken huske de aktuelle instillinger og vise dem på tre displays. B Fjernbetjening: Denne blok skal indeholde knapper til indstilling af volumen, og være i stand til at sende informationen til den følgende blok når den er placeret som beskrevet i afsnit.2.. C IR-modtager: Signalet fra fjernbetjeningen skal i denne blok opfanges og omformes til et signal, Bruger I/O-blokken kan forstå. D Tone- og volumenkontrol: Denne blok skal tage lydsignalet fra kilden ind, og være istand til at justere volumen-, bas- og diskantniveauerne til det Bruger I/O-blokken angiver. E Effektforstærker: Der kræves stor effekt i en højtaler for at skabe væsentlig lyd, hvorfor denne blok er nødvendig. Den skal forstærke signalet fra forrige blok, så der kan afsættes op til de definerede 2 W i en 8 Ω s højtaler. Alle blokkene er vist på figur.3 med både interne såvel som eksterne grænseflader i simplificeret form. En uddybende kravspecifikation til hver enkel blok er vist i de følgende underafsnit. Kravene til hver enkelt blok er dels udledt fra den overordnede kravspecifikation i afsnit.2., og dels udfra ønsket om logiske og testbare grænseflader internt imellem funktionsblokkene. Kravspecifikationerne er delt op i henholdsvis krav til eksterne grænseflader og krav til grænseflader til hver af de blokke, funktionsblokken grænser op til. Logiske digitale signaler defineres til at være kompatible med 5V-CMOS 4000-serien [5]. 6

15 KAPITEL. SYSTEMMODEL AF FORSTÆRKEREN Figur.3: Simplificerede interne og eksterne grænseflader mellem systemets funktionsblokke.3. Kravspecifikation til funktionsblok A: Bruger I/O Kravene til denne blok er delt op i krav til henholdsvis eksterne grænseflader til IR-modtager (A-C) samt til Tone- og volumenkontrol (A-D). 7

16 KAPITEL. SYSTEMMODEL AF FORSTÆRKEREN P3 rapport Gr. 37 Krav til eksterne grænseflader. Volumen-, bas- og diskantkontrol (a) Input: Volumen, bas og diskant skal kunne indstilles vha. op- og nedknapper (i alt 6 knapper), således at ét tryk giver anledning til ét trins ændring. Når en knap holdes nede, skal der ikke tælles yderligere op/ned. Når en indstillingsmulighed står i sit yderområde (fx bas på enten -6 eller 6), skal systemet ikke reagere, hvis det forsøges at justere den endnu længere ud (dvs. til -7 eler 7). Systemet skal ligeledes ikke reagere, hvis en knap trykkes ned, mens én eller flere andre knapper er trykket ned. (b) Indstillingsområder: For volumen 0-63, og for bas og diskant -6 til Displays: Det aktuelt indstillede niveau for henholdsvis volumen, bas og diskant skal fremgå på tre seperate 7-segment-displays. Krav til grænsefladen mellem Bruger I/O og IR-modtager (A-C). Volumen op/ned: Gennem to seperate forbindelser fra IR-modtageren skal en høj puls på mindst 5 µs resultere i, at volumen bliver justeret henholdsvis én op eller ned. IR-modtageren må maksimalt sende ét signal pr. 0,3 s +/- 33%. Krav til grænsefladen til mellem Bruger I/O og Tone- og volumenkontrol (A-D). Volumen niveau: Bruger I/O skal konstant sende det aktuelle volumen-niveau i 6-bit binær form, således at svarer til 0, mens svarer til 63. Det maksimale volumenniveau er Bas/diskant niveau: Bruger I/O skal ligeledes konstant sende både det aktuelle bas- samt diskantniveau i 6-bit binær form. Negtive tal skal sendes som 2 s komplement. Dvs. at 00 svarer til -6, 0000 svarer til 0 og 00 svarer til Kravspecifikation til funktionsblok B: Fjernbetjening Kravene til denne blok er delt op i krav til henholdsvis eksterne grænseflader og til IR-modtager (B-C). Krav til eksterne grænseflader. Input: Volumen skal kunne indstilles op og ned vha. to knapper. Så længe én knap holdes nede, skal det tilsvarende IR-signal sendes. Hvis begge knapper holdes nede, skal intet sendes. Krav til grænsefladen mellem Fjernbetjening og IR-modtager (B-C). IR-Op/Ned: Det oplagte valg til overførsel af information vha. infrarødt lys er, at konstruere modtageren så den detekterer et vist niveau af IR-lys. Imidlertid kommer der også IR-lys fra andre lyskilder, hvorfor denne løsning sandsynligvis ikke bliver stabil. Derfor vælges det at overføre informationen vha. en bærefrekvens, og således konstruere modtageren, så den kun er følsom over for IR-lys ved netop denne frekvens. Da to forskellige signaler skal overføres, benyttes to 8

17 KAPITEL. SYSTEMMODEL AF FORSTÆRKEREN underfrekvenser, én til hver, som illustreret på figur.3 mellem blok B og C. Hvad der er nødvendigt mht. lysintensitet og optisk sensitivitet for at overholde placeringskravene nævnt i den overordnede kravspecifikation, afsnit.2., undersøges nærmere i appendix B. (a) Bærefrekvens: Pga. tilgængelige komponenter vælges 30 khz. Præcisionen skal ifølge målejournalen D være +/- 2,67%. (b) IR-Op-frekvens: Ifølge databladet for den valgte modtager, skal den have min khz pulser for at opnå fuld følsomhed [6]. Her vælges 8 pulser, da det går op binært. IR-Opfrekvensen bliver således 30 khz 8 2 = 875 Hz. Præcisionen af denne frekvens bliver den samme som bærefrekvensen, dvs. +/- 2,67%. (c) IR-Ned-frekvens: For at kunne kende de to IR-frekvenser fra hinanden, er det nødvendigt, at de ikke ligger for tæt. Samtidigt kan IR-Ned-frekvensen pga. modtagerens begrænsninger ikke blive højere end IR-Op-frekvensen. Den vælges til 8 af IR-Op-frekvensen, da det 875 Hz går binært op. Sådeledes bliver IR-Op-frekvensen 8 = 234, 375 Hz. Præcisionen af denne frekvens bliver ligeledes +/- 2,67%..3.3 Kravspecifikation til funktionsblok C: IR-modtager Kravene til denne blok er delt op i krav til grænsefladen til Fjernbetjening (B-C) og til Bruger I/O (A-C). Grænsefladen B-C står beskrevet i afsnit.3.2, og grænsefladen A-C står beskrevet i afsnit Kravspecifikation til funktionsblok D: Tone- og volumenkontrol Kravene til denne blok er delt op i krav til henholdsvis den eksterne grænseflade, til Bruger I/O (A-D) og til Effektforstærker (D-E). Grænsefladen A-D står beskrevet i afsnit.3.. Krav til den eksterne grænseflade. Lydindgang: 0,2-2,8 V. Nominelt 0,5 V. 2. Indgangsimpedans: 22 kω. Krav til grænsefladen mellem Tone- og volumenkontrol og Effektforstærker (D-E). Udgangsimpedans fra Tone- og volumenkontrol: 00 Ω. Standarden IEC 938 kræver, at udgangsimpedansen er under kω [2]. Når denne grænseflade overholdes, bliver funktionsblokken bedre kompatibel med andre effektforstærkere. Her vælges det strengere krav, for minimum at have et forhold på :00 mellem udgangsimpedans fra Tone- og volumenkontrollen og indgangsimpedans i Effektforstærkeren. 2. Indgangsimpedans i Effektforstærkeren: 0 kω. Dette krav er direkte fra IEC 938 [2]. 3. Volumenindstilling: (a) Nominel udgangsspænding: V ved nominel last på 0 kω [2]. 9

18 KAPITEL. SYSTEMMODEL AF FORSTÆRKEREN P3 rapport Gr. 37 (b) Ved minimum kildespænding (0,2 V) skal volumen kunne indstilles, så blokken leverer nominel udgangsspænding (IEC 938). (c) Ved nominel kildespænding (0,5 V) skal volumen kunne indstilles, så blokken leverer 3 V (IEC 938). Herudfra vælges det, at maks volumenniveau skal medføre 6 ganges forstærkning. (d) Ved overstyret kildespænding (maks 2,8 V) skal volumen kunne indstilles, så udgangssignalet bliver det nominelle på V. (e) Indstillingsområde: Volumenniveau 63 skal give 6 ganges forstærkning. Hvert trin lavere skal svare til db, således at niveau 37 svarer til = 26 db lavere end 6 ganges forstærkning, hvilket svarer til 0,3 ganges forstærkning. (f) Instillingspræcision: Præcisionen skal være den, som er angivet i den overordnede kravspecifikation, afsnit Bas- og diskantindstilling: (a) Indstillingsområde: -6 til 6, hvor 0 svarer til ingen forstærkning, svarer til db s forstærkning ved 20 Hz for bas og 20 khz for diskant osv. (b) Indstillingsskridt: Ved bas db ved 20 Hz, ved diskant db ved 20 khz. En ændring af bas-styrken på X db ved 20 Hz skal medføre en ændring af styrken på X/2 db ved grænsen til mellemtoneområdet. Diskant-indstilling skal fungere på tilsvarende vis. Desuden må en ændring af bas-indstillingen ikke medføre ændring af styrken ved 20 khz, ligesom en ændring af diskantindstillingen ikke må medføre en ændring af styrken ved 20 Hz. (c) Indstillingspræcision: Jf. den overordnede kravspecifikation, afsnit.2., skal alle krav overholdes med en præcision på ±0,5 db. 5. Frekvensgang: I det samlede system tillades en afvigelse på op til,5 db for frekvenser i frekvensområdet ift. khz-forstærkningen, jf. den overordnede kravspecifikation, afsnit.2.. Dette gælder naturligvis når bas- og diskant-niveauerne er sat til 0. Det vurderes, at den største risiko for ujævnheder i frekvensbåndet findes i Tone- og volumenkontrolblokken, da det er her, der kan justeres på styrken. Derfor tillades db s afvigelse i denne blok alene. Kravet gælder for alle volumenniveauer. 6. THD: Jf. den overordnede kravspecifikation, afsnit.2., er 0,7% THD tilladt for det samlede system. Imidlertid anses Effektforstærkeren for at være den største risiko for forvrængning. Derfor tillades kun 0,2% THD fra Tone- og volumenkontrolblokken. Kravet gælder for volumenniveauerne (svarende til maksimalt output og 26 db derunder) ved nominel indgangsspænding på 0,5 V. Kravet gælder også ved variet bas/diskant niveau, så længe den resulterende forstærkning ikke går uden for førnævnte interval (0 til -26 db i forhold til maks output) ved alle frekvenser []..3.5 Kravspecifikation til funktionsblok E: Effektforstærker Kravene til denne blok er delt op i krav til henholdsvis den eksterne grænseflade og til Tone- og volumenkontrol (D-E). Grænsefladen D-E står beskrevet i afsnit

19 KAPITEL. SYSTEMMODEL AF FORSTÆRKEREN Krav til den eksterne grænseflade. Udgangseffekt: Nominelt 2 W i en 8 Ω s højtaler ved nominel indgangsspænding på V, dog minimum 0 W. Når Tone- og volumenkontrollen får minimum indgangsspænding fra kilden (0,2 V), giver det maksimale volumenniveau efter den definerede forstærkning på 6 gange en spænding på,2 V, hvilket skal ses i forhold til Effektforstærkerens nominelle indgangsspænding. Da det ønskes, at det maksimale volumenniveau er praktisk anvendeligt, skal Effektforstærkeren kunne håndtere denne indgangsspænding. De 2 W over 8 Ω svarer til en udgangsspænding på v out = P i = P v out R [V] (.) v out = P R = 2 W 8 Ω = 9, 80 V (.2) Når forstærkningen igennem Effektforstærkeren bevares og indgangsspændingen forhøjes fra,0 V til,2 V, bliver udgangsspændingen således: v out = 9, 80 V, 2 V, 0 V =, 76 V (.3) Dette svarer til en ny effekt på: P = v i = v v (, 76 V )2 = R 8 Ω = 7, 28 W (.4) Der skal altså kunne leveres 7,28 W. Dog er den nominelle udgangseffekt fortsat 2 W, og det er derfor udfra denne effekt, der primært skal testes. 2. Frekvensgang: I det samlede system tillades en afvigelse på op til,5 db for frekvenser i frekvensområdet ift. khz-forstærkningen, jf. den overordnede kravspecifikation, afsnit.2.. I Tone- og volumenkontrolblokken tillades en afvigelse på op til db, jf. afsnit.3.4. Derfor skal Effektforstærkeren holde sig indenfor 0,5 db s afvigelse. 3. THD: Jf. den overordnede kravspecifikation, afsnit.2., er 0,7% THD tilladt for det samlede system. I Tone- og volumenkontrolblokken tillades 0,2%, hvorfor Effektforstærkeren skal holde sig indenfor 0,5%. Kravet gælder for volumenniveauer mellem 0 og -26 db, hvor 0 db svarer til nominel udgangseffekt på 2 W og for alle frekvenser i frekvensområdet [].

20 KAPITEL. SYSTEMMODEL AF FORSTÆRKEREN P3 rapport Gr Maksimal temperatur: Temperaturen på dele, der normalt ikke kan røres ved almindelig brug (fordi de f.eks. sidder på bagsiden), herunder kølepladen, må maksimalt stige til 65 C over den omgivende temperatur [4]. Efter at alle funktionsblokke med tilhørende grænseflader og krav nu er beskrevet, kan de designes hver for sig i de følgende kapitler. Så længe hver enkel blok lever op til dens kravspecifikation, vil det samlede system ligeledes leve op til den overordnede kravspecifikation. 2

21 KAPITEL2 Bruger I/O Bruger I/O funktionsblokken har, som beskrevet i afsnit.3., til opgave at modtage inputs fra brugeren (dvs. justering af bas, diskant og volumen), behandle disse inputs og videreformidle det regulerede niveau til Tone- og volumenkontrollen, samt at vise brugeren på displays, hvad det nuværende bas-, diskant- og volumenniveau er. 2. Grænseflader Figur 2.: Funktionsblokken Bruger I/O og dens grænseflader Alle grænsefladerne til og fra Bruger I/O er vist på figur 2.. Disse er følgende: 3

22 KAPITEL 2. BRUGER I/O P3 rapport Gr. 37 Input: 2x kort puls (ca. 0 µsek) fra IR-modtager til at justere volumen niveauet henholdsvis op og ned. Input: 6x fysisk knaptryk fra brugeren til at justere bas, diskant og volumen niveauet henholdsvis op og ned. Output: Konstant information om volumen niveau til Tone- og volumekontrol i form af en 6 bit binær kode med værdier fra Output: Konstant information om bas og diskant niveau til Tone- og volumekontrol i form af 2x 4 bit binær kode på 2 s komplement form med værdier fra Output: 3x konstant information af bas, diskant og volumen niveau til brugeren i form af display udlæsning 2.2 Opdeling i komponentblokke Bruger I/O blokken er opdelt i seks komponentblokke med hver deres afgrænsede opgave. Komponentblokkene og deres grænseflader udadtil og internt er vist på figur 2.2, hvor eksterne inputs og outputs er vist henholdsvis øverst og nederst. Brugerens knaptryk registreres af komponentblokken justerings knapper og sendes videre herfra i form af pæne digitale pulser, dvs. uden støj. Pulsens længde T (se figur 2.2)svarer til den tid, som en knap holdes nede. Volumen memory komponentblokken har til opgave at regulere volumen niveauet ud fra de inputs, der kommer fra henholdsvis justerings knapperne og fra IR modtageren - dvs. tælle enten op eller ned. Dette niveau sendes videre til både Tone- og volumenkontrol og videre i Bruger I/O blokken. Da outputtet skal være et 6 bit signal med værdier fra 0 63 (jf. funktionsblok grænseflade beskrivelsen ovenfor), skal volumen memory også sørge for at grænserne overholdes, så niveauet ikke falder til under 0 eller stiger til over 63. Bas/diskant memory komponentblokken har omtrent samme funktion, dog er output her 2x 4 bit 2 s komplement signaler, og grænserne er -6 og 6. Volumen display converter komponentblokken står for at konvertere det binære 6 bit binære signal fra volumen memory til et signal, som kan vises på et display. Det er valgt at anvende 7-segment displays til udlæsningen, og derfor er outputtet af denne komponentblok et 4 bit signal, for alle cifre mellem 0 og 63 kan udlæses. Bas/diskant converter komponentblokken har omtrent samme funktion, blot er det her 2x 4 bit 2 s komplement signaler, der skal konverteres. Da intervallet -6 6 kun har et enkelt ciffer, samt et fortegn, er output blot et 8 bit signal. Den sidste komponentblok - 7-segment displays - står for selve koblingen af displays, og er dermed bindeledet mellem de digitale niveau signaler og den visuelle udlæsning af disse til brugeren. 4

23 KAPITEL 2. BRUGER I/O Figur 2.2: Bruger I/O opdelt i komponentblokke med interne grænseflader 5

24 KAPITEL 2. BRUGER I/O P3 rapport Gr Justerings knapper Denne komponentblok skal primært sørge for, at evt. prel ved knap tryk ikke bliver sendt videre i kredsløbet som støj, da dette vil være skadeligt for de sekventielle kredsløb. For at undgå dette, er prelfjerner kredsløbet vist på figur 2.3 anvendt. Figuren viser én af de i alt 6 kredsløb, som indgår i komponentblokken. HI Bas OP knap 2 UA RA 00 RA2 0k UA2A 2 CA CD4006B 0.47u Bas OP LO LO Figur 2.3: Kredsløbsdiagram over én af justerings knapperne Kredsløbet fungerer ved, at så længe knappen (U A ) ikke trykkes ind, trækkes indgangen på en NOT gate (U A2A : 4006 [7]) høj igennem en 0 kω modstand (R A2 ). Dermed er outputtet - i dette tilfælde Bas OP - lavt. Når knappen trykkes ned, dæmper lavpas filtret i form af RC-ledet (R A og C A ) evt. prel eller anden støj, dvs. de signaler med højere frekvens end et normalt knaptryk. Denne dæmpning sammen med NOT gatens hysterese gør, at outputtet bliver et pænt digitalt signal. Da de kontakter, vi bruger, er dobbelt kontakter, kunne man også have valgt et prel fri opkobling vha. to NOR eller NAND gates koblet som en SR flip flop. Dette nåede vi desværre ikke at konstruere. Kredsløbets funktion er ikke verificeret ved simulering, da det primært drejer sig om at undgå fysisk støj. Dets funktion er verificeret ved praktiske målinger med et oscilloskop (for at sikre at outputtet er pænt ), dog er der ikke udarbejdet en decideret målejournal over disse målinger, da det er skønnet unødvendigt. Kredsløbet er dog brugt til at test af øvrige komponentblokke (se bl.a. målejournalen E), og er dermed indirekte beskrevet i en målejournal. 2.4 Volumen memory Volumem memory komponentblokken er opbygget af en hukommelse, og en mængde logik til at styre inputs og grænser. Kredsløbet og inddelingerne af dette kan ses på figur Tæller Hukommelsen består af to kaskade koblede binære op/ned tællere (U A og U A2 : 456 [8]), som vist på figur 2.4 i boksen Tæller. Output fra den første tæller (U A - tæller ) er udtryk for de fire mindst betydende bit i volumen niveauet (Vol 4 ), mens de to første output på den anden tæller (U A2 - tæller 2) 6

25 KAPITEL 2. BRUGER I/O Vol Vol2 Vol3 Vol4 Vol[:6] Vol Vol2 Vol3 Vol4 Vol5 Vol6 Vol6 Vol5 LO LO LO LO LO LO HI HI Vol-Floor Vol-Ceiling Vol Vol2 Vol3 Vol4 Vol-RESET Vol5 Vol6 Vol-Knap-Op Vol-Remote-Op Vol-Knap-Ned Vol-Remote-Ned Vol-Floor Vol-Ceiling Vol-RESET Vol-RESET Vol Vol2 Vol3 Vol4 Vol5 Vol6 Vol Vol2 Vol3 Vol4 Vol5 Vol6 Input logik Op/Ned selector Reset Tæller Grænser RA5 0k RA5 0k UA4 CD4078B UA4 CD4078B UA9A CD400A UA9A CD400A 2 3 RA7 0k RA7 0k UA9B CD400A UA9B CD400A UA2 CD456B UA2 CD456B PS_EN P 4 P2 2 P3 3 P4 3 CLK 5 UP/DOWN 0 CIN 5 Q 6 Q2 Q3 4 Q4 2 COUT 7 RESET 9 UA CD456B UA CD456B PS_EN P 4 P2 2 P3 3 P4 3 CLK 5 UP/DOWN 0 CIN 5 Q 6 Q2 Q3 4 Q4 2 COUT 7 RESET 9 RA4 0k RA4 0k RA8 3.5k RA8 3.5k RA6 0k RA6 0k CA7 u CA7 u UA3 CD4068B UA3 CD4068B RA3 0k RA3 0k UA8B CD408B UA8B CD408B DA DN4007 DA DN4007 UA8A CD408B UA8A CD408B 2 3 RA9 0k RA9 0k UA7B CD407B UA7B CD407B UA7A CD407B UA7A CD407B 2 3 UA0 CD4095B UA0 CD4095B SET 3 J 3 J2 4 J3 5 CLK 2 K K2 0 K3 9 Q 8 Q 6 RESET 2 Figur 2.4: Kredsløbsdiagram over volumen memory og dens inddelinger 7

26 KAPITEL 2. BRUGER I/O P3 rapport Gr. 37 er udtryk for de to mest betydende bit i volumen niveauet (Vol 5 6 ). Niveauet ændres hver gang tællerne får en clock puls. Afhængig af inputtet Up/Down er højt eller lavt tælles der op eller ned. Outputtet på tæller 2 ændres ligeledes op eller ned, når der kommer en mente (Cout) fra tæller. Denne mente går ind på tæller 2 s clock enable ben (Cin), hvilket sætter tælleren i stand til at skifte på næste clock puls. Sandhedstabelerne for den funktion, de to tællere har, kan ses i tabel 2. og 2.2, hvor Out er output fra hver tæller. I den første er tællerens tilstand også vist, da dette har indflydelse på, om der kommer en mente eller ej. Tæller sandhedstabel State Input Output Out n Clk Up/Down Out n+ Cout 0-3 & 5 $ Out n & 0 $ 0 Out n 4 $ 5 0 $ Tabel 2.: Sandhedstabel for tæller Tæller 2 sandhedstabel Input Output Cin Clk Up/Down Out n+ X X Out n 0 $ Out n + 0 $ 0 Out n Tabel 2.2: Sandhedstabel for tæller 2 Reset For at tællerne ikke starter med et vilkårligt output, resettes disse, når systemet tændes. Dette sker ved at sende en høj puls ind på reset indgangen. Denne høje puls bliver skabt vha. et RC-led, som vist på figur 2.4 i boksen Reset. Da spændingen over kondensatoren (C A7 ) ikke ændres momentant, vil Vol-RESET signalet være på 5 V (og dermed digitalt højt) til tiden t = 0. Derefter vil kondensatoren oplade igennem modstanden R A8. Vol-RESET signalet skal være højt i min 0 ms, og derfor er RC ledet beregnet ud fra tiden, det tager at aflade til 3,5 V - den nedre grænse for et højt CMOS signal [5], som vist i ligningen herunder. 8

27 KAPITEL 2. BRUGER I/O ( ) t v C (t) = v C ( ) (v C ( ) v C (0 + )) exp τ ( ) vc ( ) v C (0 + ) τ = t ln v C ( ) v C (t) [V] (2.) [s] (2.2) τ = R A8 C A7 [s] (2.3) t sættes til 0 ms, v C (t) sættes til 3,5 V, v C ( ) sættes til 0 V, v C (0 + ) sættes til 5 V og C A7 sættes til µf. Herefter kan R A8 beregnes, som vist i ligningen herunder. R A8 = R A8 = t C A7 ln 0 ms µf ln R A8 = 3, 5 kω ( ) vc ( ) v C (0 + ) v C ( ) v C (t) ( ) 0 V 5 V 0 V 3, 5 V [Ω] (2.4) [Ω] (2.5) (2.6) Modstanden R A9 er sat på for at beskytte IC erne, og dioden D DA er sat på for at sørge for, at kondensatoren C A7 ikke trækker spænding i punktet mellem D DA og C A7 ned under lav digital spændingsforsyning (i hvert fald kun 0,7 V under) - igen for at beskytte IC erne Input logik For at sikre at de forskellige op/ned signaler faktisk medfører, at U A og U A2 tæller op/ned, er der indsat en række gates som input logik. Op og ned signalerne samles først i OR gatene (U A7A og U A7B : 407 [9]), da det er lige gyldigt om signalet kommer fra fjernbetjeningen eller fra kabinet knapperne. Herefter sørger to AND gates (U A8A og U A8B : 408 [0]) for, at volumen memory ens grænser ikke overskrides. Som det beskrives i et af de følgende afsnit (se 2.4.4) går inputs Vol-Ceiling og Vol-Floor lav, når den øvre eller nedre grænse er nået. På den måde kan et signal kun passere, hvis grænsen ikke er nået. Op/ned signalerne sendes herefter igennem en NOR gate (U A9A : 400 []) til tællernes clock indgang og til Op/Ned selectoren. NOR gaten sørger for, at tællerne først tæller op, når signal pulsen slutter Op/Ned selector For at tællerne kan tælle op, når de skal, og tælle ned, når de skal, er det nødvendigt, at Up/Down indgangen er sat rigtigt, inden clock pulsen kommer. Dette skal finde sted, på trods af at volumen memory kun får ét signal, når der skal tælles. Dette ordnes ved, at Up/Down benet er forbundet til udgangen af en RS flip-flop (U A0 : 4095 [2]). Denne flip-flop settes på et op signal, og resettes på et ned signal. Dermed har Up/Down benet denne rette indstilling. Pga. NOR gaten i input logik delen (U A9A ), er clock pulsen forsinket i forhold til denne indstilling - derfor tælles der rigtigt op/ned. 9

28 KAPITEL 2. BRUGER I/O P3 rapport Gr Grænser Volumen memory en har, som nævnt, grænser på 0 og 63, der ikke må overskrides. Dette sikres ved at blokere op/ned signalet i input logik delen, hvis op/ned grænsen er nået. Hvorvidt en grænse er nået, bestemmes af gates. En 8-input NAND U A3 : 4068 [3]) sørger for den øvre grænse (Vol-Ceiling) og en 8-input OR gate (i form af to NOR gates i kaskade, U A4 og U A9B : 4078 og 400 [4][]) sørger for den nedre grænse (Vol-Floor). Sandhedstabellen for de to gates er vist i tabel 2.3, hvor Vol 6 er volumen niveauet fra tæller delen. Grænser sandhedstabel Input Output V ol 6 Vol-Floor Vol-Ceiling (0) () 0 (62) 0 (63) 0 Tabel 2.3: Sandhedstabel for grænser delen Simulering og verificering Ud fra ovennævnte er en samlet sandhedstabel for volumen memory ens normale funktion opstillet, som vist i tabel 2.4. Heri beskrives reset, op- og nedtælling og grænsernes indflydelse. Out er her det samme som volumen niveauet Vol 6. Volumen memory sandhedstabel State Input Output Out n Op signal Ned signal Out n+ N/A V cc on $ 0 Out n $ Out n 63 $ 0 Out n 0 0 $ Out n Tabel 2.4: Sandhedstabel for volumen memory ens normale funktion Volumen memory komponentblokken, som vist på figur 2.4, er både simuleret og testet i laboratorium. Simuleringen er foretaget som en digital simulering med forskellige digitale inputs. Simuleringen viste ingen afvigelse fra den forventede sandhedstabel (jf. tabel 2.4). Laboratorie testen er beskrevet i målejournal E. Denne test viste også den forventede sandhedstabel, dog med den undtagelse, at reset ikke fungerede efter hensigten. I stedet for at starte på 0, stod volumen niveauet på ved start. 20

29 KAPITEL 2. BRUGER I/O Årsagen til dette kan være, at input logik delen inverterer de op og ned signaler, der måtte komme, således at clok indgangen på tællerne ((U A og U A2 ) er høj, når der ikke er et signal. Da 456 tællere trigger ved opadgående flanke ( ), vil tæller delen tælle én op umiddelbart efter reset. Dette bekræftes også af, at hvis en knap holdes nede, mens systemet tændes, vil tællerne resette ordentligt. Fejlen er ikke blevet rettet, da det ville kræve et redesign af input logik delen og op/ned selector delen. Desuden er det ikke et problem for systemet, da det blot svarer til, at forstærkeren står på laveste volumen niveau, når det tændes, frem for, at lyden er afbrudt. 2.5 Bas/diskant memory Bas/diskant memory komponentblokken består af to identiske kredsløb til henholdsvis bas og diskant. De er opbygget på en måde, der i høj grad ligner volumen memory komponentblokken, dvs. en hukommelse, og en mængde logik til at styre inputs og grænser. Bas kredsløbet og inddelingerne af dette kan ses på figur 2.5. Op/Ned selector RA2 Reset HI K3 K2 K RESET CLK 2 J3 J2 J 0k SET LO UA7 CD4095B 3 Bas-RESET RA23 0k CA8 u RA22 3.5k DA2 DN4007 LO 6 Q 8 Q LO Input logik Bas-Op Bas-Ned Bas-Ceiling UA5A 3 2 CD408B UA5B CD408B Bas-Floor 2 UA6A 3 CD400A LO PS_EN 4 P Q 2 P2 Q2 3 P3 Q3 3 P4 Q4 COUT 5 CLK 0 UP/DOWN 5 CIN RA20 0k RESET 9 UA8 CD456B Bas Bas2 Bas3 Bas4 Bas-RESET Bas Bas2 Bas3 Bas4 Tæller Bas3 Bas2 Bas4 Bas 2 2 UA9A 3 CD408B UA20A 3 CD400A 5 6 UA9B CD408B UA20B 4 CD400A Bas-Ceiling Bas4 Bas2 Bas3 Bas UA9C 0 3 CD408B 2 UA20C 0 CD400A UA9D 3 2 CD408B UA20D Bas-Floor CD400A Grænser Figur 2.5: Kredsløbsdiagram over bas/diskant memory og dens inddelinger Reset, input logik delen og op/ned selector delen er identisk med volumen memory delen (se afsnit 2.4., og 2.4.3). Tæller delen har den forskel, at der i bas/diskant memory en kun er en (U A8 : 456). Outputtet af denne tæller er det 4 bit binære tal, som angiver bas/diskant niveauet. Er dette niveau negativt, er det på 2 s komplement form. 2

30 KAPITEL 2. BRUGER I/O P3 rapport Gr. 37 Intervallet for bas/diskant memory en er -6 til 6, hvilket giver en sandhedstabel for komponentblokkens grænser, som vist i tabel 2.5, hvor Bas 4 er bas niveauet fra tæller delen. Grænser sandhedstabel Input Output Bas 4 Bas-Floor Bas-Ceiling 00 (-6) 0 0 (-5) 00 (5) 00 (6) 0 Tabel 2.5: Sandhedstabel for grænser delen Dette realiseres vha. de AND og NOR gates, der ses i grænser delen på figur 2.5 bestående af U A9 og U A20 (408 og 400 [0] []). Det boolske udsagn for henholdsvis den øvre grænse (Bas-Ceiling) og den nedre grænse (Bas-Floor) er følgende: Bas F loor = (Bas 4 Bas 2 ) ( Bas 3 + Bas ) Bas Ceiling = (Bas 3 Bas 2 ) ( Bas 4 + Bas ) (2.7) (2.8) 2.5. Simulering og verificering En samlet sandhedstabel for bas/diskant memory ens normale funktion opstillet, som vist i tabel 2.6. Heri beskrives reset, op- og nedtælling og grænsernes indflydelse. Out er her det samme som bas eller niveauet Bas 4 / Dis 4. Bas/diskant memory sandhedstabel State Input Output Out n Op signal Ned signal Out n+ N/A V cc on $ 0 Out n $ Out n 6 $ 0 Out n -6 0 $ Out n Tabel 2.6: Sandhedstabel for bas/diskant memory ens normale funktion Bas/diskant memory komponentblokken, som vist på figur 2.4, er både simuleret og testet i laboratorium. Simuleringen er foretaget som en digital simulering med forskellige digitale inputs. Simuleringen viste ingen afvigelse fra den forventede sandhedstabel (jf. tabel 2.6). 22

31 KAPITEL 2. BRUGER I/O Laboratorie testen er beskrevet i målejournal E. Denne test bekræftede sandhedstabellen, dog med den samme undtagelse som i testen af volumen memory en, nemlig en forkert reset med startniveau på henholdsvis og -. Årsagen skønnes at være den samme som for volumen memory en (jf. afsnit 2.4.5). Igen er det ikke en katastrofal fejl for systemet, men det er dog ikke hensigtsmæssigt, at bas og diskant niveauet er indstillet til andet end 0 fra starten af. 2.6 Volumen display converter Volumen display converter komponentblokken konverterer det 6 bit binære volumen niveau til 2 x 7 segmenter. Dette gøres vha. kredsløbet vist på figur 2.6. Binær -> BCD BCD -> 7-segment RA28 HI Vol Vol2 Vol3 Vol4 Vol5 Vol6 HI UA25 5 G Y Y2 2 0 A Y3 3 B Y4 4 2 C Y5 5 3 D Y6 6 4 E Y7 7 Y PEEL22CV0 RA32 0k RA29 0k UA26 0k 4 EL 5 BI OUTA 3 3 LT OUTB 2 OUTC 7 INA OUTD 0 INB OUTE 9 2 INC OUTF 5 6 IND OUTG 4 HI HI CD45 RA30 UA27 0k 4 EL 5 BI OUTA 3 3 LT OUTB 2 OUTC 7 INA OUTD 0 INB OUTE 9 2 INC OUTF 5 6 IND OUTG 4 RA3 CD45 Vol-LSD-A Vol-LSD-B Vol-LSD-C Vol-LSD-D Vol-LSD-E Vol-LSD-F Vol-LSD-G HI Vol-MSD-A Vol-MSD-B Vol-MSD-C Vol-MSD-D Vol-MSD-E Vol-MSD-F Vol-MSD-G 0k Figur 2.6: Kredsløbsdiagram over volumen display converter en og dens inddelinger Først omdannes den binære kode til en BCD kode (Binary Coded Decimal), dvs. en kode, hvor 4 bit repræsenterer et enkelt cifret decimal tal. Dette gøres vha. en IC en designet til dette formål (U UA25 : 7484 [5]). Da denne desværre ikke kan fås længere, har vi fået lavet en kopi af den vha. en programmerbar IC (PEEL22CV0 [6]). Volumen niveauet er herefter brudt op i LSD (Least Significant Digit) og MSD (Most Significant Digit). De to cifre konverteres herefter til 7 segments kode vha. U UA26 og U UA27 (45 [7]) Simulering og verificering En samlet sandhedstabel for volumen display converter en er opstillet i tabel 2.7. Frem for at skrive 7 segments koden med 0 og, er koden vist på som 7 segments decimal tal. 23

32 KAPITEL 2. BRUGER I/O P3 rapport Gr. 37 Input Output (0) () (2) 2 (63) 63 Tabel 2.7: Sandhedstabel for volumen display converter en Volumen display converter komponentblokken er både testet vha. simulering og i laboratorium. Ingen af delene viste afvigelser fra den ønskede sandhedstabel. Målingen er beskrevet i målejournal E. 2.7 Bas/diskant display converter Bas/diskant display converter komponentblokken består af to identiske kredsløb til at konvertere de 4 bit binære bas og diskant niveauer til 7 segments kode med et fortegn. Dette gøres vha. kredsløbet vist på figur 2.7. Bas BCD -> 7-segment Bas Bas4 Bas Bas2 Bas3 Bas U28A 3 Bas2 CD408B U30A 3 CD400B U29B 4 CD4070B U29A 3 2 CD4070B U28B CD408B U30B U30C CD400B RA33 0k Bas4 LO RA34 UA3 0k 4 EL 5 BI OUTA 3 3 LT OUTB 2 OUTC 7 INA OUTD 0 INB OUTE 9 2 INC OUTF 5 6 IND OUTG 4 CD45 HI Bas-LSD-A Bas-LSD-B Bas-LSD-C Bas-LSD-D Bas-LSD-E Bas-LSD-F Bas-LSD-G Bas-Sign CD400B Binær (2s komp) -> BCD Figur 2.7: Kredsløbsdiagram over bas/diskant display converter en og dens inddelinger Selve konverteringen fra BCD til 7 segments kode gøres, ligesom i volumen display converter komponentblokken, vha. en IC med det formål (U UA3 : 45). Men da input niveauet er på 2 s komplement form, kan den samme binær til BCD converter ikke bruges. Derfor sker konvertering vha. et gatekredsløb, som vist på figur

33 KAPITEL 2. BRUGER I/O Da bas/diskant niveauet er mellem -6 og 6 kan det betragtes som et enkelt ciffer (på 3 bit) med et fortegn. Den 4 bit lange binære kode skal derfor konverteres til en 3 bit BCD kode (hvor det 4 bit i BCD koden blot er lavt, jf. figur 2.7) og et sign bit (signed-magnitude kode). Konverteringen skal have den sandhedstabel, der er vist i tabel 2.8; alle outputs svarer til indgange på U A3 med undtagelse af sign bit et Bas Sign (i tabellen: Bas S ) (jf. figur 2.7). Decimal Input Output Bas 4 Bas 3 Bas 2 Bas Bas S In C In B In A X 0 X X X X X X X X X X 0 0 X X X X Tabel 2.8: Sandhedstabel for binær (2s komp) -> BCD delen) Ud fra denne tabel kan de boolske udtryk opstilles vha. Karnaugh kort. En umiddelbar iagtagelse er dog, at Bas 4 = Bas Sign og at Bas = In A. Derfor er det kun boolske udtryk for In C og In B, der skal findes, og på figur 2.8 er Karnaugh kortene vist for disse. Inputs 4-3 svarer til Bas 4 og Bas 3 og inputs 2- svarer til Bas 2 og Bas. Ud fra disse kort kan de boolske udtryk opskrives og reduceres, som vist herunder. In C = ( Bas 3 Bas 4 ) + ( Bas3 Bas 4 ) + ( Bas3 Bas 2 Bas ) (2.9) = Bas 3 Bas 4 + Bas 3 Bas 2 Bas (2.0) = Bas 3 Bas 4 + Bas 3 ( Bas 2 + Bas ) (2.) (2.2) 25

34 0 0 0 X X X X 0 0 X X X X KAPITEL 2. BRUGER I/O P3 rapport Gr. 37 Karnaugh kort for In C Karnaugh kort for In B X X Figur 2.8: Karnaugh kort over outputs In C (venstre) og In B (højre) i forhold til inputs. Bas 4 Ud fra disse Karnaugh kort kan følgende boolske ligninger opstilles for OB og OC og reduceres: ( ) ( ) ( ) OC = CA + CD + CAD OB = ( BA) + ( BA + ( BDC ) In B = ( ) ( ) ( = C( A + D ) + CAD ) Bas = A 2 B Bas + BDC 4 + Bas2 Bas + Bas2 Bas 4 Bas (2.3) = Bas = C AD + CAD = A 2 ( ) B Bas + B 4 ( D + + Bas C) + Bas2 Bas 4 Bas (2.4) = Bas 2 Bas 4 Bas + Bas 2 Bas 4 Bas= C AD (2.5) = Disse Bas boolske 2 (Bas ligninger 4 Bas kan ) overføres til en gate opbygning, som vist i det endelige kredsløb. (2.6) LS47 BCD-to-7 segment converter Denne komponent omformer en 4 bit BCD kode til en 7 bit kode til at tænde og slukke for de 7 segmenter i displayet. Da signalet er under 9 er det ikke nødvendigt først at konvertere den binære Disse boolske udtryk kode til kan BCD, realiseres da det ingen vha. forskel de AND, gør. NOR og EX-OR gates, der er vist på figur 2.7 (U A28, U A29, U A30 : 408, Komponenten 4070, 400 bruges [0] til [8] at omdanne []). de 3 bit til et ciffer, mens fortegns bit et (som er enten eller 0) forstærkes vha. en BJT. Dens I/O spændingsniveauer er kompatibelt med resten af 74LS serien. Komponenten kan synke op til 24 ma, hvilket er nok til at forsyne en LED med. Dens output er 2.7. Simulering og verificering Redigeret: 23:40:02 02/2/2006 Side 4 af 9 En samlet sandhedstabel for bas/diskant display converter en er opstillet i tabel 2.9. Input Output 00 (-6) (6) 6 Tabel 2.9: Sandhedstabel for bas/diskant display converter en Volumen display converter komponentblokken er både testet vha. simulering og i laboratorium. Ingen af delene viste afvigelser fra den ønskede sandhedstabel. Målingen er beskrevet i målejournal E. 26

35 KAPITEL 2. BRUGER I/O segments displays Komponentblokken 7-segments displays tager sig af den analoge kobling af displays, dvs. overgangen fra et digitalt signal til et analogt signal. De to forskellige anvendte displays koblinger er vist på figur 2.9. Figur 2.9: Kredsløbsdiagram over 7-segment koblet som fortegn (venstre) og som LSD/MSD (højre) Alle decimale cifre i volumen, bas og diskant niveauerne er vist på displays vha. LSD/MSD koblingen vist til højre på figur 2.9. Fra display converter komponentblokkene modtages der er et digitalt højt signal, når en LED i displayet (et segment) skal lyse. Derfor anvendes displays med fælles katode (U A36 og U A37 : SC56-EWA [9]) forspændt med en modstand. Når signalet går højt, vil der lægge sig en spænding over LED og modstand, og dermed løbe en strøm igennem disse. Strømmen igennem en LED i displayet vælges til at være 0 ma, da det er en typisk værdi og nok til at displayet lyser fint. Desuden kan IC en, som skal source denne strøm (45, jf. afsnit 2.6), klare op til 25 ma [7]. Spændingsfaldet over LED en bliver dermed,95 V [9]. Ved et sådan strømtræk, vil V OH - høj outputspænding - falde til 4 V [7]. Forspændingsmodstanden (eks. R A37 ) kan dermed beregnes, som vist herunder: C:\Programmer\EAGLE-4.5\projects\P3\7 segment.sch (Sheet: /) R A37 = V OH V LED I LED = 4 V, 95 V 0 ma = 200 Ω (2.7) I de tilfælde, hvor displayet blot skal bruges til at vise et fortegn, forstærkes signalet med en transistor koblet som switch Q A (BC547 [20]), for ikke at belaste den IC, der leverer signalet (456, jf. afsnit 2.5). Når signalet Bas-Sign på basen er lavt, vil der ikke løbe nogen strøm til displayet. Når det er højt, vil der ved maksimal strømstræk (0,5 ma [5]) være en spændingen på 4,6 V på basen (V B ). Da V BE typisk er på 0,66 V, vil spændingen på emitteren (V E ) derfor være 3,94 V. Dermed kan forspændingsmodstanden R A44 beregnes: 27

36 KAPITEL 2. BRUGER I/O P3 rapport Gr. 37 R A37 = V E V LED I LED = 3, 94 V, 95 V 0 ma = 200 Ω (2.8) Da transistoren vil have en V CE på op til,06 V vil den operere med normal spændingsforstærkning og ikke i mætning (β DC = 50 [20]). Strømtrækket på basen bliver dermed ikke så højt forventet, og basespændingen stiger derfor en lille smule. Den endelige strøm igennem LED en vil derfor blive lidt større end 0 ma, men det vil blot resultere i lidt mere lys - så det betyder ikke noget. 7-segments displays komponentblokkens funktion er verificeret ved i laboratoriet, dog er der ikke udarbejdet en decideret målejournal over disse målinger, da det er skønnet unødvendigt. Kredsløbet er dog brugt til at test af øvrige komponentblokke (se målejournal E), og er dermed indirekte beskrevet. 2.9 Verifikation af Bruger I/O Den samlede Bruger I/O funktionsblok består af de kredsløb vist på figurerne 2.3, 2.4, 2.5, 2.6, 2.7 og 2.9,. Der er ikke uadarbejdet en decideret målejournal over den samlede verifikation af funktionsblokken, da de enkelte komponentblokke er testet individuelt og beskrevet i målejournal E. I testen af komponentblokkene er de fleste grænsefladerne derimellem også testet, da justerings knapper og displays (jf. afsnit 2.3 og 2.8) er brugt til at teste memory og display converter komponentblokkene. Den eneste grænseflade, hvis test ikke er dokumenteret i en målejournal, er mellem memory og display convertere (jf. figur 2.2). Denne grænseflade kan ses i forhold til sandhedstabellerne for komponentblokkene (jf. tabel 2.4, 2.6, 2.7 og 2.9). Hele funktionsblokken er dog testet, og de sammensatte komponentblokke opførte sig samlet på samme måde som i de individuelle tests. Funktionsblokken har derfor den ønskede funktion, bortset fra korrekt reset af memory s og dermed en lidt afvigende startværdi for volumen, bas og diskant niveau. 28

