Synopsis: Titel: Effektforstærker med høj effektivitet. Tema: Analog og digital elektronik. Projektperiode: E3, efterårssemesteret 2005

Transkript

1

2

3 Aalborg Universitet Elektronik og Elektroteknik Fredrik Bajers Vej 5, Postboks 159 DK-9100 Aalborg Tlf. (+45) Titel: Effektforstærker med høj effektivitet Tema: Analog og digital elektronik Projektperiode: E3, efterårssemesteret 2005 Projektgruppe: 05gr310 Deltagere: Brian Thorarins Jensen Christian Fink Petersen Jens Karsten Nedergaard Boll Mads Kronborg Agesen Rasmus Brask Sørensen Søren Vagndorf Schjødt Kristensen Vejleder: Torben Larsen Oplagstal: 9 Sideantal: 158 Heraf appendiks: 41 Bilagsantal og art: 1 stk. CD-ROM Afsluttet den Synopsis: Denne rapport beskriver konstruktionen af en effektforstærker med høj effektivitet med henblik på at forbedre mobiltelefoner til 3. generationsmobilnettet UMTS. Formålet med projektet er at konstruere en effektforstærker med varierende forsyningsspænding for at højne effektiviteten. Denne konstrueres til frekvenser i det hørbare område 20 Hz til 20 khz for at eftervise metoden til at højne effektiviteten. Den samlede forstærker består af strømforsyning med detektor, forforstærker, effektforstærker samt display til visning af den aktuelle forsyningsspænding til effektforstærkeren. Valg af kredsløbstopologier til realisering af disse blokke beskrives med udgangspunkt i en kort gennemgang af forskellige løsningsforslag. En kravspecifikation for de valgte kredsløb er opstillet med baggrund i standarder for audio- samt mobilkommunikationsudstyr. Alle blokkene i produktet fungerer, men strømforsyning og detektor kan ikke kobles sammen med de øvrige. Verificeringen blev derfor foretaget med en ekstern strømforsyning som erstatning for den konstruerede strømforsyning. Verificeringen påviste, at effekttrinet ved variabel forsyningsspænding har en effektivitet, der er mere end 100 % højere end ved fast forsyningsspænding, ved udgangssignaler på mindre end 15 % af den faste forsyning. Den konstruerede forstærker fungerer ikke med detektor og strømforsyning tilsluttet, og dette skal dermed undersøges nærmere. Kravet til fase og frekvenskarakteristik overholdes ikke, hvilket også giver anledning til fremtidige forbedringer. Rapportens indhold er frit tilgængeligt, men offentliggørelse (med kildeangivelse) må kun ske efter aftale med forfatterne.

4

5 Forord Denne rapport er udfærdiget på 3. semester af projektgruppe 03gr310 på retningen Elektronik og Elektroteknik ved Aalborg Universitet i perioden fra 2. september 2005 til og med 19. december Formålet med projektforløbet er ifølge studieordningen pr for semester Elektronikog elektrotekniksektoren: 1. At give forståelse for analoge og simple digitale elektroniske komponenter, deres tilhørende modeller, anvendelser og begrænsninger. 2. At give indlæring i grundliggende beregningsmetoder for analoge elektroniske kredsløb på anvendelsesniveau, samt at give forståelse for metodernes gyldighedsområder. 3. At give indlæring i metoder til konstruktion af simple kombinatoriske og sekventielle digitale kredsløb på anvendelsesniveau. 4. At på anvendelsesniveau give indsigt i målemetoder og måleudstyr, der bruges ved kontrol af og dokumentation for opbygning af elektriske kredsløb. Projektets tema er Analog og digital elektronik og tager udgangspunkt i projektforslag 3, stillet af Professor Torben Larsen, v/ Inst. for kommunikationsteknologi, Aalborg Universitet. Læsevejledning Kildehenvisninger er lavet efter Harvard-metoden, således at f.eks. Elektronik ståbi 7. udgave. henvises til ved hjælp af [Ebert, 1995]. I litteraturlisten ses hele forfatterens navn, titel, ISBN/URL, forlag, sted samt år for udgivelse og evt. note. Bilag, som kun forefindes på den vedlagte CD, henvises til ved at skrive placeringen og filnavnet til pågældende bilag for eksempel (/Bilag/Display.hex). Brian Thorarins Jensen Mads Kronborg Agesen Christian Fink Petersen Rasmus Brask Sørensen Jens Karsten Nedergaard Boll Søren V. Schjødt Kristensen iii

6

7 Indhold 1 Indledning 1 2 Opstilling af krav 3 3 Produktdesign Blokdiagram over det samlede produkt Strømforsyning med detektor Display Forforstærker Effektforstærker Tilbagekobling Krav på blokniveau Detektor Dimensionering Simulering Konstruktion Verificering Strømforsyning Dimensionering Simulering Verificering Display Dimensionering Simulering Konstruktion Verificering Differentialforstærker Dimensionering Simulering Konstruktion Verificering v