37 KAPITEL3 Fjernbetjening Ved hjælp af fjernbetjeningen skal man, som beskrevet i kapitel, være i stand til at ændre volumenindstilling for forstærkeren. Kontrollen skal kunne foretages med en op- og en ned-knap. Den præcise kravspecifikation står i afsnit.3.2. Da Fjernbetjeningen er kredsløbsmæssigt uafhængig af det øvrige system, vil den køre på egen strømforsyning og have eget stel. Den positive forsyningsspænding fra strømforsyningen kaldes Vcc-ekstern. Denne har kun forbindelse til to knapper, og den forsyningsspænding, som vil nå de øvrige komponenter, idet en knap trykkes ned, betegnes Vcc. 3. Grænseflader Figur 3. viser funktionsblokkens grænseflader i simplificeret form. Det ses, at IR-signalet, der sendes, skal sendes, skal bestå af en bærefrekvens på 30 khz, samt to forskellige underfrekvenser på henholdsvis 875 Hz og 234 Hz. 3.2 Opdeling i komponentblokke Fjernbetjeningen bliver ligesom de øvrige funktionsblokke nødt til at være opbygget af flere komponentblokke. Figur 3.2 viser disse blokke med deres indbyrdes grænseflader. Udover de viste grænseflader er systemet af hensyn til strømforbrug konstrueret således, at kun fjernbetjeningsknapperne får strøm, så længe der ikke bliver trykket på nogle knapper. Idet en bruger trykker på en knap, åbnes der for strømmen til hele resten af systemet. Systemet skal bruge min. 5 V for at køre optimalt. Imidlertid vil en diodespænding gå tabt i knap-blokken, hvorfor Vcc sættes til 6 V. Det fastsættes, at fjernbetjeningsknap-blokken skal levere mellem 5V og 5,39V til resten af kredsløbet. Derfor dimensioneres alle andre blokke efter at kunne klare Vcc i dette interval, og de simuleres og testes ved Vcc på 5,39 V. Ligesom funktionsblokken består af flere komponentblokke, består hver komponentblok af flere komponenter. På figur 3.3 er vist et samlet kredsløbsdiagram over hele fjernbetjeningen med komponentblokkene markeret. Bemærk, at Vcc kommer fra fjernbetjeningsknapperne, og at alle øvrige 29

38 KAPITEL 3. FJERNBETJENING P3 rapport Gr. 37 Figur 3.: Fjernbetjeningsblokkens simplificerede eksterne grænseflader steder, der er koblet til Vcc, altså er koblet til dette punkt. Design og komponentdimensionering af hver enkel komponenblok vil blive gennemgået herunder. 3.3 Fjernbetjeningsknapper Denne komponentblok indeholder to knapper i den samme kobling. Der er tre udgange: En digital udgang for hver knap, samt en strømforsyningsudgang. De digitale udgange er koblet i standardkoblingen vist på figur 2.3 i kapitel 2, hvor koblingen beskrives mere indgående. Her består Op-signal-koblingen af NOT-gaten U B4C, modstandene R B2 og R B4 samt kondensatoren C B4. Den store modstand, her R B4, er i standardkoblingen koblet Vcc-ekstern. Imidlertid vil det her medføre at der, når ingen knapper er trykket ned, vil løbe strøm fra Vcc-ekstern gennem R B4 og R B2 til stel. Det ønskes ikke, da Fjernbetjeningen konstrueres til at spare på en evt. batteri-forsyning (selvom den dog ikke forsynes med batteri her). Derfor kobles R B4 til Vcc-intern. Det digitale signal bliver skabt på følgende måde. Når Op-knappen ikke er trykket ned, bliver gaten U B4C trukket lav på indgangen gennem modstandene R B2 og R B6, og den går således høj på udgangen (hvis Vcc er koblet til gennem Ned-knappen). Derfor kaldes signalet Op. Kondensatoren C B4 er i denne position afladet til tæt på 0 V. Idet der trykkes på knappen, oplades C B4 gennem parallelforbindelsen af R B2 og R B4 + D B3. Tidskonstanten er omtrent τ = R B2 C B4 = 7, 4 ms. Når kondensatoren er opladet over Notgaten U B4C s schmitt-trigger-niveau, sender denne lav på udgangen (da den samtidigt kobles til Vcc). Idet knappen slippes, vil der pga. kondensatoren C B4 stadig ligge ca. 6 V på indgangen af gaten. Kondensatoren aflades gennem parallelforbindelsen af R B2 + R B6 og R B4 + Vcc, hvor 30

39 KAPITEL 3. FJERNBETJENING Figur 3.2: Fjernbetjeningens komponentblokke og simplificerede grænseflader imellem disse 3

40 KAPITEL 3. FJERNBETJENING P3 rapport Gr D C B A Op/ned-frekvens generator IR-signal logik Bærefrekvensgenerator (30 khz) IR-sender Fjernbetjeningsknapper Ned-knap Op-knap VCC VCC 0 VCC VCC VCC VCC 0 VCC 0 RB 772 DB N4007 RB UB5B CD4082B RB4 20k DB3 N4007 UB4B CD4006B 3 4 RB7 0k CB5 47u UB7 COMMON PUSH NOT-PUSH RB2 00 UB OPA V+ V- OUT RB2 0k RB8 0k RB5 0k RB3 20k RB6 k CB2 00n UB4C CD4006B 5 6 RB3 00 DB2 LD26-5 UB2 CD456B PS_EN P P2 P3 P4 CLK UP/DOWN CIN Q Q2 Q3 Q4 COUT RESET QB2 BC547B RB9 k UB8 COMMON PUSH NOT-PUSH RB4 0k UB6A CD407B 2 3 CB3 u RB6 0k UB3 CD456B PS_EN P P2 P3 P4 CLK UP/DOWN CIN Q Q2 Q3 Q4 COUT RESET UB5A CD4082B CB 8.2n RB 5.62k RB5 0k VCC-Ekstern DC = 6V QB BC547B CB4 47u RB7 k DB4 N4007 UB4A CD4006B 2 UB4D CD4006B 9 8 RB0 0k Figur 3.3: Samlet kredsløbsdiagram over Fjernbetjeningen 32

41 KAPITEL 3. FJERNBETJENING Vcc-udgangen udgøres af en lille ulineær impedans, primært igennem IR-sender-kredsløbet. Altså lades kondensatoren C B4 langsommere af end den lades op. Op- og afladningen af kondensatoren fjerner sammen med schmitt-trigger-indgangen på NOT-gaten støj. Et problem kan være, digitale 5 V-kredse i 4000-serien ikke er specificeret til at tåle over 5,5 V på indgangen [5]. Det problem kunne have været løst ved at sætte ind modstand fra indgangen til stel, og således skabe en spændingsdeling før indgangen. Da de digitale udgange er inverteret igennem NOT-gates U B4C og U B4D, kaldes udgangssignalerne Op og Ned. Strømudgangen fungerer ved, at når en knap trykkes ned, åbnes der til Vcc igennem knappen. Strømmen løber gennem en diode, og spændingsniveauet på udgangen bliver derfor Vcc minus en diodespænding. Dioden, der hører til den anden knap, bliver nu forspændt i spærreretningen, og det forhindres derved, at den forkerte NOT-gate bliver aktiveret. Modstandene R B3 og R B7 (for Ned-knappen) hjælper med at trække indgangen af NOT-gaten lav, idet der ikke er trykket på den tilhørende knap. Kredsløbet skal forsyne bl.a. digitale kredse med strøm, som er meget følsomme overfor støj på strømforsyningen. Derfor er kondensatoren C B3 indsat til at dæmpe evt. prel. Dioderne D B3 og D B4 er valgt efter, at de kan håndtere den krævede strøm. De valgte dioder, N4007, kan klare op til A DC, hvilket er mere end nok, jf. databladet [2] Simulering af fjernbetjeningsknapperne Da denne komponentblok leverer strøm til hele funktionsblokken, bør den testen ved denne load. Det har imidlertid ikke været muligt at simulere hele fjernbetjeningsblokken på én gang, da OrCAD ikke umiddelbart kan håndtere en diode på forsyningen til de øvrige komponenter. I stedet er knapperne blevet simuleret for sig, med en modstand til stel på Vcc-udgangen. Modstanden skal således simulere resten af kredsløbet. Først er det imidlertid nødvendigt at bestemme nøjagtigt hvor megen strøm, resten af funktionsblokken kredsløbet trækker. Dette blev gjort ved at gætte på en Vcc på 5,3V, og så køre en samlet simulation. Peak-strømmen blev på denne måde bestemt til 99,2 ma. I knapsimuleringen kan dette så overføres til en modstandsværdi, ved igen at gætte på hvilken Vcc kredsløbet leverer, når der trækkes denne strøm. Et gæt på 5,3 V medførte en kunstig load-modtand på R L = 5,3V 99,2mA = 53, 4Ω. Denne load gav i simuleringen en strøm på 97, ma og en spænding på 5,9 V. Ved at fortsætte iterativt, dvs. ved at simulere resten af blokken ved denne spænding, når man frem til, at den trækker 96,5 ma i peak. Dette er så tæt på de 97, ma, at iterationen regnes som fuldendt. Da de digitale udgange ligeledes viser de ønskede resultater, regnes simulationen som vellykket Verifikation af fjernbetjeningsknapperne Funktionsblokken er testet og verificeret succesfuldt i målejournalen 3.2. Her er Vcc testet med en loadmodstand på 45 Ω, for at belaste kredsløbet lidt for hårdt, for at være på den sikre side. Dette gav en Vcc på 5,25 V mod 5,8 V i simuleringen. Alle spændinger er indenfor det definerede krav på 5 til 5,39 V. 33

42 KAPITEL 3. FJERNBETJENING P3 rapport Gr Bærefrekvensgenerator Bærefrekvensgeneratorens opgave er, idet den tilføres strøm, at levere en stabil 30 khz firkantpuls, som maksimalt må afvige 0,8 khz, jf. kravspecifikationen afsnit.3.2. Bærefrekvensen skal udelukkende benyttes af digitale CMOS-kredse, hvis indgangsimpedans ved 30 khz kan betragtes som uendelig stor. Derfor kan generatoren dimensioneres uden hensyntagen til load Design af bærefrekvensgeneratoren En oscillator kan opbygges på flere måder, heriblandt vha. en astabil 555 erkobling, vha. et krystal eller vha. en komparator eller opamp. Løsningen baseret på en 555 er fungerer i korte træk på den måde, at en kondensator op- og aflader mellem to værdier, 555 erens trigger- og threshold-værdier. På de 555 ere vi har til rådighed, er disse værdier ved 5V Vcc imidlertid kun defineret med en præcision på over 0%, hvilket ville medføre, at kredsløbet nødvendigvis måtte opbygges med en trimpot til efterjustering. Både et krystal og en komparator- eller opamp-kobling kan designes med langt større præciion. Det vælges at bygge oscillatoren efter komparator/opamp-princippet, og det vælges at benytte en hurtig opamp med rail-to-rail udgang, selvom en komparator også kunne have været benyttet. Figur 3.4 viser et principdiagram af oscillatoren. D VCC RB V+ 2 UB OUT 4 out - V- 3 OPA350 C CB 8.2n RB2 0 RB(3+4) 0k 0k VCC/2 Figur 3.4: Diagram over princippet i oscillatioren B Opampen U B fungerer sammen med modstandene R B2 og R B(3+4) som smith-trigger på den måde, (V cc+v cc/2) at der altid vil ligger enten 2 = 3 (0+V cc/2) 4V cc eller 2 = V cc 4 på minusbenet. Idet opampen 3 V cc skifter til fx 4, vil kondensatoren C B være opladet til V cc 4. Den vil begynde at lade op gennem R B, 3 V cc og når den når 4 skifter opampen position. På den måde skabes en firkantpuls Komponentdimensionering af bærefrekvensgeneratoren Title Den krævede præcision i frekvensen er som nævnt 30 khz +/- 0,8 <Title> khz, hvilket svarer til 2,67%. Derfor er det nødvendigt at benytte komponenter med høj præcision. I ledninger og i indgangen er der en hvis Size Document Number Rev A <Doc> <RevCode> A Date: Sunday, December 0, 2006 Sheet of 2

43 KAPITEL 3. FJERNBETJENING kapacitans i pf-området, hvorfor kondensatoren bør være i nf-størrelse. Den vælges til 8,2 nf, da denne størrelse kan fås med % præcision. Herud fra skal modstanden R B således bestemmes, så den ønskede frekvens opnåes. Dette gøres vha. universalformlen for en kondensators op- og afladning: V CB (t) = V CB ( ) (V CB ( ) V CB (0)) e R B C B [V] (3.) ( ) VCB ( ) V CB (0) t = R B C B ln [s] (3.2) V CB ( ) V CB (t) t Når kondensatoren oplades, er V CB ( ) = V cc, V CB (0) = opladningen dermed afsluttes, er V CB (t) = 3 V cc 4 : V cc 4 og idet opampen går lav og t h = R B C B ln ( V cc V cc V cc 4 3 V cc 4 ) = R B C B ln(3) [s] (3.3) På samme måde kan det vises, at den tid det tager kondensatoren at oplades, t l, ligeledes er lig R B C B ln(3). Derfor gælder følgende for en hel periode: T = f = t h + t l = 2 R B C B ln(3) [s] (3.4) R B = f C B 2 ln(3) [Ω] (3.5) = , = 850Ω 2 ln(3) (3.6) 3 V cc 4 og V cc Modstandende R B2 og R B3+4 vælges lige store (for at give spændingsværdierne 4 på o- pampens plusben). Endvidere vælges de en del større end R B, for at trække væsentlig mindre strøm. Nøjagtig vælges de 0kΩ hver. Modstanden R B3+4 splittes op i to modstande af 20kΩ, én til stel og én til Vcc. Disse to tilsammen vil fungere ligesom en enkel 0kΩ til Vcc/2. Den opamp, der skal benyttes, kan nu bestemmes ud fra krav til levering af strøm samt slewrate. Den maksimale strøm, opampen skal levere, kan udregnes som den maksimale strøm gennem R B og R B2, når V cc = 5, 39V (se afsnit 3.3): 35

44 KAPITEL 3. FJERNBETJENING P3 rapport Gr. 37 I RB,max = V R B,max R B 3 5,39V 4 = V cc V cc 3 V cc 4 4 = = = 2, 9mA R B R B 850Ω (3.7) I RB2,max = V R B2,max = V cc V cc 3 V cc 3 5,39V = = = 0, 40mA R B2 R B2 R B2 0000Ω (3.8) I UB,max = I RB,max + I RB2,max = 2, 9mA + 0, 40mA = 2, 59mA (3.9) Dermed er det ene krav til opampen fundet til, at den skal kunne levere 2,59 ma og stadig levere tæt på Vcc. Slewraten skal i princippet være uendelig hurtig. Da det imidlertid er umuligt, vurderes det at være tilfredsstillende, hvis den kan gå fra rail til rail på /0 af t h : SR V cc = V cc /0 t h /20 T = V cc /20 f = 5, 39V /20 30kHz = 3, 23V/µs (3.0) På baggrund af disse to krav, samt at opampens udgang skal være rail-to-rail, vælges opampen OPA350. Denne har en slewrate på 22V/µs, og kan levere 0 ma mens den holder rail-to-rail-spænding på udgangen Simulering af bærefrekvensgeneratoren En simulering i OrCAD med de angivne komponentværdier giver en frekvens på 28,70 khz. Denne fejl kan bl.a. skyldes, at simuleringen tar højde for den endelige slewrate. Værdien af R B vil derfor blive justeret iterativt, til at give den ønskede frekvens på 30 khz: R B,2 = R B, f 28, 70 khz = 850Ω f ny 30 khz = 770Ω (3.) Pga. tilgænge komponenter vælges dog 772Ω. I simulering giver dette 29,9 khz, hvilket anses at tilpas inden for kravet på 30 khz +/- 0,8 khz. Dutycyklen er i simuleringen 50% Verifikation af bærefrekvensgeneratoren Bærefrekvensgeneratoren er testet og verificeret succesfuldt i målejournalen 3.2. Frekvensen er målt til 29,9 khz. 36

45 KAPITEL 3. FJERNBETJENING 3.5 Op/ned-frekvens generator Denne komponentblok har til opgave, ud fra bærefrekvensen på 30 khz, at lave to nye frekvenser på henholdsvis 30kHz 6 = 875Hz (op) og 875Hz 8 = 234, 4Hz (ned). Det vurderes, at disse frekvenser kan skabes (stort set) uden at tilføre ekstra usikkerhed. Derfor skal frekvenserne have samme præcision som 30 khz-signalet. Til at udføre funktionen benyttes to CMOS-tællere af typen 456B [8]. Den første (U B2 ) skaber ned-signalet, ved at tage bærefrekvensen ind på clock-benet. Kredsen er lav til høj-kant styret, så hver gang bærefrekvensen går høj, tæller tælleren én op. Derfor dividerer den frekvensen med 2 på første udgangsben, med 4 på andet, 8 på tredje og 6 på fjerde. således findes den ønskede frekvens på 875 Hz på MSB på udgangen. Ned-frekvensen på 234,4 Hz kan kun skabes med endnu en tæller. Count out-benet (COUT) på U B2 tilsluttes derfor til clock-benet på U B3. Denne kobling virker, fordi der udelukkende skal tælles op. Idet U B2 når, går COUT lav, og idet den tæller videre går COUT høj igen. U B3 opfatter kun lav til høj-skiftet, og tæller derfor én op netop idet U B2 nulstiller sig selv. De øvrige ben er koblet som vist på figur 3.3. For at sikre, at tællerne starter rigtigt, er deres resetben koblet til modstanden R B0 og C B2. Lige idet der tændes for strømmen, vil spændingen over C B2 ikke ændre sig. Derfor bliver der høj på reset-indgangene, og tællerne nulstilles. Efterhånden aflades C B2 igennem R B0, og reset kommer under ON -niveauet. På det tidspunkt begynder tællerne så at tælle. Præcis hvor lang tid der går inden tællerne går igang, er ikke afgørende. Dog skal der være tilstrækkelig kort tid til, at tællerne altid er gået igang, ingen brugeren slipper knappen. Samtidig skal det være tilstrækkelig tid, til at strømforsyningen har nået at stabilisere sig. Tidskonstanten for dette RC-led er τ = 0kΩ 00nF = ms. Hvis ikke dioden D B og modstanden R B9 var monteret, ville C B2 trække reset-benene ned på 0-Vcc idet der blev slukket for forsyningsspændingen. Det tåler CMOS-kredsene i 4000-serien generelt dårligt, jf. datablad [5]. Dioden D B sikrer imidlertid sammen med R B9, at denne situation ikke opstår. Idet der slukkes, lades C B2 hurtigt op gennem dioden, og R B9 sørger for, at den lave spænding aldrig når CMOS-kredsene Simulation og verifikation af op/ned-frekvens generatoren I simulationen fungerer funktionsblokken efter hensigten. Verifikationen af blokken viste, at den ligeledes fungerer efter hensigten i praksis, jf. målejournalen 3.2. I målingen er tilladt en afvigelse i frekvens på ±0, 2%, hvilket udelukkende skyldes, at frekvensen blev målt med et oscilloskop, som ikke kan måle mere nøjagtigt. Da det er tællere, der skaber frekvensen ud fra en anden frekvens, kan der teoretisk (stort set) ikke være nogen afvigelse med mindre tællerne ikke fungerer ordentligt. 3.6 IR-signal logik IR signal logik komponentblokken har til formål at skabe den puls, der skal sendes ud igennem IR LED en, vha. inputs fra brugeren og de frekvenser, der kendetegner henholdsvis op og ned signalet. Kredsløbet kan ses på figur 3.5. IR signalet består af enten et et op signal med frekvensen 875 Hz (f op ) eller et ned signal med frekvensen 234 Hz (f ned ) afhængig af bruger input, begge dele overlejret af bærefrekvensen på 30 khz f carry. 37

46 KAPITEL 3. FJERNBETJENING P3 rapport Gr. 37 Op Ned Bærefrekvens Op frekvens Ned Op Bærefrekvens Ned frekvens CD4006B UB3C 5 6 CD4006B UB3D UB7A CD4082B UB7B 3 CD4082B 2 UB8A 3 CD407B IR-signal Figur 3.5: Kredsløbsdiagram over IR signal logik komponentblokken Outputtet af denne komponentblok skal derfor følge sandhedstabellen vist i tabel 3.. Bemærk, at det modtagede bruger input er inverteret (Op og Ned). Input Output Input Output f carry Op Ned f op f ned IR-signal f carry Op Ned f op f ned IR-signal 0 X X X X Tabel 3.: Sandhedstabel for IR signal logik komponentblokken Ud fra sandhedstabellen ses det, at der kun er et højt IR signal, når bærefrekvensen f carry er høj, samtidigt med at bruger inputtet matcher signal frekvensen (f op eller f ned ) - dog aldrig, hvis bruger inputtet består af både et op og et ned signal (Op = Ned = 0), da det ville medføre et konfliktfyldt signal. Ud fra tabel 3. kan der opstilles et Karnaugh kort for outputtet IR-signal, som vist på figur 3.6 under forudsætning af at bærefrekvensen f carry er høj. Ud fra dette kort kan det boolske udtryk for IR-signal opskrives, som vist herunder 38

47 0 0 0 X X X X 0 0 X X X X KAPITEL 3. FJERNBETJENING Karnaugh kort for IR-signal f op /f ned op/ned Figur 3.6: Karnaugh kort. over output IR-signal til inputs Op, Ned, f op og f ned Ud fra disse Karnaugh kort kan følgende boolske ligninger opstilles for OB og OC og red ( BA) + ( BA) + ( BDC ) ( (op OB = IR signal = f carry ) (op )) ned fop + ned f ned = A B + BDC = ( ) ( ) op ned f op f carry + op ned f = A B + B ned f carry ( D + C) OC = ( CA) + ( CD ) + ( CAD) ( A + D ) + CAD (3.2) = C AD + CAD (3.3) = C AD Disse boolske ligninger kan overføres til en gate opbygning, som vist i det endelige kred Dette boolske udtryk kan realiseres vha. de NOT-, AND- og OR-gates, der er vist på figur 3.5 (U B3, U B7, U B8 : 4006, 4082, 407 [7] [22] [9]). 74LS47 Hysteresen BCD-to-7 i NOT gaten segment er ikke converter nødvendig, men valgt udenlukkende fordi en sådan IC i forvejen Denne anvendes komponent i omformer fjernbetjenings en 4 bit kredsløbet BCD kode (jf. til en afsnit 7 bit kode 3.3). til at tænde og slukke fo segmenter i displayet. Da signalet er under 9 er det ikke nødvendigt først at konvertere d kode til BCD, da det ingen forskel gør Simulering og verifikation af IR-signal logik Komponenten bruges til at omdanne de 3 bit til et ciffer, mens fortegns bit et (som er ent Blokkens sandhedstabel er verificeret 0) forstærkes gennem vha. simulation en BJT. Dens i OrCAD. I/O spændingsniveauer Verifikationen erkompatibelt beskrevet med i resten af 74 Komponenten kan synke op til 24 ma, hvilket er nok til at forsyne en LED med. Dens out målejournalen F. Der var i testen fejl i sandhedstabellen, hvor ingen knapper trykkes ned. Da simuleringen fungerer upåklageligt, antages det at skyldes en fejl i måleopstillingen. Under alle omstændigheder forekom fejlen udelukkende i tilfælde hvor der ikke vil være strøm på kredsløbet, Redigeret: 6:39:0 03/2/2006 Side 4 a hvorfor den ikke er alvorlig. = C 3.7 IR-sender Med IR-signal logik-blokken er det signal skabt, som ønskes sendt af sted i form af infrarødt lys. IRsenderen skal omsætte det strøm-svage digitale signal fra OR-gate U B6A til en væsentlig strøm gennem en lysdiode, som så vil sende signalet af sted. Kredsløbet er vist på figur 3.7 med den OR-gaten. Kredsløbet fungerer på den måde, at gaten leverer en hvis strøm, der bliver begrænset af modstanden R B. Strømmen bliver så ganget op med β 2 i transistorerne; dog begrænset af modstanden R B2. Både strømmen fra gaten samt strømmen gennem R B2 løber igennem lysdioden D B2, og en stor del sendes af sted som infrarødt lys. 39

48 D KAPITEL 3. FJERNBETJENING P3 rapport Gr. 37 D VCC DC = RB C 30kHz CLK 2 UB6A 3 RB 5.62k QB BC547A C OFFTIME = 6.7us ONTIME = 6.7us STARTVAL = 0 OPPVAL = CD407B QB2 BC547A DB2 LD B Figur 3.7: IR-senderen med den gate, som driver blokken 3.7. Komponentdimensionering af IR-senderen Diode: DN448 -> LD26-5 B A Den centrale komponent i denne blok er lysdioden. Det vigtigste krav til denne er, at dens frekvensspektrum matcher det, som modtageren er følsom overfor. Som modtager benyttes (som nævnt i kravspecifikationen afsnit.3.2) den integrerede kreds SFH50. Dennes spektrum er ifølge databladet fra nm med maksimum i 940 nm [6]. De bedste muligheder vi har til rådighed, er dioderne LD242-3, LD26-5 samt LD274-3, der alle har sender kraftigst ved bølgelængden 950 nm. I afsnit B er det beregnet, at lysdioden LD26-5, der bruger mindst strøm af de tre, sender tilstrækkeligt kraftigt, hvis den Title <Title> køres ved min. 62,5 ma. Da den jf. databladet kan tåle op til 20 ma ved en dutycycle på 50%, vælges Size Document Number Rev A <Doc> <RevCod 80 ma [23] Date: Sunday, December 0, 2006 Sheet of 2 Som transistor vælges standard-transistoren BC547, der kan klare en collectorstrøm på op til 00 ma, jf. datablad [20]. For at bestemme den nødvendige modstandsværdi af R B2 for at trække 80 ma, må spændingsfaldet over den beregnes: A V RB2 = V cc V QB,CE,sat V QB2,BE IC =80mA V DB2 I=80mA [V] (3.4) For ikke at trække over 80 ma, beregnes det ved worst case Vcc på 5,39 V. Saturationspændingen over collector-emitter på Q B er ved I B = 0, 5 ma typisk 90 ma. Saturationspændingen over collectoremitter på Q B er ved I B = 0, 5 ma typisk 90 ma, mens saturationspændingen over base-emitter på Q B2 er ved I C = 00 ma typisk 900 ma, jf. datablad [20]. Disse værdier benyttes, da databladet ikke opgiver spændingerne ved de ønskede strømme. Spændingen over lysdioden D B2 er ved I=80 ma typisk,30 V, jf. datablad [23]. Dette giver ud fra ligning 3.4: V RB2 = 5, 39 V 0, 09 V 0, 9 V, 30 V = 3, V (3.5) Dette giver en modstandsværdi på: 40

49 KAPITEL 3. FJERNBETJENING R B2 = V R B2 I RB2 = 3, V 80 ma = 38, 75Ω (3.6) Gaten U B6A kan levere op til 0,5 ma, når den samtidigt skal opretholde sit logiske niveau på min. 4,5 V, jf. datablad [5]. Derfor vælges 0,4 ma, som modstanden R B således skal dimensioneres efter. Spændingen over R B bliver: V RB = V UB6A V QB,BE IB =0,4mA V QB2,BE IC =80mA V DB2 I=80mA [V] (3.7) Base-emitter-pændingen over Q B er ved I C = 0,5 ma typisk 700 ma, jf. datablad [20]. Dette giver ud fra ligning 3.4: V RB = 4, 5 V 0, 7 V 0, 9 V, 30 V =, 6 V (3.8) Dette giver en modstandsværdi på: R B = V R B I RB =, 6 V 0, 4 ma = 4 kω (3.9) Simulering af IR-senderen Det har ikke været muligt at finde en spice-model af den benyttede lysdiode, så i stedet simuleres med dioden DN448. Denne giver kun et spændingsfald på 0,905 V, mod den for dioden LD26-5 forventede spænding på,30 V, hvilket giver en upræcision. Simuleringen viser, at der trækkes 0,57 ma fra OR-gaten U B6A mod de ønskede 0,40 ma. Selvom det i hvert fald delvist skyldes den fejlagtige spice-model, vælges det alligevel at justere modstandsværdien af R B iterativt derefter. Spændingsfaldet over modstanden er i simuleringen 2,28 V: R B,ny = R B,ny = V R B I RB,ønsket 2, 28 V 80 ma [Ω] (3.20) = 5, 70 kω (3.2) En ny simulering med denne værdi viser, at gaten leverer 0,45 ma, hvilket anses for acceptabelt. Udfra de modstandsværdier, der er til rådighed, vælges R B = 5, 62 kω og R B2 = 38, 3 Ω. Dette giver en strøm fra gaten på 0,420 ma og en strøm gennem lysdioden på 96,0 ma. På baggrund af den forkerte spicemodel, anses det for acceptabelt. 4

50 KAPITEL 3. FJERNBETJENING P3 rapport Gr Verifikation af IR-senderen IR-sender-blokken er verificeret i målejournalen D. Her blev den maksimale strøm fra gaten bestemt til 0,367 ma og den maksimale strøm gennem lysdioden til 80,0 ma. Den lave strøm fra gaten kan skyldes, at en forkert spice-model af dioden blev benyttet. 3.8 Verifikation af Fjernbetjening Fjernbetjeningens funktion er verificeret i målejournalen F, og den lever op til alle krav. 42

51 KAPITEL4 IR-modtager Blok C, IR-modtager-funktionsblokken, har til opgave at modtage og behandle IR-signalet som sendes fra Fjernbetjeningen og sende det videre til Bruger I/O-blokken. 4. Grænseflader Grænsefladerne til funktionsblokken er vist på figur 4.. Dets input og output er følgende: Figur 4.: IR-modtager funktionsblokkens grænseflader Input: IR-signalet fra fjernbetjening er enten et Op-signal på,875 khz eller et Ned-signal på 234 Hz, som sendes ud med en bærefrekvens på 30kHz. Output: Pulser på min 5 µs med et interval på 0,3 s, til Bruger I/O. 43

52 KAPITEL 4. IR-MODTAGER P3 rapport Gr Opdeling af komponentblokke IR-modtageren er delt op i 3 komponentblokke, som kan ses på figur 4.2. Her er funktionsblokkens eksterne input og output udenfor funktionsblokken, mens interne input/output er mellem komponentblokkene og beskriver grænsefladerne imellem blokkene. Figur 4.2: Komponentblok-opdeling af funktionsblokken IR-modtager IR-modtagerkreds, er en færdig bygget IR-modtager. Den modtager signalet fra fjernbetjeningen, som enten er et Op- eller Ned-signal på hhv.,875 khz eller 234 Hz med en bærefrekvens på 30 khz. Dette signal sendes videre som en pænt digital puls, hvor pulsernes længde T er bestemt af Op- eller Nedsignalet på deres respektive frekvenser. IR-modtager filter-blokken, har til opgave at sortere Op- og Ned signalerne, som er modtaget af IRmodtagerkredsen, fra hinanden. Denne blok kunne konstrueres vha. digital databehandling. Da det her ønskes, at holde fokus på analog elektronik, er det dog valgt at lave det vha. analoge filtre. Denne blok består derfor af to aktive filtre, de har hver i sær til opgave at lade enten Op- eller Ned-signalet blive forstærket og passere igennem, mens alt andre frekvenser bliver filtreret fra. Dette fungere på den måde, at IR-modtagerkredsens output går til begge filtre, hvor det ene filter er designet til at lade Op-signalet 44

53 KAPITEL 4. IR-MODTAGER slippe igennem og dæmpe for Ned-signalet og evt. støj. Derfor får den tildelt navnet Op-filter, og det andet filter, som kaldes Ned-filter, lader Ned-signalet slippe igennem og dæmper Op-signalet og evt. støj. Efter filtrering sendes det modtagne signal videre i form af pæne digitale pulser. IR-modtager tæller består af to tællere. Én til at tælle antallet af modtagne pulser af Op-signalet og én til at tælle antallet af pulser af Ned-signalet. Tællerne er hver forbundet til enten Op-filteret eller Ned-filteret, hvor de minimum skal modtage 4 pulser, for at sende en puls videre til Bruger I/O. Pulsen fortæller, om Bruger I/O skal gå et niveau op eller ned i volumen. Efter tællerne har sendt en puls, vil den blive resat, og kan først efter ca. 0,3 s tælle forfra. 4.3 IR-modtagerkredsen Denne komponentblok er en færdig bygget IR-modtagerkreds som er koblet som vist på figur 4.3. Kredsen er af typen SFH50-30 [6] og er beskrevet i appendiks under IR-teori B. Den fungerer ved, at den skal modtage et signal med en frekvens på 30 khz, før den sender noget ud af dens ouput. For at opnå maksimal følsomhed, skal signalet bestå af mindst 6 pulser. Kredsen er aktiv-low, hvilket betyder, at den vil være høj i hvile og gå lav, idet den modtager signal ved 30 khz. Kredsen opererer ved en forsyningsspænding på 5V. Den maksimale spænding som SFH50 kan levere, er 4,5 V ved 0 µa [6]. Det ønskes at få så stor en spænding ud af SFH en og derfor skal der sørges for at impedansen, som den vil se ind i, er dimensioneret korrekt. Impedansen skal således ifølge ligning 4. min: Figur 4.3: IR-modtagerkreds komponentblok R in = V SFH50 = 4, 5 V I SFH50 0 µs = 450 kω (4.) Desuden er der koblet til et RC-led som har funktionen af filtrere støj fra forsyningen, dette er angivet i komponentens datablad [6]. Ifølge databladet, skal modstanden være 00Ω og kondensatoren 45

54 KAPITEL 4. IR-MODTAGER P3 rapport Gr. 37 4, 7µF, og der er valgt en modstand på 82Ω og en kondensator på 4, 7µF. Dette fjerner evt. støj på forsyningsspændingen og med de valgte komponenter giver det en knækfrekvens på: f 0 = R C C C 2π = 82 Ω 4, 7 µs 2π = 43 Hz (4.2) 4.4 IR-modtager filter Denne komponentblok består en dæmpningkreds som er forbundet til to buffere. Hver af disse er koblet til et aktivt Sallen-Key bånd-pas filter. Disse er koblet til hver deres komparator. Figur 4.4 viser dæmpningskredsen, Op- og Ned-filteret og komparatorerne. HI HI Rc5 signal_in Rc2 48k Rc3 32k Cc2 220p V+ V- 3 LO HI Uc OPA350 OUT 4 Rc Cc4 00n HI Cc3-00n V+ V- 3 OP-Filter HI Uc2 OUT 4 OPA350 Rc LO Rc8 Rc82 Rc7 Rc LO HI HI Rc0 6.67k LO V+ V- 3 Rc9 Rc92 20k 20k LO Uc3 OUT 4 OPA350 Komparator OpFilter_OUT Rc LO V+ V- 3 LO Uc4 OPA350 OUT 4 Rc Cc6 00n Cc5 00n Rc Rc V+ V- 3 Uc5 OUT 4 OPA350 Rc LO Rc4 Rc Rc6 HI Rc6 6.67k V+ V- 3 Rc62 Uc6 OUT 4 OPA350 NedFilter_OUT 20k 20k LO Dæmpningskreds HI LO NED-Filter HI LO Komparator Figur 4.4: På figuren ses hele filterkomponentblokken. 46

55 KAPITEL 4. IR-MODTAGER 4.4. Dæmpningskredsen Dæmpningskredsen er dimensioneret således, at den dæmper ligeså meget, som filteret forstærker. Den anvendte båndpasfilter har en 4 gange fortærkning, hvilket vil blive beskrevet nærmere i afsnit Der ønskes derfor 4 ganges dæmpning. Samtidig skal det sikres, at modstanden, som modtagerkredsen ser ind på, bliver 450 kω, jf. afsnit 4.3. Med en spændingsdeling på 4, bliver modstandsværdierne: R C2 = 3 450kΩ = 48 kω 4 (4.3) R C3 = 450kΩ = 32 kω 4 (4.4) For ikke at belaste de to op-amp s i bufferne unødvendigt, kobles en kondensator som laver firkantpulserne mere runde. Sammen med modstandende R C2 og R C3 udgør den et RC-led, som dimensioneres til at sortere alt højfrekvens fra. Det vælges, at knækfrekvensen skal være mindst en dekade efter den højeste frekvens, der skal passere igennem. Derfor bliver kondensatorværdien: C C2 = = R C2 R C3 ω 0 R C2 R C3 875 Hz 0 2π rad/s [F] (4.5) ( = 286pF ) kω π rad/s (4.6) Der vælges en kondensator på 220pF, dette giver en knækfrekvens på: f = R C2 R C3 C C2 2π = ( = 24 khz (4.7) ) kω 220 pf 2π Der indsættes en buffer på indgangen af hver filter, så filtrene ikke påvirker hinanden. Hertil vælges en OPA350 [24] Sallen-Key båndpas filter For at forstærke den ønskede frekvens og samtidig dæmpe unødvendig signaler, anvendes et Sallen-Key båndpas-filter [25, s ]. Dette er et aktivt 2. ordensfilter, som giver en kompleks pol, hvilket ønskes for både at opnå en forstærkning af den ønskede frekvens samt at opnå en effektiv dæmpning af andre frekvenser. På figur 4.5, ses Sallen-Key båndpas-filtret, som anvendes til design af filtrene. 47

56 KAPITEL 4. IR-MODTAGER P3 rapport Gr. 37 Figur 4.5: Sallen-Key Båndpass filter Ned-filter Filteret skal designes, så centerfrekvensen bliver på f Ned = 234 Hz for Ned-filteret og f Op = 875 Hz for Op-filter. Dertil ønskes en præcision på 0% fra centerfrekvensen. Dette betyder, at frekvensen f _Ned vil ligge 0 % før, mens f 2_Ned vil ligge 0 % efter centerfrekvensen. Disse frekvenser og båndbredden, BW, for Ned-filteret bliver: f _Ned = 234 Hz 0, 90 = 2 Hz (4.8) f 2_Ned = 234 Hz, 0 = 257 Hz (4.9) BW Ned = 257 Hz 2 Hz = 46 Hz (4.0) Se også figur 4.6. Quality faktoren, Q, fortæller hvor bred eller small filteret bliver. Jo højere Q, jo smallere filter. Ifølge bogen Electric circuits kan Q-faktoren kan udregnes som følgende [25, s.770]: Q Ned = ω 0_Ned 234 Hz = BW Ned 46 Hz = 5 (4.) Ved at vælge en kondensator, C Ned, på 00 nf kan modstandsværdien, R Ned, bestemmes: 48

57 KAPITEL 4. IR-MODTAGER Figur 4.6: frekvensrespons for båndpass filter, med ω 0 som centerfrekvens ω 0_Ned = R Ned = R Ned C Ned R Ned = 234, 375 2π 00 nf ω 0_Ned C Ned (4.2) = 6, 79 kω (4.3) Dette betyder, at modstandene R C = R C2 = R C4 = R Ned og R C5 = 2 R Ned Derefter findes A-faktoren (igen som førnævnte bog angiver [25, s.770]): A = 3 Q = 3 5 = 2, 8 (4.4) Derefter findes forstærkningen[25], k, som er givet ved ligning 4.5: k = A Q = 2, 8 5 = 4 (4.5) Hermed kan den sidste modstandsværdi findes, som er givet ved ligningen 4.6, jvf. figur 4.5: R C3 = (A ) R Ned = (2, 8 ) 679 Ω = 2223 Ω (4.6) Med disse oplysninger kan vi dimensionere Ned-filteret, som ses på figur 4.4. En lille ændring er, at modstandene R C5( 2) og R C4( 2) er delt op i 2 parallelforbindelser. Dette er gjort fordi hele funktionsblokken kun er forsynet med HI og LO. Dette betyder, at signalet på udgangen af filteret vil svinge omkring 2,5 V, som ses på figur 4.9. Modstandsværdier var oprindelig for R C5 = 2R Ned og R C4 = R Ned,jf. figur 4.5, hvor de nye modstandsværdier svarer til 2R C5 og 2R C4. 49

58 KAPITEL 4. IR-MODTAGER P3 rapport Gr Op-filter Som ovenstående metode beregnes Op-filteret. Centerfrekvensen f Op = 875 Hz og vi beregner med en præcision på 0% dvs. Q-faktor lig 5: f Op = 875 Hz (4.7) f _Op = 875 Hz 0, 9 = 687, 5 Hz (4.8) f 2_Op = 875 Hz, = 2062, 5 Hz (4.9) BW Op = 2062, 5 Hz 687, 5 Hz = 375 Hz (4.20) Modstandsværdien bestemmes ud fra formel 4.2, hvor der vælges en kondensator på 00nF: ω 0_Op = R Op = R Op C Op R Op =, 78 kω 00 nf ω 0 C Op [Ω] (4.2) = 848, 83 Ω (4.22) Dvs. at R C4 = R C5 = R C7 = R Op og R C8 = 2 R Op A-faktoren og forstærkningsgraden er den samme som ved Ned-filteret. Dvs., A = 2,8 og k = 4, fordi Q-faktoren er den samme. Den sidste modstandsværdi findes som følger (jf. figur 4.5 [25]): R C6 = (A ) R Op = (2, 8 ) 848, 83 Ω = 527, 89 Ω (4.23) Operationsforstærkeren som bruges til begge filtre, er en OPA-350. Figur 4.4 viser det designede Opfilter. En bodeplot af begge filtre er vist på figur 4.7 og 4.8. Det ses, at centerfrekvenserne er ved de ønskede frekvenser som er hhv. 234Hz og 875Hz, det ses også, at toppen rammer 0 db som er max forstærkning. På figur 4.9 ses ind- og udgangen af Op-filteret, hvor der sendes et digitalt,875 khz signal ind på indgangen som måles inden dæmpningskredsen. Udgangen måles lige før komparatoren, se evt. figur 4.4. Det ses, at udgangen på filteret er en sinuskurve, som næsten når op V HI og V LO, ved den frekvens som den er designet til. På figur 4.0 ses det, at hvis man sætter Ned-signalet igennem Op-filteret bliver det dæmpet. De samme egenskaber har Ned-filteret også Komparator Det ønskes, at sende et pænt digitalt signal videre til næste funktionsblok, som er IR-modtager tællerblok. Signalet som kommer ud af filteret er ikke et digitalt signal. Derfor er det nødvendigt med en komparator 50

59 KAPITEL 4. IR-MODTAGER Forstærkning / db V(out)/V(in) Bodeplot NED filter 234 Hz Frekvens / Hz Figur 4.7: Bodeplot af Ned-filter som viser den ønskede centerfrekvens på 234 Hz 0 Bodeplot OP filter Forstærkning / db Hz 40 V(out)/V(in) Frekvens / Hz Figur 4.8: Bodeplot af Op-filter som viser den ønskede centerfrekvens på 875 Hz til at omdanne signalet til et pænt, digitalt signal. Komparatoren består af en operationsforstærker koblet som en Schmitt trigger. Som beskrevet tidligere, er funktionsblokken forsynet med digital høj- og lav-forsyning med 5 V imellem (HI og LO). Det betyder, at signalet på udgangen af filteret vil svinge ved 2,5 V. Hysterese-niveauet på Schmitt triggeren designes således, at den trigger ved 3,5 V og,5 V. På figur 4., ses en af komparatorerne (det kan bemærkes, at den er inverterende). For at dimensionere modstandsværdierne, vælges først R C9 = 0kΩ. Heraf kan strømmen, der løber i knudepunktet ved tilbagekoblingen til plus på operationsforstærkeren, beregnes. Spændingsniveauet på plus-indgangen skal svare til et af hysterese-niveauerne. Det regnes med det lave hysterese-niveau (,5V) på plus-indgangen på operationsforstærkeren (men det høje niveau vil give samme resultat). 5

60 KAPITEL 4. IR-MODTAGER P3 rapport Gr. 37 Figur 4.9: Ind- og udgangen på Op-filteret, samme simulering fåes for Ned-filteret Spænding / V NED signal dæmpet i OP filter Out In Tid / s Figur 4.0: Udgangen på Op-filter med Ned-inputsignalet som er på 234 Hz. Det ses, at Op-filteret dæmper signalet. 52

61 KAPITEL 4. IR-MODTAGER Figur 4.: komparator I RC9 = HI LO 2 V lavhysterese (2, 5, 5)V = R C9 0 kω = 0, ma (4.24) Det vil sige, at R C0 bliver R C0 = V lavhysterese I RC9 =, 5 V 0, ma = 5 kω (4.25) For at DC-offsettet skal passe med resten af systemet laver vi en parallelkobling af R C9 modstanden. Således, at de parallelkoblede modstande svarer til 2 R C9, hvor parallelkoblingen af R C9 = R C92 = 2RR C9. Den ene modstand vil være koblet til HI og den anden til LO forsyning, se figur 4.. Dermed vil komparatorens hysterese-niveauer ligge omkring de ønskede 2,5 V. Et krav til operationsforstærkeren er, at den skal være rail-to-rail. Derfor vælges en OPA350 [24]. På figur 4.2 ses en simulering af komparatoren Verificering IR-modtager komponentblokken blev verificeret i målejournalen IR-modtager, se appendiks H. Det er blevet verificeret, at Op-filteret lader Op-signalet på,875 khz slippe igennem og blokerer for Ned- 53

62 KAPITEL 4. IR-MODTAGER P3 rapport Gr V(in) V(out) Høj hysterese Lav hysterese Komparator 3.5 Spænding / V Tid / s x 0-3 Figur 4.2: Grafen viser input og output af komparatoren. Hysterese-niveauerne er på,5 og 3,5 volt. Sinuskurven er udgangen på filteret. Det ses, at hver gang filter-signalet rammer hysterese-niveauet, skifter Smith-triggeren udgangssignal. signalet på 234 Hz. Ned-filteret lader Ned-signalet slippe igennem og dæmper for Op-signalet. Se figur 4.3 og 4.4. Komparatoren fungerede også efter hensigten. Den triggede på dens øvre og nedre hysterese-nivaeu på henholdsvis 3,5 V og,5 V. 4.5 IR-modtager tæller Denne komponentblok består af 2 tællere, en NOR-Gate og en monostabilt koblet 555 er, som vist på figur 4.5. Blokken fungerer på den måde, at signalet fra filtrene, som er firkantpulser med enten Opeller Ned-frekvensen, bliver sendt ind i tællerne [8]. Den tæller, som modtager pulser, vil begynde at tælle op til et bestemt niveau, hvor den vil sende en puls ud til Bruger I/O og en puls via en NOR-gate, til 555 er ([26]) som vil resette begge tællere, således at de er klar til at tælle forfra efter en tidsmargin. Her bemærkes, at begge tællere bliver resat på samme tid. Det betyder også, at i tilfælde, at en af tællerne skulle gå hen og modtage nogle få fejl-pulser, vil den være klar til at tælle forfra, når den anden har sendt en puls ud. Hvordan de valgte tællere fungerer, er allerede blevet beskrevet i kapitel 2 afsnit 2.4., og vil derfor ikke blive uddybet her. I tabel 4. ses en sandhedstabel over tællerne. 54

63 KAPITEL 4. IR-MODTAGER Måleresultater Simulering Peak peak spænding / V Frekvens / Hz Figur 4.3: Figuren viser Op-filteret. Den kantede graf er målte værdier og den pæne kurve er simulerings-grafen. Det ses, at de tilnærmelsesvis ligner hinanden, hvilket betyder, at filteret fungerer efter hensigten. Op/Ned Tæller Out Tabel 4.: sandhedstabel over tællerne Ved 4. puls, vil en af tællerne sende en puls som går direkte til Bruger I/O og til en NOR-gate U C9A. Denne gate er høj normalt, og vil gå lav når den modtager en puls. Gatens output vil være inverteret, og derfor vil den sende en puls der går lavt. 555 eren er koblet monostabilt således, at den sender en puls, når den får en nedadgående flanke på dens triggerben, fra NOR-gaten [27, s.200]. Pulsens længde, som 555 eren sender ud, er defineret ud fra ligning 4.26 [27, s.20]. Denne puls definerer desuden intervallet mellem hver puls som sendes ud til Bruger I/O. T = R C23 C C0 ln3 [s] (4.26) Pulsens længde ønskes på mindst 250 ms og kondensatoren C C0 s værdi vælges til µf: R C23 = T C C0 ln3 = 250 ms = 228 kω (4.27) µf ln3 55

64 KAPITEL 4. IR-MODTAGER P3 rapport Gr Måleresultater Simulering Peak peak spænding / V Frekvens / Hz Figur 4.4: Figuren viser Ned-filteret. Den kantede graf er målteværdier og den pæne kurve er simulerings-grafen. Det ses, at de tilnærmelsesvis ligner hinanden, hvilket betyder, at filteret fungerer efter hensigten. Figur 4.5: IR-modtager tæller kredsløb Tællerne skal resettes, når systemet tændes. Dette gøres vha. RC-ledet ved udgangen af 555 eren. I Bruger I/O afsnit 2.4., er dette beskrevet, således at den puls, som sendes til tællernes reset, er større end 5 µs. Desuden fungerer RC-ledet som en tidsforsinkelse for 555 eren resetpuls. Dette skyldes, at 56

65 KAPITEL 4. IR-MODTAGER OUTPUT-pulsen fra tællerne skal nå at blive sendt ud, før tællerne bliver resat. RC-ledets resetpuls er bestemt i ligningen 4.3. Længden af pulsen, der sendes Bruger I/O, bliver den samme. Værdien t sættes til 5 µs, v CC7 (t) sættes til,5 V, v CC7 ( ) sættes til 5 V, v CC7 (0 + ) sættes til 0 V og R C5 sættes til 5 kω. Herefter kan C C7 beregnes, som vist i ligningen herunder. C C7 = t ( ) vcc7 ( ) v CC7 (0 + ) ln R C22 v CC7 ( ) v CC7 (t) C C7 = 0µs ( ) 5 0 5kΩ ln 5, 5 C C7 = 5, 6 nf [Ω] (4.28) [Ω] (4.29) (4.30) Vi bruger en 4 nf kondensator. Dette giver en pulslængde på: t = 4 nf 5kΩ ln 5 = 7 µs (4.3) 5, 5 Pulsen, som sendes ud til Bruger I/O, har den samme længde som pulsen fra RC-ledet beregnet herover. Dette skyldes, at 555 erens reset-puls som sendes til tællernes resetben vil være den tid forsinket, som det tager kondensatoren at oplade, hvilket svare til de 7 µs Verificering Det blev verificeret, at tællerne resettes ved 4. input og intervallængden mellem hver OUTPUT-puls blev målt til 246 ms. Se evt. appendiks H. 4.6 Verificering af funktionsblokken Hele funktionsblokken blev verificeret i målejournalen IR-modtager, se appendiks H. Funktionsblokkens ydre grænseflader blev testet. Der blev sendt et Op-signal til IR-modtagerkredsen, og på udgangen af funktionsblokken, modtag man Op-pulsen som et pænt digitalt signal. Dette samme skete for Nedsignalet. Dermed fungerer funktionsblokken efter hensigten. 57

66 KAPITEL5 Tone- og Volumenkontrol I dette kapitel designes den første funktionsblok, som musiksignalet fra afspilleren skal sendes igennem: Tone- og volumenkontrol. Denne funktionsblok skal sørge for, at lyden indstilles til den valgte lydstyrke for hele frekvensbåndet (dvs. det ønskede volumen niveau), såvel som bas og diskant områderne skal kunne styres separat. 5. Grænseflader Figur 5.: Grænseflader til Tone- og volumenkontrol Tone- og volumenkontrol blokken skal manipulere med det musiksignal, det får ind og herefter sende det videre til effektforstærkeren. Denne lydregulering skal bestemmes ud fra tre digitale bit kombinationer fra Bruger I/O blokken, se figur 5.. Der er endvidere krav om, at lydsignalet ikke må påvirkes alt for meget på en uhensigtsmæssig måde (jf. afsnit.3.4). Det medfører, at THD må ikke overstige 0,2% 58

67 KAPITEL 5. TONE- OG VOLUMENKONTROL og frekvensgangen (med tonekontrol på neutral) må ikke afvige mere end ± db i forhold til den forstærkning, der er ved khz. Blokken skal kunne håndtere indgangsspændinger fra 0,2 til 2,8 V og have en indgangsimpedans på min. 22 kω og udgangsimpedans på max 00 Ω. 5.2 Opdeling i komponentblokke Tone- og volumenkontrollen opdeles i tre komponentblokke med hver deres opgave og andel af de forskellige krav fra sidste afsnit, som vist på figur 5.2. Det vælges, at første komponentblok skal være volumenkontrollen, da systemet skal være i stand til at kunne håndtere indgangssignaler fra 0,2 til 2,8 V. Ved at placere denne blok først sikrer vi os, volumen niveauet kan indstilles sådan, at en evt. justering af bas/diskant niveauet også kan lade sig gøre. Hvis volumenkontrollen ikke var først, ville signalet nemmere blive klippet, hvis man forsøgte at forstærke bas/diskant ved et indgangssignal på 2,8 V. Herefter kommer baskontrollen og til slut diskantkontrollen. Det vælges, at udgangsimpedansen af de enkelte komponentblokke skal være under 00 Ω og indgangsimpedansen i bas og diskant blokkene skal være 0 kω eller derover, hvormed forskellen er med en faktor 00. Kravene til de tre komponentblokke er listet i tabel 5. Figur 5.2: Komponentblokkene i Tone og volumenkontrollen med deres grænseflader Ifølge kravene (jf. afsnit.3.4) skal en nominel kildespænding på 0,5 V ved det maksimale volumen trin (niveau 63) kunne forstærkes 6 gange, uden at signalet klippes. Dette giver en peak spænding på minimum 0, 5 V 2 6 = 4, 24 V. Forsyningsspændingen (±V DD ) vælges til ± 7,5 V (se efterfølgende afsnit for begrundelse). 59

68 KAPITEL 5. TONE- OG VOLUMENKONTROL P3 rapport Gr. 37 Volumen Bas Diskant Forstærkningsinterval / db 0 til -63 (ift til 6 v in ) -6 til 6-6 til 6 Step / db Grundtone /Hz Præcision (ift. grundtone) / db ± 0,5 ± 0,5 ± 0,5 Frekvensgang ved neutral ±0,3 ±0,35 ±0,35 tonekontrol (ift khz) /db Min. indgangsimpedans / kω Max udgangsimpedans / Ω Tabel 5.: Krav til de tre komponentblokke i Tone- og volumenkontrollen Den første blok skal endvidere starte med at fjerne eventuelle DC offset på musiksignalet inden signalet behandles. 5.3 Volumenkontrol Volumenkontrollen skal kunne forstærke indgangssignalet 6 gange (ved volumen niveau 63) og kunne dæmpe det 62 db ift. dette maksimale niveau. Ved volumen niveau 0 skal der slukkes for signalet. Det vælges, at bruge en op-amp koblet som inverterende forstærker med 8 forskellige modstande, som der kan skiftes imellem i indgangen og 8 forskellige tilbagekoblingsmodstande. Til at skifte imellem modstandene vælges to 3-bit multiplexere af typen 405 [28]. Disse kan operere ved forsyningsspænding på 5 til 5 V, men er dog klart mest lineær ved 5 V forsyning. Her er den indre modstand også klart mindst (derfor valget af forsyningsspænding i forrige afsnit). Multiplexeren skal også bruge en spændingsforsyning til de digitale niveauer. Den digitalt set høje spændingsforsyning er fælles med den anden spændingsforsyning, mens den spændingsforsyning, der svarer til et digitalt lavt niveau defineres som LO. Derfor bliver digital høj spændingsforsyning (HI) på 7,5 V og digital lav spændingsforsyning (LO) på 2,5 V. Da multiplexeren er den eneste IC, som forbinder det analoge kredsløb til håndtering af musiksignalet (de to funktionsblokke: Tone- og Volumenkontrol og Effektforstærker) med det resterende overvejende digitale kredsløb, er dette ikke noget problem. Det vælges, at tilbagekoblingsmodstandene skal sidde i serie, hvormed der altid vil være tilbagekobling - også midt i et skift fra et volumentrin til et andet. Indgangsmodstandene vælges til at side parallelt, da musiksignalet derfor skal igennem multiplekseren. Fordelen ved dette er, at man vha. enable benet på denne kan slukke helt for signalet ved niveau 0. Der bruges en 8 input NAND gate af typen 4068 [3] til at identificere, hvornår volumen niveauet er 0 (repræsenteret af det binære tal ). Hele kredsløbet for volumenkontrollen er vist på figur 5.3. Op-amp en skal kunne operere ved 20 khz sinus med peak udsving. På baggrund af dette udregnes slew rate kravet. Påkrævet peak spænding er som nævnt 4,24 V (jf. afsnit 5.2). Dette giver et slew rate krav på: 60

69 KAPITEL 5. TONE- OG VOLUMENKONTROL Vol4 Vol5 Vol6 LAV VDD -VDD LO UD A B 0 C 9 EN 6 X VDD 6 VEE 7 VSS 8 X0 X X2 X3 X4 X5 X6 X7 RD In CD 3u RD Vol Vol2 Vol3 ON VDD -VDD LO A B C EN VDD VEE VSS UD-2 X X0 X X2 X3 X4 X5 X6 X RD RD RD RD RD RD- 30k RD RD-22 RD-23 RD OP VDD 4 V- + OS2 UD- VDD V+ 7 OS OUT RD-24 RD-27 RD-26 RD Vol Vol2 Vol3 Vol4 Vol5 Vol HI UD LAV RD- 0k 0834 LO 3 ON Out LO Figur 5.3: Kredsløbsdiagram over volumenkontrollen SR dv dt = d dt (v peak sin(ω max t)) = v peak ω max [V/s] (5.) = 4, 24 V 20 khz 2π = 0, 53 V/µs (5.2) Med dette krav for øje er der fundet fire potentielle op-amps, som er sammenlignet i tabel 5.2. Det vurderes, at en lav noise voltage og GBW på 8 MHz er tilstrækkeligt. Derfor vælges OP27 [29] da den støjer mindst og desuden har oplyst alle de værdier, der anvendes i sammenligningen. Forstærkningen for en inverterende op-amp kobling er givet ved tilbagekoblingsmodstanden divideret med indgangsmodstanden. Den mindste indgangsmodstand bruges derfor sammen med den største tilbagekoblingsmodstand, når den størst mulige forstærkning ønskes. Der ønskes en indgangsmodstand på min 22 kω, og der vælges derfor en indgangsmodstand på 30 kω. Den maksimale forstærkning svarer til en faktor 6, summen af alle tilbagekoblingsmodstande i serie skal derfor være 30 kω 6 = 80 kω. 6

70 KAPITEL 5. TONE- OG VOLUMENKONTROL P3 rapport Gr. 37 Model Slew rate Noise voltage Noise current I B V offset GBW OP27, 7 V /µs 4, 5 nv / Hz 0, 6 pa / Hz 80 na 00 µv 8 MHz OPA27, 7 V /µs 4, 5 nv / Hz 0, 6 pa / Hz 80 na 00 µv 8 MHz TLE V /µs 7 nv / Hz 2, 8 fa / Hz 75 pa 4 mv 9, 4 MHz NE V /µs 4, 5 nv / Hz 0, 6 pa / Hz 500 pa 4 mv 0 MHz Tabel 5.2: Tabel med op-amps. Noise er opgivet ved khz, GBW er typiske værdier alle andre tal er worst case Det vælges, at hvert modstandstrin i indgangsmodstandene skal resultere i db dæmpning. Dvs. at når man går et volumen niveau ned, dæmpes signalet med db, ved at indgangsmodstanden skiftes til den næste i rækken. Et skridt i tilbagekoblingen giver et step på 8 db. Den mindste modstand i tilbagekoblingen R D 2 kan dermed bestemmes ud fra, at den skal være 56 db lavere end den samlede modstand i tilbagekoblingen, som udregnet herunder: R D 2 = 80 kω 0 56/20 = 285 Ω (5.3) De øvrige værdier er udregnet i filen ORCAD- OG MATfiler/Tone- og volkontrol/vol-kompværdier.pdf vha. Maple og kan ses på kredsløbsdiagrammet figur 5.3. Multiplexeren har en indre modstand på typisk 50 Ω og max 55 Ω, modstanden R D 2 er ikke meget større end denne værdi, derfor vælges det at trække 50 Ω denne, for på den måde at kompensere for fejlen ved en typisk situation. Dette giver dog stadigvæk ved maksimal indre modstand i multiplexeren en dæmpning på: 0 (235+55)/80000 = 53, 3 db, hvor det ønskede er 56 db. Altså en afvigelse på 2,7 db. En anden mulighed ville være at gange alle modstandsværdier med en faktor, så den indre on modstand i multiplexeren ikke har samme betydning. Dette ville dog gøre den største sammenlagte modstand (pt. på 80 kω) meget stor, og da den præcise modstand for off kun er oplyst som high impedance vælges det, at bevare de beregnede modstande. Dette gøres, fordi det vurderes vigtigere, at de høje volumentrin er præcise end de laveste 8 til 6 volumen trin, som berøres mest af on modstanden i multiplexeren, da disse ikke er af højeste interesse for brugeren. Volumen blokken AC-kobles med signalkilden vha. en kondensator for at eliminere evt. DC-offset. Forstærkningen for et RC-højpasfilter med knæk frekvensen ω 0 er givet ved: H(jω) = jω jω + ω 0 = + ω 0 = jω H(jω) 2 = + ( ) [ ] (5.4) 2 + ω0 ω ( ) 2 ω0 [ ] (5.5) ω 62

71 KAPITEL 5. TONE- OG VOLUMENKONTROL ω 0 = ω H(jω) 2 [ ] rad s (5.6) For dette filter gælder at ω 0 = /(R D in C D ). C D isoleres: C D = R D in ω H(jω) 2 [F] (5.7) For at sikre, at kondensatoren ikke påvirker vores strenge krav til frekvensgangen på volumenkontrollen vælges det, at den ikke må sænke signalet på 20 Hz med mere end 0,05 db. Den mindste indgangsmodstand (R D in ), der er i blokken, er på 30 kω. Dette giver en kondensator værdi på: C D = 2, 5 µf (5.8) 30 kω 2π 20 Hz (0 0,05/20 ) 2 Der vælges derfor 3 parallelkoblede µf kondensatorer. 5.4 Simulering af volumen kontrol Det har ikke været muligt at finde en Spice model for multiplexeren, hvorfor en simulering med denne ikke har fundet sted. Simuleringen med en 50 Ω modstand i erstatning for multiplexer gav det ønskede resultat ved khz. Den største afvigelse i forhold til den ønskede dæmpning i db var ved volumen niveau 7 (dæmpning på -56,023 db, hvor -56 db var ønsket) og ved volumen niveau 8 (dæmpning på -57,022 db, hvor -57 db var ønsket). Alle øvrige niveauer var afvigelsen max 0,02 db. Forstærkningen ved de forskellige volumen niveauer er en lille smule frekvensafhængig. Et eksempel på dette ses i figur 5.4, hvor frekvensgangen for det maksimale volumen niveau (niveau 63) er vist. Dette er gennemgående for alle volumen trin pga. C D på indgangen, men af ubetydelige størrelse. 5.5 Test af volumen kontrol Målejournalen findes i appendiks I.For alle volumentrin blev forstærkningen ved khz testet, resultatet ses på figur 5.5. Her ses det, at volumen niveauerne ligger fint på linje som ønsket. Fra volumen niveau 63 ned til niveau overholdes kravene om en maksimal forstærknings afvigelse på 0,5 db ift. den ønskede forstærkning. Den maksimale afvigelse var her ved volumen niveau 2 (0,48 db). Ved niveau,2,3,4,5,6, overholdes kravet ikke. Den største afvigelse var ved volumen niveau (,4 db). For hver femte volumen niveau (63, 58, 53...) blev der yderligere foretaget målinger ved 20 Hz og 20 khz for 63

72 KAPITEL 5. TONE- OG VOLUMENKONTROL P3 rapport Gr. 37 Forstærkning / db Bodeplot V(out)/V(in) Frekvens / Hz Figur 5.4: Simulering af frekvensgangen ved maksimalt volumen niveau (63) at undersøge frekvensgangen. Kravet på en frekvensgang på ± 0,3 db blev overholdt ned til niveau 8. Ved niveau 3 blev 20 Hz forstærket med 0,9 db mere end khz. Generelt kneb det med at overholde kravene ved de laveste volumen niveauer, men da standarderne for Hifi-forstærkere kun interesserer sig for de første 26 db dæmpning ift. maks output, anses dette ikke for katastrofalt. Forstærkning iforhold til max / db Måleresultater Volumen niveau Figur 5.5: Måling af forstærkning ved volumen niveauerne ved khz 5.6 Baskontrol Baskontrollen skal kunne reguleres bastonerne, så de forstærkes med -6 db til +6 db, afhængigt af bas niveau. Bas niveauerne er med skridt på db. Niveauet bestemmes ved input fra Bruger I/O i form af et 4 bit 2 s-komplements digitalt tal. Det valgte bas filter ses på figur 5.6. Overføringsfunktionen for filteret er udledt i appendiks A og er givet ved: 64

73 KAPITEL 5. TONE- OG VOLUMENKONTROL CD2 IN RD2- RD2-XX RD2-2XX RD2-2 -VDD OP OS OUT 3 + OS2 U2 0 VDD V- V OUT Figur 5.6: Baskontrol kredsløb. De to modstande med X er er variable modstande, som varieres digitalt vha. en multiplexer H(s) = R D2 2 + R D2 2X s R D2 + R D2 X C D2 R D2 2 (R D2 X +R D2 2X ) R D2 2X +R D2 2 + s CD2R D2 (R D2 X +R D2 2X ) R D2 X +R D2 + [ ] (5.9) hvor R D2 X og R D2 2X er variable modstande, som styre digitalt vha. multiplexere af samme type, som de brugt til volumen kontrol (405 [28]). Det ses, at filteret har både en pol og et nulpunkt. Den maksimale forstærkning ved DC (og dermed også ved meget lave frekvenser) er på: A max = R D2 2 + R D2 2X R D2 + R D2 X [ ] (5.0) Ifølge kravene til baskontrollen skal det halve af den ønskede bas forstærkning være opnået ved frekvensen 200 Hz. De 200 Hz skal altså logaritmisk set ligge præcis mellem polen og nulpunktet. En ligning for denne frekvens (ω(a/2)) er lige ledes udregnet i appendiks A og er givet ved: ω(a/2) = (RD2 + R D2 X )(R D2 2 + R D2 2X ) C D2 (R D2 X + R D2 2X ) R D2 R D2 2 [ ] rad s (5.) Det vælges, at de to variable modstande laves vha. serie koblede modstande, dette sikre at der altid er tilbagekobling til op-ampen og således at signalet ved bas niveau på 0 db kan undlade at passere igennem multiplexeren, da denne ved dette niveau ikke kobler uden om nogle af seriekoblede tilbagekoblingsmodstandene. Det er en fordel, da multiplexerens indre modstand ikke er en 00% lineær modstand. Desuden 65

74 KAPITEL 5. TONE- OG VOLUMENKONTROL P3 rapport Gr. 37 Bas Bas2 Bas3 Bas4-inv VDD -VDD LO Bas Bas2 Bas3 Bas4 VDD -VDD LO Bas4 UD A B 0 C 9 EN 6 VDD 6 VEE 7 VSS 8 UD A B 0 C 9 EN 6 VDD 6 VEE 7 VSS 8 LO 3 UD2-5A CD4049A 8 HI X 3 X0 X X2 X3 X4 X5 X6 X7 Bas4-inv X X0 X X2 X3 X4 X5 X6 X RD2-3 0k IN RD2-0k 0dB -4dB RD2-22 RD2-2 RD2-20 RD dB -5dB -6dB -2dB -db db 2dB 3dB CD2-50n RD2-208 RD2-207 RD2-206 RD2-205 RD2-204 RD2-203 RD2-202 RD2-20 4dB 5dB 6dB k 0dB 4dB RD2-2 RD2- RD2-0 RD2-09 RD2-08 RD2-07 RD2-06 RD2-05 RD2-04 RD2-03 RD2-02 RD2-0 3dB 5dB 6dB 2dB db -db -2dB -3dB -4dB -5dB -6dB k RD2-2 X7 X6 X5 X4 X3 X2 X X X 3 X7 X6 X5 X4 X3 X2 X X X 3 CD2-2 2p 0k OUT VSS VEE VDD EN C B A 405 UD2-4 VSS VEE VDD EN C B A 405 UD2-5 OP VDD 4 V- OS OUT 6 LO -VDD VDD Bas4 Bas3 Bas2 Bas LO -VDD VDD Bas4-inv Bas3 Bas2 Bas OS2 UD2- V+ 7 VDD 8 Figur 5.7: Kredløbsdiagram for den komplette baskontrol med alle komponentværdier vælges det, at multiplexeren kobles med det ene ben på henholdsvis R D2 og R D2 2 og de øvrige ben mellem de seriekoblede modstande, således at indgangen på op-amp en (som er meget følsom over for støj) ikke kobles direkte til multiplexeren. Ved at vælge indgangsmodstanden R D2 til 0 kω og R D2 2 til samme værdi og kondensatoren til 50 nf, samt antage at forstærkningen ved 20 Hz er lig med DC forstærkningen, er de to ligninger med to ubekendte løst for forstærkninger fra -6 (A= 0 6/20 ) til 6 db vha. matematik programmet Derive (udregningerne kan ses i ORCAD- OG MATfiler/Tone- og volkontrol/bas-kompværdier.pdf ). Modstandsværdierne fremgår af figur 5.7 og den beregnede frekvensgang for filteret ses på figur 5.8. Kredsløbet er, ligesom volumenkontrol kredsløbet, simuleret uden 405 multiplexeren. Denne er erstattet af en 50 Ω modstand, og dermed testes hvert niveau hver for sig. Frekvensgangen for simuleringen er ikke vist, da denne er så godt som identisk med den beregnede frekvensgang vist på figur 5.8. De ønskede db værdier ved de enkelte bas niveauer er næsten opnået i 20 Hz, og ω(a/2) er meget konstant omkring 66

75 KAPITEL 5. TONE- OG VOLUMENKONTROL 6 5 Forstærkning / db Frekvens / Hz Figur 5.8: Den beregnede frekvensgang for baskontrollen for de positive bas niveauer. Krydsene er ved ω(a/2). De negative db værdier (bas niveauer) er en perfekt spejling af de viste kurver 200 Hz. Den største afvigelse var på 0,07 db ved ± 6 db (for præcise værdier se tabel I.9 i appendiks A) 5.7 Test af baskontrol Testen af komponentblokken er beskrevet i målejournal I. Ved forsøg viste det sig, at den byggede konstruktion gav sving med en frekvens på khz afhængig af hvilket bas niveau, vi målte. Når multiplexerne ikke var tilsluttet, var der ingen sving. I tilbagekoblingen på op-amp en er der en række seriekoblede modstande, hvor multiplexeren er tilsluttet ind imellem. Multiplexeren påvirker med en hvis kapacitiv belastning, hvilket giver andledning til en række af lav pas filtre i tilbagekoblingen. Det vurderes derfor, at disse kapacitore kan give anledning til fasedrej i tilbagekoblingen. Ved at indsætte en lille kondensator (2 pf) i parallel med tilbagekoblingen, blev der lavet et nulpunkt. Dette fjernede svinget i kredsløbet og alle basniveauer blev derefter testet og fundet til at være meget tæt på de ønskede forstærkninger, som det fremgår af figur 5.9. Den største afvigelse i 20 Hz er på 0, db ved niveau 6. Ved 20 khz er den største afvigelse ved 6 hvor diskanten hæves med 0,5 db. Ved niveau 0 er den største afvigelse i forhold til khz på 0,5 db forstærkning af diskanten (20 khz), hvor 0 db forstærkning var ønsket, da alle frekvenser ved dette niveau gerne skulle passere uhindret. 5.8 Diskantkontrol Diskantkontrollen skal kunne reguleres diskanttonerne, så de forstærkes med -6 db til +6 db, afhængigt af diskant niveau. Diskant niveauerne er ligeledes med skridt på db. Niveauet bestemmes ved input 67

76 KAPITEL 5. TONE- OG VOLUMENKONTROL P3 rapport Gr. 37 Målt forstærkning for bas kontrollen 6 Målt 4 Forstærkning / db Frekvens / Hz Figur 5.9: Den beregnede frekvensgang for baskontrollen ved alle bas niveauer sammenlignet med målinger ved 20 Hz, 200 Hz, khz og 20 khz fra Bruger I/O. Det valgte diskant filter ses på figur 5.0. Overføringsfunktionen for filtret er udledt i appendiks A og er givet ved: RD3-XX RD3-2XX IN RD3- CD3 RD3-2 OP U2 -VDD 4 V- V+ 7 0 VDD OS OUT OS2 6 8 OUT Figur 5.0: Diskantkontrol kredsløb. De to modstande med X er er variable modstande, som varieres digitalt vha. en multiplexer 68

77 KAPITEL 5. TONE- OG VOLUMENKONTROL H(s) = R D3 2 s R D3 C D3 R D3 2X (R D3 X +R D3 ) R D3 X +R D3 2X + s CD3R D3 X (R D3 2X +R D3 2 ) R D3 X +R D3 2X + [ ] (5.2) Og forstærkningen (A max ) af høje frekvenser er ligeledes udledt i appendiks A og er givet ved: A max = R D3 2 RD3 2X(R D3 X + R D3 ) R D3 R D3 X (R D3 2X + R D3 2 ) [ ] (5.3) Og frekvensen hvor ω(a/2): ω(a/2) = R D3 X + R D3 2X C D3 RD3 X R D3 2X (R D3 X + R D3 )(R D3 2X + R D3 2 ) [ ] rad s (5.4) For diskant var det dog ikke lige til at vælge de to faste modstande og kondensatoren og så få ligningerne til at gå op, derfor er de løst numerisk vha. Matlab. For at få en DC forstærkning på vælges R D3 = R D3 2. Dette giver en ligning for R D3 X, når den isoleres i overføringsfunktionen: R D3 R D3 2X R D3 X = R D3 A max + R D3 2X (A max + ) [Ω] (5.5) Ved at lade Matlab steppe igennem mange værdier af R D3 = R D3 2 og mange værdier af R D3 2X og udregne R D3 X og ω(a/2) for hver kombination for alle forstærkninger fra -6 til 6 db fandt Matlab de modstandsværdier, som gav den mest stabile ω(a/2) på 2 khz. Denne iteration skete ved sammenligning af afvigelserne for alle forstærkninger, først kvadreret og siden lagt sammen. Dette gav modstandsværdierne som ses på figur 5.. Den beregnede frekvensgang ved alle diskant niveauer er vist på figur 5.2, og heraf ses det, at den numeriske løsning, som Matlab kom frem til, gav en meget stabil ω(a/2) ved 2 khz. Kredsløbet er simuleret ligesom baskontrollen. Frekvensgangen for simuleringen er ikke vist, da denne er så godt som identisk med den beregnede frekvensgang vist på figur 5.2. De ønskede db værdier ved 20 khz opnås næsten og ω(a/2) er konstant ved 2 khz. Den største afvigelse ift. v in ved 20 khz var ved diskant niveau ±6, hvor der var en forstærkning på ±5,936 db. Dette svarer til en afvigelse på 0,064 db ift. den ønskede forstærkning på 6 db. Ved ω(a/2) er den ønskede forstærkning opnået med tre betydende cifre. (For præcise simulerede værdier se tabel I.7 i appendiks I) 69

78 KAPITEL 5. TONE- OG VOLUMENKONTROL P3 rapport Gr. 37 0db 6db LO -VDD VDD VSS 8 VEE 7 VDD 6 Diskant4 EN 6 Diskant3 Diskant2 Diskant X7 X6 X5 X4 X3 X2 X X0 C 9 B 0 A X 3 UD LO -VDD VDD Diskant4-inv Diskant3 Diskant2 Diskant RD3-22 RD3-2 RD3-20 RD3-209 RD3-208 RD3-207 RD3-206 RD3-205 RD3-204 RD3-203 RD3-202 RD3-20 5db 4db 3db 2db db -db -2db -3db -4db -5db -6db VSS 8 VEE 7 VDD 6 EN 6 X7 X6 X5 X4 X3 X2 X X C 9 B 0 A X UD LO Diskant4-inv Diskant UD3-5A CD4049A RD3-3 0k HI 0db RD3-2 RD3- RD3-0 RD3-09 RD3-08 RD3-07 RD db -5db -4db -3db -2db -db db 2db RD3-05 RD3-04 RD3-03 RD3-02 RD3-0 3db 4db 5db 6db CD3 0.5n X 3 C 0 9 X0 X X2 X3 X4 X5 X6 X7 A B EN 6 VDD VEE VSS UD X 3 X0 X X2 X3 X4 X5 X6 X7 C A B EN VDD VEE VSS UD RD VDD OP V- OS RD IN Diskant Diskant2 Diskant3 Diskant4-inv VDD -VDD LO 0 9 Diskant Diskant2 Diskant3 6 Diskant4 6 VDD -VDD LO V+ 7 0 VDD OUT + OS2 UD3-6 8 OUT Figur 5.: Kredløbsdiagram for den komplette diskantkontrol med alle komponentværdier 5.9 Test af diskantkontrol Testen af komponentblokken er beskrevet i målejournal I. Den målte frekvensgang er på figur 5.3 sammenlignet med den beregnede. Testen viste, at diskanten generelt blev forstærket mere ved 20 khz end beregnet, størst var forskellen ved diskant niveau +5, hvor forstærkningen var på 5,55 db ift. v in. Ved alle øvrige niveauer var den ekstra forstærkning under 0,5 db ift. til det beregnede. Ved 2 khz var forstærkningen over hele linjen inden for ±0,5 db i forhold til beregnet. Ved 20 Hz var der over hele linjen en dæmpning på 0, db. Ved niveau 0 dæmpes khz med ca. 0,3 db ift. v in og ift. khz er diskanten hævet 0,6 db. Kun en måling afveg fra kravene og testen anses derfor for tilfredsstillende. 5.0 Verifikation af Tone- og volumenkontrol Den samlede test er foretaget i målejournal J. Den blev foretaget inden problemerne med baskontrollen blev løst og omfatter derfor kun diskantkontrol og volumenkontrol. Der blev testet indgangsimpedans, 70

79 KAPITEL 5. TONE- OG VOLUMENKONTROL 6 5 Forstærkning / db Frekvens / Hz Figur 5.2: Den beregnede frekvensgang for diskantkontrollen for de positive diskant niveauer. Krydsene er ved ω(a/2). De negative db værdier (diskant niveauer) er en perfekt spejling af de viste kurver forstærkning ved bestemte indgangssignaler, samlet frekvensgang ved max niveau (63) og 26 db under max (37), DC forskydning og THD. Test af frekvensgangen ved maksimal volumen niveau på 63 (og neutral diskant) og ved volumen niveau 57 med diskant på 6 kan ses på figur 5.4. Ved max volumen er den største afvigelse på 0,0 db ift. ønsket forstærkning på 6x indgangsignalet. Ved en dæmpning på 26 db er den største afvigelse på 0,2 db ved 400, 500 og 600 Hz. Den mindste indgangsimpedans er målt til 25,5 kω, hvilket er over kravet på 22kΩ. Forstærkning ved 0,5 V indgangsspænding var nede på 5,44 V/V, når der var en kildemodstand på 2,2 kω, mod de 6 gange der var ønsket. Dette skyldes til dels, at diskant kontrollen dæmper signalet en a- nelse, men hovedsageligt at der ikke er taget højde for kildemodstanden i designet af volumenblokken. Ved overstyret kildespænding på 2,8 V var det muligt at skrue ned og få en THD på max 0,086%. Den største THD blev målt til 0,076 % ved volumen 57 og diskant på 6. Vores måling viste DC offset på op til 22 mv, hvilket ikke kan give anledning til signal klip. Det ville have været ønskeligt, at have haft baskontrollen klar til testen, men da den er inkluderet i den samlede test af hele systemet (se afsnit 7 om accepttesten), anses det for værende acceptabelt. Funktionsblokken vurderes derfor at fungere efter hensigten. 7

80 KAPITEL 5. TONE- OG VOLUMENKONTROL P3 rapport Gr. 37 Målt forstærkning for diskant kontrollen 6 Målt 4 Forstærkning / db Frekvens / Hz Figur 5.3: Den beregnede frekvensgang for diskantkontrollen ved alle diskant niveauer sammenlignet med målinger ved 20 Hz, khz, 2 khz og 20 khz Målt forstærkning for Samlet vol og tonekontrol Forstærkning / db Vol=63, diskant=0 Vol=57, diskant= Frekvens / Hz Figur 5.4: Frekvensgangs måling af volumen og diskant kontrol 72

81 KAPITEL6 Effektforstærker 6. Grænseflader Effektforstærkeren skal forstærke det audio signal, der kommer fra Tone- og volumenkontrol funktionsblokken, og signalet kan afspilles i en højtaler. Grænsefladerne for denne funktionsblok, som beskrevet i afsnit.3.5, er vist på figur 6.. Figur 6.: Grænseflader for Effektforstærker funktionsblokken Der ønskes for effektforstærkeren en udgangseffekt på 2 W, når der påtrykkes en indgangsspænding på V og den belastes med en R L på 8 Ω, ved. Foruden dette skal den kunne levere et uklippet signal på udgang ved,2 V på indgangen. For hele effektforstærkeren gælder samtidigt, at der overholdes en THD grænse på 0,5% for frekvensintervallet på 20 Hz til 20 khz. Denne THD skal overholdes for en indgangsspænding på V og ned til en indgangsspænding, der er dæmpet 26 db i forhold til denne. For frekvensintervallet på 20 Hz til 20 khz gælder også at frekvensgangen max må afvige med ±, 5 db iforhold til niveauet ved khz. 6.2 Topologi og komponentblokke Der er for effektforstærkeren valgt en tre trins topologi samt tilbagekobling. Disse ialt 4 blokke deffineres som indgangstrin, driver-trin, udgangstrin og tilbagekobling. Dette giver den opdeling i de specificerede 73

82 KAPITEL 6. EFFEKTFORSTÆRKER P3 rapport Gr D bokse i topologien, som vist på figur 6.2. D Tilbagekobling Tilbagekoblingssignal Udgangssignal REF REF2 CEF C 0 C Differenstrin Driver-trin Udgangstrin I faststrøm VCC+ I faststrøm 2 VCC+ VCC+ QE REG ME RE2 IRF50 B RE4 QE3 B Indgangssignal QE7A QE7B RE3 CE RE Udgangssignal CE3 Tilbagekoblingssignal RE8 RL RE RE5 0 CE2 QE5A RE6 QE4 REG2 ME2 IRF QE6A QE6B A RE9 RE0 RE7 QE2 A VCC- VCC Figur 6.2: Topologi for effektforstærkeren 2 Indgangstrinet vælges til at være et differenstrin, hvorved der opnås en høj indgangsimpedans og en god mulighed for tilbagekobling. Driver-trinnet opbygges af eb common-emitter koblet BJT på grund af det store forstærkningspotentiale. Til udgangstrinnet vælges en MOSFET baseret løsning, da disse efter sigende har bedre karakteristika end BJT er mht. kortslutningsrisiko, termisk runaway og stiller også mindre krav til bias kredsløbet. Udgangstrinnet kunne dog også have været designet med effekt BJT er, hvis der var blevet taget de rette forholdsregler. Til at kompensere for crossover i effekttrinnet (MOSFET delen) i udgangstrinnet er der indsat to mindre kredsløb af typen V BE multipliers. Strømgeneratorerne vælges til at være af Wilson typen, pga. denne types gode sikring imod termisk runaway, deres uafhængighed af transistorparametre og høje udgangsimpedans. Alt dette bidrager til en præcis og stabil strøm. De 4 bokse i topologien deles op i 6 komponentblokke: Differenstrin, drivertrin, crossover kompensering, effektrin, strømgeneratorer samt tilbagekobling. Disse 6 blokke er vist som flowchart på figur 6.3 og som kredsløbsdiagram på figur 6.4. Herunder er alle komponentblokkene beskrevet med grænseflader. 74

83 KAPITEL 6. EFFEKTFORSTÆRKER Figur 6.3: Samlet effekt forstærkers komponentblokke med tilhørende grænseflader Differenstrin (Input) Indgangssignal, hvilket svarer til indgangssignalet for hele effektforstærkeren. Signalet betragtes som en spænding v in. (Input) Tilbagekoblingssingal, som udgør signal fra tilbagekoblingsblokken. Signalet betragtes som en spænding v f. (Input) Faststrøm (som fremover benævnes I diff ) fra strømgenerator blokken. (Output) Forstærket differenssignal, dvs. forskellen mellem indgangssignal og tilbagekoblingssignal. Signalet betragtes som en strøm i B QE5. Drivertrin (Input) Forstærket differenssignal fra differenstrinnet. Signalet betragtes som en strøm i B QE5. (Input) Faststrøm 2 (som fremover benævnes I udgang ) fra strømgenerator blokken. (Output) Driversignal, som er det forstærkede differenssignal. Signalet betragtes som en spænding v C QE5. Crossover kompensering (Input) Faststrøm 2 (som fremover benævnes I udgang ) fra strømgenerator-blokken. (Output) Fast DC-spænding mellem gates på M E og M E2 benævnt V Multi. 75

84 KAPITEL 6. EFFEKTFORSTÆRKER P3 rapport Gr Differenstrin Driver-trin Crossover kompensering Indgangssignal Faststrøm signal QE7A 2N380 QE7B 2N380 Faststrøm signal 2 RE8 Driversignal Faststrøm signal 2 RE2 2,7k Fastspænding DC-spænding D CE3 uf RE 00k 0 Tilbagekoblingssignal Forstærket Differencesignal CE2 230p 78 QE5A BC547B RE4 2k RE3 3,3k QE3 BC547B Forstærket Differencesignal QE6A BC547B RE9 300 QE6B BC547B RE0 300 VCC- RE7 4 RE5 4,83k RE6 3,3k QE4 BC547B C VCC- Fastspænding DC-spænding Effekttrin Fastspænding for V-RE Driversignal CE 00nF VCC+ QE BC547B REG 50 RE 800 ME IRF50 Udgangssignal Tilbagekobling Tilbagekoblingssignal Strøm-generatorer VCC+ QE0A 2N380 VCC+ QE0B 2N380 REF 20k CEF 4uF VCC+ 0 QE8A 2N380 REF2 76k VCC+ QE8B 2N380 Udgangssignal B RL 8 REG2 ME2 0 QEA 2N380 QEB 2N380 QE9A 2N380 QE9B 2N IRF9520 Driversignal Fastspænding for V-RE QE2 BC557B RE3 2,33k 3 4 CE5 RE2 2,33k CE4 A 5 VCC- 00nF Faststrøm signal 00nF Faststrøm signal Figur 6.4: Kredsløbsdiagram over effektforstærkerens komponentblokke med hver deres grænseflader 0 0 Effekttrin (Input) Driversignal. Signalet betragtes som en spænding v C QE5. (Input) Fast DC-spænding mellem gates på M E og M E2 benævnt V Multi. (Output) Udgangssignal. Signalet betragtes som en spænding v out. Tilbagekobling (Input) Udgangssignal. Signalet betragtes som en spænding v out. (Output) Tilbagekoblingssignal. Signalet betragtes som en spænding v f. 76

85 KAPITEL 6. EFFEKTFORSTÆRKER Det samlede kredsløbsdiagram for effektforstærkeren, hvor alle komponentblokke er sat sammen, er vist på figur 6.5. I de følgende afsnit vil dette kredsløb blive beskrevet ud fra henholdsvis storsignals analyse, småsignals-analyse, design af strømgeneratorer, tilbagekoblingsdesign og stabilitets-overvejelser. Sidst i kapitlet verificeres kredsløbet i forhold til simuleringer og målinger Strøm-generatorer VCC+ VCC+ VCC+ VCC+ Tilbagekobling Vf REF 20k REF2 76k Vout D QE0A 2N380 QE0B 2N380 QE8A 2N380 QE8B 2N380 CEF 4uF 0 D QEA 2N380 QEB 2N380 QE9A 2N380 QE9B 2N380 Crossover kompensering Effekttrin VCC+ QE BC547B C RE3 2,33k 0 CE5 00nF RE2 2,33k 0 CE4 00nF RE4 2k RE2 2,7k QE3 BC547B REG 50 ME IRF50 C RE3 3,3k CE 00nF RE 800 Vout B Differens -trin QE7A 2N380 QE7B 2N380 Driver-trin RE5 4,83k QE4 BC547B REG2 ME2 RL 8 0 B Vin CE3 uf RE 00k Vf RE8 78 RE6 3,3k 50 IRF CE2 230p QE5A BC547B QE2 BC557B A QE6A BC547B QE6B BC547B VCC- A RE9 300 RE0 300 RE7 4 VCC Figur 6.5: Samlet kredsløbsdiagram for Effektforstærkeren 6.3 Storsignals analyse Effektforstærkeren skal, som før nævnt, kunne afsætte 2 W i en 8 Ω modstand (R L ) på udgangen, som følge af et indgangssignal på V. Samtidig må signalet ikke klippes ved,2 V indgangssignal. Ud fra disse krav beregnes hvilken peak-spænding og peak-strøm, udgangen skal kunne leve op til, som følge af disse krav, samt den nødvendige spændingsforstærkning, som Effektforstærkeren skal præstere. Dette er vist i ligningerne herunder: 77