8 Indhold 8 Spændingsforstærker Dimensionering Simulering Konstruktion Verificering Effekttrinet Valg af kredsløb Dimensionering Simulering Verificering Tilbagekobling Dimensionering Simulering Konstruktion Samlet effektforstærker Simulering af effekt og udregning af effektivitet Samling af effektforstærker og hjælpekredsløb Verificering Opsummering Konklusion 106 Litteraturliste 110 A Accepttest 111 B Opstilling af Karnaughkort for driverlogik til displaydriver 114 C Målejournaler 117 C.1 Målejournal for detektor C.2 Målejournal for strømforsyning C.3 Målejournal for display C.4 Målejournal for differentialtrin C.5 Målejournal for spændingsforstærker C.6 Målejournal for effekttrinet C.7 Målejournal for samlet effektforstærker D Diagram 151 vi

9 Kapitel 1 Indledning Dette projekt omhandler forbedring af effektiviteten for effektforstærkeren i en mobiltelefon til 3. generations mobilnettet UMTS. Den grundlæggende ide er at variere forsyningsspændingen til forstærkertrinet for at opnå en højere effektivitet. Dette skyldes at den øjeblikkelige effektivitet afhænger af forholdet mellem udgangssignalets amplitude, ˆVout, og forsyningsspændingen, V cc [Sedra, 2004]. Et udtryk for effektiviteten kan opstilles. η = π 4 ˆV out V CC (1.1) Denne formel gælder for udregningen af effektivitet i en klasse B og en klasse A/B forstærker. Des tættere ˆV out er på V cc, des større effetktivtet. Dette er illustreret i Figur 1.1 i simplificeret form. Effektivitet Effektivitet Effektivitet Maksimal Maksimal Maksimal Effektivitet Effektivitet Effektivitet Maksimal Maksimal Maksimal Effektivitet Effektivitet Effektivitet Maksimal Maksimal Maksimal Maksimal Maksimal Maksimal V V out out V cc cc V out V cc (a) Effektivitet som funktion af udgangssignalets Effektivitet amplitude i forhold til én fast Effektivitet Effektivitet forsyningsspænding V cc1 V cc2 V cc3 V out V cc1 V cc2 V (b) Effektivitet som funktion cc3 V out af udgangssignalets V cc1 Vamplitude cc2 V cc3 i forhold til tre faste Effektivitet forsyningsspæn- Effektivitet dinger Effektivitet Maksimal Maksimal Maksimal V out V cc Trin 1 Figur 1.1: Illustration af effektivitet i forstærkertrin V cc V cc Trin 2 V cc Trin 1 V cc V out VTrin cc 2 Trin 3 V out V cc V out Trin V 3 cc Trin 3 Trin 21 (c) Effektivitet som funktion af udgangssignalets amplitude i forhold til automatisk trinvis varieret forsyningsspænding Den maksimale effektivitet, der ses på Figur 1.1a til 1.1c, afhænger af, hvilken type forstærker der anvendes. For en klasse B og en klasse A/B forstærker er den maksimale teoretiske effektivitet 78,5 % når ˆV out = V CC ud fra Formel 1.1. Den effektivitet der henvises til, er forholdet mellem Min. Min. V cc Min. V cc V cc V out V cc V out V V out cc V cc 1 Min. V cc Min. Min. V cc V cc V out V cc V out V cc V out V cc

10 1 Indledning den effekt der leveres fra forstærkertrinet til belastningen og den der tilføres forstærkertrinet fra strømforsyningen. Ved 100 % effektivitet vil der altså blive leveret lige så meget effekt til belastningen, som forstærkertrinet optager fra strømforsyningen. Dette er dog kun teoretisk muligt. Figur 1.1a viser sammenhængen mellem udgangsspænding, V out, og effektiviteten. Det ses, at effektiviteten stiger jo tættere V out kommer på V cc, og at den maksimale effektivitet opnås, når V out er lig V cc. Figur 1.1b viser grafen for effektiviteten ved tre forskellige forsyningsspændinger, V cc 1 til V cc 3. Det ses her, at hvis der ikke er brug for så høj udgangsspænding, kan der med fordel anvendes en lavere forsyningsspænding til forstærkertrinet, da dette vil give en højere effektivitet. Sammensættes dette i en forstærker, hvor forsyningsspændingen automatisk varieres i f.eks. tre trin efter behovet for V out, opnås Figur 1.1c. Målet for dette projekt er at opnå en lignende karakteristik, som den der ses på Figur 1.1c. Behovet for sendestyrke i mobiltelefonen afhænger af, hvor stor dæmpningen af signalet er mellem telefonen og sendemasten. Signalet dæmpes som minimum med kvadratet på afstanden mellem telefon og sendemast [Ebert, 1995] 1. Den reelle dæmpning vil altid være større, på grund af f.eks. fugt i luften eller vægge. Ved en lille dæmpning af signalet er der behov for mindre udgangseffekt, end når der er stor dæmpning. Grunden til der ønskes en højere effektivitet skyldes at taletid og standbytid er vigtige salgsparametre for mobiltelefoner. Det vil også medføre en reducering af udledningen af miljøfarlige stoffer, da telefon ikke skal lades op så ofte. I dette projekt analyseres forskellige designmuligheder til de enkelte dele i forstærkeren, og der arbejdes videre med en egnet løsning. Den valgte løsning designes, konstrueres og verificeres derefter mht. den opstillede kravspecifikation. Sendefrekvensen for en 3. generations mobiltelefon er op mod 1980 MHz mens modtagefrekvensen er op mod 2170 Mhz [3rd Generation Partnership Project;, 2004], hvilket ikke passer med temaet for projekteter udarbejdet på 3. semester. Frekvensområdet for forstærkeren begrænses således til at dække det hørbare område, da dette stadig tillader at eftervise metoden til at øge effektiviteten. 1 dæmpning af radiobølger i vakuum, ud fra formel