86 KAPITEL 6. EFFEKTFORSTÆRKER P3 rapport Gr. 37 v = V = P out R L = 2 W 8 Ω = 9, 798 V (6.) v =,2 V = v = V, 2 =, 578 V (6.2) v out maks peak = v =,2 V 2 = 6, 628 V peak (6.3) i out maks peak = v out maks peak v out v in = R L 9, 798 V V = 6, 628 V 8 Ω = 2, 0784 A peak (6.4) = 9, 798 V/V 9, 8 V/V (6.5) Kravet til forstærkningen bestemmes derfor til 9,8 ±0,5 V/V. Årsagen til denne margin er, at der ifølge kravene skal kunne afsættes min. 0 W i R L ved en indgangsspænding på V. Hvis forstærkningen kun er 9,3 V/V vil der stadigvæk blive afsat 0,8 W i modstanden. Dermed er kravet opfyldt MOSFET valg Med denne beregnede i out maks peak strøm kendes maks-strømmen, som de to MOSFET-transistorer skal kunne lede. De nøjagtige transistorer vælges ud fra følgende listede kararistika: Skal kunne klare i out maks peak strømmen N-kanals og P-kanals transistorer skal være matchede mht. I D(VGS )-karakteristika. Lav gate-source tærskel spænding (V th ), for at opnå en lav V CC spænding. Ud fra disse krav udvælges de følgende komponenter. M E = IRF-50 [30] M E2 = IRF-9520 [3] Disse kan klare op til 5,6 A, har forholdsvis matched parametre og har begge en lille gate-source tærskel spænding (V th ) på 2-4 V Valg af forsyningsspænding - V CC Der vides nu, at der i peak situationer skal leveres ±6,6 V på udgangen. Gate-source spænding (V GS ) for de to MOSFET s aflæses til 5,5 V typisk ved den ønskede strøm på 2 A på udgangen [30][3]. Dette medfører, at der i peak situationen skal lige +22, V på gaten af M E. BJT er aflæses fra databladet til have en V BE spænding på ±0,7 V (afhængig af om det er NPN eller PNP), hvilket medfører, at der ved peak skal ligge en positiv minimums spænding på 24,2 V på V CC +, som vist på figur 6.6, hvor de forskellige spændingsstigninger er skrevet på kredsløbsdiagrammet. På M E2 s gate forventes en peak på -22, V. Over de efterfølgende transistorer forventes igen en V BE ±0,7 V og en spænding på 300mV over runaway modstanden R E7 anslås som værende tilstrækkelig. Dermed bliver kravet til V CC til 23,8 V. Med en lille ekstra margen, primært pga. tolerance på MOSFET-karakteristikkerne, fastlægges V CC til ±26 V. 78

87 KAPITEL 6. EFFEKTFORSTÆRKER D Strøm-generatorer VCC+ VCC+ VCC+ VCC+ Tilbagekobling Vf REF REF2 Vout +24,2 V CEF 0 QE0A QE0B QE8A QE8B +23,5 V Crossover kompensering Effekttrin VCC+ QEA QEB QE9A QE9B +22,8 V QE +22, V ME C RE3 CE5 RE2 CE4 RE2 REG IRF RE4 RE3 QE3 CE RE +-6,6 V Vout Differens -trin Vin CE3 QE7A RE QE7B Vf Driver-trin RE8 RE5 RE6 QE4 REG2-22, V ME2 IRF RL B 0 QE6A RE9 QE6B RE0 CE2 QE5A -23,5 V RE7-22,8 V QE2 VCC- A VCC- -23,8 V 5 4 Figur 6.6: V 3 2 cc krav ud fra peak spændinger igennem kredsløbet MOSFET bias og -driver Det ønskes at at skabe en hvilestrøm i de to MOSFET-transistorer på 0 ma, hvor til den typiske V th aflæses til 3,6 V typisk. For at de to MOSFET s opererer ved korrekt bias, skal der lægge 2 gange MOSFET-transistornes tærskelspænding (V th ) over modstanden R E. Spændingen over denne modstand vil derfor maks blive 7,2 V. Samtidig sidder der mellem gaten og sourcen på MOSFET en en kondensator, som skal kunne lades op med en hastighed, så der kan leveres et 20 khz sinus signal (ellers er slew raten for lille). På samme tid ønskes modstanden R E ikke for lille, da denne også bestemmer hvilestrømmen, som ønskes så lav som mulig for at begrænse energi spild. Det ønskes at kende den strøm, der er nødvendig, for at kondensatorne C GS ME og C GS ME2 kan følge med til det ønskede signal. Strømmen i kondensatoren kan beskrives ud fra ligningen herunder. 79

88 KAPITEL 6. EFFEKTFORSTÆRKER P3 rapport Gr. 37 C dv dt = i [A] (6.6) Kondensatorerne C GS ME og C GS ME2 aflæses fra deres respektive datablade ved en V DS spændingen på 0 [30][3]. Denne spændingen findes ud fra, at der i peak situationen vil lægge ca. 6 V på udgang og V CC er på 26 V, hvormed der må lægge 0 V over MOSFET-transistorernes drain-source. C GS ME = 200 pf C GS ME2 = 450 pf Den afledte af spændingen ( dv dt ) findes ved ligning herunder. v gs (t) = v gs,peak sin(ω t) [V] (6.7) v gs(t) = v gs,peak 2πf cos(ω t) [V] (6.8) V GS peak findes ud fra ligningen herunder. V GS peak = I DS peak g m [V] (6.9) Strømmen I DS peak er tidligere fundet til at være 2,078 A. Parameteren g m, som er en småsignalsparameter, bruges i formlen. Worst-case værdien for g m aflæses ved den ønskede strøm. På denne måde kan g m parameteren bruges i denne sammenhæng. g peak,t=75 =, 25 S [30][3]. Med disse værdier findes den maksimale spænding over indgangs kondensatorerne på de to MOSFET s. V GS peak = 2, 078 A, 25 S [ V GS,maks (t) =, 66 V 2π 20 khz =, 66 V (6.0) ] V (6.) s V GS,maks (t) 0, 209 V µs = 209 kv s (6.2) De nødvendige indgangsstrømme på de 2 MOSFET-gates kan nu beregnes. I G ME,peak = C GS ME dv = 200 pf 209 kv/s = 4, 80 µa dt (6.3) I G ME2,peak = C GS ME2 dv = 450 pf 209 kv/s = 94, 05 µa dt (6.4) I G Samlet,peak = I G ME,peak + I G ME2,peak = 4, 8 µa + 94, 05 µa = 35, 85 µa (6.5) 80

89 KAPITEL 6. EFFEKTFORSTÆRKER Det ønskes, at den afvigelse i strømmen, som sker på grund af strømmen I G, max skaber en spændings variation på % i forhold til den ønskede spænding over R E. Den største strøm afvigelse vil blive skabt af I G ME2 og er i forhold til den ønskede spænding på 8 V over modstanden R E. R E,maks = V RE,% I G ME2 = 0, 072 V 94, 05 µa = 765 Ω (6.6) Dette giver en hvilestrøm på 7,2 765 = 9, 4mA gennem modstanden R E. Til at levere strømmen igennem R E og til de to MOSFET s er der indsat to BJT er, henholdsvis en PNP og en NPN Q E og Q E2 af typen BC547B og BC557B [20][32]. Ved at bruge BJT er til at levere denne strøm belastes kredsløbet i trinnet før (dvs. crossover kompensering og driver trinnet) væsentligt mindre, da denne del blot skal levere en basisstrøm til BJT erne. Beskyttelse mod sving i MOSFET I udgangen (sourcen) af hver MOSFET sidder en induktans på omkring 7,5 nh [30] [3]. Sammen med den kondensator, der sidder mellem de to MOSFET s gate og source, kan denne skabe svingninger, når de påtrykkes en spænding. Transistorernes sourcefølger-kobling mindsker risikoen, da kondensatoren som tidligere omtalt ikke skal lades så meget op, men ikke desto mindre bør der tages højde for risikoen. Derfor indsættes en modstand på hver MOSFET s gate (R EG og R EG2 ), til at tage potientialet ud af sådanne svingninger. Da både kapacitans og specielt induktans er meget lille, er kun en lile modstand nødvendig. Dens maksimale størrelse kan bestemmes udfra at tidskonstanten, τ, mellem de førnævnte kondensatorer, C GS ME og C GS ME2, og gate-modstanden, R EG og R EG2, skal være langt mindre end den halve periode ved 20 khz. På den måde vil kondensatoren stadig kunne følge med, når indgangssignalet på MOSFET en går fra høj til lav og omvendt, hvilket er vist i ligningen herunder: 0, 5 T = 2f = 2 20 khz = 25 µs (6.7) Tidskonstanten τ ønskes, så τ << T τ 0, 25 µs. Modstanden R EG foran gaten på M E findes således, som vist herunder (hvor C GS ME er fundet til 200 pf, som den typiske værdi i databladet for IRF50): R EG = τ 0, 25 µs C GS ME 200 pf =, 25 kω (6.8) På samme vis kan R EG2 findes, hvor der tages højde for, at den typiske C iss på en IRF9520 er 450 pf. Her bliver R EG2 : 8

90 KAPITEL 6. EFFEKTFORSTÆRKER P3 rapport Gr. 37 R EG2 0, 25 µs 450 pf = 555 Ω (6.9) Da induktansen og kapacitansen som nævnt er meget små, er en så stor modstand ikke nødvendig. Dog vil der forekomme parasit induktanser i måleopstillingen pga. ledningsføring, som sandsynligvis er større end 7,5 nh. Det vælges derfor at modstandene skal være: R EG = R EG2 = 50 Ω (6.20) hvilket eksperimentielt har vist sig at være en god størrelse, jf. afsnit 6.8 om verificeringen af Effektforstærkeren Dimensionering af crossover kompenserings blokken Det ønskes, at holde spændingen over modstanden R E konstant for at forhindre crossover på udgangssignalet. Den spænding, som er ønsket over R E, er dog afhængig af tærskel spændingen V th for de to MOSFET s, hvis værdi kan variere fra 2-4 V (og er desuden en funktion af temperaturen) [30][3]. 5Den nødvendige faste spænding påtrykkes over 4 R E ved hjælp af to V BE -multipliers. Princippet 3 for V BE -multiplieren er, at en BJT s base-emitter spænding (V BE ) ganges op af en faktor, der bestemmes udelukkende af modstands-værdierne i koblingen. I-udgang I-re2 RE2 I-c I-b QE3 I-re3 RE3 I-udgang Figur 6.7: V BE -multiplier kredsløb V BE -multiplierens kredsløb er vist på figur 6.7. Når base-strømmen I B QE3 negliceres, vil der løbe den samme strøm igennem R E2 og R E3. Denne strøm vil være bestemt af V BE QE3 R E3 eftersom R E3 sidder i parallel med base-emitter på transistoren Q E3. Hele spændingen over V BE -multiplieren vil være bestemt af strømmen gennem R E3 og den samlede modstand bestemt af R E2 og R E3. Dermed er spændingen over V BE -multiplieren (V CE QE3 ) bestemt ved ligningen vist herunder: 82

91 KAPITEL 6. EFFEKTFORSTÆRKER V CE QE3 = I RE3 (R E3 + R E2 ) [V] (6.2) V CE QE3 = V BE3 QE3 ( + R E2 R E3 ) [V] (6.22) Det ønsket at langt den største del af strømmen løber igennem transistoren, hvor ved I c er langt større end strømmen I RE3 og I RE3. Samtidig skal strømmen løbene ind I B være langt mindre end strømmen I RE3 og I RE3, når V BE -Multiplierens konstrueres. Hvilket kan opsummeres i de følgende 2 ligninger: I udgang I C >> I RE3, I RE2 (6.23) I RE3, I RE2 >> I B (6.24) Der indføres to V BE -multipliers, for at kunne opdele spændingen i to dele. Dermed kan den ene termisk kobles til en af de to MOSFET s i effekttrinnet, så denne kan indstilles til at stå for temperaturdriften, mens den anden indstilles til den ønskede spænding ved 25 C. V BE -multiplieren, bestående af Q E4, R E5 samt R E6, vælges til at styre den termiske faktor og V BE -multiplieren, bestående af Q E3, R E2 samt R E3, til den resterende spænding. Den ønskede spænding over begge V BE -multiplierne tilsammen benævnes V Multi. Spændingen V Multi skal svare til den ønskede spænding over R E, som udgøres af de to MOSFET tærskel spændinger (V th ), plus de V BE spændingsfald som vil ligge over de to BJT er Q E og Q E2, som fungerer som MOSFETdriver transistorer. Da den typiske V th for begge MOSFET s er på 3,6 V (aflæst på graf ved en I S på 0 ma) og V BE spændingsfaldet er ±0, 66 V typisk for henholdsvis BC547 og BC557 [30][3][20][32]. Dette giver sammenlagt en V Multi spænding på 8,52 V, hvormed følgende ligning kan opstilles: V Multi = 8, 52 V = ( + R E5 R E6 ) V BE QE4 + ( + R E2 R E3 ) V BE QE3 [V] (6.25) Hvis kun den ene af de to V BE -multipliers står for temperaturdriften, kan denne opskrives således: dv Multi dt = ( + R E5 ) dv BE QE4 R E6 dt [ ] V C (6.26) Temperaturdriften i den valgte transistor, BC547, er ved den aktuelle I C ifølge databladet,94 mv/ C [33]. Temperaturvariationen i spændingen over de to V BE -multipliers bliver derfor: dv Multi dt = ( + R E5 ), 94 mv R E6 C (6.27) 83

92 KAPITEL 6. EFFEKTFORSTÆRKER P3 rapport Gr. 37 Temperaturdriften, der skal kompenseres for, er: dv RE dt = d(v th ME + V th ME2 ) dt [ ] V C (6.28) Fra databladet for IRF50 kan det aflæses fra graf [34], at temperaturdriften er: dv th ME dt = 3, 6 V 2, 8 V mv 25 C 75 = 5, 33 C C (6.29) Når det antages at temperatur koefficienten er ens for begge MOSFET-transistorer, kan den samlede temperaturdrift kan udregnes således: dv RE dt = 2 5, 33mV = 0, 66 mv C (6.30) For at der kompenseret korrekt for temperaturdriften, skal de to spændingsvariationer vist i ligningerne 6.27 og 6.29 være ens, dvs: ( + R E5 ), 94 mv/ C = 0, 66 mv/ C (6.3) R E6 R E5 = 0, 66 mv/ C R E6, 94 mv/ = 4, 495 Ω/Ω (6.32) C Modstandende skal således bestemmes ud fra dette forhold. Der er imidlertid endnu et krav til modstandsværdierne. Ideelt set ønskes det, at al strømmen igennem V BE -multiplieren, løber igennem transistoren, for at opnå så lidt spændingsvariation, som følge af strømændring, som muligt. Imidlertid skal der løbe nok gennem modstandene, til at transistorens base-strøm (I B QE3 ) bliver ubetydelig. Ifølge databladet for BC547B, er dens DC-strømgain på min. 200 ved V CE = 5 V og I C = 2 ma. Den faste DC-strøm, som leveres fra strømgenerator blokken til crossover kompensering (I udgang ), vælges til 2 ma. Da transistoren således trækker ca. 2 ma i collectoren, vil den altså trække en base-strøm på: I B QE4 = 2 ma 200 = 0 µa (6.33) Hvis 0% af hele strømmen, dvs. 0,2 ma, løber gennem modstandene (I RE5 ), svarer I B QE4 til 0 µa 200 µa = 5% af denne strøm, hvilket anses for at være acceptabelt mht. at kunne neglicere basisstrømmen. Spændingen over den termisk afhængige V BE -multiplier (V CE QE4 ) bliver ved 25 C: 84

93 KAPITEL 6. EFFEKTFORSTÆRKER V CE QE4 = ( + R E5 R E6 ) V BE QE4 = ( + 4, 495 R E6 R E6 ) 660 mv = 3, 626 V (6.34) Denne spænding vil også lægge over modstandene R E5 og R E6 i koblingen. Deres samlede størrelse skal altså være: R E5 + R E6 = V CE QE4 I RE5 = 3, 626 V 0, 2 ma = 8, 3 kω (6.35) Med det indbyrdes forhold mellem de to modstande på R E5 modstandsværdier: = 4, 495 R E6, giver det følgende 4, 495 R E5 = 8, 3 kω = 4, 83 kω + 4, 495 (6.36) R E6 = 8, 3 kω = 3, 300 kω + 4, 495 (6.37) Den anden V BE -multiplier findes nu, så den samlede spænding V Multi ved 25 C bliver de ønskede 8,52 V: V Multi = ( + R E5 R E6 ) V BE4 + ( + R E2 R E3 )V BE3 = 8, 52 V (6.38) ( + R E2 R E3 ) V BE3 = 8, 52 V 3, 626 V = 4, 894 V (6.39) ( + R E2 ) 0, 66 mv = 4, 894 V R E3 (6.40) R E2 4, 894 V = R E3 0, 660 V = 6, 42 R E2 = 6, 42 R E3 [Ω] (6.4) Af samme årsager som ved den første V BE -multiplier, ønskes strømmen igennem modstandene fastsat til 0,2 ma (I RE3 ). Modstandene skal derfor samlet være: R E2 + R E3 = V CE QE3 I RE5 = 4, 894 V 0, 2 ma = 24, 47 kω (6.42) Med det indbydes forhold mellem de to modstande på R E2 = 6, 42 R E3, giver det følgende modstandsværdier: 85

94 KAPITEL 6. EFFEKTFORSTÆRKER P3 rapport Gr. 37 6, 42 R E2 = 24, 47 kω = 2, 7 kω + 6, 42 (6.43) R E3 = 24, 47 kω = 3, 30 kω + 6, 42 (6.44) Således er de to V BE -multipliers bestemt til at give den ønskede spænding og regulering ved temperaturdrift. Temperatur afhængigheden for kredsløb bliver bestemt af udgangstrinnet, ud fra at strømgeneratoren er temperatur uafhængige og levere den samme strøm uafhængig af temperaturen. Differens trin og driver-trin vil have en ændret forstærkning som funktion af en ændret temperatur, denne forstærkning vil dog blive opvejet af tilbagekoblingen. Q E4 er udregnet til at opveje for temperaturen i MOSFET transistorerne. Der med er der, Q E Q E2 og Q E3 som er temperatur afhængighed, disse tre har samme temperatur afgængighed på på grund af de alle er BC547a eller BC557a. Q E og Q E2 gir anledning til spænding over modstanden R E stiger ved en højere temperatur. Q E3 vil ved en højere temperatur give anledning til en lavere spænding over selve samme modstand R E, Q E3 s V BE -multipliers vil dog give anledning til 6 gange temperatur faktor, hvor imod Q E og Q E2 giver anledning til 2 ganges temperatur faktor. Q E, Q E2 hæver spænding med en faktor 2 og Q E3 sænker spænding med en faktor 6. Dermed får vi en sænket spænding med en faktor 4 i forhold til temperaturfaktoren i BC547 på, 94mV/. Bestemmelse af den variable modstand R E4 Imellem R E2 og R E3 er der indsat en variabel modstand (R E4 ), som vist på figur 6.5, for at give mulighed for at regulere på forholdet mellem de to modstande. Den variable modstand skal forårsage, at V BE -multiplieren med Q E3 opnår tilstrækkelig spænding, til at kompensere for worst-case mht. hvilken spænding, der er nødvendig for at undgå crossover på udgangen, samt hvilken V BE -spænding, de to transistorer i V BE -multiplierne kræver. MOSFET transistorerne har en maksimal V th på 4 V, og BJT erne Q E og Q E2 har en maksimal V BE på 700 mv. Det giver en maksimal nødvendig spænding på 2 4 V + 2 0, 7 V = 9, 4 V. V BE -multiplieren med Q E4 leverer (som tidligere bestemt) typisk 3,626 V ved 25 C. Imidlertid kan dens V BE -spænding ifølge databladet for BC547B være helt ned til 580 mv (ved I C = 2 ma) [20]. I dette tilfælde vil den leverede spænding, kun være ( + 4, 495) 580 mv = 3, 9 V. Det betyder, at V BE -multiplieren med Q E3 minimum skal kunne give følgende spænding (da den anden V BE -multipliers spænding ikke kan ændres): 9, 4 V 3, 9 V = 6, 2 V. Derudover skal der også tages højde for, at base-emitter spændingen for transistoren i den første V BE -multiplier (den V BE -multiplier, hvis modstandsforhold justeres) V BE QE3 ligeledes kan være ned til min. 580 mv. Den største spænding vil opnås, når hele den variable modstand R E4 lægges til R E2. Den mindst mulige størrelse af R E4, kan derfor bestemmes således: 86

95 KAPITEL 6. EFFEKTFORSTÆRKER V ( + R E2 + R E4 ) V BE QE4,min (6.45) R E3 V R E2 + R E4 (6.46) V BE QE4,min R E3 ( ) R E4 R E3 R E2 (6.47) V BE QE4,min ( ) 6, 2 V R E4 3, 3 kω 0, 58 V 2, 7 kω (6.48) R E4 0, 86 kω (6.49) Denne værdi gælder en hvilestrøm på 0 A, derfor vælges den variable modstand til at have en større værdi, dermed denne kan indstilles til at have en hvilestrøm under de ønskede forhold. Som udgangspunkt stilles R E4 neutralt, dvs. den skaber det oprindelige forhold for multiplieren (6,42:, jf. ligning 6.4) mod R E2, så der bibeholdes det udregnede modstandsforhold for denne V BE -multiplier. 6.4 Småsignals-analyse Efter at have set på krav til spændinger og strømme i storsignals-analysen, vil effektforstærkerens åbensløjfe-forstærkning nu blive undersøgt. Det vil blive gjort vha. småsignals-analyse. Ved at se på, hvordan strømmene løber i differens- og drivertrinnet, vil forstærkningen af differenssignalet blive udledt - dvs. forstærkningen af forskellen mellem indgangssignal og det tilbagekoblede signal. Derefter vil spændingsforstærkningen blive udledt ud fra approksimerede impedansbelastninger set fra drivertrinnet. Til sidst vil spændingsforstærkningen i udgangstrinnet, som optimalt set burde være, blive vurderet, og dermed kan den samlede åbensløjfe forstærkning vurderes Differenstrinnets virkemåde Inden forstærkningen udregnes, vil differenstrinnets virkemåde først blive forklaret. Dets formål er primært at forstærke differenssignalet og dermed undertrykke evt. Common mode signal. (dvs. have en stor Common Mode Rejection Ratio - CMMR). Desuden kan differenstrinnet bruges ved tilbagekobling, da forskellen mellem indgangsspænding og tilbagekoblet spænding kan forstærkes. På figur 6.8 er differens- og drivertrinnet vist. Pilene symboliserer de strømme, der vil løbe, når der er common mode på indgangen af de to PNP-transistorer Q E7A og Q E7B. Dvs. v in = v f - v diff = 0. Hvis Q E7A og Q E7B er matchede, dvs. har samme V BE og samme DC gain, vil der ved CM eller intet signal på indgangen løbe samme strøm igennem transistorerne, dvs. I C QE7A = I C QE7B. Strømmen leveres af strømgeneratoren I diff, og den vil dele sig i to lige store dele ned gennem transistorerne. De to collector strømme (I C QE7 ) er derfor hver lig med I diff /2, hvor det antages, at collector strøm i praksis er lig emitter strøm. 87

96 KAPITEL 6. EFFEKTFORSTÆRKER P3 rapport Gr. 37 VCC VCC 2mA Idiff 2mA Iudgang QE7A QE7B Effekttrin & Crossover kompensering Vin Vf IC-QE7A IC-QE7B IB-QE5A QE5 IC-QE6 2xIB-QE6A IC-QE6 QE6A QE6B RE9 RE0 RE7 VCC- VCC- Figur 6.8: Differens og driver trin - pilene viser DC-strømme Collector strømmene I C QE7 fortsætter ned igennem strømspejlet bestående af to NPN-transistorer Q E6A og Q E6B. Hvis det antages, at disse to transistorer er perfekt matchede, vil de sørge for, at collector strømmene igennem dem (I C QE6A og I C QE6B ) er ens. Collector strømmene i strømspejlet (I C QE6 ) vil derfor være lig collector strømmene fra differensforstærkeren (I C QE7 ), med afvigelse af de basisstrømme der trækkes ud, som vist i ligningen herunder: I C QE6A = I C QE7A I B QE5 = I diff /2 I B QE5 [A] (6.50) I C QE6B = I C QE7B 2 I B QEB = I diff /2 2 I B QE7 [A] (6.5) Da disse basisstrømme er en faktor β DC mindre end collector strømmene, kunne man vælge at se bort fra de afvigelser, de kunne medføre. Afvigelsen kan dog elimineres, hvis den ene basisstrøm til driver trinnnet (I B QE5 ), der fratrækkes I C QE7A er lig med summen af de to basisstrømme til strømspejlet (I B QE6B ) som fratrækkes I C QE7B. Størrelse af de ialt 3 basisstrømme (I B QE7A, I B QE7B og I B QE5 ) afhænger naturligvis af collectorstrømmen i den pågældende transistor. Strømmene I B QE7A og I B QE7B er ens, da strømspejlet jo vil 88

97 KAPITEL 6. EFFEKTFORSTÆRKER forsøge at opretholde ens collectorstrømme (I C QE7 ). Tilbage er så størrelsen af basisstrømmen til transistoren i driver trinnet (I B QE5 ). For at udligne den basisstrøms afvigelse, som er nævnt før, gøres I C QE5 dobbelt så stor som I C QE7. Da strømmen I udgang tidligere er valgt til 2 ma, vælges strømmen I diff til at være 2 ma. Hvis transistorerne Q E5, Q E6A og Q E6B skal have samme basisspænding (V B ), vil modstandene R E7, R E9 og R E0 - indsat for at forhindre termisk runaway - skulle beregnes ud fra dette (hvilket gøres til sidst i dette afsnit). Kredsløbsdesignet lægger nemlig op til, at der bør være samme V B, som vist herunder: V B QE6 = V C QE6B = V C QE7B [V] (6.52) V C QE7B = V C QE7A = V C QE6A [V] (6.53) V C QE6A = V B QE5 [V] (6.54) VCC VCC 2mA Idiff 2mA Iudgang QE7A QE7B Effekttrin & Crossover kompensering vin vf ic-qe7a ic-qe7b ic-qe5 ib-qe5 QE5 ic-qe6 ic-qe6 QE6A QE6B RE9 RE0 RE7 VCC- VCC- Figur 6.9: Differens og driver trin - pilene viser AC strømme I det øjeblik, hvor der optræder et differenssignal på indgangen, dvs. v diff = v in v f, vil situation og fordelingen af strømme i midlertidig ændre sig. På figur 6.9 er differens og driver trinnet vist, hvor der på 89

98 KAPITEL 6. EFFEKTFORSTÆRKER P3 rapport Gr. 37 indgangen er et differenssignal. En højere v in i forhold til v f vil medføre en en stigning i collectorstrømmen i c QE7A. Da summen af collectorstrømme i differensforstærkeren er lig med I diff vil denne stigning medføre et tilsvarende fald i i c QE7B, således at i c QE7A = i c QE7B. Da v in og v f er AC spændinger i forhold til en fælles DC spænding (Common Mode signalet), kan de hver især beskrives som halvdelen af differenssignalet, dvs. v in = v diff /2 og v f = v diff /2. Strømspejlet vil stadig prøve at opretholde samme collectorstrøm i begge transistorer, og i c QE6 bliver derfor lig med i c QE7B. Det resulterer i, at i b QE5 bliver lig med i c QE6 + i c QE7A = 2 i c QE7A. Hele forskellen i collectorstrømme i differensforstærkeren kanaliseres derfor ind i basen på drivertransistoren Q E5, hvormed dens collectorstrøm (i c QE5 ) bliver forstærket Transkonduktans forstærkning i differens- og driver trin Ud fra dette kan transkonduktans-forstærkning A i/v = i c QE5 /v diff opstilles, som vist i ligningerne herunder. Det antages, som tidligere nævnt, at transistorerne i differensforstærkeren (Q E7A og Q E7B ) er matchede og derfor har samme parametre, og at strømspejlet er ideelt. A diff = i b QE5 v diff [S] (6.55) i b QE5 = 2 i c QE7A [A] (6.56) i c QE7A = β AC QE7 i b QE7A [A] (6.57) i b QE7A = v in r π QE7 = v diff 2 r π QE7 [A] (6.58) A diff = 2 β AC QE7 vdiff/2 r π QE7 v diff [S] (6.59) A diff = β AC QE7 r π QE7 = g m = I diff 2 V T [S] (6.60) Hvor I diff er strømmen leveret fra strømgeneratoren til differenstrinnet og V T termospændingen. Transkonduktans-forstærkningen af differenssignalet i differenstrinnet er derfor lig med transistorerne Q E7 s egen transkonduktans g m, og afhænger således ikke af andre transistorparametre. Den samlede transkonduktans forstærkning A i/v er derfor ud fra ligning 6.55 og sammenhængen i c QE5 = i b QE5 β AC QE5 : A i/v = i c QE5 v diff = β AC QE5 [S] (6.6) I diff 2 V T [S] (6.62) 90

99 KAPITEL 6. EFFEKTFORSTÆRKER Transistorerne Q E7 er valgt til at være af typen 2N380, en type hvor to PNP-transistorer i samme hus er matchede [35]. Transistorerne har dermed en V BE spænding på 0,7 V med en afvigelse fra hinanden på maks. 5 mv. Deres DC gain (β DC ) er ligeledes matched, således at de maksimalt afviger fra hinanden med (ud af min. 50). I alle simuleringer anvendes dog i stedet BC557B pga. manglende Spice model [32]. Denne transistor minder dog meget om 2N380 hvad angår f T, h fe og V BE on. Transistorne Q E6 er valgt til at være af typen BC547B [20]. Oprindeligt havde vi ønsket at anvende BC847BS, en type med to NPN-transistorer magen til BC547B i samme hus med en matched strømforstærkning [36], men denne type kunne kun fås som SMD-komponenter. I stedet har vi ved manuel curve tracing afprøvet transistorerne, for at finde nogle der lignede hinanden mest muligt. Strømspejls transistorerne er derfor tæt på at være identiske, hvilket også er et krav for de antagelser, der er gjort i beregningerne. Drivertransistoren Q E5 er ligeledes valgt til at være en BC547B, for at den minder så meget som mulig om Q E6 transistorerne hvad angår transistor parametre. Den benyttede transistor er ligeledes udvalgt vha. curve tracing. BC547B har en typisk AC-forstærkning (β AC typ ) på 330 og en minimums AC-forstærkning (β AC min ) på 240 (ved I C = 2 ma, V CE = 5 V og f = khz ). Det medfører, at A i/v ved 25 C ud fra ligning 6.62 bliver mindst: ma A i/v = mv A i/v = 9, 23 S [S] (6.63) (6.64) Ved den typiske strømforstærkning for BC547B kommer man frem til en A i/v forstærkning på: ma A i/v = mv A i/v = 2, 69 S [S] (6.65) (6.66) Da spændingen over drivertransistoren v CE QE5 vil variere med omtrent samme sving, som der skal være over udgangsimpedansen R L (2 7 V - i virkeligheden lidt mere pga. dæmpning af spændingen i effekttrinnet, se afsnit 6.4.3), vil strømmen stige tilsvarende. Dermed er afsættes mere effekt i transistoren, hvormed den ville blive varmere. Da basisspændingen V B QE5 holdes fast af de øvrige transistorer i strømspejlet Q E6 - da disse ikke oplever samme spændingssving og effekt afsætning - vil transistoren begynde at lede mere strøm. Dermed vil der blive afsat mere effekt, og transistoren ville opleve termisk runaway og til sidst brænde af. I den konkrete situation vil transistoren sandsynligvis blive holdt fast af strømgeneratoren I udgang, da strømmen herfra er begrænset til 2 ma. Termisk runaway vil (sandsynligvis) ikke være den store fare. Ikke desto mindre er der, for at modvirke dette, som tidligere nævnt, indsat emittermodstandene R E7, R E9 og R E0. Spændingen over disse modstande sættes til at være omtrent 300 mv, som nævnt i 9

100 KAPITEL 6. EFFEKTFORSTÆRKER P3 rapport Gr. 37 storsignals analysen i afsnit Da collectorstrømmene i strømspejlet (I C QE6A og I C QE6B ) er på ma, bliver modstandene her (R E9 og R E0 ) på 300 Ω hver. Pga. den større collectorstrøm i Q E5 transistoren, vil V BE QE5 spændingen også stige med en faktor. Emittermodstanden R E7 skal derfor dimensioneres ud fra dette. Ændringen i basisspænding i forhold til strømspejlstransistorerne og R E7 er beregnet i ligningen herunder: V BE QE5 = V BE QE6 + V T ln I C Q E5 I C QE6 [V] (6.67) V BE = V BE QE5 V BE QE6 = V T ln I C Q E5 I C QE6 [V] (6.68) V RE7 = V RE8 V BE = V RE8 V T ln I C Q E5 I C QE6 [V] (6.69) = 300 mv 26 mv ln 2 ma = 282 mv (6.70) ma R E7 = V R E7 282 mv = = 4 Ω (6.7) I udgang 2 ma Selvom termisk runaway sandsynligvis ikke er den store fare, vil modstandene alligevel have den fordel, at de vil udjævne evt. forskelle i transistorerne Samlet spændingsforstærkning Transkonduktans-forstærkningen A i/v af differensspændingen kan herefter omregnes til en spændingsforstærkning A v/v = v c QE5 /v diff. Dette gøres ved at finde de impedanser collectoren på transistoren i driver trinnet Q E5 ser. Strømmen igennem dem er givet ved A i/v og dermed opnås et udtryk for A v/v. ib-qe5 QE5 ro-qe5 Zout-Iudgang Zin-effekttrin RE7 AC AC AC Figur 6.0: Driver trinnet og impedanser set fra collectoren På figur 6.0 er transistoren i driver trinnet (Q E5 ) vist sammen med de impedanser, der sidder på collectoren. Z out Iudgang er udgangsimpedansen fra strømgeneratoren I udgang, Z in effekttrin er indgangsimpedansen i effekttrinnet (spændingen mellem baserne på de to BJT er i effekttrinnet Q E og Q E2 regnes for at være en DC-spændingen, hvorfor crossover kompenserings delen ikke giver anledning til nogen 92

101 KAPITEL 6. EFFEKTFORSTÆRKER impedans i denne sammenhæng). Det viser sig, at disse to impedanser er langt større end udgangsimpedansen i selve transistoren r o QE5, som ud fra databladet kan beregnes til at være mellem 6,7 kω og 33,3 kω (r o h oe, hvor h oe er opgivet til typisk 30 µs og maks. 60 µs - målt ved I C = 2 ma, V CE = 5 V og f = khz ). Strømgeneratoren regner vi indtil videre som værende ideel - dvs. med uendelig høj udgangsimpedans. I praksis vil det kredsløbs, som anvendes, have en min. udgangsimpedans (Z out Iudgang ) på omkring,25 MΩ, hvilket er beskrevet i afsnit 6.5 om strømgeneratorerne. Denne impedans er stor nok til at vi kan se bort fra den, da størrelsen på r o QE5 alligevel er meget usikker. En model for effekttrinnet er vist på figur 6.. Her er der set bort fra modstanden R E, da denne er beregnet til stort set kun at skabe en DC-spænding mellem de to gate indgange på M E og M E2. På (b) delen af figuren ses en forkortet version af modellen, hvor impedanser og strømgeneratorer er lagt sammen i parallel. Dermed kan kredsløbet betrages som en common-collector koblet BJT efterfulgt af en common-drain koblet MOSFET. B C Zin-udgang B rpi-qe E E rpi-qe2 beta*ib-qe beta*ib-qe2 (a) Zin-mos C ro-qe ro-qe2 AC G AC G gm*vgs-me Ciss-ME S S Ciss-ME2 gm*vgs-me2 D D AC AC RL AC Zin-udgang B /2*rpi E 2*beta*ib C /2*ro Zin-mos (b) AC G Ciss-ME + Ciss-ME2 S D AC (gm-me + gm-me2)*vgs RL AC Figur 6.: (a) π-model over effekttrinnet til beregning af indgangsimpedans. (b) Forkortet version af modellen Ud fra figur 6. kan der opstilles en ligning for indgangsmodstanden i common-drain trinnet (Z in mos ), som vist i ligningen herunder: Z in mos = v G i G [Ω] (6.72) i G = jω (C iss ME + C iss ME2 ) v GS [A] (6.73) v G = v GS + (g mm + g mm2 )R L v GS + i G R L [V] (6.74) Z in mos = + (g mm + g mm2 )R L jω (C iss ME + C iss ME2 ) + R L [Ω] (6.75) Kondensatoren C iss ME er ifølge databladet maksimalt 200 pf og C iss ME2 er maksimalt 440 pf [30][3], og vil udgøre den største impedans ved 20 khz. g m kan ligeledes findes i databladet, og er 93

102 KAPITEL 6. EFFEKTFORSTÆRKER P3 rapport Gr. 37 ved den størst mulige strøm på 2 ea peak mindst,25 S for begge MOSFET-transistorer. Den samlede impedans Z in mos er derfor: Z in mos = + (, 25 S +, 25 S ) 8 Ω + 8 Ω [Ω] (6.76) j2π 20 khz (200 pf pf ) = 8 Ω j26, kω (6.77) Den samlede indgangsimpedans i effektrinnet Z in effekttrin kan dermed beregnes ud fra indgangsimpedansformlen for en common collector koblet BJT, opskrevet i ligning Minimumsværdierne for β AC, r π og r o for BC547B/BC557B transistorerne (Q E og Q E2 ) er på henholdsvis 240, 3,2 kω og 6,7 kω. Impedansen Z in effekttrin bliver derfor: Z in = r π + (r o Z L,CC BJT ) (β AC + ) [Ω] (6.78) Z in effektrin = r π + (r o Z in mos ) (β AC + ) [Ω] (6.79) ( ) 6, 7 kω (8 Ω j26, kω ) Z in effektrin = 3, 2 kω + (240 + ) [Ω] (6.80) 6, 7 kω + 8 Ω j26, kω Z in effektrin = 3, 2 kω + (5, 9 kω + j8 kω ) 24 [Ω] (6.8) Z in effektrin = 4, 0 MΩ + j256, 4 kω (6.82) Herfra ses det, at indgangsimpedansen Z in effektrin er så stor, at man godt kan tillade sig at se bort fra den i den videre beregning. ai Vc-QE5 (-a)i QE5 ro-qe5 i ai (-a)i RE7 AC Figur 6.2: Strømme i driver trinnet med r o som eneste impedans set fra collectoren Da der ses bort fra alle eksterne impedanser på collectoren af Q E5, som vist på figur 6.0, kan man betragte kredsløbet, som om collectoren var afbrudt, som vist på figur 6.2. Som det fremgår af 94

103 KAPITEL 6. EFFEKTFORSTÆRKER figuren, vil der AC-mæssigt kun løbe en strøm svarende til basisstrømmen ned igennem R E7. Hele collectorstrømmen vil løbe igennem r o QE5, hvorfor spændingsforstærkningen A v/v kan beregnes som følger (med den mindste værdi for r o QE5 og A i/v fra ligning 6.64): A v/v = v c QE5 = A v i/v r o QE5 diff [V/V] (6.83) = 9, 23 S 60 µs = V/V (6.84) Denne værdi for A v/v er meget usikker, da der hele vejen igennem er regnet med de mindste impedanser og forstærkninger, og da værdierne hertil i forvejen er upræcise. Forstærkningen kan derfor både være lidt mindre, men især større. Ved at bruge typiske værdier i alle situationer kan man da også komme frem til en noget højere forstærkning, som vist i ligningen herunder (med A i/v fra ligning 6.66): A v/v = 2, 69 S 30 µs A v/v = 423E3 V/V [V/V] (6.85) (6.86) Tilbage er der blot at vurdere, hvad forstærkningen i udgangstrinnet er. Ud fra den valgte topologi, beskrevet kort i afsnit 6.2, bør udgangstrinnet have en forstærkning på. Som vist på figur 6. er udgangstrinnet en common collector kaskadekoblet med en common drain. I common collector kobling vil der så godt som intet spændingstab være. Spændingsforstærkningen kan beregnes ud fra følgende formel: A CC = (β + ) (r o R L CC ) r π + (β + ) (r o R L CC ) (24) (6, 7 kω j2, 43 kω ) A CC = 8, 5 kω + (24) (6, 7 kω j2, 43 kω ) A CC = V/V [V/V] (6.87) [V/V] (6.88) (6.89) hvor r o er udgangsimpedansen af BJT erne og R L CC er den belastning som trinnet ser, dvs. MOSFET udgangene. Dette svarer ca. til indgangsimpedansen af trinnet, vist i ligning 6.82, hvilket er langt mere end en r π på maks. 8,5 kω [20]. Der er i ligningen set bort kildeimpedans fra driver trinnet og den impedans, som V BE -multiplierne i crossover kompenserings blokken evt. måtte belaste baserne med. Men selv disse vil ikke ændre på, at common collector koblingen har en spændingsforstærkning, der meget tæt på. Common drain koblingen har en lidt mindre spændingsforstærkning. Denne kan beregnes ud fra følgende ligning, hvor g m ME og g m ME2 transkonduktansen i de respektive MOSFET-transistorer, som beskrevet tidligere. 95

104 KAPITEL 6. EFFEKTFORSTÆRKER P3 rapport Gr. 37 A CD (g m ME + g m ME2 ) R L + (g m ME + g m ME2 ) R L [V/V] (6.90) (, 3 S + 2, 0 S ) 8 Ω = = 9, 63 V/V + (, 3 S + 2, 0 S ) 8 Ω (6.9) Den samlede numeriske råforstærkning i effektforstærkeren A o bliver derfor i worst case V/V og med typiske værdier V/V. Som nævnt tidligere er dette dog meget upræcise beregninger, som let kan hænde at være anderledes. En simulering af åben sløjfe forstærkningen (A o ) i effektforstærkeren viste dog også en råforstærkning på ca V/V. Denne simulering vil blive beskrevet nærmere i afsnit 6.7 om stabilitet. 6.5 Strømgeneratorer I alle trinnene i forstærkningen er der behov for en biasstrøm, som gør, at transistorer kan operere ved et veldefineret DC-arbejdspunkt. Til dette formål er der indsat to strømgeneratorer, I diff og I udgang, som begge skal levere 2 ma. Deres primære opgave at at levere denne strøm uden stor følsomhed over for komponenttolerancer og -parametre, uden at blive påvirket af belastningen og uden risiko for termisk runaway. Den mest simple måde at skabe en strømgenerator på, er at skabe en referencestrøm gennem en ohmsk modstand og kopiere denne vha. et strømspejl. På denne måde kan man skabe en stabil, veldefineret strøm pga. modstandes lave tolerancer og pga. den høje udgangsimpedans i strømspejlet. For at forbedre disse karakteristika yderligere i forhold til et ordinært strømspejl, som det er beskrevet i differenstrinnet i afsnit 6.4., har vi valgt at anvende den variant, der kaldes et Wilson strømspejl. Denne variant er bedre end ordinære strømspejle mht. alle kravene, og eneste ulempe er derfor de ekstra transistorer, som er påkrævet Wilson strømspejlets virkemåde Strømspejlets virkemåde kan beskrives ud fra figur 6.3, hvor strømgeneratoren til I udgang er vist (da de to strømgeneratorer er ens, beskrives kun denne). På figuren er alle strømme indtegnet med reference til collectorstrømmen fra Q E8, som benævnes I C. Det forudsættes, at transistorerne er matchede (særligt dem der sidder overfor hinanden), da β og V EB eller ville afvige fra hinanden. Ud fra disse strømme kan de to vigtige strømme findes, nemlig referencestrømmen I ref som skal kopieres over på udgangen i form af strømmen I udgang. Disse er fundet på følgende måde: 96

105 KAPITEL 6. EFFEKTFORSTÆRKER VCC+ QE8A 2N380 Ic(/b) Ic(/b) QE8B 2N380 Ic Ic(2/b) Ic QE9A 2N380 Ic(-/(+b)) Iref = Ic((2+b+2/b)/(+b)) Ic(/(+b))Ic((+2/b)/(+b)) RE2 Ic((2+2/b)/(+b)) Ic(+2/b) QE9B 2N380 Iudgang = Ic((2+b)/(+b)) 0 Figur 6.3: Wilson strømspejlet med strømme indtegnet. Strømmen I C er collectorstrømmen fra Q E8 og alle øvrige strømme er med reference hertil. Værdien b på figuren svarer til β, ikke basisstrøm. ( ) + 2/β I udgang = I c ( + 2/β) I c + β ( 3 + β + 2/β = I c + 2/β ) + β + β = I c 2 + β + β ( I ref = I c ) ( ) 2 + 2/β + I c + β + β ( ) 2 + β + 2/β = I c + β [A] (6.92) [A] (6.93) [A] (6.94) [A] (6.95) [A] (6.96) Forholdet mellem de to strømme er vist herunder: 97

106 KAPITEL 6. EFFEKTFORSTÆRKER P3 rapport Gr. 37 I udgang I ref = I c = = 2+β +β 2+β+2/β I c +β 2 + β 2 + β + 2/β + 2 (β+2)β [ ] A A [ ] A A [ ] A A (6.97) (6.98) (6.99) Ud fra ligningen ses det, at strømspejlet er meget uafhængig af transistor parametre. Ligesom i differenstrinnet anvendes der i strømspejlet 2N380 PNP transistorer med to i samme hus [35]. Disse har en minimums β på 50 (dog typisk 400 ved 2 ma). Regner man derfor worst case overføringsfunktionen for strømspejlet giver det: I udgang I ref + 2 (50+2) 50 = 0, 9999 [ ] A A (6.00) Modstanden R E2 er dimensioneret ud fra, at strømmen I ref på 2 ma løber igennem dem. Spændingen henover modstanden er lig med positiv forsyningsspænding V CC minus 2 basis-emitter-spændingsfald (V EB QE8A og V EB QE9A ), som vist på figur 6.3. Disse er i databladet aflæst til at være typisk 0,67 V [35]. Dermed udregnes modstanden R E0 som vist herunder: R E0 = V CC 2 V BE I ref [Ω] (6.0) 26 V 2 0, 67 V = 2 ma = 2, 33 kω (6.02) Termisk uafhængighed Som tidligere nævnt er Wilson strømspejlet termisk uafhængigt i modsætning til mange andre strømspejle. Derfor er det heller ikke nødvendigt med emitter-modstande til at fungere som termisk tilbagekobling. Årsagen til den termiske uafhængighed er, at Q E9B er strømstyret og ikke spændingsstyret. Det egentlige strømspejl udgøres af Q E8A og Q E8B. Hvis disse to er matchede, vil Q E8B have samme V BE som Q E8A og dermed vil der løbe samme strøm igennem dem. Da base og collector på Q E8B er kortsluttet vil spændingen over collector-emitter på Q E8B aldrig stige, og der vil derfor aldrig blive afsat mere effekt i denne end i Q E8A. Derfor vil denne transistor ikke opleve termisk runaway. Transistoren i udgangen, Q E9B, vil til gengæld blive udsat for spændingssving og der vil dermed blive afsat effekt i den, som vil få den til at blive varmere. Dette vil dog ikke medføre at strømmen begynder 98

107 KAPITEL 6. EFFEKTFORSTÆRKER at stige (termisk runaway), da denne transistor jo får en fast strøm fra Q E8B og ikke en fast V BE. Derfor er Wilson strømspejlet termisk uafhængigt Udgangsimpedans Et krav er ligeledes, at udgangsimpedansen er høj. Dette kan afgøres ved at påtrykke kredsløbet en testspænding - v x - og måle denne i forhold til den strøm - i x - der løber ud af spændingsgeneratoren. Denne opstilling er sammen med AC-strømmene vist på figur 6.4. I beregningerne ses der bort fra den effekt modstanden R E2 har og den regnes derfor som en ideel strømgenerator (dvs. afbrydelse). AC i(/b) i(/b) QE8A QE8B i i(2/b) i QE9A i QE9B i(b+) i(2+b+2/b) ix = i(2+2/b) i(b) ro-qe9b vx AC Figur 6.4: Wilson strømspejlet påtrykt en testspænding v x for at finde udgangsimpedans. Strømmen i er AC-strømmen ud af basen på Q E9B og alle øvrige strømme er med reference hertil. Værdien b på figuren svarer til β, ikke basisstrøm. Som det fremgår af figur 6.4 kan en stor del af spændingsfaldet tilskrives strømmen igennem r o QE9B. Det samlede spændingsfald (v x ) kan udtrykkes som vist herunder: v x = v BE QE8B + v RO QE9B [V] (6.03) = i B QE8B r π QE8B + r o QE9B i ro QE9B [V] (6.04) = i(r π QE8B /β + r o QE9B (2 + β + 2/β)) [V] (6.05) 99

108 KAPITEL 6. EFFEKTFORSTÆRKER P3 rapport Gr. 37 Divideres denne spænding med i x kan udgangsimpedansen Z out Iudgang findes: Z out Iudgang = v x = i(r π QE8B/β + r o QE9B (2 + β + 2/β)) i x i(2 + 2/β) r o QE9B β 2 [Ω] (6.06) [Ω] (6.07) r o QE9B kan ifølge datablad være ned til 6,6 kω (r o /h oe. I databladet er h oe opgivet til maks. 60 µs - målt ved I C = ma, V CE = 0 V og f = khz ) og β er som nævnt tidligere minimum 50 [35]. Dermed kan den samlede udgangsimpedans beregnes til: Z out Iudgang 6, 6 kω 50 2 =, 25 MΩ (6.08) (6.09) Udgangsimpedansen er derfor meget stor, og i sammenligning med den r o QE5 som den sidder i parallel med (jf. afsnit om beregning af den samlede spændingsforstærkning). 6.6 Tilbagekobling Hele årsagen til, at det er smart at opnå en stor råforstærkning, som beskrevet i småsignals-analysen, er, at man ved tilbagekobling kan opnå en meget præcis forstærkning. Ved at tilbagekoble udgangssignalet ind på differenstrinnet, vil forskellen mellem indgang og udgang konstant blive udlignet pga. den store råforstærkning. Dermed kan forvrængning undertrykkes, og en pæn flad frekvensgang i hele den ønskede båndbredde kan skabes. Tilbagekobling giver dog også risiko for ustabilitet, hvilket vil blive gennemgået i afsnit 6.7. Et af kravene til Effektforstærkeren er, at den ved en indgangsspænding på V leverer en effekt på 2 W til R L. Dette medfører en spænding på 9,8 V henover R L (jf. storsignals analysen i afsnit 6.3). Dvs. at den ønskede forstærkning er 9,8 V/V, hvilket tilbagekoblingen skal sørge for Serie-shunt topologi Da Effektforstærkeren er en spændingsforstærker vil det naturlige valg af tilbagekoblings topologi være serie-shunt tilbagekobling, som vist på figur 6.5. Ved denne topologi måles spændingen på udgangen (shunt) og mixes ind på indgangen (serie). I tilbagekoblingskredsløbet forstærkes v out med tilbagekoblingsfaktoren β og trækkes derefter fra v s. Når det antages, at råforstærkningen A o er tilpas stor, hvilket blev påvist i afsnit 6.4.3, opnås følgende ligning for forstærkningen ved tilbagekobling A f og dermed en ligning for beregning af β: 00

109 KAPITEL 6. EFFEKTFORSTÆRKER Rs k Vs Ri A A*Vin Ro RL 8 b*vout beta Vout Figur 6.5: Kredsløb med serie-shunt tilbagekobling A f = A + Aβ β A f = 9, 8 β = 9, 8 V V [ ] V V (6.0) (6.) Tilbagekoblingskredsløb Til at realisere denne tilbagekobling vælges et kredsløb, som vist på figur 6.6. Forholdet mellem to modstande, R EF og R EF2, bestemmes af den ønskede β. Ved at vælge modstandene til at have en størrelse langt større en R L kan der næsten ses bort fra den impedans, der dermed kommer til at sidde i parallel med R L (denne impedans beregnes i afsnit 6.6.3). Ved at vælge R EF til 20 kω, findes R EF2 som vist herunder: β = R EF2 = R EF β v f v out = R EF R EF2 = 20 kω /9, 8 [ ] V V (6.2) = 76 kω (6.3) Da DC generelt er uønsket i Effektforstærkeren, vælges det, at DC-forstærkningen kun skal være på i stedet for 9,8. Det er med til at hindre DC offset på udgangen. Denne lavere DC-forstærkning opnås ved at sætte kondensatoren C EF ind, som vist på figur 6.6. Ved DC vil kondensatoren fungere som en afbrydelse, og dermed have en uendelig stor impedans. v f bliver dermed lig med v out. Kondensatoren C EF skal dimensioneres således, at den ikke ændrer på frekvensgangen i den definerede båndbredde (20 0

110 KAPITEL 6. EFFEKTFORSTÆRKER P3 rapport Gr. 37 Rs k Vs Vf Ri A A*Vin Ro Vout RL 8 REF2 REF 20k 76k CEF 4u Figur 6.6: Reelt tilbagekoblingskredsløb bestående af en spændingsdeler Hz - 20 khz). Derfor må C EF maks give anledning til et 3dB-knæk ved 2 Hz, da det er en dekade under 20 Hz. På den måde vil dæmpningen i 20 Hz være tilpas lille, som det fremgår af følgende ligninger, hvor β LF er den frekvensafhængige overføringsfunktion for tilbagekoblingskredsløbet ved lave frekvenser: β LF = = R EF + s C EF R EF + R EF2 + s C EF R EF s + R EF C EF R EF + R EF2 s + (R EF +R EF2 ) C EF [ ] V V [ ] V V (6.4) (6.5) Denne overføringsfunktion giver anledning til et nulpunkt (ω Z ) og en pol (ω P ). Da nulpunktet giver den største værdi, er det også den, der giver anledning til knækket ved den højeste frekvens. Kondensatoren C EF beregnes derfor ud fra, at ω Z skal være 2 Hz: ω Z = R EF C EF C EF = = R EF ω Z C EF = 4 µf 20 kω 2 Hz 2π [ ] rad (6.6) s [F] (6.7) (6.8) Ud fra dette kan dæmpningen i 20 Hz i forhold til dæmpningen af høje frekvenser beregnes: 02

111 KAPITEL 6. EFFEKTFORSTÆRKER 20 log Hz /β Hz = 20 log Hz /9, 8 = 20 log Hz /9, 8 = 20 Hz ) 20 log(/9, 8) [db] (6.9) ω 2 + ( R EF C EF ) 2 = R EF R EF + R EF2 20 kω 76 kω + 20 kω = 9, 75 ω 2 + ( (R EF +R EF2 ) C EF ) 2 (20 Hz 2π) 2 + ( 20 kω 4 µf )2 (20 Hz 2π) 2 + ( (20 kω +76 kω ) 4 µf )2 [ ] V V [ ] V V [ ] V V (6.20) (6.2) (6.22) = 20 log(/9, 75) 20 log(/9, 8) [db] (6.23) = 0, 042 db (6.24) (6.25) Denne dæmpning vurderes at være acceptabel i 20 Hz Beskrivelse af kredsløb vha. h-parametre For at vise, at det valgte kredsløb stemmer overens med topologien, vil kredsløbet her blive beskrevet vha. h-parametrene, da disse parametre særligt kendetegner serie-shunt tilbagekobling i forhold til andre parametre. Hvorledes de forskellige parametre relaterer sig til tilbagekoblingskredsløbet, kan ses på figur 6.7. Effekten af kortslutning og afbrydelser af de to porte vist på figuren skal ses i forhold til det reelle kredsløb på figur 6.6. Parameteren h er et udtryk for den impedans, der sidder i serie med tilbagekoblingskredsløbets spændingsgenerator, som vist på figur 6.7. Denne beregnes ved at kortslutte port 2 og sætte en test strøm på port, og derefter dividere V med I, hvormed impedanserne i tilbagekoblingskredsløbet (på figur 6.6) kommer til at sidde i parallel (kondensatoren C EF s impedans regnes ved 20 Hz, da den er størst ved denne værdi): h = V I V2 =0 [Ω] (6.26) h = (R EF + ) R EF2 jω C EF [Ω] (6.27) h = (20 kω + ) 76 kω j2π 20 Hz 4 µf [Ω] (6.28) h = 7, 98 kω j, 6 kω (6.29) 03

112 KAPITEL 6. EFFEKTFORSTÆRKER P3 rapport Gr. 37 Rs k Vs Ri A A*Vin Ro RL 8 h h2*v2 /h22 2 beta h2*i Figur 6.7: Tilbagekoblingskredsløbet beskrevet vha. h-parametre Den største impedans opnås ved DC, hvor h = R EF2. Denne impedans vil påvirke A-kredsløbet ved, at forøge indgangsimpedansen. Da denne impedans i forvejen er stor pga. tilbagekobling, har den derfor ikke nogen synderlig påvirkning. Parameteren h 2 er allerede beskrevet tidligere, da denne parameter svarer til tilbagekoblingensfaktoren β. Denne beregnes ved at afbryde port (jf. figur 6.7) og sætte en test spænding på port 2, og derefter dividere V med V 2 for at finde forstærkningen. Dette er allerede vist i ligning 6.3 (dog uden at tage hensyn til kondensatoren C EF ), og udtrykket for h 2 er opstillet i ligning 6.5. Parameteren h 2 er et udtryk for den strøm, der leveres til udgangen fra indgangen. Denne kan der ses bort fra, da A-kredsløbet har en langt større forstærkning på dette punkt. Parameteren h 22 er et udtryk for den admittans, der sidder i indgangen af tilbagekoblingskredsløbet og dermed i parallel med R L. Denne beregnes ved at afbryde port og sætte en test spænding på port 2, og derefter dividere I 2 med V, hvormed admittanserne i tilbagekoblingskredsløbet kommer til at sidde i serie: 04

113 KAPITEL 6. EFFEKTFORSTÆRKER h 22 = I 2 V h 22 = R EF2 + R EF + h kω + 20 kω + 2π 20 Hz 4 µf [S] (6.30) s C EF [S] (6.3) [S] (6.32) h 22 5, µs h kω (6.33) Denne admittans svarer til en impedans på 96 kω, hvilket er den mindste impedans der kan sidde i parallel med R L. Det fremgår heraf, at tilbagekoblingskredsløbet ikke i væsentlig grad belaster udgangen. 6.7 Stabilitet Ved at indføre tilbagekobling, indføres som tidligere nævnt også risikoen for ustabilitet. Ustabilitet forekommer, når det tilbagekoblede signal er ±80 faseforskudt i forhold til indgangssignalet. Det tilbagekoblede signal vil dermed være i modfase med indgangssignalet og i stedet for at blive fratrukket, vil det blive lagt til (fordi fasedrejet giver et negativt fortegn i forhold til indgangssignalet). Et svagt støjsignal på indgangen kan på denne måde forårsage, at kredsløbet begynder at oscillere ved en given frekvens. Derfor skal man, for at opnå stabilitet, undgå at det tilbagekoblede signal opnår ±80 fasedrej ved de frekvenser, hvor sløjfe forstærkningen Aβ er eller derover Åbensløjfe forstærkningens frekvensgang På figur 6.8 ses en simulering af åbensløjfe forstærkningen A o i Effektforstærkeren, samt en indtegnet vandret linie ved 9,8 db til at symboliserer /β (9,8 db = 20 log(9, 8) ). Simuleringen er foretaget ved at dividere udgangsspændingen v out med differensspændingen v diff = v in v f. Som det fremgår af amplitudeplottet er åbensløjfe forstærkningen A o (jω) ved lavere frekvenser lig med ca. 4 db (ca V/V), hvilket kan sammenlignes med den beregnede forstærkning på ca V/V i afsnit Som det ses på graferne, er Effektforstærkeren ikke stabil. Ved skæringen mellem A o (jω) grafen og /β linien er der er et fasedrej på ca. 270, hvilket er langt over grænsen. Det er derfor nødvendigt at kompensere for dette ved at ændre på frekvensgangen af A o (jω). Dette gøres ved først at analysere den nuværende frekvensgang med de poler, der er. Derefter flyttes den første pol (den ved den laveste frekvens), i et forsøg på at begrænse båndbredden, dvs. sørge for at A o (jω) skærer /β linien ved en lavere frekvens, hvor fasedrejet ikke er nær så slemt. Et typisk krav er en fasemargin på min. 45, dvs. at fasefrejet maks må være på 35. Dermed er vi på den sikre side mht. stabilitet, og lukket sløjfe forstærkningen A f får en pæn flad frekvensgang med en forstærkning på 9,8 db i hele båndbredden. 05

114 KAPITEL 6. EFFEKTFORSTÆRKER P3 rapport Gr Bodeplot Forstærkning / db khz 3,9 MHz 0 Amplitudeplot - V(out)/(V(in)-V(f)) /Beta grader Fase / grader grader -300 Faseplot - V(out)/(V(in)-V(f)) Frekvens / Hz Figur 6.8: Bodeplots over åben sløjfeforstærkningen A o (jω) med amplitudeplot øverst og faseplot nederst. /β er indtegnet på amplitudeplot Inden dette gøres, er det dog værd at lægge mærke til, hvad der mistes ved dette. Når båndbredden reduceres, mistes også muligheden for at gå op i frekvens. Den ønskede båndbredde er dog kun i audio området, dvs. 20 Hz - 20 khz, og frekvenser langt over dette er derfor uden betydning. Dog er det vigtigt at have en vis sløjfe forstærkningen (Aβ) i 20 khz, da dette, som nævnt i afsnit 6.6 er med til at udligne ulinearitet og dermed forvrængning. Det skønnes derfor, at Aβ i 20 khz minimum skal være 40 db. Ud fra figur 6.8 kan den nuværende Aβ i 20 khz aflæses til 84 db. Ved at se på de to plots på figur 6.8 kan en pol ved ca. 6 khz lokaliseres. Ved de højere frekvenser begynder A o (jω) for alvor at aftage, og fasen foretager store drejninger. Hvilke poler og nulpunkter, der forsager præcis hvad, er svært at svare på, da frekvensgangen her sandsynligvis skyldes mange faktorer i kredsløbet. Ved at aflæse fasedrejet kan man dog konkludere, at der ved 3,9 MHz er 35 fasedrej. Det bør dog noteres, at de modeller, som anvendes i simuleringen kun er gyldige op til nogle få MHz, og man kan derfor heller ikke stole på simuleringen ved så høje frekvenser. 06

115 KAPITEL 6. EFFEKTFORSTÆRKER Da en 45 fasemargin ønskes, skal /β linien skære A o (jω) ved de 3,9 MHz. Den ønskede forstærkning i 3,9 MHz skal altså ca. svare til /β - dvs. 9,8 db. Den nuværende forstærkning er på 60,3 db, og flytningen af den dominerende pol i 6 khz skal derfor medføre et fald i forstærkning på lidt over 40 db - dvs. at polen skal flyttes 2 dekader til 60 Hz. For at opnå min. 45 fase margin, ville man dog skulle flytte polen en anelse længere, men her er det valgt i stedet at forsøge at ophæve polen i 3,9 MHz med et indsat nulpunkt, hvilket beskrives senere. Dermed går de 60 Hz an. Med denne flytning vil forstærkningen, som nævnt, også blive reduceret i audio båndbredden. Men med en 40 db reduktion, vil sløjfe forstærkningen (Aβ) i 20 khz stadigvæk være på ca. 44 db, hvormed det førnævnte krav er opfyldt Frekvensgang i forstærkningstrin For at kunne frekvens kompensere kredsløbet, er det nødvendigt at vide, hvor man skal skrue på polerne. Hvis polen i 6 khz skal flyttes, skal man ændre på den kapacitet, som forårsager polen. På figur 6.9 er amplitudeplots over de tre trin, der udgør forstærkningen, indtegnet. Ud fra disse plots ses det, hvilke dele af kredsløbet, der forårsager hvilke poler. I differenstrinnet forstærkes differensspænding, som beskrevet i afsnit Pga. strømspejlet, der udgøres af transistorerne Q E6A og Q E6B, vil trinnet fungere som en strømgenerator, og næste trin vil derfor blive strømstyret. Det øverste plot på figur 6.9 viser derfor strømmen i B QE5 i forhold til v diff. Som det ses, er der ikke nogen nævneværdig ændring i frekvensgang før MHz området. Her begynder diverse poler og nulpunkter at spille ind, hvilket stemmer fint overens med, hvad der tidligere er blevet konkluderet ud fra figur 6.8 om råforstærkningen A o (jω) - at der i MHz området er en del frekvensgangs ændring. I drivertrinnet forstærkes strømmen fra differensspændingen, som beskrevet i afsnit 6.4.2, og outputtet er en spænding. Det midterste plot på figur 6.9 viser derfor spændingen v C QE5 i forhold til i B QE5. Her ses en frekvensgang, som i høj grad ligner den for A o (jω) indtil MHz området. Det. knæk ligger her ved omkring 5,6 khz, hvilket er omtrent det samme, som knækket ved 6 khz på figur 6.8. Der er tale om knæk forårsaget af den samme pol, og den lille forskel i frekvens skyldes sandsynligvis, at A o (jω) rummer flere poler og nulpunkter, hvilket påvirket knækket. Det næste synlige knæk på grafen ligger ved omkring 0 MHz. Inden der ses nærmere på drivertrinnets frekvensgang, skal frekvensgangen i udgangstrinnet også vurderes. Her forstærkes spændingen fra drivertrinnet og en udgangsspændingen over R L leveres. Det nederste plot på figur 6.9 viser derfor spændingen v out i forhold til v C QE5. Som det fremgår, er frekvensgangen meget pæn indtil MHz området. Dette stemmer fint overens med, hvad der tidligere er konkluderet. Polen ved 5,6 MHz i drivertrinnet skyldes interne kapaciteter i transistoren. For at sandsynliggøre dette, vil det blive afprøvet ved beregning. På figur 6.20 er π-modellen over drivertrinnet indtegnet inkl. indre kapaciteter C µ og C π. For at lette udregningen Miller-transformeres C µ, så den kommer til at sidde mellem basen og emitteren og udgøre C x sammen med C π. Der ses bort fra den Miller-transformerede kondensator, som kommer til at sidde mellem collector og emitter, da denne vil være meget lille og der- 07

116 KAPITEL 6. EFFEKTFORSTÆRKER P3 rapport Gr Forstærkning / db I(BQ5)/(V(in)-V(f)) Forstærkning / db 00 5,6 khz 0 MHz V(CQ5)/I(BQ5) Forstærkning / db V(out)/V(CQ5) Frekvens / Hz Figur 6.9: Amplitudeplot over forstærkningen i de enkelte forstærkningstrin. Øverst er udgangsstrømmen af differenstrinnet i forhold til differensspændingen. I midten er udgangsspændingen af drivertrinnet i forhold indgangsstrømmen fra differenstrinnet. Nederst er udgangsspændingen fra effekttrinnet i forhold til indgangsspændingen fra drivertrinnet. med udgøre en impedans på niveau med de impedanser fra strømgenerator og udgangstrin, som der i forvejen ses bort fra, jf. afsnit om spændingsforstærkning. Der ses ligeledes bort fra R E7, da denne tilnærmelsesvis ingen betydning har AC-mæssigt, jf. afsnit Kondensatoren C x vil have følgende størrelse: C x = C π + C µ ( A v ) [F] (6.34) hvor A v er spændingsforstærkningen i drivertrinnet. Denne kan udledes til (jf. evt. afsnit om spændingsforstærkning): 08

117 KAPITEL 6. EFFEKTFORSTÆRKER ib-qe5 cpi-qe5 B rpi-qe5 cu-qe5 E gm*vpi C ro-qe5 vc-qe5 ib-qe5 cx-qe5 B rpi-qe5 E gm*vpi C ro-qe5 vc-qe5 (a) RE7 AC (b) AC Miller- Figur 6.20: Drivertrinnets π-model inkl. kapaciteter. På kredsløb (b) er C µ transformeret og udgør C x sammen med C π. A v = v C v π = g mv π r o v π = g m r o [ ] V V [ ] V V (6.35) (6.36) Den frekvensafhængige forstærkning i drivertrinnet, som vist på figur 6.9, kan dermed beskrives på følgende måde, hvor Z BE er den samlede impedans mellem base og emitter: v C i B = g mv π r o v π /Z BE [Ω] (6.37) = g m r o Z BE [Ω] (6.38) Hvis g m og r o regnes som faste værdier, er det eneste frekvensafhængige i dette udtryk impedansen Z BE, som derfor er det eneste sted, hvor en pol kan findes. Impedansen Z BE kan beskrives som parallelforbindelsen mellem r π og Z x, som vist herunder: Z BE = r π Z x = r π Z x = r π sc x r π + Z x r π + sc x [Ω] (6.39) = r π + sr π C x [Ω] (6.40) Udskifter man C x med udtrykket fra ligning 6.34 og 6.36, ses det, at polen ω 0 ZBE forårsaget af Z BE er: ω 0 ZBE = r π (C π + C µ ( + g m r o )) [ ] rad s (6.4) 09

118 KAPITEL 6. EFFEKTFORSTÆRKER P3 rapport Gr. 37 De fleste af disse værdier kan aflæses i databladet for transistoren. De typiske værdier er r π = 4, 5 kω, r o = /30 µs (begge opgivet ved I C = 2 ma, V CE = 5 V og f = khz ) og C µ = C CBO = 3, 5 pf (opgivet ved V CB = 0 V og f = MHz ). Kondensatoren C π er ikke oplyst, men kan beregnes ud fra f T, som er opgivet til 300 MHz (opgivet ved V CE = 5 V, I C = 0 ma og f = 00 MHz ): g m C π = C µ [F] (6.42) 2πf T 2 ma 26 mv = 3, 5 pf 2π 300 MHz [F] (6.43) = 37 pf (6.44) Ud fra dette samt ligning 6.4 kan polen f 0 ZBE (dvs. ω 0 ZBE 2π) nu beregnes til: f 0 ZBE = 2π f 0 ZBE = 3, 92 khz ( 4, 5 kω 37 pf + 3, 5 pf ( )) [Hz] (6.45) + 2 ma 26 mv 30 µs (6.46) Denne pol svarer nogenlunde til den på simuleringen aflæste pol på 5,6 khz, når tilnærmelser og unøjagtigheder i de brugte værdier tages i betragtning Dominerende pol og ny åbensløjfe forstærknings frekvensgang Ud fra ligning 6.4 ses det, at C µ har langt større betydning for polen end C π pga. den høje spændingsforstærkning i driver trinnet. Det besluttes derfor, at indlægge en kondensator (C E2 ) mellem collectoren og basen på Q E5 for dermed at flytte polen nedad. Denne kondensator kommer til at være i parallel med C µ og burde derfor regnes sådan. Men da polen skal flyttes 2 dekader, vil C E2 blive langt større end C µ, som der derfor kan ses bort fra. Ligeledes kan der ses bort fra C π. Som nævnt tidligere ønskes det, at ophæve knækket ved 3,9 MHz ved at indlægge et ekstra nulpunkt. Dette kan opnås ved at sætte en modstand (R E8 ) i serie med kondensatoren (C E2 ). Opkoblingen med denne driver-tilbagekoblingsimpedans og den dertilhørende π-model kan ses på figur 6.2. Som vist i ligning 6.38 afhænger frekvensgangen af impedansen Z BE mellem base og emitter. Ved at indsætte den nævnte driver tilbagekobling fåes en ny impedans - Z BE ny. Denne afhænger af den Miller-transformerede af driver tilbagekoblingens impedansen, Z x ny, som vil være: Z M = Z A v [Ω] (6.47) sc Z x ny = E2 + R E8 + g m r o [Ω] (6.48) 0

119 KAPITEL 6. EFFEKTFORSTÆRKER RE8 vc-qe5 ib-qe5 B CE2 RE8 C vc-qe5 ib-qe5 CE2 QE5 rpi-qe5 gm*vpi ro-qe5 E (a) RE7 (b) AC VCC- Figur 6.2: Drivertrinnet inkl. tilbagekoblings impedans mellem collecor og base. På kredsløb (b) er π-modellen for transistor opkoblingen vist Z BE ny kan dermed udledes til: Z BE ny = r π Z x ny = = r π r π ( sc E2 + R E8 ) r π g m r o + ( sc E2 + R E8 ) [Ω] (6.49) + sr E8 C E2 + s(r E8 C E2 + g m r o r π C E2 ) [Ω] (6.50) Dette giver en ny pol (ω p ZBEny ) og et nyt nulpunkt (ω z ZBEny ): ω p ZBEny = ω z ZBEny = R E8 C E2 + g m r o r π C E2 R E8 C E2 [ ] rad s [ ] rad s (6.5) (6.52) Ud fra disse to ligninger kan både C E2 og R E8 beregnes ud fra, at der, som nævnt i afsnit 6.7., ønskes en pol i 60 Hz og et nulpunkt i 3,9 MHz: ( C E2 = ω p ZBEny ( = ω z ZBEny ) 2π 60 Hz 2π 3, 9 MHz = 230 pf [F] (6.53) g m r o r π ) 2 ma 26 mv 30 µs 4, 5 kω [F] (6.54) (6.55) (6.56)

120 KAPITEL 6. EFFEKTFORSTÆRKER P3 rapport Gr. 37 R E8 = C E2 ω z ZBEny [Ω] (6.57) = 230 pf 3, 9 MHz 2π [Ω] (6.58) = 78 Ω (6.59) Med denne nye driver tilbagekobling kan åbensløjfe forstærkningen (A o (jω)) igen vurderes. Bodeplottet for denne nye frekvensgang er vist på figur Bodeplot Amplitudeplot - V(out)/(V(in)-V(f)) /Beta Forstærkning / db Hz Fase / grader grader Faseplot - V(out)/(V(in)-V(f)) Frekvens / Hz Figur 6.22: Bodeplots over den nye åben sløjfeforstærkning A o (jω) efter indførslen af driver tilbagekobling. Amplitudeplot er øverst og faseplot er nederst. Forstærkningen /β er indtegnet på amplitudeplot Som det fremgår af grafen, er kredsløbet stabilt, endda med en fase margin på ca. 75. Efter skæringen 2

121 KAPITEL 6. EFFEKTFORSTÆRKER mellem A o (jω) og /β sker der et forholdsvis stort fasedrej - men dette er som sagt ikke væsentligt for stabiliteten. Aflæser man på grafen vil man se, at 3-dB knækket ikke ligger i præcis i 60 Hz, hvilket var grundlag for beregningen, men nærmere ved 46 Hz. Dette skyldes at beregningerne er simplificerede i forhold til de algoritmer, som simuleringen benytter. Selvom knækket ligger før forventet, er der stadigvæk en sløjfe forstærkningen (Aβ) på lidt over 40 db i 20 khz, og det krav er dermed opfyldt Slew rate krav Tilbage er der at undersøge, hvordan driver-tilbagekoblingen går ud over slew raten i kredsløbet. Kredsløbet skulle jo gerne kunne levere det ønskede spændingsving på omtrent 7 V peak henover R L i hele båndbredden, dvs. også ved 20 khz. Pga. en spændingsdæmpning på ca. 0,963 i udgangstrinnet (jf. afsnit 6.4.3) kræver det, at spændingen v C QE5 på udgangen af drivertrinnet skal kunne variere med ca. 7,7 8 V peak. Det betyder, at driver tilbagekoblings impedansen ikke må hindre, at dette spændingssving finder sted. Hvis den samlede tilgængelige strøm igennem impedansen resulterer i et lavere spændingssving, er slew rate kravet ikke overholdt. Den samlede tilgængelige strøm er i dette tilfælde henholdsvis strømmen fra differenstrinnet (op til 2 I C QE7 ) og strømmen fra strømgeneratoren I udgang. Disse er begge 2 ma og stiller dermed de samme betingelser. Ud fra den følgende ligning ses det, at slew rate kravet er overholdt med en fin margin selv i 20 khz (hvor Z f driv er drivertilbagekoblingsimpedansen): Z f driv > V peak I peak [Ω] (6.60) > 8 V 2 ma [Ω] (6.6) > 9 kω (6.62) Z f driv = + R E8 sc E2 [Ω] (6.63) = π 20 khz 230 pf [Ω] (6.64) = 34, 78 kω (6.65) Indgangsimpedans Nu da den endelige frekvensgang for åbensløjfe forstærkningen (A o (jω)) er faslagt, kan kredsløbets indgangsimpedans estimeres. Pga. tilbagekobling vil denne indgangsimpedans i differenstrinnet nemlig blive langt større. I databladet er der oplyst en r π for transistorerne i differenstrinnet (Q E7 ) på minimum 3 kω (målt ved I C = ma, V CB = 0 V og f = khz ). Tilbagekoblingen vil forøge denne impedans med en faktor ( + A o β), hvilket vil betyde ca. 300 kω ved 20 khz (pga. sløjeforstærkningen på 40 db) og højere ved lavere frekvenser (her ses der bort fra det bidrag, som tilbagekoblingens udgangsimpedans forøger kredsløbets indgangsimpedans med, jf. ligning 6.29 i afsnit om tilbagekoblingens h-parametre). Ved common mode signal på indgangen af differenstrinnet, vil indgangsimpedansen 3

122 KAPITEL 6. EFFEKTFORSTÆRKER P3 rapport Gr. 37 dog være endnu højere, pga. den store udgangsimpedans fra strømgeneratoren I diff, jf. afsnit 6.5 om strømgeneratorerne. Vin CE3 u RE 00k rpi-qe7 * (+Ab) >300k AC AC Figur 6.23: Impedanserne der sammen udgør indgangsimpedansen i Effektforstærkeren For at kompensere for et evt. DC-offset fra Tone- og volumenkontrollen, er Effektforstærkeren AC-koblet vha. et højpasfilter i indgangen. Filteret, sat sammen med differenstrinnets indgangsimpedans, er vist på figur Dette filter har en knækfrekvens på lidt under 2 Hz, så alle signaler i båndbredden 20 Hz - 20 khz passerer nogenlunde uhindret, som vist herunder (r π QE5 ( + A o β) er ikke taget med i beregning af knækfrekvens, da dennes størrelse er enorm ved lave frekvenser pga. en høj A o β): f 0 = 2π C E3 R E [Hz] (6.66) = =, 6 Hz 2π µf 00 kω (6.67) Den samlede indgangsimpedans er lavest ved 20 khz (og derover). Her vil den være parallelforbindelsen mellem differenstrinnets indgangsimpedans r π QE5 ( + A o β) og R E, som vist på figur Denne vil minimum være 75 kω, hvilket er langt over de 0 kω, som kravene foreskriver (jf. afsnit.3.5 om kravene til Effektforstærkeren). Det bør nævnes, at hvis man havde valgt R E til at have samme størrelse som R EF2, den ene af modstandene i tilbagekoblingen, ville det have udbalanceres virkningen af DCbasisstrømme i differenstrinnet. Dette er vi dog først blevet opmærksom på sent i forløbet. 6.8 Simulering og verifikation af Effektforstærker Effektforstærkeren er testet både ved simulering og i laboratoriet. Laboratorietesten er beskrevet i målejournal K. I dette afsnit vil resultaterne fra både simulering og måling kort blive ridset op, for at dokumentere, at Effektforstærkeren virker efter hensigten og overholder de krav, der er blevet sat til den. Ved test af Effektforstærkeren blev forskellige R G modstande afprøvet (jf. afsnit om beskyttelse mod sving i MOSFET s). Det blev fundet, at netop en modstandsværdi på 50 Ω var nok til at beskytte mod sving. Ikke desto mindre var der af en eller anden grund selvsving i kredsløbet. Denne selvsving blev overlejret på stel, og påvirkede dermed hele kredsløbet. Problemet blev løst ved at afkoble med 00 nf kondensatorer henover flere af de steder, hvor DC-mæssigt stabile spændinger er ønsket, såsom 4

123 KAPITEL 6. EFFEKTFORSTÆRKER henover modstandene i strømgeneratorerne (C E4 henover R E2 og C E5 henover R E3 ) og henover modstanden mellem de to gates på MOSFET s (C E henover R E ). Derefter var selvsving ikke længere noget problemet, så længe crossover kompenserings delen blot var indstillet korrekt. Forholdet mellem udgangspændingen og indgangsspændingen er et af de primære krav til Effektforstærkeren. På figur 6.24 er frekvensgangen for forstærkeren vist. Ud fra denne ses det, at forstærkningen er de ønskede 9,8 db og at den er konstant i hele den ønskede båndbredde. 30 Bodeplot Forstærkning / db (20 Hz;9,8 db) (20 khz;9,8 db) V(out)/V(in) Frekvens / Hz Figur 6.24: Frekvensgangen for Effektforstærkeren med V out /V in Måleresultater viser omtrent det samme. Her beregnes forstærkningen til 9,79 V/V (dvs. 9,8 db) og frekvensgangen afviger maks 0, db, hvilket klart overholder kravet om maks ±0,5 db ændring (jf. kravspecifikationen i afsnit.3.5). I tabel 6. er de forskellige tests for Effektforstærkeren gengivet og sammenlignet med kravene. Som det 5

124 KAPITEL 6. EFFEKTFORSTÆRKER P3 rapport Gr. 37 fremgår af tabellen var der en anelse for meget THD i kredsløbet. Dette kan dog bl.a. skyldes, at der i målingerne er medtaget ikke hørbar forvrængning over 30 khz. Indgangsimpedansen er, som forventet, stor nok. Måling Målt værdi Krav khz & V in = V 9,79 V/V 9,8 ±0, 5 V/V " Frekvensgang max 20 Hz & V in = V 0, db 0,5 db " Max 20 khz & V in = V 0,59 % 0,5 % % Min khz & V in = V el. 50 mv 0,43 % 0,5 % " Indgangsimpedans Z khz & V in = 0, 5 V 84,0 kω 0 kω " I diff og I udgang fra strømgeneratorerne 2,005 ma N/A Crossover kompensering spænding V Multi 8,73 V N/A Hvilestrøm i effektrin 38,7 ma N/A Tabel 6.: Resultater af tests på Effektforstærkeren Udover de målinger, som der er opstillet krav til, er der også foretaget målinger på nogle komponentblokke. Som det fremgår af tabellen er den strøm, der leveres fra strømgeneratorerne testet. Denne er så tæt på 2 ma, som den kan være (hvis man tager højde for evt. måleunøjagtighed) og er dermed som ønsket (jf. afsnit 6.5 om strømgeneratorerne). Den DC-spænding, som crossover kompensering skulle indstilles til at levere, er målt til 8,73 V hvilket er forholdsvis tæt på den beregnede typisk påkrævede spænding på 8,5 V (jf. ligning 6.25 afsnit om dimensionering af crossover kompensering). Forskellen kan skyldes dels transisorparametre, dels indstilling af den variable modstand. Hvilestrømmen i effekttrinnet må siges at være ret stor i forhold til målsætningen om at skabe en klasse AB forstærker med hvilestrøm på 0 ma, jf. afsnit Det har været nødvendigt at justere V BE -multiplieren i crossover kompensering, så denne strøm blev leveret, for at undgå crossover på udgangen. En del af forklaringen på, at dette har vist sig nødvendigt, kan være, at de benyttede MOSFET s ikke er helt identiske på V GS -ID karakteristikkerne. Det viser sig bl.a. ved, at IRF9520 eren konstant trækker mest strøm. Alt i alt kan Effektforstærkeren afspille musik stabilt, og fungerer stort set efter hensigten. 6

125 KAPITEL7 Accepttest I dette kapitel vil der på baggrund af den udførte accepttest, beskrevet i målejournal L, blive konkluderet på, om systemet opfylder kravspecifikationerne beskrevet i afsnit Funktionelle krav Volumenindstilling fra kabinet og fjernbetjening fungerer som krævet, bortset fra, at kravet om indstillings præcision på ±0,5 db for volumen kun kan overholdes fra 0 til ca. 26 db s dæmpning ift. nominel udgangseffekt på 2 W. Bas- og diskantindstilling fra kabinet fungerer som krævet, og både den aktuelle volumen-, bas- og diskantindstilling vises korrekt på displays. Opstart af forstærkeren fungerer ikke som krævet, idet bas og diskant ikke starter på 0. Imidlertid starter volumen altid på 0, så fejlen anses ikke for at være kritisk. Den maksimalt opnåelige temperatur er ikke blevet testet. 7.2 Tekniske krav Systemets frekvensgang er illustreret på figur 7.. Som det ses, lever den op til kravet om max ±,5 db ændring ift. forstærkningen ved khz. Den totale harmoniske forvrængning (THD) inkl. støj for hele systemet er illustreret på figur 7.2. Som det ses, er kravet på max 0,7% overholdt for volumenniveauerne 53 og 47, hvilket svarer til nominel udgangseffekt og 6 db derunder. Imidlertid er kravet generelt ikke overholdt ved volumenniveau 27, hvilket svarer til 26 db under nominel udgangseffekt. Det noteres dog, at kravet kunne opfyldes med god margin ved alle de målte værdier, såfremt ikke hørbar THD over 30 khz blev filtreret fra. Systemet opfylder alle krav vedrørende håndterbar kildespænding, indgangsimpedans og nominel udgangseffekt. 7

126 KAPITEL 7. ACCEPTTEST P3 rapport Gr. 37 Forstærkning / db Volumenniveau 53 Volumenniveau 47 Volumenniveau 27 Maksimumskrav Minimumskrav Frekvens / Hz Figur 7.: Forstærkerens frekvensgang ved udvalgte volumenniveauer fra 0 til -26 db ift. nominel udgangseffekt THD / % V=53,D=0,B=0 V=47,D=0,B=0 V=47,D=6,B=0 V=47,D= 6,B=0 V=47,D=0,B=6 V=47,D=0,B= 6 V=27,D=0,B=0 V=27,D=6,B=0 V=27,D= 6,B=0 V=27,D=0,B=6 V=27,D=0,B= Hz khz 20 khz Figur 7.2: Forstærkerens THD ved forskellige volumen-, diskant- og basniveauer 8

127 KAPITEL8 Konklusion Målet for dette projekt har, som nævnt i starten, været at designe og konstruere en audio forstærker af en brugbar kvalitet med en nøjagtig og brugervenlig justering af volumenniveau, samt mulighed for regulering af bas- og diskantniveau. Denne problemstilling er forsøgt grebet an på systematisk vis og er tildels lykkedes. Design og konstruktionen afspejler semesterets fokus på brug af digitale og analoge grundkomponenter. Til at forstærke bas og diskant i musiksignalet er der anvendt aktive filtre vha. op-amps, og fælles for disse filtre og volumenkontrollen er, at niveauerne justeres digitalt. Til at forenkle brugergrænsefladen er der anvendt basal digital teknik med særligt fokus på simple logiske kredsløb. Effektforstærkeren er designet ved et mix af transistorkoblinger og tilbagekobling, så signalet kan forstærkes og afsættes som lyd i en højtaler. Alle delene af forstærkeren fungerer nogenlunde tilfredsstillende. Hele styringen fungerer som den skal (undtagen ved opstart). Brugeren har med forstærkeren mulighed for på en simpel måde (knaptryk) at regulere styrken og frekvensvægtningen af den musik, der afspilles; bl.a. kan volumen indstilles vha. fjernbetjening. Skrues volumen ned til niveau 0, svarer det til at slukke for musikken. Musikken, der afspilles, lyder ganske udmærket. Det eneste problem er, at der ifølge målingerne er en anelse høj forvrængning (THD), som for det trænede øre vil udgøre en forskel. Noget af den målte forvrængning kan dog også skyldes støj, og hvis forstærkeren afskærmes bedre vil det formentligt hjælpe. Der er mange ting, man kunne gøre for at forbedre forstærkeren både mht. kredsløbsforbedringer og mht. brugeroplevelse. Kredsløbsforbedringerne kunne f.eks. indebære optimering af komponentvalg og strømforbrug. Brugeroplevelsen kunne forbedres, hvis man f.eks. implementerede en mere avanceret brugergrænseflade med flere muligheder for finjustering af volumen og frekvensområder. Ligeledes kunne brugergrænsefladen, da al indstilling allerede foregår digitalt, forholdsvis let udvides med computerinterface. Musik-oplevelsen kunne som sagt forbedres ved nedbringelse af forvrængning og afskærmning mod støj. Derudover kunne man altid designe kredsløbet, så det var i stand til at levere en større effekt. Alt i alt er vi meget tilfredse med designet af forstærkeren og det konstruerede system, da det lever op til vore egne forventning. Det være sagt samtidigt med, at der selvfølgelig er flere forbedringsmuligheder. 9

128 LITTERATUR [] International Electrotechnical Commision. IEC 58-6: High fidelity audio equuipment and systems: Minimum performance requirements. Part 6: Amplifers [2] International Electrotechnical Commision. IEC 938: audio, video and audiovisual systems - interconnections and matching values - preferred and matching values of analogue signals [3] H. Flemming Jensen (dansk oversættelse). Hi-Fi normer - DIN 45500/IEC 58 i uddrag. Radiobranchens Fællesråd, 979. ISBN [4] Dansk Standard. DS 60065: Audio-, video- og lignende elektroniske apparater -Sikkerhedskrav [5] Philips. Datasheet: HEF4000B - Family Specifications, 995. [6] Osram. Datasheet: SFH 50 - IR-Receiver for Remote Control Systems, [7] Philips. Datasheet: HEF4006N - Hex inverting Schmitt trigger, 995. [8] Philips. Datasheet: HEF456B - Binary Up/Down Counter, 995. [9] Philips. Datasheet: HEF407B - Quadruple 2-input OR gate, 995. [0] Philips. Datasheet: HEF408B - Quadruple 2-input AND gate, 995. [] Philips. Datasheet: HEF400B - Quadruple 2-input NOR gate, 995. [2] SGS-Thomson Microelectronics. Datasheet: HEF4095B - Gate J/K Master-Slave Flip-Flop, 988. [3] Philips. Datasheet: HEF4068B - 8-input NAND gate, 995. [4] Philips. Datasheet: HEF4078B - 8-input NOR gate, 995. [5] Texas Instruments. Datasheet: SN Binary-to-BCD converter, 972. [6] ICT. Datasheet: PEEL22CV0 - CMOS Programmable Electrically Erasable Logic Device, [7] Philips. Datasheet: HEF45 - BCD to 7-segment latch/decoder/driver, 995. [8] Philips. Datasheet: HEF Quadruple exclusive-or gate,

129 LITTERATUR [9] Kingbright. Datasheet: SC56-EWA - Single digit numeric display, [20] Vishay. Datasheet: BC546 / 547 / Small Signal Transistors (NPN), [2] Fairchild Semiconductor Corporation. Datasheet: N diode, [22] Philips. Datasheet: HEF4082B - Dual 4-input AND gate, 995. [23] Siemens. Datasheet: LD 26 series - Infrared emitter single and arrays. [24] Texas Instruments. Datasheet: OPA350 - OpAmp, [25] [26] National Semiconductor. Datasheet: LM 555 Timer. [27] Adel S. Sedra og Kenneth C. Smith. Microelectronic Circuits. Oxford University Press, 5th edition, ISBN [28] Philips. Datasheet: HEF405B - 8-channel analogue multiplexer/demultiplexer, 995. [29] Analog devices. Datasheet: OP27 - Low-Noise, Op amp. [30] International Rectifier. Datasheet: IRF50 - HEXFET Power MOSFET N-channel. [3] International Rectifier. Datasheet: IRF HEXFET Power MOSFET P-channel. [32] General semiconductor. Datasheet: BC556 THRU BC559 - Small Signal Transistors (PNP), 998. [33] Motorola. Datasheet: BC546 / 547 / Amplifier Transistors (NPN), [34] Intersil. Datasheet: IRF50 - N-channel Power MOSFET. [35] Semicoa Semiconductor. Datasheet: 2N380 - Matched dual PNP transistors, [36] Philips. Datasheet: BC847 - NPN general purpose double transistors, 999. [37] Fischer Elektronik. Datasheet: WA3 = SK5 køleplade. 2

130 APPENDIKSA Bas-diskant udregninger I dette appendiks udledes overføringsfunktionerne for bas og diskant filteret der er anvendt i rapporten. Begge filtre er. ordens med en pol og et nulpunkt. Der udledes en ligning for den frekvens, som logaritmisk set ligge lige midt imellem de to knæk, ω(a/2) (ved denne frekvens er halvdelen af forstærkningen i db opnået). A. Bas filter På figur A. ses bas filteret. I det følgende udledes overføringsfunktionen for dette og en ligning for ω(a/2). Det antages, at opamp en er ideel, dvs. der ikke løber strøm ind i minus indgangen og at der er virtuel ground i dette punkt. Det medfører følgende: C IN R A RX R2X B -VDD R2 Ideel op-amp 2-4 V- OS OUT 6 OUT 3 + V+ OS VDD Figur A.: Kredsløbsdiagram for bas filteret 22

131 APPENDIKS A. BAS-DISKANT UDREGNINGER i RX = i R2X 0 v A = v B 0 R X R 2X v B = R 2X R X v A hvor v B og v A er spændingen i punkterne A og B på figur A. (A.) (A.2) (A.3) (A.4) Knudepunktsligning for strømmene, der løbet ind i punkt A på figur A. opstilles, for at finde et udtryk for v in : v A v in R i R = i C + i RX = v B v A v in R = v A sc (A.5) + 0 v A R X ) (A.6) v B sc (A.7) ( + R )) 2X R X (A.8) ( R + sc + R X v in = v A ( + R R X + scr Knudepunktsligning for strømmene, der løber ind i punkt B på figur A. opstilles for at finde et udtryk for v out : i R2 = i C + i R2X (A.9) v out v B = v B v A R + v B 0 (A.0) 2 R sc 2X ( v out = v B + sc + ) v A sc (A.) R 2 R 2 R 2X ( R 2X v out = v A + R ( 2 + scr 2 + R )) X (A.2) R X R 2X R 2X Ved at kombinere de to knudepunktsligninger opstilles overføringsfunktion for bas filteret: 23

132 APPENDIKS A. BAS-DISKANT UDREGNINGER P3 rapport Gr. 37 v out v in ) = v R 2X A scr 2 ( + R X R X R 2X + + R 2 R 2X ) v A scr ( + R 2X R X + + R R X = scr 2(R 2X + R X ) + R 2X + R 2 scr (R X + R 2X ) + R X + R = R 2 + R 2X s CR 2 (R X +R 2X ) R 2X +R 2 + R + R X s CR (R X +R 2X ) R X +R + (A.3) (A.4) (A.5) Det ses at ligningen for overføringsfunktionen for basfilteret giver anledning til et nulpunkt og en pol. Det ønskes at finde frekvensen, ω(a/2), der logaritmisk set ligger lige midt imellem de to knæk frekvenser. Denne findes ved at tage logaritmen til de to knækfrekvenser og finde midtpunktet imellem den: log(ω(a/2)) = ( ( R 2 + R 2X log 2 CR 2 (R X + R 2X ) (R + R X )(R 2 + R 2X ) ω(a/2) = C(R X + R 2X ) R R 2 ) ( + log R + R X CR (R X + R 2X ) )) (A.6) (A.7) A.2 Diskant udregninger På figur A.2 ses diskant filteret. Det antages igen, at opamp en er ideel (der ikke løber strøm ind i minus indgangen og at der er virtuel ground i dette punkt.). RX A R2X C IN R B R2 -VDD Ideel op-amp V- V+ OS OUT OS2 OUT VDD Figur A.2: Kredsløbsdiagram for diskant filteret En knudepunktsligningen for strømmene i punkt A på figur A.2 opstilles: 24

133 APPENDIKS A. BAS-DISKANT UDREGNINGER 0 = i RX + i R2X i C (A.8) 0 = v in v A + v out v A scv A R X R X R 2X R 2X v in R v A = X + vout R 2X /R X + /R 2X + sc hvor v B og v A er spændingen i punkterne A og B på figur A.2 (A.9) (A.20) (A.2) En knudepunktsligning for strømmen i punkt B på figur A.2 opstilles: 0 = i R + i R2 + i C (A.22) 0 = v in R + v out v A = v in R + vout R 2 sc R 2 + scv A (A.23) (A.24) De to knudepunktsligninger kombineres for at finde en overføringsfunktionen for diskant filteret: v in R X + vout R 2X vin /R X + /R 2X + sc = R + vout R 2 (A.25) sc v in R 2X + v out R X = v inr 2 + v out R (A.26) R 2X + R X + scr X R 2X scr R 2 v out R X + v outr v in R 2X = v inr 2 (A.27) R 2X + R X + scr X R 2X scr R 2 R 2X + R X + scr X R 2X scr R ( ) ( ) 2 v out + = v R 2X in + (A.28) R X + + scr 2X scr R 2 X R 2X + + scr X scr Overførselsfunktionen for diskant filteret er så givet ved: 25

134 APPENDIKS A. BAS-DISKANT UDREGNINGER P3 rapport Gr. 37 v out v in = R X + ++scr scr R X 2X R 2X + ++scr scr 2 R 2X X = scr 2 scr R 2X R X + + scr 2X R X R 2X + + scr X ) = R R 2 2X (sc + R X + R 2X R R X (sc + R 2X + R X ) = R 2 scr 2X(R X + R ) + R X + R 2X R scr X (R 2X + R 2 ) + R X + R 2X = R 2 s CR 2X (R X +R ) R X +R 2X + R s CR X(R 2X +R 2 ) R X +R 2X + (scr ) + ( RX R 2X + + scr X ) (scr 2 ) + ( R2X R X + + scr 2X ) sc(r X + R ) + R X R 2X + sc(r 2X + R 2 ) + R 2X R X + (A.29) (A.30) (A.3) (A.32) (A.33) Udfra den opstillede overføringsfunktion findes forstærkningen af det øvre diskant området, dvs. for høje frekvenser: v out v in R 2 s CR 2X (R X +R ) R X +R 2X R s CR X(R 2X +R 2 ) R X +R 2X = R 2 R R2X(R X + R ) R X (R 2X + R 2 ) (A.34) (A.35) Udfra overføringsfunktionen ses det at diskant filteret giver anledning til et nulpunkt og en pol. Her opstilles en ligning for frekvensen, ω(a/2), der logaritmisk set ligger lige midt imellem de to knæk frekvenser: log(ω(a/2)) = ( ( log 2 ( log(ω(a/2) 2 ) = log ω(a/2) = R X + R 2X CR 2X (R X + R ) R X + R 2X CR 2X (R X + R ) ) ( + log R X + R 2X CR X (R 2X + R 2 ) R X + R 2X C R X R 2X (R X + R )(R 2X + R 2 ) )) R X + R 2X CR X (R 2X + R 2 ) ) (A.36) (A.37) (A.38) 26

135 APPENDIKSB IR kommunikation Den infrarøde kommunikation er opbygget omkring en sender og en modtager. Senderen bliver gennemløbet af en strøm som resulterer i at denne på grund af sin opbygning udsender photoner. Et hvis antal af disse photoner rammer selve modtager hvor photoneren slår en elektron løs i deres atomgitter som i sidste ender resulterer i en strøm i modtager dioden. Der skabes altså en strøm i modtageren som funktion af strømen i senderen. Det ønskes at bestemme komponenterne som skal bruges til modtager og sender i ir-forbindelsen. B. Parameter For at forstå denne infrarøde overførelse af data må flere af de vigtige parameter fremlyses. Der startes ved at analysere sender delen. Gennem senderen løber strømmen I s, denne skaber lysintensiteten I e som udsendes af sender dioden. Denne lysintensitet I e er dog retnings bestemt som følge af diodens konstruktion. Dette kan der tages hensyn til ved at lade I e bestemme lysintensiteten i max retningen og multiplecere denne med faktoren S ϕ, som løber fra o til som funktion af vinklen ϕ. Resultat af I e S ϕ resultere dermed i reeele udstrålede lysintensitet i den givne vinkel ϕ. Hvor ved det samlede resultat giver lysintensiteten til vinklen ϕ. Lysintensiteten(ϕ) = I e,max S ϕ = I eϕ (B.) Foruden dette må der også tages hensyn til hvor stor en del der rammer det ønskede mål i form af modtageren. Dette er faktoren dω. Ved analysering,vist på figur B., bestemmes denne til at være dω = A r 2. Denne faktor gives i steradian [sr], hvor steradian er rumvinklen, og multipliceres på I eϕ, hvor ved den optiske effekt afsat over det ønskede mål er givet. P optisk = I e,max S ϕ A r 2 [w/sr] (B.2) 27

136 APPENDIKS B. IR KOMMUNIKATION P3 rapport Gr. 37 Figur B.: analysering af dω Før dette kan omregnes til den generede strøm i modtageren er der flere faktorer som mangler at blive indberegnet. Først er det nødvendig at tage hensyn til vinklen hvor med denne rammer modtageren. Denne faktor gives som M ϕ og løber fra 0 til som funktion af vinklen ϕ, faktoren beskriver altså den reelle indstråling i den givne vinkel ϕ i forhold til max. Foruden vinkelindstrålingen måes der også tages hensyn til hvordan senderens udstrålede bølgelængde(λ) stemmer overens med modtagerens kapacitet til at optage disse bølgelængder. Hvilket bliver gjort ved faktoren η actual. Faktoren spænder fra til 0, alt efter hvor godt sender og modtageren stemmer overens. Ved vil det svare til at alt lyses fra senderen som rammer modtager vil blive optaget og 0 svarer til intet vil blive optaget. Den sidste faktor der vil blive taget frem her, er at der bør tages forhold for at ikke hver photon som rammer vil blive optaget af dioden og dermed ikke være med til dannelsen af strømmen i modtager dioden. Denne benævnes som S Actual, som er et udtryk for den aktuelle kvanteeffektivitet, går fra 0 til og beskriver hvor stor en procent del af de optagede lysphotoner som reel med virker til at danne en strøm i selve modtageren. Med indtagelse af disse faktorer opnåes ligning B.3 for den optiske effekt som reele bliver afsat i modtageren. P optisk = I e s ϕ A r 2 M ϕ S actual η spect (B.3) B.2 Komponent valg For at skabe en robust infrarød kommunikations forbindelse vælges der at sende via en bærebølge, samtidig ønskes der at bibeholde fokus i projektet på de semester valgte emner, bruges der en SFH50. Denne modtager er en integreret kreds, med ir modtager, forstærker og filter. Denne kreds opstiller 28

137 APPENDIKS B. IR KOMMUNIKATION følgende krav til senderen. Bølgelængde, Bærefrekvens samt strålingsintensiteten fra senderen. Foruden dette er der opstilt kravene som vises på figur B.2 for den trådløse kommunikation. Senderen må pege væk fra den senderen med en vinkel på 0, samt modtageren må pege væk i en vinkel af 20 iforhold til senderen og disse krav gælder ud til en afstand af 2 meter i det vandrette plan i forhold til modtageren. Til at bestemme hvilken sender der skal bruges er der altså opstilt følgende krav: Bølgelænge med max i omkring 940 nm Have en fornuftig strålingsintensitet i 0, for at minimere den nødvendige effektforbrug. Sender Parameter max λ (ϕ0 ) LD LD LD Tabel B.: Sender karaktistik Senderen udvælges ud fra at have en max λ på 950 nm som modtager. Dette giver de opstilte sender i tabel B.. Sender udvælges efter deres effektivitet i (ϕ0 ). Ud fra disse krav udvælges LD26-5 på grund af den lidt højere effektivitet end LD Figur B.2: Trådløs kommunikations krav B.2. Beregning Med de valgte komponenter argumenteres der nu med de tilgængelige informationer i de respektive datablade for senderen LD-26-5 og modtageren SFH50 for at disse vil kunne leve op til de pågældende krav og under hvilke forhold de valgte komponenter kan dette. Der tages udgangs punkt i formlen som oplyses i databladet for SFH50. E e = I e d 2 (B.4) Hvor E e er bestrålings styrke, I e er lysintensiteten og d er afstanden mellem sender og modtager. Denne formel tager dog ikke hensyn alle de faktorer som vores krav kræver samt, hvilke vi har mulighed for 29

138 APPENDIKS B. IR KOMMUNIKATION P3 rapport Gr. 37 med de givne oplysninger i de respektive datablade. Selve formlen tager udgangs punkt i at sender og modtager har deres max udstrålings rettet mod hinanden. Dette er dog ikke tilfældet for vores krav til denne forbindelse, derfor tilføjes dette til formlen. Hvilket gøres ved at gange strålingsintensiteten I e med faktoren S ϕ, hvor denne faktor beskriver strålingsintensiteten iforhold til max. Det samme gøres for modtageren. Der bliver altså gannet endnu en faktor på I e, M ϕ som tager hensyn til modtagerens absobering ved den specifikke vinkel iforhold til max. Dette giver formlen som tager hensyn til de respektive vinkel placeringer af sender og modtager. E e = I e S ϕ M ϕ d 2 (B.5) Foruden dette giver datablade mulighed for at tage hensyn til de ud sendte frekvenser af senderen iforhold til modtagelsen. Hvilket skyldes af både sender og modtager har deres f ( λ) plottet. Der tilføjes altså en η spech. E e = I e S ϕ M ϕ η spech d 2 (B.6) Ved omskring af denne formel får vi altså en udtryk for hvor kraftig sender dioden skal sende, altså en minimums værdi for dennes strålingsintensitet I e. E e d 2 S ϕ M ϕ η spech = I e (B.7) Med den formel beregnes den minimum lysintensiten i max retningen som er nødvendigt at senderen udsender. De givne værdier aflæses: Parameter Værdi Kilde E e 2 SF H50 d 2 krav S ϕ 0,97 LD26 5 M ϕ 0,9 SF H50 Værdien for η spech vurderes ud fra graferne vist på figur, til at være ca. 0,8. Dette kommer fra at sender har max λ i 950 nm og har en 90% udsendelse i 940 nm, og modtager har max λ i 940 nm og ca. en optagelse 95% i 950 nm. 30

139 APPENDIKS B. IR KOMMUNIKATION Figur B.3: Modtager og Sender f(λ) hentet fra deres respektiv datasheets 0, 5m 2 2 0, 97 0, 9 0, 8 = I e I e 2, 86mW/sr (B.8) (B.9) (B.0) Dog vil den reelle værdi muligvis være højere på grund af der ikke tages højde for faktoren S actual, altså den relative kvanteeffektivitet. Vi tilskynder den relative kvanteeffektivitet en effektivitet på 70%. I e 2, 86m 0, 7 = 4, 09mW/sr (B.) (B.2) Det aflæses på databladet for LD26-5 at der påkræves en strøm igennem sender dioden på 62,5 ma i worstcase, før at de valgte komponenter for sender (SFH50-33) og modtager (LD26-5) kan overholde de specifierede krav for ir-overførelsen. 3

140 APPENDIKSC Køleplade beregninger Det ønskes at bestemme størrelsen for kølepladen til de to power MOSFET s (M E og M E2 ) i effektforstærker kredsløbet, så denne max når en temperatur på 65 C overstuetemperatur. Ligning C. beskriver de termiske resitiviteter. Θ ja = modstanden fra junction (internt i transistoren) til ambient (omgivelserne) Θ jc = modstanden fra junction til case (transistorens omgivne materiale) Θ cs = modstanden fra case til sink (kølepladen) Θ sa = modstanden fra sink til ambient Ved at finde værdi en for Θ sa kan denne omregnes til størrelsen af den valgte type køleplade. Θ ja = Θ jc + Θ cs + Θ sa [ C/W] (C.) Den termiske modstand mellem junction og ambient kan også udregnes vha. ligning C.2, hvor T j er max junction temperatur, T a er omgivelses temperaturen og P D,max er den største afsatte effekt i transistoren. Θ ja = T j T a P D,max Θ sa = T j T a P D,max Θ jc Θ cs [ C/W] (C.2) [ C/W] (C.3) De termiske afspekter kan betragtes udfra ohms lov ved at lade den afsatte effekt i modstandene fungere som strøm, de termiske modstande som modstande og temperaturen som spændingen. Dette vil give os figur C.. Fra databladene for de to MOSFET s aflæses T j,max,θ jc og Θ cs [30][3]: T j max = 75 C 32

141 APPENDIKS C. KØLEPLADE BEREGNINGER Tj = 75 Ojc 3,5 Pd,max 0,4W Ocs 0,5 Ts = 90 Osa Ta = 25 Figur C.: Opstilling over de termiske variabler. O på figuren skal betragtes som Θ Θ jc = 3,5 C/W Θ cs = 0,5 C/W Stue temperaturen T a sættes til 25 C. Den afsatte effekt P D,max i transistoren udregnes, ud fra, at der ved peak på udgangen ligger 0 V peak over transistorens drain-source, og der løber 2,078 A peak igennem denne. P D,max = 2, 078A peak 0V peak = 0, 4 W (C.4) 2 Θ ja = 75 C 25 C = 4, 4 C/W (C.5) 0, 4 W Θ sa = 4, 4 C/W 3, 5 C/W 0, 5 C/W =, 4 C/W (C.6) Altså beregnes Θ sa til,4 C/W, som følge af kravet sat af transitoren med dennes maksimale junction temperatur T j ax er på 75 C. Samtidig er der krav, om at der max må være en temperatur forskel på 65 C mellem kølepladen og omgivelses temperaturen. Θ sa = 65 C 0, 4 W = 6, 25 C/W (C.7) 5 Det strengeste krav for størrelse af kølepladen kommer altså som følge af, at kølepladen max må have en temperatur på 65 C i forhold til stue temperaturen. Med en Θ sa værdi på 6,25 C/W, aflæses det på kølepladens s datablad [37], at der er påkrævet en kølplade på min. 37,5 mm. Den brugte køleplade er på 00 mm, hvorved der aflæses en Θ sa = 3 C/W. Med denne kan der beregnes en ny max temperatur for kølepladen Title Size A4 Date 2

142 APPENDIKS C. KØLEPLADE BEREGNINGER P3 rapport Gr. 37 T P D,max = Θ sa [ C/W] (C.8) T = Θ sa P D,max [ C] (C.9) T = 3 C/W 0, 4 W T = 3, 2 C [ C] (C.0) (C.) Dette giver os en max temperatur på 25 C + 3, 2 C = 56, 2 C for den brugte køleplade. Dermed er både transistor krav og temperatur krav for kølepladen overholdt. 34

143 APPENDIKSD Målejournal: IR-overførsel Formål Formålet er, at verificere at information kan overføres igennem infrarødt lys vha. lysdioden LD26-5 og IR-modtageren SFH50-30 [23] [6]. Det skal verificeres, at overførslen kan leve op til de specificerede krav. Herunder skal det verificeres, at fjernbetjeningens udgangstrin (IR-senderen) belaster lysdioden indenfor specifikationerne, samt at IR-modtagerens indgangstrin leverer det specificerede signal, når et IR-signal detekteres. Apparaturliste Funktionsgenerator: Low Distortion Oscilliator TG8 (AUC Institut 8, løbenr: 08260) Strømforsyning : Hameg Triple Power Supply HM7042 (AUC Institut 8, løbenr: 3388) Strømforsyning 2: Hameg Triple Power Supply HM7042 (AUC Institut 8, løbenr: 33894) Oscilloskop : Agilent 5462A (AUC Institut 8, løbenr: 33864) Oscilloskop : Agilent 5462A (AUC Institut 8, løbenr: 33866) Prober: 3 stk Agilent 0074C 0: probe Diverse bananstik ledninger, og 230 V kabler Diverse prøvepinde, prøveklemmer Måleopstilling På figur D. er opkoblingen af sender LED en og modtagerkredsen vist. Målepunkterne er vist på figuren. 35

144 APPENDIKS D. MÅLEJOURNAL: IR-OVERFØRSEL P3 rapport Gr D D Strømforsyning DC = R C Funktionsgenerator CLK 30kHz U5A 2 CD408B 3 3 R Q2 BC547A Q U9 Vcc 3 OUT Gnd 2 SFH50-30 C 4.7u R3 83k Strømforsyning 2 DC = 5 C BC547A D LD B Figur D.: Kobling af sender LED og modtagekreds B A A Title <Title> Size Document Number Rev A <Doc> <RevCode> Date: Tuesday, November 28, 2006 Sheet of 2 Figur D.2: Praktisk måleopstilling af IR-sender og modtager 36

145 APPENDIKS D. MÅLEJOURNAL: IR-OVERFØRSEL Måleprocedure Herunder er måleproceduren angivet for henholdsvis IR-sender-funktionalitet, placeringsverifikation og frekvensverifikation. IR-sender-funktionalitet. Venstre del af kredsløbet på figur D. opbygges, og funktionsgenerator og strømforsyning tilsluttes som vist. 2. Oscilloskop kobles først mellem punkt og stel (på figur D.), og strømforsyning justeres, så spændingen bliver så tæt på 5,39 V som muligt. Den nøjagtige spænding noteres. 3. Oscilloskop kobles mellem punkt 2 og stel, og minimums-spændingen noteres. Den maksimale strøm igennem modstanden R 2 kan nu bestemmes ud fra Ohms lov. 4. Oscilloskop kobles på samme måde først mellem punkt 3 og stel (på figur D.) og dernæst mellem punkt 4 og stel. Maksimal-spændingen noteres i begge punkter. og peak spændingen henover R 2 aflæses. Den maksimale strøm igennem modstanden R kan nu bestemmes ud fra Ohms lov. Placeringsverifikation. Hele kredsløbet på figur D. opbygges. Højre og venstre del skal bygges på seperate plader, således at de kan bevæges uafhængigt. 2. Oscilloskop 2 tilsluttes til punkt 5 og stel på figur D.. 3. Sender og modtager placeres som vist på figur D.2 med afstanden A = 2 m. 4. Vinklen θ S ændres fra 0 til 0 med step på 0. For hvert step bevæges θ M fra 0 til 20, ligeledes med step på 0. For hvert step aflæses oscilloskopet, og den viste spænding (V 5 ) tolkes digitalt (V 5, 5 V 0 og V 5 3, 5 V, jf CMOS standard [5]). Det noteres ligeledes, hvorvidt denne digitale værdi er stabil. Frekvensverifikation. Samme opstilling benyttes som til placeringsverifikation, dog testes kun i yderpositionerne, dvs. hvor A = 2 m, θ M = 20 og θ S = ±0. Først testes med θ S = 0, og derefter foretages samme tests for θ S = Frekvensen varieres fra 29 khz til 3 khz med step på 0,2 khz. For hvert step aflæses V 5 på oscilloskopet og tolkes digitalt (0 eller ), ligesom det noteres, hvorvidt værdien er stabil. 37

146 APPENDIKS D. MÅLEJOURNAL: IR-OVERFØRSEL P3 rapport Gr. 37 Måleresultater IR-sender-funktionalitet De målte resultater er vist i tabel D.. Punkt Simuleret spænding / V Målt spænding / V Afvigelse / % Stel til 5,390 5,375 0,28 Stel til 2,743 2,30 33 Stel til 3 4,732 5,90 9,7 Stel til 4 2,384 3,25 3 Tabel D.: Målte værdier i punkterne angivet på figur D. Placeringsverifikation De målte resultater er vist i tabel D.2. θ S θ M Binær værdi Stabil " " " " " " " " " Tabel D.2: Verificering af IR-overførsel ved varierende vinkler, hvor A = 2 m og f = 30 khz Frekvensverifikation De målte resultater er vist i tabel D.3. Resultatbehandling IR-sender-funktionalitet Den maksimale strøm gennem R 2 på figur D. er: I R2 = V R 2 R 2 = 5, 375V 2, 30V 38, 3Ω = 80, 0mA (D.) 38

147 APPENDIKS D. MÅLEJOURNAL: IR-OVERFØRSEL θ S f / khz Binær værdi Stabil 0 29,0 0 " 0 29,2 0 " 0 29,4-30,6 0 " 0 30,8 0 " % 0 29,0 0 " 0 29,2 0 " 0 29,4-30,6 0 " 0 30,8 0 " " Tabel D.3: Verificering af IR-overførsel ved varierende frekvenser, hvor A = 2 m og θ M = 20 Den maksimale strøm gennem R er: I R = V R R = 5, 90V 3, 25V 5, 62kΩ = 0, 367mA (D.2) Strømmen gennem LED en er disse to strømme lagt sammen. Da den maksimalt tilladelige strøm gennem dioden er 20mA (jf. datablad for LD26 [23]), er kravet opfyldt. Fejlkilder De forholdsvis store spændingsafvigelser ift. simuleringen i afsnit D skyldes primært, at det ikke var muligt at finde en spice-model for dioden LD26. I stedet er simuleret med dioden DN448. Der lægger sig kun 0,906 V over denne når switchen er åben, hvorimod der ifølge LD26 erens datablad lægger sig omkring,25 V over denne ved den valgte strøm. Derfor bliver spændingspotentialerne i punkt 2 og 4 tilsvarende højere når en LD26 er benyttes. Konklusion Det er verificeret, at information kan overføres igennem infrarødt lys vha. lysdioden LD26-5 og IRmodtageren SFH Det er verificeret, at alle de specificerede krav kan overholdes. Overførslen fungerer stabilt ved en frekvensmargin på 30 khz ±0,8 khz, hvilket svarer til ±2,67%. Desuden er det verificeret, at fjernbetjeningens udgangstrin (IR-senderen) belaster lysdioden indenfor specifikationerne, samt at IR-modtagerens indgangstrin leverer det specificerede signal, når et IR-signal detekteres. 39

148 APPENDIKSE Målejournal: Bruger I/O komponentblokke Formål At teste funktionaliteten af og grænsefladerne for komponentblokkene i funktionsblokken Bruger I/O. Apparaturliste Strømforsyning: Hameg Tripple Power Supply HM7042 (AUC Institut 8, løbenr: 33880) Oscilloskop: Agilent 5462A (AUC Institut 8, løbenr: 33855) Prober: 2 stk. Agilent 0074C 0: Diverse bananstik ledninger og 230 V kabler Diverse prøvepinde og prøveklemmer Måleopstillinger Herunder er måleopstillingerne for de forskellige test kredsløb opstillet. Volumen memory måling (A) Første måleopstilling er for volumen memory en (A) (jf. afsnit 2.3). På figur E. er måleopstillingen vist. Test kredsløbet (A) kan ses på figur 2.4 i afsnit 2.4. Bemærk, at på indgangen af kredsløbet er der til målingen placeret en række prel-fri knapper til at simulere de forskellige inputs. Knapperne er koblet således, at indgangen går høj ved tryk og ellers er lav. Opkoblingen er prel-fri og magen til den for justerings knapperne til volumen, bas og diskant (jf. afsnit 2.3). På udgangen måles alle 6 bit (Out An+ ) ved at et oscilloskop tilsluttes vha. prober. 40

149 APPENDIKS E. MÅLEJOURNAL: BRUGER I/O KOMPONENTBLOKKE Figur E.: Måleopstilling til test af volumen memory (A) med knapper som inputs Bas/diskant memory måling (B) Anden måleopstilling er for bas/diskant memory en (B) - selvom de to kredsløb er identiske testes de begge, for at kontrollere fremstillings fejl (jf. afsnit 2.5). På figur E.2 er måleopstillingen vist. Test kredsløbet (B) kan ses på figur 2.5 i afsnit 2.5. Knapperne på indgangen svarer til dem for volumen memory målingen, og de 4 bit på udgangen (Out Bn+ ) måles ligeledes vha. et oscilloskop. Figur E.2: Måleopstilling til test af bas/diskant memory (B) med knapper som inputs Volumen display converter måling (C) Tredje måleopstilling er for volumen display converter kredsløbet (C) (jf. afsnit 2.6). På figur E.3 er måleopstillingen vist. Test kredsløbet (C) kan ses på figur 2.6 i afsnit 2.6. Knapperne på indgangen svarer til dem for de øvrige målinger. Frem for at måle med et/flere oscilloskop(er) på de 4 bits (2 x 7 segments bits - Out C ) på udgangen, er der sat to 7-segment displays til. Disse kan repræsentere outputtet decimalt på en visuel måde. De to displays er koblet på samme måde, som 7-segment display komponentblokken (jf. afsnit 2.8). 4

150 APPENDIKS E. MÅLEJOURNAL: BRUGER I/O KOMPONENTBLOKKE P3 rapport Gr. 37 Figur E.3: Måleopstilling til test af volumen display converter kredsløbet (C) med knapper som inputs Bas/diskant display converter måling (D) Fjerde og sidste måleopstilling er for bas/diskant display converter kredsløbet (D) - selvom de to kredsløb er identiske testes de begge, for at kontrollere fremstillings fejl (jf. afsnit 2.7). På figur E.4 er måleopstillingen vist. Test kredsløbet (D) kan ses på figur 2.7 i afsnit 2.7. Knapperne på indgangen svarer til dem for de øvrige målinger og de 8 bit output (7 segments bits + sign bit - Out D ) vises ligeledes på displays. Figur E.4: Måleopstilling til test af bas/diskant display converter kredsløbet (D) med knapper som inputs Måleprocedure Herunder er måleproceduren angivet for de forskellige test kredsløb. Volumen memory måling (A). Kredsløbet vist på figur E. tilsluttes forsyningsspænding på 5 V og initierende output (Out An+ ) noteres som et decimal tal, for at teste om systemet bliver resettet ordentligt, som vist i første linie i tabel E.. 42

151 APPENDIKS E. MÅLEJOURNAL: BRUGER I/O KOMPONENTBLOKKE 2. Ved tryk på knapperne A-A4 én af gangen sendes pulser til kredsløbet, hvorefter output noteres som et decimal tal. På denne måde testet det, at systemet kan tælle op og ned ved de korrekte input, såfremt en grænse ikke er nået, som vist i tabel E.. Denne funktion testes kun i 4 vilkårlige tilstande (Out An ), da det antages at testen dermed er tilstrækkelig til at sandsynliggøre de betingelser, der er opstillet i 2. og 3. linie i tabel E.. 3. Ved tryk på knapperne A-A4 opnåes grænsetilstandene for kredsløbet, og det testes at disse grænser ikke kan overskrides, som vist i tabel E.. Igen udføres testen ved at kun én knap af gangen trykkes ned. 4. Til sidst testes en række worst case situationer (dvs. ikke tilsigtede situationer), hvor flere knapper holdes inde af gangen, som vist i tabel E.2. I alle test udføres samtlige mulige kombinationer vist i tabellen, og hvis et input er beskrevet som værende ligegyldigt (X), testes det i både høj () og lav (0) tilstand. (a) Først testet det, at output ikke ændres, hvis man giver en puls med en knap, mens en eller flere andre knapper holdes nede (såfremt man ikke har nået en grænse). Denne funktion testes kun i 4 vilkårlige tilstande (Out An ), da det antages at testen dermed er tilstrækkelig til at sandsynliggøre de betingelser, der er opstillet i. til 5. linie i tabel E.2. (b) Dernæst testet det, hvorvidt kredsløbet kan tælle ned, hvis øvre grænse er nået, uafhængigt af input A og A2 (Op signal). (c) Til sidst testet det, hvorvist kredsløbet kan tælle op, hvis nedre grænse er nået, uafhængigt af input A3 og A4 (Ned signal). Bas/diskant memory måling (B). Kredsløbet vist på figur E.2 tilsluttes forsyningsspænding på 5 V og initierende output (Out Bn+ ) noteres som et decimal tal, for at teste om systemet bliver resettet ordentligt, som vist i første linie i tabel E Ved tryk på knapperne B og B2 én af gangen sendes pulser til kredsløbet, hvorefter output noteres som et decimal tal. På denne måde testet det, at systemet kan tælle op og ned ved de korrekte input, såfremt en grænse ikke er nået, som vist i tabel E.3. Denne funktion testes kun i 4 vilkårlige tilstande (Out Bn ), da det antages at testen dermed er tilstrækkelig til at sandsynliggøre de betingelser, der er opstillet i 2. og 3. linie i tabel E Ved tryk på knapperne B og B2 opnåes grænsetilstandene for kredsløbet, og det testes at disse grænser ikke kan overskrides, som vist i tabel E.3. Igen udføres testen ved at kun én knap af gangen trykkes ned. 4. Til sidst testes en række worst case situationer (dvs. ikke tilsigtede situationer), hvor den ene knap holdes inde, mens den anden giver en puls, som vist i tabel E.2. I alle test udføres samtlige mulige kombinationer vist i tabellen, og hvis et input er beskrevet som værende ligegyldigt (X), testes det i både høj () og lav (0) tilstand. 43

152 APPENDIKS E. MÅLEJOURNAL: BRUGER I/O KOMPONENTBLOKKE P3 rapport Gr. 37 (a) Først testet det, at output ikke ændres, hvis man giver en puls med en knap, mens den anden knap holdes nede (såfremt man ikke har nået en grænse). Denne funktion testes kun i 4 vilkårlige tilstande (Out Bn ), da det antages at testen dermed er tilstrækkelig til at sandsynliggøre de betingelser, der er opstillet i. og 2. linie i tabel E.2. (b) Dernæst testet det, hvorvidt kredsløbet kan tælle ned, hvis øvre grænse er nået, uafhængigt af input B (Op signal). (c) Til sidst testet det, hvorvist kredsløbet kan tælle op, hvis nedre grænse er nået, uafhængigt af input B2(Ned signal). Volumen display converter måling (C). Kredsløbet vist på figur E.3 tilsluttes forsyningsspænding på 5 V. 2. Ved at holde forskellige knap kombinationer nede med knapperne C-C6, dannes der binære tal. Alle tallene fra til (0 til 63) afprøves dermed som input, hvorefter displayet aflæses, for at teste, om tallet på indgangen gengives korrekt på displayet, som vist i tabel E.5. Bas/diskant display converter måling (D). Kredsløbet vist på figur E.4 tilsluttes forsyningsspænding på 5 V. 2. Ved at holde forskellige knap kombinationer nede med knapperne D-D4, dannes der binære tal på 2. komplement form. Alle tallene fra 00 til 00 (-6 til 6) afprøves dermed som input, hvorefter displayet aflæses, for at teste, om tallet på indgangen gengives korrekt på displayet, som vist i tabel E.6. Øvrige knap kombinationer testes ikke, da disse ikke kan forefindes i systemet. Måleresultater og Resultatbehandling Herunder er måleresultater og resultatbehandling angivet for de forskellige test kredsløb. Inputs er enten høj (), lav (0) eller ligegyldigt (X). Volumen memory måling (A) I tabel E. og E.2 ses både det forventede output og det målte output for normal funktion og i worst case situation, og hvorvidt disse stemmer overens. Output Out An+ skal opfattes som en funktion af både input og det tidligere output. Som det fremgår af tabel E. resettes memoryen ikke ordentligt. Bas/diskant memory måling (B) I tabel E.3 og E.4 ses både det forventede output og det målte output for normal funktion og i worst case situation, og hvorvidt disse stemmer overens. Output Out Bn+ skal opfattes som en funktion af både input og det tidligere output. Resultaterne for både diskant og bas memory er angivet sammen, da de i langt de fleste tilfælde stemmer overens. Som det fremgår af tabel E.3 resettes både diskant og bas memoryen ikke ordentligt. 44

153 APPENDIKS E. MÅLEJOURNAL: BRUGER I/O KOMPONENTBLOKKE State Input Output Forventet Målt Out An A el. A2 (Op) A3 el. A4 (Ned) Out An+ Out An+ N/A V cc on 0 % 0 62 $ 0 Out An + Out An + " 63 0 $ Out An Out An " 63 $ 0 Out An Out An " 0 0 $ Out An Out An " Tabel E.: Sandhedstabel for volumen memory s normale funktion State Input Output Forventet Målt Out An A (Op) A2 (Op) A3 (Ned) A4 (Ned) Out An+ Out An+ 62 $ X X Out An Out An " 62 $ X X Out An Out An " 62 $ X X Out An Out An " 62 $ X X Out An Out An " 62 Out An Out An " 63 X X $ 0 Out An Out An " 63 X X $ Out An Out An " 63 X X 0 $ Out An Out An " 63 X X $ Out An Out An " 0 $ 0 X X Out An + Out An + " 0 $ X X Out An Out An " 0 0 $ X X Out An + Out An + " 0 $ X X Out An Out An " Tabel E.2: Sandhedstabel for volumen memory i worst case situation State Input Output Forventet Målt Out Bn B (Op) B2 (Ned) Out Bn+ Out Bn+ N/A V cc on 0 - / (Diskant/Bas) -6 5 $ 0 Out Bn + Out Bn + " $ Out Bn Out Bn " 6 $ 0 Out Bn Out Bn " -6 0 $ Out Bn Out Bn " Tabel E.3: Sandhedstabel for bas/diskant memory s normale funktion % 45

154 APPENDIKS E. MÅLEJOURNAL: BRUGER I/O KOMPONENTBLOKKE P3 rapport Gr. 37 State Input Output Forventet Målt Out Bn B (Op) B2 (Ned) Out Bn+ Out Bn $ Out Bn Out Bn " -5 5 $ Out Bn Out Bn " 6 X $ Out Bn Out Bn " -6 $ X Out Bn + Out Bn + " Tabel E.4: Sandhedstabel for bas/diskant memory i worst case situation Volumen display converter måling (C) I tabel E.5 er input-output relationerne for volumen display converter kredsløbet vist, både med det forventede output og det målte, og hvorvidt disse stemmer overens. Input er både vist på binær form og på decimal form, for at tydeliggøre hvilken kombination af knap tryk, der giver hvilket output. Input Output Forventet Målt (0) 0 0 " () " (2) 2 2 " " (63) " Tabel E.5: Sandhedstabel for volumen display converter kredsløbets funktion Bas/diskant display converter måling (C) I tabel E.6 er input-output relationerne for volumen display converter kredsløbet vist, både med det forventede output og det målte, og hvorvidt disse stemmer overens. Input er både vist på binær form og på decimal form, for at tydeliggøre hvilken kombination af knap tryk, der giver hvilket output. Resultaterne for både diskant og bas display converter er angivet sammen, da de i alle tilfælde stemmer overens. Konklusion Komponentblokkene i funktionsblokken Bruger I/O fungerer efter hensigten og lever dermed op til de viste sandhedstabeller, dog med den undtagelse, at de forskellige memory s ikke formåede at resette ordenligt. 46

155 APPENDIKS E. MÅLEJOURNAL: BRUGER I/O KOMPONENTBLOKKE Input Output Forventet Målt 00 (-6) -6-6 " 0 (-5) -5-5 " 00 (-4) -4-4 " 0 (-3) -3-3 " 0 (-2) -2-2 " (-) - - " 0000 (0) 0 0 " 000 () " 000 (2) 2 2 " 00 (3) 3 3 " 000 (4) 4 4 " 00 (5) 5 5 " 00 (6) 6 6 " Tabel E.6: Sandhedstabel for bas/diskant display converter kredsløbets funktion 47

156 APPENDIKSF Målejournal:Fjernbetjening komponentblokke Formål At teste funktionaliteten af og grænsefladerne for komponentblokkene i funktionsblokken Fjernbetjening. Apparaturliste Strømforsyning: Hameg Tripple Power Supply HM7042 (AUC Institut 8, løbenr: 3388) Oscilloskop: Agilent 5462A (AUC Institut 8, løbenr: 33846) Funktionsgenerator: Low Distortion Oscilliator TG8 (AUC Institut 8, løbenr: 08260) Prober: stk. Agilent 0074C 0: Diverse bananstik ledninger, coaxial kabler og 230 V kabler Diverse prøvepinde og prøveklemmer Måleopstillinger Herunder er måleopstillingerne for de forskellige test kredsløb opstillet. Fjernbetjeningsknapper måling (A) Første måleopstilling er for fjernbetjeningsknapperne (A) (jf. afsnit 3.3). På figur F. er måleopstillingen vist. Testkredsløbet (A) kan ses på figur 3.3 i kapitel 3. Input er brugerens knaptryk, mens der på udgangen måles de 2 bit (Op og Ned) ved at et oscilloskop tilsluttes vha. prober. Ligeledes testes det, om forsyningsspænding V CC intern tilsluttes. 48

157 APPENDIKS F. MÅLEJOURNAL:FJERNBETJENING KOMPONENTBLOKKE Figur F.: Måleopstilling til test af fjernbetjeningsknapper (A) Bærefrekvens generator(b) Anden måleopstilling er for bærefrekvens generatoren (B) (jf. afsnit 3.4). På figur F.2 er måleopstillingen vist. Testkredsløbet (B) kan ses på figur 3.4 i afsnit 3.4. Opstillingen har intet input, og på udgangen måles bærefrekvensen (f carry ) vha. et oscilloskop. Figur F.2: Måleopstilling til test af bærefrekvens generator (B) Op/ned-frekvens generator(c) Tredje måleopstilling er for op/ned frekvens generatoren (C) (jf. afsnit 3.5). På figur F.3 er måleopstillingen vist. Testkredsløbet (C) kan ses på figur 3.3 i kapitel 3. På indgangen sættes en funktionsgenerator med frekvensen 30 khz firkantpuls, mens de to frekvenser (f op og f ned ) måles på udgangen med et oscilloskop. 49

158 APPENDIKS F. MÅLEJOURNAL:FJERNBETJENING KOMPONENTBLOKKE P3 rapport Gr. 37 Figur F.3: Måleopstilling til test af op/ned frekvens generator(c) IR-signal logik (D) Fjerde og sidste måleopstilling er for IR-signal logik kredsløbet (D) (jf. afsnit 3.6). På figur F.4 er måleopstillingen vist. Testkredsløbet (D) kan ses på figur 3.5 i afsnit 3.6. Bemærk, at på indgangen af kredsløbet er der til målingen placeret en række prel-fri knapper til at simulere de forskellige inputs. Knapperne er koblet således, at indgangen går høj ved tryk og ellers er lav. Opkoblingen er prel-fri og (stort set) magen til den for justerings knapperne i funktionsblokken Bruger I/O (jf. afsnit 2.3). Udgangen (IR-signalet) måles med et oscilloskop. Figur F.4: Måleopstilling til test af IR-signal logik kredsløbet (D) med knapper som inputs Måleprocedure Herunder er måleproceduren angivet for de forskellige test kredsløb. Fjernbetjeningsknapper måling (A). Kredsløbet vist på figur F. tilsluttes forsyningsspænding på 6 V 50

159 APPENDIKS F. MÅLEJOURNAL:FJERNBETJENING KOMPONENTBLOKKE 2. Den interne forsyningsspænding V cc intern aflæses på oscilloskopet og norteres. Evt. støj noteres ligeledes. De øvrige outputs aflæses også som digitale binære værdier. 3. Der trykkes på knapperne i følgende rækkefølge:. Op, 2. Ned, 3. Begge på samme tid. Ved alle tryk aflæses V cc intern på oscilloskopet og noteres. Evt. støj noteres ligeledes. Outputtet skal ses i forhold til inputtets varighed, som det fremgår af tabel F.. 4. Knapperne trykkes igen ind i samme rækkefølge. Outputtet noteres som digitale binære værdier. Evt. støj på rise og fall time noteres også. På denne måde testes sandhedstabellen for komponentblokken, som vist i tabel F.. Outputtet skal ses i forhold til inputtets varighed, som det fremgår af tabellen. Bærefrekvens generator(b). Kredsløbet vist på figur F.2 tilsluttes forsyningsspænding på 5,39 V 2. Frekvensen på puls signalet (bærefrekvensen - f carry ) måles vha. oscilloskopet. Signalets udseende vurderes mht. rise/fall time, duty cycle og evt. støj. Op/ned frekvens generator(c). Kredsløbet vist på figur F.3 tilsluttes forsyningsspænding på 5,39 V 2. Frekvensgeneratoren tilsluttes og sættes til at levere en 30 khz firkantpuls. 3. Frekvensen på puls signalerne (op frekvensen f op og ned frekvensen f ned ) måles vha. oscilloskopet. Signalets udseende vurderes mht. rise/fall time, duty cycle og evt. støj. IR-signal logik (D). Kredsløbet vist på figur F.4 tilsluttes forsyningsspænding på 5,39 V 2. Ved at holde forskellige knap kombinationer nede med knapperne D-D5, dannes der binære tal. Alle tallene fra til afprøves dermed som input. Ved hver bit kombination noteres outputtet som et binært tal. Dermed testes det, hvorvidt komponentblokken lever op til sandhedstabellen vist i tabel F.4. Alle kombinationer testet, også selvom sandhedstabellen er forkortet. Måleresultater og Resultatbehandling Herunder er måleresultater og resultatbehandling angivet for de forskellige test kredsløb. 5

160 APPENDIKS F. MÅLEJOURNAL:FJERNBETJENING KOMPONENTBLOKKE P3 rapport Gr. 37 Fjernbetjeningsknapper måling (A) I tabel F. ses både det forventede output og det målte output for knapper, og hvorvidt disse stemmer overens. Alle inputs er opgivet som pulser, da de består af fysiske knaptryk. Outputs er opgivet enten som digitale værdier eler pulser. Derudover er spændingen for V cc intern opgivet, da der er tale om en forsyningsspænding. Der er ikke noteret støj på V cc intern (andet end en lille bitte ubetydelig smule, når en knap trykkes ned) eller de øvrige digitale outputs. Input Forventet Output Målt : Op 2: Ned Op Ned V cc intern Op Ned V cc intern L L X X 0 V X X 0 V " $ L % 5,8 V: $ % 5,25 V: $ " L $ % 5,8 V: $ % 5,25 V: $ " & " ' # 5,22 V: & ' # 5,25 V: & " " & # ' 5,22 V: & # ' 5,25 V: & " Tabel F.: Sandhedstabel med pulser for fjernbetjeningsknapperne Bærefrekvens generator(b) Resultatet af målingen kan ses i tabel F.2. Som det fremgår af tabellen lever de målte resultater fint op til kravene. Signalet udseende var en pæn firkantpuls uden nævneværdig støj. Simuleret Målt Afvigelse Afvigelse i % Krav f carry 29,9 khz 29,9 khz 0,0 khz 0 % " 30 khz ± 0,8 khz Duty cycle 50 % 50,2 % 0,2 %point 0,4 % " 50 % ± % Tabel F.2: Resultat tabel for målingen på bærefrekvens generatoren Op/ned frekvens generator(c) Resultatet af målingen kan ses i tabel F.3. Som det fremgår af tabellen lever de målte resultater fint op til kravene. Duty cycle var ens og er derfor noteret sammen. Signalerne udseende var en pæn firkantpuls uden nævneværdig støj. Simuleret Målt Afvigelse Afvigelse i % Krav f op,875 khz,873 khz 2 Hz 0,5 % ",875 khz ± 0,2 % f ned 234,375 Hz 234,2 Hz 0,2 Hz 0,075 % " 234,375 Hz ± 0,2 % Duty cycle 50 % 50 % 0 % 0 %point " 50 % ± % Tabel F.3: Resultat tabel for målingen på op/ned frekvens generatoren 52

161 APPENDIKS F. MÅLEJOURNAL:FJERNBETJENING KOMPONENTBLOKKE IR-signal logik (D) I tabel F.4 er input-output relationerne for IR-signal logik kredsløbet vist, både med det forventede output og det målte, og hvorvidt disse stemmer overens. Som det ses, blev der sendt signal ud, selvom både Op og Ned var høje (dvs. de virkelige knapper ikke er trykket ned), hvilket der ikke burde. Det vurderes dog, at det skyldtes en fejl i monteringen af kredsløbet på fumlebræt, og at komponentblokken derfor vil virke alligevel. Under alle omstændigheder er der tale om en situation, som finder sted, når ingen knapper i virkeligheden trykkes ned, og pga. kredsløbets opbygning, vil der derfor ikke være forsyningsspænding til denne komponentblok. Fejlen har derfor ingen betydning. Input Output IR-signal f carry Op Ned f op f ned Forventet Målt 0 X X X X 0 0 " " " " " " 0 0 " 0 " " 0 0 " " 0 " " 0 0 % 0 0 % 0 % Tabel F.4: Sandhedstabel for IR-signal logik kredsløbets funktion Fejlkilder I målingen af IR-signal logik (D) blev der fundet en fejl i sandhedstabellen. Dette vurderes at skyldes en fejlagtig måleopstilling af kredsløbet. Desuden er fejlen er ikke kritisk, da der i fejlsituationerne ikke vil være strøm på kredsløbet. 53

162 APPENDIKS F. MÅLEJOURNAL:FJERNBETJENING KOMPONENTBLOKKE P3 rapport Gr. 37 Konklusion Komponentblokkene i funktionsblokken Fjernbetjening fungerer efter hensigten og lever dermed op til de viste krav og sandhedstabeller. 54

163 APPENDIKSG Målejournal: Verifikation af Fjernbetjening Formål At teste og verificere, at funktionsblokken Fjernbetjening virker efter hensigten og dermed kan udsende de korrekte IR signaler ved bruger input. Apparaturliste Strømforsyning & 2: Hameg Tripple Power Supply HM7042 (AUC Institut 8, løbenr: 33903) Oscilloskop: Agilent 5462A (AUC Institut 8, løbenr: 33852) Prober: 2 stk. Agilent 0074C 0: Diverse bananstik ledninger og 230 V kabler Diverse prøvepinde og prøveklemmer Måleopstilling Måleopstilling er vist på figur G.. Test kredsløbet kan ses på figur 3.3 i kapitel 3. Input er brugerens knaptryk. Udgangen af funktionsblokken er er infrarødt frekvensmoduleret signal. Dette signal opfanges og tolkes af modtager IC en SFH50 [6]. Det digitale output herfra måles med et oscilloskop. Bemærk, at der ikke testes i forskellig afstand mellem fjernbetjening og modtager og med forskellige vinkler herimellem, da disse målinger er beskrevet i målejournal D. Måleprocedure. Fjernbetjenings kredsløbet, vist på figur G., tilsluttes forsyningsspænding på 6 V. SFH50 modtager IC en tilsluttes forsyningsspænding 2 på 5 V (opkobling af SFH50 kan ses på figur D. i målejournal D). 55

164 APPENDIKS G. MÅLEJOURNAL: VERIFIKATION AF FJERNBETJENING P3 rapport Gr. 37 Figur G.: Måleopstilling til test af funktionsblokken Fjernbetjening 2. Output fra modtageren aflæses, for at teste, om der er støj i opstillingen (elektrisk støj såvel som lysstøj), eller om Fjernbetjeningen udsender signal uden input. Hvis der noteres støj, skal man forsøge at ændre på opstillingen, for på den måde at eliminere ekstern støj. Hvis det kan konkluderes, at signalet kommer fra Fjernbetjeningen, skal dette noteres. 3. Ved tryk på op knappen og derefter på ned knapperne aflæses frekvenserne af de to signaler fra modtageren. 4. Ved tryk på begge knapper noteres det, hvorvidt modtageren afgiver et signal, og hvad frekvensen af dette evt. er. 5. Ved gentagne hurtige vilkårlige tryk på knapperne vurderes det ud fra modtagerens output, hvorvidt funktionsblokken opfører sig stabilt og pålideligt, eller om systemet kan crashes. Måleresultater og Resultatbehandling Resultatet af målingen kan ses i tabel G.. Som det fremgår af tabellen lever de målte resultater fint op til kravene. Simuleret Målt Afvigelse Afvigelse i % Krav Op signal,875 khz,8-,95 khz ±75 Hz 0 % ",875 khz ± 2,67% Ned signal 234,375 Hz 236 Hz,225 Hz 0 % "234,375 Hz ± 2,67% Tabel G.: Resultat tabel for målingen på op/ned frekvens generatoren Der blev ikke noteret nogen form for støj i opstillingen eller fra Fjernbetjeningen. Ved tryk på begge knapper blev der, som forventet, ikke udsendt noget IR-signal. Ved crash-testen opførte funktionsblokken sig ganske udmærket, og der blev ikke noteret noget besynderligt signal på modtageren (hvad angår frekvens og signal udseende). Ved korte hurtige tryk på knapperne blev de udsendte frekvensmodulerede signaler blot kortere. Det var derfor ikke muligt at crashe systemet. 56

165 APPENDIKS G. MÅLEJOURNAL: VERIFIKATION AF FJERNBETJENING Konklusion Funktionsblokken Fjernbetjeningen fungerer efter hensigten og lever dermed op til grænseflade kravene beskrevet i kapitel.3.2. Dog noteres det, at Op-signalets frekvens efter modtagelse ikke var helt stabil. Imidlertid svingede den omkring den korrekte værdi, så den vurderes at være acceptabel. 57

166 APPENDIKSH Målejournal: IR-modtager Formål At teste om komponentblokkene i funktionsblokken IR-modtager fungerer og at grænsefladerne mellem blokkene bliver overholdt, samt lave en samlet verifikation af hele funktionsblokken. Apparaturliste Funktionsgenerator: Low Distortion Oscilliator TG8 (AUC Institut 8, løbenr: 0826) Strømforsyning : Hameg Tripple Power Supply HM7042 (AUC Institut 8, løbenr: 0826) Oscilloskop: Agilent 5462A (AUC Institut 8, løbenr: 33855) Prober: 2 stk. Agilent 0074C 0: Diverse bananstik ledninger, BNC kabler og 230 V kabler Diverse prøvepinde og prøveklemmer Knapper Måleopstilling OP og NED Filter måling Måleopstilling for test af OP/NED-filter komponentblok er vist på figur H.. Testkredsløbet (A) kan ses på figur 4.4 i kapitel 4. Input er en frekvensgenerator og udgangen af filtrene måles med et oscilloskop. 58

167 APPENDIKS H. MÅLEJOURNAL: IR-MODTAGER Figur H.: Måleopstilling til test af komponentblokken for OP/NED filtre Figur H.2: Måleopstilling til test af komparatorne i komponentblokken for OP/NED filter Komparator Måleopstilling til test af komparatoren i OP/NED-filter blokken vist på figur H.2. Testkredsløbet (B) kan ses på figur 4.4 i kapitel 4. Input er en DC-strømforsyning og udgangen af komparatoren måles med et oscilloskop. Der laves en måling af OP-komaparatoren og NED-komparatoren. IR-modtager tællerkredsløb måling Den næste opstilling er måling af tæller-blokken og er vist på figur H.3. Testkredsløbet (C) kan ses på figur 4.5 i kapitel 4. Input er 2 knapper, koblet således, at indgangen går høj ved tryk og ellers er lav. Opkoblingen er prel-fri og magen til den for justerings knapperne i funktionsblokken Bruger I/O (jf. afsnit 2.3). Output fra OP og NED tællerne måles med et oscilloskop. 59

168 APPENDIKS H. MÅLEJOURNAL: IR-MODTAGER P3 rapport Gr. 37 Figur H.3: Måleopstilling for tæller-komponentblokken Figur H.4: Måleopstilling af hele IR-modtager funktionsblokken Verifikationsmåling af hele funktionsblokken Den sidste opstilling for verifikation af funktionsblokken er vist på figur H.4. Testkredsløbet (IR modtager) kan ses bagerst i rapporten. Input er et IR-signal fra Fjernbetjenings funktionsblokken (da det er lettest at teste IR-modtageren vha. denne blok) og outputtet måles med et oscilloskop. Der skal bemærkes, at måling af udgangen på SFH50 ikke finder sted, da dette forsøg er fortaget i målejournal IR-overførsel D. Måleprocedure OP og NED Filter måling Kredsløbet på figur H. tilsluttes forsyningsspændingen, som indstilles til 4,5 V peak to peak. Frekvensgeneratoren tilsluttes på indgangen af komponentblokken og oscilloskopet på udgangen.. Mål udgangen af filteret mens der laves en frekvenssweep fra 0 Hz til 0 khz på indgangen. Dette gøres ved at indstille frekvensgeneratoren på 0 Hz, hvor udgangsspændingen (v out ) noteres ned og derefter fortsætter med at øge frekvensen på indgangen mens man noterer udgangsspændingen. Ved frekvenserne 234Hz, 638Hz, 875Hz og 206Hz laves målinger med 60

169 APPENDIKS H. MÅLEJOURNAL: IR-MODTAGER flere steps. Her testes om NED-signalet kommer igennem OP-filteret og om NED-signalets harmoniske ringningsfrekvenser kommer igennem OP-filteret. 2. Komparatoren testes ved, at måle på udgangen af hele FILTER-komponentblokken. Der sendes en 2,5 V DC-spænding ind på indgangen af komparatoren. Der skrues ned for spændingen indtil udgangen af komparatoren går højt, og spændingen fra strømforsyningen noteres ned. Derefter skrues op for spændingen indtil spændingen lavt på udgangen af komparatoren, og spændingen på strømforsyningen noteres ned.. IR-modtager tællerkredsløb måling Kredsløbet på figur H.3 tilsluttes forsyningsspændingen på 5 V. Der skal skrues op for intensiteten på oscilloskopet, der indstilles til 500 ms/div., og horisontal forskydningen indstilles til 2,50s, således at at oscilloskopet viser målingerne med det samme, og trigger niveauet skrues helt ud af målefeltet. Output noteres ned.. Der startes med at trykke 0 gange med jævne mellemrum på knap og output noteres. På den måde testes om OP-tælleren kan tælle op ved hver 4. tryk og om den bliver resat igen. 2. Der trykkes 0 gange med jævne mellemrum på knap 2 og output noteres. Som i forrige forsøg, testes NED-tælleren om den kan tælle op og om den bliver resat. 3. Der tilsluttes en funktionsgenerator i stedet for knapperne, som sættes til at sende en firkant puls på 0kHz. Her testes hvor lang tid der går efter tælleren er blevet resat til den tæller igen. 4. Knapperne tilsluttes igen, og der trykkes nu på begge taster på engang og udgangen noteres. Her testes en worst-case. 5. Der trykkes hurtigt mange gange på knap 2 og udgangen noteres. Her tester vi hvor lang tid der går efter tælleren er blevet resat til den tæller igen. Verifikationsmåling af hele funktionsblokken måling Hele funktionsblokken og fjernbetjeningen tilsluttes forsyningsspændingen 5 V, og opstilles som vist på figur H.4. Der trykkes på OP-knappen på fjernbetjeningen og på udgangen, kaldet OP-signal og NEDsignal af IR-modtager, noteres om der kommet et output-signal og tidsintervallet mellem hvert output noteres også ned. Derefter trykkes på NED-knappen på fjernbetjeningen, og der noteres, om der kommet et output på NED-signal og OP-signal og tidsintervallet mellem pulserne noteres. Måleresultater og Resultatbehandling OP og NED Filter resultater Måling : Resultaterne ses i tabel H.. Som det fremgår, har OP-filteret sin peak ved 870 Hz hvilket er meget tæt på den ønskede centerfrekvens ved 875 Hz. NED-filteret har sin peak ved 230 Hz hvilket er meget tæt på den ønskede centerfrekvens ved 234 Hz. Filtrene fungerer derfor efter hensigten. 6

170 APPENDIKS H. MÅLEJOURNAL: IR-MODTAGER P3 rapport Gr. 37 Måling 2: Disse målinger gælder både for OP OG NED-komparatorne. Ved 2,5 V input var komparatoren lav (0) på udgangen. Ved,5 V gik udgangen høj () og ved 3,5 V gik udgangen lav (0). Ses dette i forhold til, de udgangsspændinger, som filteret leverer ved forskellige frekvenser som vises i tabel H., ses det, at NED-komparatoren trigger ved frekvenserne 200Hz til 250Hz og OP-komparatoren trigger ved frekvenserne,7khz til 2kHz. Dette er godt, i tilfælde af at fjernebetjeningen skulle afvige nogle få Hz fra centerfrekvenserne. IR-modtager tællerkredsløb resultater Måling og 2: Det blev noteret, for både OP og NED tællerne, at ved hver 4. tryk kom der en puls og system blev resat, dvs. den fungerede efter hensigten Måling 3: Der kom intet output ved at begge knapper blev trykket ned på engang. Måling 4: Tidsintervallet mellem hvert outputpuls til både OP- OG NED-output blev målt til 246 ms, hvilket svarer til det ønskede interval på ca. /4 sek. Verifikationsmåling af hele funktionsblokken resultater Ved tryk på OP-knappen på fjernbetjening, kom der kun en puls ud af OP-signal udgangen hvert 446 ms. Fra simuleringen er tiden beregnet til 250ms. Ved tryk på NED-knappen på fjernbetjening, kom der kun en puls ud af NED-signal udgangen hvert 446 ms. Fra simulering er tiden beregnet til 250ms. Så længe tidsintervallet mellem pulserne er den samme betyder afvigelsen ikke noget. Konklusion Hele funktionsblokken leverede de korrekte output og fungerede derfor efter hensigten. 62

171 APPENDIKS H. MÅLEJOURNAL: IR-MODTAGER f OP-filter NED-filter f OP-filter NED-filter MAX MIN Diff MAX MIN Diff MAX MIN Diff MAX MIN Diff 00 2,88 2,09 0,79 2,84 2,6 0, ,28,66,62 2,59 2,4 0,8 50 2,88 2,09 0,79 2,88 2,3 0, ,3,63,68 2,59 2,4 0, ,88 2,09 0,79 3,54,69, ,34,69,65 2,59 2,4 0,8 20 2,9 2,09 0,82 3,60,47 2, ,34,66,68 2,59 2,4 0, ,88 2,3 0,75 3,72,3 2, ,50,4 2,09 2,59 2,4 0, ,88 2,3 0,75 3,84,9 2, ,63,28 2,35 2,59 2,4 0, ,84 2,3 0,7 3,88,6 2, ,75,9 2,56 2,59 2,4 0, ,84 2,3 0,7 3,88,6 2, ,78,6 2,62 2,59 2,4 0, ,8 2,3 0,68 3,88,6 2, ,78,6 2,62 2,59 2,4 0, ,84 2,3 0,7 3,84,6 2, ,78,6 2,62 2,59 2,4 0, ,84 2,3 0,7 3,84,9 2, ,79,6 2,63 2,59 2,4 0, ,84 2,09 0,75 3,8,9 2, ,75,9 2,56 2,59 2,4 0, ,88 2,09 0,79 3,78,25 2, ,72,22 2,50 2,59 2,4 0, ,88 2,09 0,79 3,69,3 2, ,66,28 2,38 2,59 2,4 0, ,88 2,09 0,79 3,59,44 2, ,59,4 2,8 2,59 2,4 0, ,9 2,03 0,88 3,44,59, ,50,4 2,09 2,59 2,4 0, ,9 2,06 0,85 3,28,75, ,4,56,85 2,59 2,4 0, ,9 2,09 0,82 3,22,8, ,38,59,79 2,59 2,44 0, ,84 2,3 0,7 3,3,9, ,0,66,44 2,59 2,44 0, ,8 2,3 0,68 3,06,9,5 20 3,3,66,65 2,59 2,44 0, ,9 2,09 0,82 2,8 2,9 0, ,25,75,50 2,59 2,44 0, ,06,88,8 2,69 2,3 0, ,4,8,33 2,59 2,44 0, ,8 2,9 0,62 2,60 2,34 0, ,09,9,8 2,59 2,44 0, ,72 2,6 0,56 2,66 2,38 0, ,94 2,03 0,9 2,59 2,44 0, ,8 2,3 0,68 2,66 2,4 0, ,8 2,9 0,62 2,59 2,44 0, ,94,97 0,97 2,59 2,4 0, ,63 2,34 0,29 2,56 2,47 0, ,25,69,56 2,59 2,4 0, ,69 2,4 0,28 2,56 2,47 0, ,28,66,62 2,59 2,4 0,8 Tabel H.: Målinger på udgangen af filtrene ved forskellige frekvenser. Max og minimum er spændinger målt i V og dif er MAX minus MIN 63

172 APPENDIKSI Målejournal: Tone- og volkontrol komponentblokke Formål At måle forstærkningen og frekvensgangen ved de forskellige niveauer (volumen, bas og diskant) i komponentblokkene i Tone- og volumenkontrollen, for at kunne verificere kravene til de enkelte trin. Apparaturliste Funktionsgenerator: RC-Oscilliator TG7 (AUC Institut 8, løbenr: 07995) Strømforsyning,2 og 3: Hameg Triple Power Supply HM7042 (AUC Institut 8, løbenr: 33883) Oscilloskop: Agilent 5462A (AUC Institut 8, løbenr: 33839) Prober: stk. Agilent 0074C 0: Diverse bananstik ledninger, BNC kabler og 230 V kabler Diverse prøvepinde, prøveklemmer Måleopstilling Alle komponentblokkene testes ved samme måleopstilling, vist på figur I., dog varierer mængden af knapper, der skal til, for at levere det digitale input, der skal simulere bas- og diskant niveau (4 bit) og volumen niveau (6 bit), som illustreret på figuren med de stiplede linier til 5. og 6. knapinput. Knapperne er koblet således, at indgangen går høj ved tryk og ellers er lav. Opkoblingen er prel-fri og magen til den for justerings knapperne i funktionsblokken Bruger I/O (jf. afsnit 2.3). Indgangssignalet leveres af en funktionsgenerator og måles på udgangen med et oscilloskop. Alle indstillinger af funktionsgeneratoren tjekkes med et oscilloskop. Opkoblingen af analog forsyning (V og V 2 ) og digital forsyning (V 3 ) er ligeledes vist på figuren. De er reelle test kredsløb er vist på figur 5.3, 5.7 og 5. i kapitel 5. 64

173 APPENDIKS I. MÅLEJOURNAL: TONE- OG VOLKONTROL KOMPONENTBLOKKE Figur I.: Måleopstilling til test af forstærkning og frekvensgang i bas-, diskant- og volumenkontrol komponentblokkene Måleprocedure Herunder er måleproceduren angivet for test af de tre komponentblokke. Da bas og diskant i høj grad minder om hinanden, bortset fra nogle enkelte frekvenser, er disse målinger beskrevet i samme måleprocedure. Volumenkontrol måling. Kredsløbet beskrevet i afsnit 5.3 tilsluttes analog forsyningsspænding (V og V 2 ) på ±7,5 V og digital forsyningsspænding (V 3 ) på 5 V. 2. Funktionsgeneratoren (v s ) indstilles til nominel kildespænding på 0,5 V. 3. Ved at holde forskellige knap kombinationer nede med knapperne -6, dannes der binære tal. Alle tallene fra til afprøves som input, for dermed at simulere alle volumen niveauer fra 63 (maksimal forstærkning) til 0 (slukket). 4. Ved alle niveauer noteres udgangsspændingen V out målt med (v s ) indstillet til khz, for at teste, om forstærkningen ved det pågældende volumen niveau er korrekt. 5. Ved hver 5. volumen niveau (63, 58, , 3, 0) indstilles (v s ) desuden til frekvenser 20 Hz og 20 khz, hvor udgangsspændingen ligeledes aflæses, for at tjekke frekvensgangen på forstærkningen. 6. Volumenkontrollen er designet til at levere en maksimal spændingsforstærkning på 6 gange ved det højeste volumen niveau. Forstærkningen ved de forskellige volumen niveauer skal derfor ses i forhold til dette teoretisk maksimale output V out maks, som ved et nominelt indgangssignal på 0,5 V vil være lig med 3 V. Forstærkningen A vol beregnes derfor som vist i følgende formel 65

174 APPENDIKS I. MÅLEJOURNAL: TONE- OG VOLKONTROL KOMPONENTBLOKKE P3 rapport Gr. 37 ( ) ( ) Vout Vout A vol = 20 log = 20 log V out maks 3 V (I.) 7. Forskelle i frekvensgang i db beregnes ud fra følgende formel, hvor f x er enten 20 Hz eller 20 khz: A x = A x A khz (I.2) Bas- og diskantkontrol måling. Kredsløbet beskrevet i afsnit 5.6 og 5.8 tilsluttes analog forsyningsspænding (V og V 2 ) på ±7,5 V og digital forsyningsspænding (V 3 ) på 5 V. 2. Funktionsgeneratoren (v s ) indstilles til nominel kildespænding på 0,5 V. 3. Ved at holde forskellige knap kombinationer nede med knapperne -4, dannes der binære tal. Alle tallene fra 00 til 00 afprøves som input, for dermed at simulere alle bas/diskant niveauer fra 6 (maksimal forstærkning) til -6 (minimal forstærkning). 4. Ved alle niveauer noteres udgangsspændingen målt med (v s ) indstillet til 20 Hz, 200 Hz, khz og 20 khz for basmålingerne og 20 Hz, khz, 2 khz og 20 khz for diskantmålingerne for at teste, om den frekvensafhængige forstærkningen ved det pågældende bas/diskant niveau er korrekt. 5. Forstærkning i bas- og diskantkontrol er designet til at være i forhold til inputsignalet, som i dette tilfælde er 0,5 V. For alle målinger beregnes den frekvensafhænige forstærkning derfor ud fra følgende formel: ( ) A bas/diskant Vout = 20 log V in ( ) Vout = 20 log 0, 5 V (I.3) 6. For alle målinger beregnes forskellene i frekvensgang i db ud fra følgende formel, hvor f x er enten 20 Hz, 200 Hz, 2kHz eller 20 khz: A x = A x A khz (I.4) 66

175 APPENDIKS I. MÅLEJOURNAL: TONE- OG VOLKONTROL KOMPONENTBLOKKE Måleresultater Herunder er måleresultaterne af de tre serier af målinger opstillet på tabelform. Volumenkontrol måling I tabel I. er den målte udgangsspænding V out ved et indgangssignal på khz ved alle volumen niveauer vist. På tabel I.2 er den målte udgangsspænding ved hver 5. niveau og ved 20 Hz, khz og 20 khz vist. Ved volumen niveauer under 27 begyndte støjen at være tydelig, og ved målinger ved niveauer under 20 var signalet meget påvirket af støj, hvilket påvirkede målingen. Dog var det sinusformede signal hele tiden helt tydeligt. Vol niveau V out [ mv ] Vol niveau V out [ mv ] Vol niveau V out [ mv ] Vol niveau V out [ mv , , , , , , , , , ,5 Tabel I.: Den målte udgangsspænding ved alle volumen niveauer målt ved khz Diskantkontrol måling På tabel I.3 er den målte udgangsspænding V out ved alle niveauer og ved et indgangssinal v s på 0,5 V og henholdvis 20 Hz, 200 Hz, khz og 20 khz vist. Resultaterne var kun meget svagt påvirket af støj. Baskontrol måling Ved målinger på baskontrol komponentblokken, måtte vi erkende, at det konstruerede kredsløb gik i sving. Det overlejrede signal på udgangen optrådte kun, når multiplexerne (405 [28]) var tilsluttet kredsløbet, og varierede både i frekvens og amplitude ved skift af bas niveau. Selvsvingssignalet var med en frekvens mellem khz og uafhængig af, om der var signal på indgangen. Ved bas niveau 0 var selvsvingssignalet størst og lavest ved bas niveau ± 5. Ved niveau ± 6 var det helt væk. Årsagen til dette 67

176 APPENDIKS I. MÅLEJOURNAL: TONE- OG VOLKONTROL KOMPONENTBLOKKE P3 rapport Gr. 37 Vol niveau V out [ mv khz ,9 8 5,5 5,6 5,7 3 3,4 3,3 3,5 0,5,5,5 Tabel I.2: Den målte udgangsspænding ved hver 5. volumen niveau målt ved 20 Hz, khz og 20 khz Diskant niveau V out [ mv khz 6 493,5 573,0 694,0 046, ,5 557,5 656,3 947, ,5 538,5 620,5 839, ,5 525,5 587,0 738, ,5 54,2 555,5 649,0 493,5 502,5 52,5 570, ,5 492,5 494,5 50,5 493,5 48,5 496,0 440, ,5 470,7 444,5 388, ,5 460,4 42,5 34, ,5 449,5 399,0 300, ,5 438,6 377,2 267, ,5 427,3 356,5 242,2 Tabel I.3: Den målte udgangsspænding ved alle diskant niveauer målt ved 20 Hz, khz, 2 khz og 20 khz 68

177 APPENDIKS I. MÅLEJOURNAL: TONE- OG VOLKONTROL KOMPONENTBLOKKE selvsving er diskuteret i afsnit 5.7 Problemet blev løst ved at tilbagekoble fra udgangen til minus benet på op amp en med en meget lille kondensator på 2 pf. Dermed ophørte al selvsving. I tabel I.4 er den målte udgangsspænding V out vist ved et indgangssinal v s på 0,5 V og henholdvis 20 Hz, 200 Hz, khz og 20 khz. Bas niveau V out [ mv khz 6 985,0 707, 53,6 509, ,5 677,9 50,8 506, ,4 63,2 508, 506, ,0 595,9 505,0 507, ,0 562,5 502,7 506,7 566,8 526,2 500,7 508, ,2 496,7 498,5 506,8 444, 469,8 496,3 506, ,5 443,4 493,5 508, 3 354,4 49,3 49,4 506,5 4 36,0 396,4 488,9 507, ,3 373,5 486,8 506,6 6 25,3 353,0 484,0 506,2 Tabel I.4: Den målte udgangsspænding ved alle bas niveauer målt ved 20 Hz, khz, 2 khz og 20 khz Resultatbehandling Herunder er måleresultaterne af de tre serier af målinger omregnet til forstærkning og vurderet i forhold til simulering og krav. Volumenkontrol måling I tabel I.5 er den beregnede forstærkning A vol ved de forskellige volumen niveauer ud fra ligning I. vist i db og sammenlignet med den simulerede værdi og med kravene til volumen niveauet. Ved de frekvenser, hvor der desuden er foretaget målinger ved 20 Hz og 20 khz, er forskellen i db A x, ud fra ligning I.2, vist i tabel I.6 og sammenlignet med kravene (dog ikke med simuleringsresultater, da simuleringen viste en så godt som ideel frekvensgang). Som det fremgår overholder så godt som alle niveauerne deres krav. Ved de sidste volumen niveauer lever de målte værdier ved khz dog ikke alle helt op til kravene. Frekvensgangsmålingerne på tabel I.6 viser, at de høje frekvenser generelt afviger lidt mere end de må. De lave frekvenser er dog pæne indtil vi når ned på de lave volumen niveauer. Generelt kan det skyldes, at der er tale om meget små spændinger 69

178 APPENDIKS I. MÅLEJOURNAL: TONE- OG VOLKONTROL KOMPONENTBLOKKE P3 rapport Gr. 37 og målepræcisionen er derfor ikke særlig stor. Det kan også skyldes, at den overlejrede støj gør sig mere gældende ved de lave volumen niveauer. Diskantkontrol måling I tabel I.7 er den beregnede forstærkning A diskant ved de forskellige diskant niveauer ud fra ligning I.3 vist i db og sammenlignet med den simulerede værdi og med kravene til diskant niveauerne. Den ud fra ligning I.4 beregnede forskel i db mellem forstærkningen ved de forskellige frekvenser og forstærkningen ved khz ( A x ) ved de forskellige diskant niveauer er vist og sammenlignet med simulerede værdier og krav i tabel I.8. Som det fremgår af tabellerne lever langt de fleste målinger fint op til kravene. Enkelte målinger afviger lidt mere end de tilladte ±0,5 db. Det skyldes, at de høje frekvenser forstærkes og dæmpes mere end forventet. Da alle kravene er specifieret ud fra indgangssignalet, er der ikke særlig mange krav til afvigelsen fra khz forstærkningen ( A x ). Dette er dog med undtagelse af af diskant niveau 0, hvor der er krav om en pæn flad frekvensgang. Dette krav overholdes dog fint. Baskontrol måling I tabel I.9 er den beregnede forstærkning A bas ved de forskellige diskant niveauer ud fra ligning I.3 vist i db og sammenlignet med den simulerede værdi og med kravene til bas niveauerne. Den ud fra ligning I.4 beregnede forskel i db mellem forstærkningen ved de forskellige frekvenser og forstærkningen ved khz ( A x ) ved de forskellige bas niveauer er vist og sammenlignet med simulerede værdier og krav i tabel I.0. Som det fremgår af tabellerne alle målinger fint op til kravene endda med en god margin. Generelt forstærkes de høje frekvenser dog en smule, selvom vi ønskede de passere uændret. Da alle kravene er specifieret ud fra indgangssignalet, er der ikke særlig mange krav til afvigelsen fra khz forstærkningen ( A x ). Dette er dog med undtagelse af af bas niveau 0, hvor der er krav om en pæn flad frekvensgang. Dette krav overholdes dog fint. Fejlkilder Ved små spændinger var signalet for det meste overlejret af lidt højfrekvent støj. Alle spændingsværdier er aflæst ud fra oscilloskopets RMS beregning. Denne var nogle gange lidt svingende, hvilket medførte at nogle af aflæsningerne er cirka tal, især decimalerne. Konklusion Alle komponentblokke fungerede efter hensigten og forstærkede hver især signalet ud fra kravene og dertilhørende tolerancer. Alle volumen niveauer (bortset fra nogle af de laveste) og alle diskant og bas niveauer fungerede efter hensigten. 70

179 APPENDIKS I. MÅLEJOURNAL: TONE- OG VOLKONTROL KOMPONENTBLOKKE Vol niveau A khz [ db ] Vol niveau A khz [ db ] Målt Simuleret Krav Målt Simuleret Krav 63 0,00 0,07 0 ± 0, 5 3 3,6 32,08 32 ± 0, 5 62,0,06 ± 0, ,02 33,04 33 ± 0, 5 6,97 2,05 2 ± 0, ,3 34,06 34 ± 0, ,96 3,04 3 ± 0, ,06 35,06 35 ± 0, ,97 4,0 4 ± 0, ,0 36,02 36 ± 0, ,98 5,0 5 ± 0, ,08 37,0 37 ± 0, ,96 6,009 6 ± 0, ,95 38,00 38 ± 0, ,94 7,00 7 ± 0, ,9 39, ± 0, ,03 8,03 8 ± 0, ,29 40,09 40 ± 0, ,04 9,02 9 ± 0, ,24 4,09 4 ± 0, ,04 0,0 0 ± 0, ,3 42,06 42 ± 0, 5 52,00,00 ± 0, ,0 43,06 43 ± 0, 5 5,98 2,007 2 ± 0, ,97 44,03 44 ± 0, ,03 3,008 3 ± 0, ,93 45,03 45 ± 0, ,0 4,008 4 ± 0, ,02 46,02 46 ± 0, ,02 5,008 5 ± 0, ,26 47,00 47 ± 0, ,0 6,05 6 ± 0, ,96 48,02 48 ± 0, ,06 7,04 7 ± 0, ,7 49, ± 0, ,06 8,02 8 ± 0, ,46 50, ± 0, ,02 9,0 9 ± 0, 5 2 5,48 5,06 5 ± 0, ,03 20,00 20 ± 0, 5 5,48 52,08 52 ± 0, ,08 2,009 2 ± 0, ,64 53,04 53 ± 0, ,05 22, ± 0, ,69 54,06 54 ± 0, ,02 23, ± 0, ,58 55,06 55 ± 0, ,0 24,06 24 ± 0, ,56 56, ± 0, ,98 25,03 25 ± 0, ,29 57, ± 0, ,02 26,02 26 ± 0, ,29 58, ± 0, ,94 27,00 27 ± 0, ,95 59, ± 0, ,0 28,00 28 ± 0, ,7 60,09 60 ± 0, ,2 29, ± 0, ,72 6,07 6 ± 0, ,08 30, ± 0, 5 60,60 62,06 62 ± 0, ,06 3,005 3 ± 0, ,02 < 63 Tabel I.5: Den ud fra målinger beregnede forstærkning i forhold til det teoretisk maksimale output vist ved alle volumen niveauer 7

180 APPENDIKS I. MÅLEJOURNAL: TONE- OG VOLKONTROL KOMPONENTBLOKKE P3 rapport Gr. 37 Vol niveau A vol [ mdb ] Vol niveau A vol [ mdb khz khz Krav ± ± ± ± ± ± ± ± ± ± ± ± ± ± 300 Tabel I.6: Den ud fra målingerne beregnede forskel i forstærkning mellem de ydre frekvenser og khz ved hver 5. volumen niveau 72

181 APPENDIKS I. MÅLEJOURNAL: TONE- OG VOLKONTROL KOMPONENTBLOKKE A diskant [ db ] Diskant niveauer Hz Målt 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, Simuleret 0,064 0,052 0,04 0,030 0,020 0,00 0,0 Afvigelse 0,7 0,6 0,5 0,4 0,3 0,2 0, Krav 0,0 ± 2 0,0 ± 2 0,0 ± 2 0,0 ± 2 0,0 ± 2 0,0 ± 2 0,0 ± khz Målt,8 0,95 0,64 0,43 0,24 0,04 0,3 Simuleret,26,03 0,83 0,60 0,40 0,020 0,0 Afvigelse 0,08 0,08 0,9 0,7 0,24 0,02 0,3 Krav Intet 2 khz Målt 2,85 2,36,88,39 0,9 0,37 0,0 Simuleret 3,00 2,50 2,00,50,00 0,50 0,0 Afvigelse 0,5 0,4 0,2 0, 0,09 0,3 0,0 Krav 3,0 ± 2 2,5 ± 2 2,0 ± 2,5 ± 2,0 ± 2 0,5 ± 2 0,0 ± 20 khz Målt 6,4 5,55 4,50 3,39 2,37,5 0,03 Simuleret 5,94 4,95 3,96 2,97,98 0,99 0,0 Afvigelse 0,47 0,60 0,54 0,42 0,39 0,6 0,03 Krav 6,0 ± 2 5,0 ± 2 4,0 ± 2 3,0 ± 2 2,0 ± 2,0 ± ,0 ± 20 Hz Målt 0, 0, 0, 0, 0, 0, Simuleret 0,00 0,020 0,030 0,04 0,052 0,064 Afvigelse 0,0 0,09 0,08 0,07 0,06 0,05 Krav 0,0± 0,0 ± 2 0,0 ± 2 0,0 ± 2 0,0 ± 2 0,0 ± khz Målt 0,33 0,52 0,72 0,92,4,36 Simuleret 0,20 0,40 0,60 0,83,03,26 Afvigelse 0,3 0,2 0,2 0,09 0, 0,0 Krav Intet 2 khz Målt 0,56,02,48,96 2,45 2,94 Simuleret 0,50,0,50 2,00 2,50 3,00 Afvigelse 0,06 0,02 0,02 0,04 0,05 0,06 Krav 0,5 ± 2,0 ± 2,5 ± 2 2,0 ± 2 2,5 ± 2 3,0 ± 20 khz Målt,0 2,9 3,32 4,42 5,43 6,30 Simuleret,5,98 2,97 3,96 4,95 5,94 Afvigelse 0,05 0,2 0,35 0,46 0,48 0,36 Krav,0 ± 2 2,0 ± 2 3,0 ± 2 4,0 ± 2 5,0 ± 2 6,0 ± 2 Tabel I.7: Den beregnede forstærkning ved 20 Hz, khz, 2kHz og 20 khz ved alle diskant niveauer 73

182 APPENDIKS I. MÅLEJOURNAL: TONE- OG VOLKONTROL KOMPONENTBLOKKE P3 rapport Gr. 37 A diskant [ db ] Diskant niveauer Hz Målt,30,06 0,76 0,55 0,36 0,6 0,02 Simuleret,2 0,98 0,79 0,57 0,38 0,0 0,00 Afvigelse 0,8 0,08 0,03 0,02 0,02 0,5 0,02 Krav Intet krav 2 khz Målt,66,42,23 0,96 0,67 0,32 0,04 Simuleret,59,47,7 0,90 0,60 0,48 0,00 Afvigelse 0,07 0,05 0,06 0,06 0,07 0,6 0,04 Krav Intet krav 20 khz Målt 5,23 4,60 3,86 2,96 2,02,0 0,6 Simuleret 5,5 3,92 3,3 2,37,58 0,97 0,00 Afvigelse 0,08 0,68 0,73 0,59 0,44 0,3 0,6 Krav Intet krav ±0, Hz Målt 0,2 0,4 0,60 0,8,02,25 Simuleret 0,9 0,38 0,57 0,79 0,98,20 Afvigelse 0,02 0,03 0,03 0,02 0,04 0,05 Krav Intet 2 khz Målt 0,23 0,50 0,77,04,3,57 Simuleret 0,3 0,60 0,90,7,47,74 Afvigelse 0,07 0,0 0,3 0,3 0,6 0,7 Krav Intet 20 khz Målt 0,77,67 2,60 3,49 4,29 4,93 Simuleret 0,95,58 2,37 3,3 3,92 4,68 Afvigelse 0,8 0,09 0,23 0,36 0,37 0,25 Krav Intet krav Tabel I.8: Den beregnede forskel mellem forstærkningen ved 20 Hz, 2 khz og 20 khz og forstærkningen i khz ved alle diskant niveauer 74

183 APPENDIKS I. MÅLEJOURNAL: TONE- OG VOLKONTROL KOMPONENTBLOKKE A bas [ db ] Bas niveauer Hz Målt 5,89 4,92 3,92 2,92,95,09 0,05 Simuleret 5,93 4,94 3,95 2,96,98 0,99 0,00 Afvigelse 0,04 0,02 0,03 0,04 0,03 0,0 0,05 Krav 6,0 ± 2 5,0 ± 2 4,0 ± 2 3,0 ± 2 2,0 ± 2,0 ± 2 0,0 ± 200 Hz Målt 3,0 2,5 2,02,52,02 0,44 0,06 Simuleret 3,00 2,50 2,00,50,00 0,50 0,00 Afvigelse 0,0 0,0 0,02 0,02 0,0 0,06 0,06 Krav 3,0 ± 2 2,5 ± 2 2,0 ± 2,5 ± 2,0 ± 2 0,5 ± 2 0,0 ± khz Målt 0,23 0,9 0,4 0,09 0,05 0,0 0,03 Simuleret 0,24 0,20 0,6 0,2 0,08 0,04 0,00 Afvigelse 0,0 0,0 0,02 0,03 0,03 0,03 0,03 Krav Intet 20 khz Målt 0,5 0, 0, 0,3 0,2 0,5 0,2 Simuleret 0,00 0,00 0,000 0,000 0,000 0,000 0,00 Afvigelse 0,5 0, 0, 0,3 0,2 0,5 0,2 Krav 0,0± 0,0 ± 2 0,0 ± 2 0,0 ± 2 0,0 ± 2 0,0 ± ,0 ± 20 Hz Målt,03 2,0 2,99 3,99 4,97 5,98 Simuleret 0,99,98 2,96 3,95 4,94 5,93 Afvigelse 0,04 0,03 0,03 0,04 0,03 0,05 Krav,0 ± 2 2,0 ± 2 3,0 ± 2 4,0 ± 2 5,0 ± 2 6,0 ± 200 Hz Målt 0,54,04,53 2,02 2,53 3,02 Simuleret 0,50,00,50 2,00 2,50 3,00 Afvigelse 0,04 0,04 0,03 0,02 0,03 0,02 Krav 0,5 ± 2,0 ± 2,5 ± 2 2,0 ± 2 2,5 ± 2 3,0 ± khz Målt 0,06 0, 0,5 0,9 0,23 0,28 Simuleret 0,04 0,08 0,2 0,6 0,20 0,24 Afvigelse 0,02 0,03 0,03 0,03 0,03 0,04 Krav Intet 20 khz Målt 0,2 0,4 0, 0,2 0, 0, Simuleret 0,000 0,000 0,000 0,000 0,00 0,00 Afvigelse 0,2 0,4 0, 0,2 0, 0, Krav 0,0± 0,0 ± 2 0,0 ± 2 0,0 ± 2 0,0 ± 2 0,0 ± 2 Tabel I.9: Den beregnede forstærkning ved 20 Hz, 200 Hz, khz og 20 khz ved alle bas niveauer 75

184 APPENDIKS I. MÅLEJOURNAL: TONE- OG VOLKONTROL KOMPONENTBLOKKE P3 rapport Gr. 37 A bas [ db ] Bas niveauer Hz Målt 5,66 4,73 3,78 2,84,9,08 0,02 Simuleret 5,69 4,74 3,79 2,84,90 0,95 0,00 Afvigelse 0,03 0,0 0,0 0,00 0,0 0,3 0,02 Krav Intet krav 200 Hz Målt 2,78 2,33,88,44 0,98 0,43 0,03 Simuleret 2,76 2,30,84,38 0,92 0,46 0,00 Afvigelse 0,02 0,03 0,04 0,06 0,06 0,03 0,03 Krav Intet krav 20 khz Målt 0,08 0,08 0,04 0,07 0,4 0,4 0,5 Simuleret 0,24 0,20 0,6 0,2 0,08 0,04 0,00 Afvigelse 0,6 0,2 0,20 0,9 0,22 0,8 0,5 Krav Intet krav ±0, Hz Målt 0,97,90 2,84 3,79 4,73 5,69 Simuleret 0,95,90 2,84 3,79 4,74 5,69 Afvigelse 0,02 0,00 0,00 0,00 0,0 0,00 Krav Intet 200 Hz Målt 0,48 0,93,38,82 2,30 2,74 Simuleret 0,46 0,92,38,84 2,30 2,76 Afvigelse 0,02 0,0 0,00 0,02 0,00 0,02 Krav Intet 20 khz Målt 0,8 0,25 0,26 0,32 0,35 0,39 Simuleret 0,04 0,08 0,2 0,6 0,20 0,24 Afvigelse 0,4 0,7 0,4 0,6 0,5 0,5 Krav Intet krav Tabel I.0: Den beregnede forskel mellem forstærkningen ved 20 Hz, 200 Hz og 20 khz og forstærkningen i khz ved alle bas niveauer 76

185 APPENDIKSJ Målejournal: Tone- og volumenkontrol verifikation Formål At teste den samlede Tone- og volumenkontrol for at verificere, at funktionsblokken har den ønskede indgangsimpedans, forstærkning ved bestemte indgangssignaler, samlet frekvensgang, minimal DC forskydning og minimal THD. Baskontrollen indgår desværre ikke i denne måling, da den som selvstændig komponentblok ikke fungerede på det tidspunkt, hvor denne måling skulle afvikles (jf. målejournalen i appendiks I). Apparaturliste Funktionsgenerator: RC-Oscilliator TG7 (AUC Institut 8, løbenr: 07995) Strømforsyning,2 og 3: Hameg Triple Power Supply HM7042 (AUC Institut 8, løbenr: 33883) Oscilloskop: Agilent 5462A (AUC Institut 8, løbenr: 33839) Forvrængningsmeter: Textronix TM503A (AUC Institut 8, løbenr: 08650) Består af en lav-forvrængnings oscilliator (SG505) og en distortion analyzer (AA50A) Prober: 2 stk. Agilent 0074C 0: Diverse bananstik ledninger, BNC kabler og 230 V kabler Diverse prøvepinde, prøveklemmer Måleopstilling Måleopstillingen er vist på figur J.. Knapperne er koblet således, at indgangen går høj ved tryk og ellers er lav. Opkoblingen er prel-fri og magen til den for justerings knapperne i funktionsblokken Bruger I/O (jf. afsnit 2.3). Alle indstillinger af funktionsgeneratoren tjekkes med et oscilloskop. Funktionsgeneratoren benævnes v s mens den spænding der måles med oscilloskopet benævnes V s. 77

186 APPENDIKS J. MÅLEJOURNAL: TONE- OG VOLUMENKONTROL VERIFIKATION P3 rapport Gr. 37 Opkoblingen af analog forsyning (V og V 2 ) og digital forsyning (V 3 ) er ligeledes vist på figuren. THD måleinstrumentet tilsluttes først, når det skal bruges, hvor den dertilhørende oscilliator tilsluttes i stedet for funktionsgeneratoren som v s. Det er reelle test kredsløb er volmuenkontrol på figur 5.3 med udgangen koblet til indgangen på diskantkontrol kredsløbes på figur 5., begge figure er fra kapittel 5. Figur J.: Måleopstilling til test af Tone- og volumenkontrol. Alle spændingerne måles med oscilloskop. Volumen og diskant knapperne symboliserer hver 6 og 4 knapper. THD måleinstrumentet tilsluttes først når det skal bruges Måleprocedure Herunder er måleproceduren angivet for de forskellige test af funktionsblokken. Ved alle målinger tilsluttes analog forsyningsspænding (V og V 2 ) på ±7,5 V og digital forsyningsspænding (V 3 ) på 5 V, som vist på figur J.. Impedansmåling. Indgangsimpedansen måles, for at teste, om denne er stor nok. 2. Funktionsgeneratoren (v s - TG7) indstilles til nominel kildespænding på 0,5 V ved 20 Hz, khz og 20 khz og ved volumen niveauet indstilles ved knaptryk til 63 () og diskant niveau til 0 (0000). 3. Indgangsimpedansen måles herefter ved at måle V s og V in med et oscilloskop. Indgangsimpedansen kan herefter beregnes udfra følgende formel (hvor R s er 2,2 kω ): Z in = V in I in = V in (V s V in ) R s (J.) 78

187 APPENDIKS J. MÅLEJOURNAL: TONE- OG VOLUMENKONTROL VERIFIKATION 4. Forsøget gentages med volumen niveauet ændret til (00000) og til 0 (000000). Forstærkningsmåling. Ved at måle V out og V s kan de tre forskellige specifikke krav til forstærkning bestemmes. Ved alle målinger er diskant niveauet nulstillet (0-0000) 2. Funktionsgeneratoren (v s - TG7) indstilles til nominel kildespænding på 0,5 V. Volumen niveauet ændres ved knaptryk, indtil V out når op til eller over Rated Distortion Limited udgangsspænding, dvs. 3 V eller derover, hvorefter både V out og volumen niveauet noteres. Dette testes ved både 20 Hz, khz og 20 khz. Hvis V out ikke kan nå op 3 V noteres dette. 3. Funktionsgeneratoren (v s - TG7) indstilles til minimums kildespænding på 0,2 V. Volumen niveauet ændres ved knaptryk, indtil V out når nominel udgangsspænding, dvs. V, hvorefter både V out og volumen niveauet noteres. Dette testes ved både 20 Hz, khz og 20 khz. Hvis V out ikke kan nå op V noteres dette. 4. Funktionsgeneratoren (v s - TG7) indstilles til overstyret kildespænding på 2,8 V. Volumen niveauet ændres ved knaptryk, indtil V out når -0 db af Rated Distortion Limited udgangsspænding, dvs. V, hvorefter både V out og volumen niveauet noteres. Dette testes ved både 20 Hz, khz og 20 khz. Hvis V out ikke kan nå ned til V noteres dette. 5. Til sidst gentages alle målinger for at måle THD. Funktionsgeneratoren (TG7) udskiftes med forvrængningemeterets oscilliator (ny v s - SG505). Forvrængningsmeteret (AA50A) tilsluttes på udgangen. Det sikres, at apparatet er indstillet således at følgende knapper er trykket ind: Volts, THD+N, Auto Range og RMS response. Input range på forvrængningsmeteret indstilles, så de to LED lamper (Increase range og Decrease range) ikke lyser mere, hvilket vil være forskellig ved de forskellige indstillinger af v s. 6. Målingerne gentages ved de før noterede volumen niveau og ved 20 Hz, khz og 20 khz. Apparatet måler nu THD (plus støj), ved at filtrere grundtonen på henholdsvis 20 Hz, khz og 20 khz ud og måle de harmoniske i forhold til denne. THD aflæses på displayet og noteres. THD måling. For at teste om kredsløbet lever op til THD kravet ved nominel kildespænding testes THD ved de første 26 volumenniveauer og ved enkelte diskantniveauer. 2. Forvrængningsmeterets oscilliator (v s - SG505) indstilles til 0,5 V. Forvrængningsmeteret (AA50A) tilsluttes på udgangen. Det sikres, at apparatet er indstillet således at følgende knapper er trykket ind: Volts, THD+N, Auto Range og RMS response. Input range på forvrængningsmeteret indstilles, så de to LED lamper (Increase range og Decrease range) ikke lyser mere, dvs. ca. mellem 200 mv og 600 mv. 3. Apparatet måler nu THD (plus støj), ved at filtrere grundtonen ud og måle de harmoniske i forhold til denne, hvormed THD kan aflæses på displayet. 79

188 APPENDIKS J. MÅLEJOURNAL: TONE- OG VOLUMENKONTROL VERIFIKATION P3 rapport Gr Alle målinger foretages ved både 20 Hz, khz og 20 khz. 5. Ved at justere på knapperne ændres volumen niveauet. Der foretages målinger ved alle niveauer fra 63 () til 37 (000), hvilket svarer til -26 db i forhold til maksimalt output. Ved alle disse niveauer er diskant vha. knaptryk indstillet til 0 (0000). 6. Ved volumen niveauerne 63, 57 (-6 db af maksimalt output - 00) og 37 foretages der ligeledes THD målinger ved diskant niveauerne 6 (00) og -6 (00). Frekvensgangs måling. For at teste om frekvensgangen er som forventet testes denne ved en serie af målinger ved forskellige frekvenser og ved forskellige indstillinger er volumen og diskant. Frekvensgangs målingen foretages uden ekstra kildemodstand R s, som vist på figur J., da denne ikke bør ændre på frekvensgangen. 2. Funktionsgeneratoren (v s - TG7) indstilles til nominel kildespænding på 0,5 V. 3. Volumen niveauet indstilles vha. knaptryk til maks (63 - ) og diskant niveauet nulstilles (0-0000). Ved disse indstillinger foretages der målinger på udgangen (V out ) ved følgende frekvenser: 20 Hz, 50 Hz, 00 Hz, 50 Hz, 200 Hz, 300 Hz, 400 Hz, 500 Hz, 600 Hz, 700 Hz, 800 Hz, 900 Hz, khz, 2 khz, 3 khz, 4 khz, 5 khz, 7 khz, 0 khz, 5 khz, 20 khz. 4. Volumen niveauet holdes på maks (63 - ), mens diskant niveauet ændres til -6 (00). Ved disse indstillinger foretages der målinger ved førnævnte frekvenser. 5. Volumen niveauet dæmpes 6 db (57-00), mens diskant niveauet ændres til +6 (00). Ved disse indstillinger foretages der målinger ved førnævnte frekvenser. 6. Alle målingerne kan omregnes til forstærkning i forhold til den teoretisk maksimale udgangsspænding ved volumen niveau 63 og diskant niveau 0. V out maks vil ved nominel kildespænding på 0,5 V være 3 V. Forstærkningen beregnes vha. følgende formel: ( ) ( ) Vout Vout A v = 20 log = 20 log V out maks 3 V (J.2) DC offset måling. Et evt. DC offset testes, for at vurdere dets omfang. 2. Funktionsgeneratoren (v s - TG7) indstilles til nominel kildespænding på 0,5 V. 3. Volumen niveauet indstilles vha. knaptryk til maks (63 - ) og diskant niveauet nulstilles (0-0000). Ved disse indstillinger foretages der målinger ved 20 Hz, khz og 20 khz ved at aflæse gennemsnitsspændingen på udgangen (V out ) på oscilloskopet. 80

189 APPENDIKS J. MÅLEJOURNAL: TONE- OG VOLUMENKONTROL VERIFIKATION 4. Volumen niveauet holdes på maks (63 - ), mens diskant niveauet ændres til -6 (00). Ved disse indstillinger foretages der målinger som før 5. Volumen niveauet dæmpes 6 db (57-00), mens diskant niveauet ændres til +6 (00). Ved disse indstillinger foretages der målinger som før. Måleresultater Herunder er måleresultaterne af de forskellige målinger opstillet på tabelform. Impedansmåling De målte spændinger V s og V in ved 20 Hz, khz og 20 khz ved de tre forskellige volumen niveauer er vist i tabel J.. Frekvens Vol niveau V s [ mv ] V in [ mv 20 Hz ,6 459,9 499,5 476, ,0 khz ,6 46,2 499,5 478, ,2 20 khz ,0 466,5 498,0 482, ,0 500,0 Tabel J.: De målte spændinger V s og V in ved de tre forskellige volumen niveauer og ved frekvenserne 20 Hz, khz og 20 khz Forstærkningsmåling I tabel J.2 er de tre forskellige forstærkningskrav listet, og ud for disse den aflæste V out ved det volumenniveau, der tilfredsstiller kravet ved frekvenserne 20 Hz, khz og 20 khz. Desuden er THD angivet ved alle frekvenser. THD måling I tabel J.3 er THD målingerne ved volumenniveauerne 63 til 37 (0 til -27 db i forhold til teoretisk maks output) listet. Disse er målt ved både 20 Hz, khz og 20 khz. Ved alle de målte volumenniveauer er diskantkontrollen sat til 0, bortset fra 63, 57 og 37, hvor diskantkontrollens ydre indstillinger også testes. Ved målingen blev hele måleopstillingen så godt som det var muligt skærmet mod udefrakommende støj, ved at sætte opstillingen ind i en kasse pakket ind i aluminiumsfolie, som var sat til stel. 8

190 APPENDIKS J. MÅLEJOURNAL: TONE- OG VOLUMENKONTROL VERIFIKATION P3 rapport Gr. 37 Forstærkningskrav V out [ V ] Vol niveau 20 Hz V s = 0, 5 V out 3 2, ,0245 % V s = 0, 2 V out =, ,0547 % V s = 2, 8 V out =, ,082 khz V s = 0, 5 V out 3 2, ,0244 % V s = 0, 2 V out =, ,0538 % V s = 2, 8 V out =, , khz V s = 0, 5 V out 3 2,8 63 0,044 % V s = 0, 2 V out =, ,0433 % V s = 2, 8 V out =, ,074 % Tabel J.2: De forskellige forstærkningskrav målt ved frekvenserne 20 Hz, khz og 20 khz Frekvensgangs måling I tabel J.4 er måling af frekvensgang for kredsløbet vist ved forskelling indstillinger af volumen og diskant. DC offset måling I tabel J.5 er DC offset målt ved det maksimale volumen niveau (63) ved diskant niveauet indstillet til både 0 og -6, samt ved volumen niveauet indstillet til 57 (6 db under maks) og diskant niveauet indstillet til 6. Ved disse indstilliner er der måligner ved både 20 Hz, khz og 20 khz. Aflæsningerne er dog rimelig upræcise, da det målte gennemsnit var svingende. Resultatbehandling Herunder er måleresultaterne af de forskellige målinger vurderet i forhold til simulering og krav. Impedansmåling Ud fra de målte værdier i tabel J. og vha. ligning J. kan den målte indgangsimpedans beregnes til de værdier, vist i tabel J.6. Ud fra tabellen ses det, at alle de målte indgangsimpedansen lever op til kravet om en Z in større end 22 kω. At impedansen stiger ved lavere volumen niveauer er forventeligt, da kredsløbet er designet sådan, og ved volumen niveau 0 burde signalet være afbrudt. De forholdsvis høje impedanser og den negative impedans ved 20 khz må derfor skyldes støj. Forstærkningsmåling Ud fra tabel J.2 ses det, at det første krav om at en nominel kildespænding på 0,5 V skal kunne forstærkes op til Rated Distortion Limited udgangsspænding på 3 V, ikke er opnået. Dette skyldes at forstærkningen på 6 gange ikke er designet udfra et tab i en kildemodstand. De to øvrige krav om at en minimums kildespænding på 0,2 V skal kunne forstærkes til nominel udgangsspænding på V, og at overstyret 82

191 APPENDIKS J. MÅLEJOURNAL: TONE- OG VOLUMENKONTROL VERIFIKATION Vol niveau Diskant niveau khz ,0498 % 0,0500 % 36,00 % 0 0,0245 % 0,025 % 0,044 % -6 0,008 % 0,025 % 0,0344 % ,0257 % 0,0255 % 0,0353 % 6 0 0,0277 % 0,0277 % 0,039 % ,0299 % 0,0300 % 0,030 % ,032 % 0,0325 % 0,032 % ,0374 % 0,038 % 0,0352 % ,076 % 0,0670 % 0,0422 % 0 0,0400 % 0,042 % 0,0373 % -6 0,095 % 0,0220 % 0,0346 % ,045 % 0,0450 % 0,04 % ,0323 % 0,0322 % 0,0288 % ,0363 % 0,0358 % 0,0327 % ,0398 % 0,0394 % 0,036 % ,0437 % 0,0432 % 0,04 % 5 0 0,0484 % 0,0480 % 0,0488 % ,057 % 0,0568 % 0,0534 % ,0622 % 0,0620 % 0,058 % ,0686 % 0,0684 % 0,065 % ,0279 % 0,0277 % 0,0244 % ,0276 % 0,0274 % 0,0245 % ,0275 % 0,0274 % 0,0247 % ,0273 % 0,027 % 0,0247 % ,0269 % 0,0267 % 0,0267 % ,0279 % 0,0277 % 0,0259 % 4 0 0,0279 % 0,0278 % 0,026 % ,0284 % 0,0283 % 0,0268 % ,0247 % 0,0246 % 0,0233 % ,0244 % 0,0243 % 0,0230 % ,0257 % 0,0257 % 0,0237 % 0 0,0244 % 0,0243 % 0,0232 % -6 0,020 % 0,0200 % 0,075 % Tabel J.3: Den målte THD på udgangen ved alle volumen niveauer mellem 63 og 37 målt ved 20 Hz, khz og 20 khz, samt enkelte målinger ved varieret diskant niveau 83

192 APPENDIKS J. MÅLEJOURNAL: TONE- OG VOLUMENKONTROL VERIFIKATION P3 rapport Gr. 37 Frekvens V out [ V ] - ved forskellige volumen og diskant niveauer Vol = 63 Vol = 63 Vol = 57 Vol = 37 Diskant = 0 Diskant = -6 Diskant = 6 Diskant = 0 20 Hz 2,993 2,982,54 0, Hz 2,997 2,990,520 0, Hz 2,99 2,985,55 0, Hz 2,99 2,977,520 0, Hz 2,99 2,970,525 0, Hz 2,993 2,940,540 0, Hz 2,992 2,900,558 0, Hz 2,993 2,860,582 0, Hz 2,992 2,805,607 0, Hz 2,995 2,747,640 0, Hz 2,994 2,695,672 0, Hz 2,993 2,642,705 0,47 khz 2,99 2,575,752 0,473 2 khz 2,992 2,45 2,2 0,482 3 khz 2,993,905 2,363 0,488 4 khz 2,997,792 2,582 0,49 5 khz 2,998,729 2,630 0,494 7 khz 3,000,645 2,765 0,500 0 khz 3,006,575 2,93 0,505 5 khz 3,09,500 3,075 0,5 20 khz 3,030,450 3,20 0,52 Tabel J.4: Den målte V out ved forskellige frekvenser og ved forskellige indstillinger af volumen og diskant Vol niveau Diskant niveau V out khz Tabel J.5: Den målte DC offset på udgangen ved 20 Hz, khz og 20 khz 84

193 APPENDIKS J. MÅLEJOURNAL: TONE- OG VOLUMENKONTROL VERIFIKATION Frekvens Vol niveau Z in [ kω 20 Hz 63 25,5 45,6 0 khz 63 26,4 49, khz 63 33,6 67, ,7 Tabel J.6: De målte spændinger V s og V in ved de tre forskellige volumen niveauer og ved frekvenserne 20 Hz, khz og 20 khz kildespænding på 2,8 V skal kunne dæmpes til V er begge opfyldt. Alle krav til THD er ligeledes opfyldt (< 0,2 %). THD måling Ud fra tabel J.3 ses det, at den samlede harmoniske forvrængning ved alle målinger er under 0,2 %, hvilket er kravet til Tone- og volumenkontrol funktionsblokken. Kravet er endda overholdt med en god margin. Dette gælder selvfølgelig ikke hvis man hæver diskanten ved det maksimale volumenniveau, hvilket kredsløbet heller ikke er designet til og signalet klippes derfor. Det fremgår ligeledes af tabellen, at THD afhænger meget af volumenniveauet. Ved en dæmpning af volumen niveauet stiger THD lidt, for derefter at falde brat og igen stige. Det ses også, at diskant niveauet har en klar indflydelse på THD ved alle frekvenser. Frekvensgangs måling Ud fra tabel J.4 og ligning J.2 er de målte spændingsværdier blevet omregnet til forstærkning i db, som vist i tabel J.7. Som det fremgår af tabellen, varierer frekvensgangen ikke mere end henholdsvis 0, db og 0,22 db for de to sæt målinger, hvor diskantkontrollen er nulstillet. Dette lever fint op til kravet om at Tone og volumenkontrollen må afvige op til ± 0,5 db. Frekvensgangen ved diskant niveauerne ± 6 viser også en tydelig forstærkning og dæmpning af diskanten, dog ikke præcis ± 6 db. DC offset måling Resultaterne i tabel J.5 viser, at kredsløbet ikke giver anledning til noget nævneværdigt DC offset. De aflæste værdier skyldes snarere støj og måleusikkerhed, da gennemsnitsværdien er meget upræcist målt. 85

194 APPENDIKS J. MÅLEJOURNAL: TONE- OG VOLUMENKONTROL VERIFIKATION P3 rapport Gr. 37 Frekvens A v [ db ] - ved forskellige volumen og diskant niveauer Vol = 63 Vol = 63 Vol = 57 Vol = 37 Diskant = 0 Diskant = -6 Diskant = 6 Diskant = 0 20 Hz 0,02 0,05 5,94 26,7 50 Hz 0,0 0,03 5,9 26,7 00 Hz 0,03 0,04 5,93 26,7 50 Hz 0,03 0,07 5,9 26,8 200 Hz 0,03 0,09 5,88 26,8 300 Hz 0,02 0,8 5,79 26, Hz 0,02 0,29 5,69 26,2 500 Hz 0,02 0,42 5,56 26,2 600 Hz 0,02 0,58 5,42 26,2 700 Hz 0,0 0,77 5,25 26, Hz 0,02 0,93 5,08 26, Hz 0,02,0 4,9 26,9 khz 0,03,33 4,67 26,8 2 khz 0,02 2,9 3,05 26,3 3 khz 0,02 3,94 2,07 26,09 4 khz 0,0 4,48,49 26,07 5 khz 0,0 4,79,4 26,06 7 khz 0,00 5,22 0,7 26,02 0 khz 0,02 5,60 0,26 25,99 5 khz 0,05 6,02 0,2 25,96 20 khz 0,09 6,32 0,59 25,95 Tabel J.7: Forstærkningen ved forskellige frekvenser og ved forskellige indstillinger af volumen og diskant 86

195 APPENDIKS J. MÅLEJOURNAL: TONE- OG VOLUMENKONTROL VERIFIKATION Fejlkilder Ved små spændinger var signalet for det meste overlejret af lidt højfrekvent støj. Alle spændingsværdier er aflæst ud fra oscilloskopets RMS beregning (bortset fra DC offset målingen). Denne var nogle gange lidt svingende, hvilket medførte at nogle af aflæsningerne er cirka tal, især decimalerne. Konklusion Tone og volumenkontrollen excl. baskontrollen fungerer efter hensigten og lever op til kravene hvad angår høj indgangsimpedans, stabil frekvensgang, lav THD og stort set intet DC offset. Ved forstærkningskravene til forskellige kildespændinger blev alle krav så godt som overholdt. Dog var det ikke helt muligt at opnå en udgangsspænding på 3 V ved nominel kildespænding på 0,5 V. 87

196 APPENDIKSK Målejournal: Effektforstærker Formål At måle forstærkning, indgangsimpedans, båndbredde og THD for hele effektforstærkeren, for dermed at verificere kravene for det samlede system. Foruden dette findes strømmen leveret af strømgeneratorerne, spændingen over crossover kompensering, spændingen over modstanden R E samt hvilestrømmen i de to MOSFETs M E og M E2. Apparaturliste Funktionsgenerator: RC-Oscillator TG7 (AUC Institut 8, løbenr: 08493) Strømforsyning: Hameg Triple Power Supply HM7042 (AUC Institut 8, løbenr: 3388) Oscilloskop: Agilent 5462A (AUC Institut 8, løbenr: 33846) Forvrængningsmeter: Textronix TM503A (AUC Institut 8, løbenr: 08650) Består af en lav-forvrængnings oscilliator (SG505) og en distortion analyzer (AA50A) Effektmodstand: 8, 2Ω s (±5%) 2 W effektmodstand. Målt til 8, 07Ω vha. multimeter: Fulke 89 (AUC Institut 8, løbenr: 52833) Diverse bananstik ledninger, BNC kabler og 230 V kabler Diverse prøvepinde, prøveklemmer Måleopstilling På figur K. er den reelle opkobling af effektforstærkeren vist, hvorfra knudepunkter og kredsløbselementer i de to måleopstillingsfigurer er udledt. Den indrammede boks er vist som en forstærker boks på måleopstillings figurerne. På figur K.2 er måleopstillingen for impedans, forstærknings og båndbredde målingen vist. På figur K.4 er måleopstillingen til måling af THD vist. Alle spændinger måles med et oscilloskop. 88

197 APPENDIKS K. MÅLEJOURNAL: EFFEKTFORSTÆRKER Strøm-generatorer VCC+ VCC+ VCC+ VCC+ Tilbagekobling Vf REF 20k REF2 76k Vout D QE0A 2N380 QE0B 2N380 QE8A 2N380 QE8B 2N380 CEF 4uF 0 QEA 2N380 QEB 2N380 QE9A 2N380 QE9B 2N380 Crossover kompensering Effekttrin VCC+ 3 4 QE BC547B RE3 2,33k 0 CE5 00nF RE2 2,33k 0 CE4 00nF RE4 2k 5 RE2 2,7k QE3 BC547B 8 REG 50 ME IRF50 RE3 3,3k CE 00nF RE 800 Vout Vs Rs k Vs Vin Differens -trin Vin CE3 uf 2 0 RE 00k QE7A 2N380 QE7B 2N380 Vf Driver-trin RE8 78 CE2 230p QE5A BC547B 6 RE5 4,83k RE6 3,3k 7 QE4 BC547B REG QE2 BC557B ME2 IRF RL 8 0 QE6A BC547B QE6B BC547B VCC- RE9 300 RE0 300 RE7 4 C VCC- Figur K.: Reelt kredsløb med referencepunkter Figur K.2: Måleopstilling til måling af indgangsimpedans B Figur K.3: Måleopstilling til måling af forstærkning, båndbredde, frekvensgang og komponentblokke 89 A

198 APPENDIKS K. MÅLEJOURNAL: EFFEKTFORSTÆRKER P3 rapport Gr. 37 Figur K.4: Måleopstilling til THD måling. THD måleinstrumentet er forvrægningsmeteret Måleprocedure Herunder er de forskellige måleprocedurer forklaret. Impedans måling. Måleopstillingen vist på figur K.2 anvendes. 2. Funktionsgeneratoren (TG7) tilsluttes som v s, og sættes til at levere indgangssignal på 0,5 V ved khz. Det tjekkes vha. oscilloskopet, at signalet er pænt både på udgangen - dvs. ikke forvrænget. Det aflæses vha. oscilloskopet at V s er 0,5 V. 3. V s og V in måles vha. oscilloskopet. Ud fra disse spændinger beregnes indgangsimpedansen vha. følgende formel: Z in = V in V s V in R s [Ω] (K.) hvor symbolerne er vist på figur K.2. Forstærknings måling. Måleopstillingen vist på figur K.3 anvendes. 2. Funktionsgeneratoren (TG7) tilsluttes som v s, og sættes til at levere et signal på V ved khz. Det tjekkes vha. oscilloskopet, at signalet er pænt på udgangen - dvs. ikke forvrænget. Det aflæses vha. oscilloskopet at V in er V. 3. V in og V out måles vha. oscilloskop. Forstærkerens forstærkning (A v ) beregnes som forholdet mellem kildespændingen og forstærkerens udgangsspænding. Dette gøres ud fra følgende formler: 90

199 APPENDIKS K. MÅLEJOURNAL: EFFEKTFORSTÆRKER A v = V out V in [ ] V V (K.2) hvor symbolerne er vist på figur K.3. Båndbredde måling. Måleopstillingen vist på figur K.3 anvendes. 2. Funktionsgeneratoren (TG7 - v s ) indstilles på til 0,5 V ved khz. 3. V out måles vha. oscilloskopet. 4. Frekvensen på v s skrues ned, alt imens V out måles vha. oscilloskopet. Når V out er 3 db lavere end ved V khz, noteres frekvensen som den nedre båndbredde frekvens, f L. 5. Forsøget gentages, hvor frekvensen på v s skrues op, indtil V out er faldet 3 db i forhold til spændingen ved khz. Denne frekvens noteres som den øvre båndbredde frekvens, f H. 6. Den 3 db lavere spænding ved f L og f H (kaldet V 3dB ) beregnes ud fra følgende formel: 3 db = 20 log ( 3dB V khz ) V 3dB = V khz [V] (K.3) hvor V out er målt, som vist på figur K.3. THD måling. Måleopstillingen vist på figur K.4 anvendes. 2. Oscillatoren indbygget i forvrængsningsmetret (SG505) tilsluttes som kildespænding (v s ) og indstilles til at levere et signal på V ved khz. Det tjekkes vha. oscilloskopet, at signalet er pænt på udgangen - dvs. ikke forvrænget. 3. Forvrængningsmeteret (AA50A) tilsluttes på udgangen af forstærkeren. Det sikres at apparatet er indstillet således at følgende knapper er trykket ind: Volts, THD+N, Auto Range og RMS response. 4. Input range på forvrængningsmetret indstilles, så de to LED lamper (Increase range og Decrease range) ikke lyser mere. 5. Apparatet måler nu THD (plus støj), ved at filtrere grundtonen ud og måle de harmoniske i forhold til denne. THD aflæses på displayet. 9

200 APPENDIKS K. MÅLEJOURNAL: EFFEKTFORSTÆRKER P3 rapport Gr Forsøget gentages ved indgangssignal på 20 Hz og 20 khz. Derefter foretages alle målinger ved en 26 db lavere indgangsspænding, dvs. 50 mv (beregnet på samme måde som vist i ligning K.3). Frekvensgang. Måleopstillingen vist på figur K.3 anvendes. 2. Funktionsgeneratoren (TG7 - v s ) indstilles på til 0,5 V ved khz. 3. V out måles vha. oscilloskopet. 4. Mens V out måles og noteres ved hvert trin, justeres frekvensen på v s til følgende værdier: 20 Hz, 50 Hz, 00 Hz, 50 Hz, 200 Hz, 300, 400 Hz, 500 Hz, 600 Hz, 700 Hz, 800 Hz, 900 Hz, khz, 2 khz, 3 khz, 4 khz, 5 khz, 6 khz, 7 khz, 0 khz, 5 khz og 20 khz. Komponentblokke Strømgeneratorer. Opstillingen på figur K.3 benyttes og spændinger er med reference til kredsløbsdiagrammet på figur K.. Funktionsgeneratoren (TG7 - v s ) indstilles til 0,5 V og khz. 2. Oscilloskopet indstilles til at vise gennemsnitsværdi, minimum og maksimum. 3. V 3 og V 4 måles vha. oscilloskopet, og både gennemsnit, minimum og maksimum noteres. 4. I diff udregnes med gennemsnitsværdier som: V 3 R E 5. I udgang udregnes med gennemsnitsværdier som: Crossover kompensering = I diff V 4 R E0 = I udgang. Samme opstilling og indstillinger benyttes som ved måling af strømgeneratorer, afsnit K. 2. V 5 7 (jf. K.) måles vha. oscilloskopet. Både gennemsnit, minimum og maksimum noteres. Hvilestrøm i effekttrin. Indgangssignalet forbindes til stel. 2. Strømmen gennem R E bestemmes ved at måle spændingen over denne, dvs. V Strømmen gennem MOSFET-transistorerne M E og M E2 bestemmes ved at aflæse på strømforsyningen, hvad der leveres. Fra dette trækkes strømmen gennem R E og strømmen gennem strømgeneratorerne, som er bestemt i afsnit K. 92

201 APPENDIKS K. MÅLEJOURNAL: EFFEKTFORSTÆRKER Måleresultater Impedans måling Spændingerne V s og V in blev målt til henholdsvis 50,5 mv og 495,6 mv. Forstærknings måling Spændingerne V in og V out blev målt til henholdsvis,00 V og 9,79 V. Båndbredde måling Spændingen V khz blev målt til 4,93 V ved khz, så båndbredde-frekvenserne f L og f H skal findes ved en spænding på 4, = 3, 49 V. Den øvre båndbredde-frekvens, f H, blev fundet til 6 khz. Den nedre båndbredde-frekvens, f L, blev ikke fundet pga. begrænsninger ved den valgte funktionsgenerator. Ved den lavest mulige frekvens på 9 Hz blev V out målt til 4,67 V. THD måling I kravspecifikationen for Effektforstærkeren, afsnit.3.5, er det angivet, at THD maksimalt må være 0,5%. Som det fremgår af tabel K., lever Effektforstærkeren op til kravet ved de testede værdier bortset fra ved V indgangsspænding på 20 Hz eller 20kHz. Dog var det muligt at opnå en THD på under 0,% ved alle testede spændinger og frekvenser, hvis THD over 30 khz, dvs. uden for det hørbare område, blev sorteret fra. Frekvens THD V s = 50 mv V s = V 20 Hz 0,44 % 0,57 % khz 0,43 % 0,43 % 20 khz 0,43 % 0,59 % Tabel K.: THD ved forskellige frekvenser og indgangsspændinger Frekvensgang Spændingen V out blev ved khz og kildespænding på V målt til 4,93 V. Frekvensgangen er vist i tabel K.2. Måleresultater for komponentblokke Strømgeneratorer Spændingen V 3 blev målt til gennemsnitligt 24,72 V, maksimalt 24,75 V og minimalt 24,68 V. Spændingen V 4 blev målt til gennemsnitligt 24,72 V, maksimalt 24,75 V og minimalt 24,67 V. 93

202 APPENDIKS K. MÅLEJOURNAL: EFFEKTFORSTÆRKER P3 rapport Gr. 37 Frekvens V out [ V ] Frekvens V out [ V ] Frekvens V out [ V ] 20 Hz 4, Hz 4,94 3 khz 4,93 50 Hz 4,9 600 Hz 4,94 4 khz 4,92 00 Hz 4, Hz 4,94 5 khz 4,92 50 Hz 4, Hz 4,94 7 khz 4, Hz 4, Hz 4,93 0 khz 4,9 300 Hz 4,93 khz 4,93 5 khz 4, Hz 4,93 2 khz 4,93 20 khz 4,88 Tabel K.2: Frekvensgang ved V s på 500 mv Crossover kompensering Spændingen V 5 7 blev fundet til gennemsnitligt 8,73 V, maksimalt 8,77 V og minimalt 8,67 V. Hvilestrøm Spændingen V 8 9 over R E blev fundet til gennemsnitligt 7,49 V, maksimalt 7,50 V og minimalt 7,48 V. Desuden aflæses det på strømforsyningen, at der trækkes 69 ma fra den positive udgang og 84 ma fra den negative udgang, altså i alt 53 ma. Da det er umuligt at sige nøjagtigt, hvad den variable modstand i crossover kompenserings delen, R E4, står på, kan der ikke sammenlignes med et simuleringsresultat. Resultatbehandling Impedans måling V in V out = 50, 5 mv 495, 6 mv = 5, 9 mv. Indgangsimpedansen ved 0,5 V indgangssignal og khz bliver således ifølge ligning K.: Z in = 495, 6 mv 5, 9 mv kω = 84 kω (K.4) I kravspecifikationen for Effektforstærkeren, afsnit.3.5, er det angivet, at indgangsimpedansen skal være 0 kω, hvorfor kravet er opfyldt. Forstærknings måling Forstærkerens lukket-sløjfe forstærkning blev ved V indgangssignal og khz: A v = V out V in = 9, 79 V, 00 V = 9, 79 V V (K.5) 94

203 APPENDIKS K. MÅLEJOURNAL: EFFEKTFORSTÆRKER Over en 8 Ω s modstand svarer det til effekten: P = V I = V 2 R =, 98 W (K.6) I kravspecifikationen for Effektforstærkeren, afsnit.3.5, er det angivet, at der minimum skal leveres 0 W ved V indgangsspænding, hvorfor kravet er opfyldt. Frekvensgang Det ses i tabel K.2, at den største afvigelse fra udgangsspændingen ved khz findes ved 20 Hz, hvor afvigelsen er 4,93 V - 4,87 V = 0,06 V. Det svarer til 20 log( 4,87 V 4,93 V ) = 0, db. I kravspecifikationen for Effektforstærkeren, afsnit.3.5, er det angivet, at den største afvigelse skal være inden for 0,5 db, hvorfor kravet er opfyldt. Resultatbehandling for komponentblokke Strømgeneratorer Strømmene gennem R E og R E0 kan findes til: I diff,middel = V 3,middel R E I udgang,middel = V 4,middel R E0 24, 72 V = 2, 33 kω 24, 72 V = 2, 33 kω = 2, 005 ma (K.7) = 2, 005 ma (K.8) Hvilestrøm Strømmen fra punkt 8 til 9 gennem R E kan findes som I RE0,middel = V 8 9 R E = 7, 49 V, kω = 6, 8 ma (K.9) Strømmen gennem MOSFET-transistorerne M E og M E2 bestemmes ved at aflæse på strømforsyningen hvad der leveres. Fra dette trækkes strømmen gennem R E og strømmen gennem strømgeneratorerne. Strømmen gennem strømgeneratorernes modstande er i afsnit K bestemt til 2,005 ma. Det antages, at de spejler strømmen til kredsløbet perfekt, således at hver strømgenerator trækker 2 2, 005 ma = 4, 0 ma. Strømmen gennem MOSFET-transistorerne bliver således: 95

204 APPENDIKS K. MÅLEJOURNAL: EFFEKTFORSTÆRKER P3 rapport Gr. 37 I MOSFET = I strømforsyning I strømspejl I RE I MOSFET = 53 ma 2 4, 0 ma 6, 8 ma = 38, 7 ma (K.0) (K.) Fejlkilder Effektforstærkeren er så vidt muligt testet ved samme temperatur, men det har været umuligt at gøre eksakt. Det kan give afvigelser i støjforhold, spændinger og strømme. Konklusion Effektforstærkeren lever op tal alle krav indenfor indgangsimpedans, forstærkning, båndbredde og frekvensgang. Kravet om THD på maksimalt 0,5% blev ikke opfyldt ved indgangsspænding på V og frekvens på enten 20 Hz eller 20 khz. Imidlertid var det muligt at opfylde med god margin, hvis THD over 30 khz blev sorteret fra. Strømgeneratorene leverede også den ønskede strøm. Hvilestrømmen i effekttrinnet var en anelse høj. 96

205 APPENDIKSL Målejournal: Accepttest Formål At teste det samlede system, herunder at verificere, at det lever op til de i afsnit.2 specificerede grænseflader. Dog testes maksimalt ved 2 W leveret, hvilket svarer til 9, 8V rms da det har vist sig, at udgangstrinnet har problemer med at holde ved større effekt. Apparaturliste Strømforsyning : Hameg Triple Power Supply HM7042 (AUC Institut 8, løbenr: 33896) Strømforsyning 2: Hameg Triple Power Supply HM7042 (AUC Institut 8, løbenr: 33903) Strømforsyning 3: Hameg Triple Power Supply HM7042 (AUC Institut 8, løbenr: 3388) Oscilloskop: Agilent 5462A (AUC Institut 8, løbenr: 33869) Funktionsgenerator: B&O RC-Oscillator TG7 (AUC Institut 8, løbenr: 08493) Forvrængningsmeter: Textronix TM503A (AUC Institut 8, løbenr: 08650) Består af en lav-forvrængnings oscilliator (SG505) og en distortion analyzer (AA50A) Effektmodstand: 8, 2Ω s (±5%) 2 W effektmodstand. Målt til 8, 07Ω Prober: stk. Agilent 0074C 0: Diverse bananstik ledninger, BNC kabler og 230 V kabler Diverse prøvepinde, prøveklemmer og prober 97

206 APPENDIKS L. MÅLEJOURNAL: ACCEPTTEST P3 rapport Gr. 37 Måleopstilling På figur L. er funktionsblokkene vist sammenkoblede med deres respektive spændingsforsyninger. Spændingsforsyningerne laves på følgende måde: V: Strømforsyning, udgang, justeres til 6 V, og plus og minus kobles til Vcc og stel på fjernbetjeningen. V2: Strømforsyning 2, udgang 2, justeres til 5 V, og plus og minus kobles til Vcc og stel på IRmodtageren, Bruger I/O samt Tonekontrollens digital high og low. V3: Strømforsyning 2, udgang og 3, justeres til 7,5 V. Stel på udgang kobles til Vcc på udgang 3. Vcc på udgang kobles til Vcc på udgang 2. Vcc på udgang kobles dernæst til Vcc+ på Tonekontrollen, Vcc på udgang 2 kobles til stel på Tonekontrollen, mens stel på udgang 2 kobles til Vcc- på Tonekontrollen. V4: Strømforsyning 3, udgang og 3, justeres til 26 V. Stel på udgang kobles til Vcc på udgang 3. Stel på udgang kobles desuden til stel på strømforsyning 2, udgang. Vcc på udgang kobles dernæst til Vcc+ på Effektforstærkeren, Vcc på udgang 3 kobles til stel på Effektforstærkeren, mens stel på udgang 3 kobles til Vcc- på Effektforstærkeren. På denne måde kører hele kredsløbet undtagen fjernbetjeningen på fælles jord. Dog ligger Tonekontrollens digitale low på 2,5 V ift. stel (og tilsvarende digital high på 7,5 V ift. stel). Måleopstillingen til test af de tekniske krav er vist på figur L.2. Desværre er målingerne ikke blevet foretaget med en kildemodstand på 2,2 kω som specificeret Dette ville have haft en lille betydning på de aflæste spændinger. Måleprocedure Impedansmåling på indgangen af volumenkontrollen er foretaget i målejournal J, og det betragtes derfor som unødvendigt at foretage målingen igen. Herunder er måleproceduren angivet for først de funktionelle krav: Opstart af forstærkeren Volumenkontrol fra kabinet (herunder displays) Bas og diskantkontrol (herunder displays) Volumenkontrol fra fjernbetjening (herunder displays) Dernæst er måleproceduren angivet for de tekniske krav: Kildespænding og udgangseffekt Frekvensområde THD 98

207 APPENDIKS L. MÅLEJOURNAL: ACCEPTTEST Figur L.: Kobling af funktionsblokkene til det samlede system, inkl. spændingsforsyninger og inputs Figur L.2: Måleopstilling til test af de tekniske krav, herunder forstærkning, frekvensområde, THD og udgangseffekt. Til THD-måling tilsluttes for vrægningsmeteret i steden for oscilloskopet 99