11 Kapitel 2 Opstilling af krav I dette afsnit vil der blive opstillet krav til produktet. Der vil blive opstillet krav på baggrund af projektforslaget, samt relevante standarder inden for audio og mobilkommunikation. De overordnede krav danner baggrund for fremstillingen af forstærkeren. Den totale spændingsforstærkning fra indgang til udgang er bestemt til 40 db. Baggrunden for dette valg er en gennemgang af datablade fra en producent af effekttrin til trådløs kommunikation, RF MicroDevices [MicroDevices, 2005], hvoraf det fremgik at en typisk forstærkning lå mellem 14 db og 28 db. Derudover vil der i praksis være et forstærkertrin før effekttrinet, og dette konstrueres således at, at den samlede forstærkning fra input til outputtet i den samlede forstærker er 40 db, altså 100 gange spændingsforstærkning. Denne forstærkning skal have en konstant frekvenskarakteristik i et bestemt frekvensområde. Dette frekvensområde begrænses til det hørbare område, 20 Hz - 20 khz, da et 3. semester projekt ikke egner sig til arbejde med frekvenser i GHz-området. Da frekvensområdet er valgt til det hørbare område, tages der udgangspunkt i audiostandarden DIN45500, hvor forstærkningen i frekvensområdet er defineret til at ligge indenfor ±1,5 db [DIN, 1971]. Forstærkningen skal ifølge DIN45500 være konstant indenfor frekvensområdet med en tolerance på ±1,5 db i forhold til forstærkningen ved en referencefrekvens på 1 khz [DIN, 1971]. Udgangseffekten skal overholde kravet om 27,5 dbm, dvs. 27,5 db i forhold til 1 mw, ifølge definitionen af effektklasser i standarden 3GPP TS [3rd Generation Partnership Project;, 2004]. Dermed kan udgangseffekten beregnes: G = ( ) P 10 log P = P ref 10 ( 10) G P ref P = ,5 db W 10 ( 10 ) P = 0, 56 W RMS (2.1) Hvor P ref er referenceeffekten i watt, P er udgangseffekten i watt og G er gainet i db. Effekten på 0,56 W RMS er effektivværdien. Peakeffekten, der afsættes i belastningen, er 2 større. Denne gangeværdi regnes om til db: 20 log 2 = 3 db (2.2) 3

12 2 Opstilling af krav Lægges de 3 db til 27,5 dbm fås 30,5 dbm. Dernæst omregnes de 30,5 dbm til antal gange og ganges med udgangspunktet på 1 mw ,5 db W = 1, 12 W (2.3) Det vælges, at den afsatte peak-effekt ikke skal overstige 1 W, hvilket svarer til 27 dbm. Det endelige krav til udgangseffekten sættes herefter. Impedansen hvori effekten skal afsættes er 50 Ω, svarende til impedansen for en antenne i en mobiltelefon. For at begrænse forvrængning, stilles et krav om faselinearitet. Denne ønskes indenfor 3 i det valgte frekvensområde, altså en resulterende variation af fasen på maks. 3 over frekvensområdet. Dette krav er afledt af et krav stillet til Error Vector Magnitude (EVM) i standarden 3GPP TS [3rd Generation Partnership Project;, 2004]. EVM er i hht. standarden et mål for forskellen mellem to kurver og opgives i procent. Der indføres et begreb, gruppeløbetid, som er et udtryk for den tid det tager de forskellige frekvenser at gennemløbe det elektriske kredsløb. Kravet om EVM på max. 17,5 % kan overholdes ved at holde gruppeløbetiden nogenlunde konstant for alle frekvenser [05gr310, 2004]. En tommelfingerregel er, at disse krav kan overholdes, hvis fasen holdes inden for ca. 3-5 [05gr310, 2004]. Ideen med at have en variabel spændingsforsyning til effekttrinet er at skabe mindre effekttab. Et succeskriterie er derfor, at der er mindre effekttab, end hvis effekttrinet fik tilført en konstant spænding. Krav Forstærkning i samlet 100 gange ±10% effektforstærker: Frekvensområde: 20 Hz - 20 khz med grænsefrekvenser ved -1,5 db ifht. referencefrekvensen 1 khz RMS udgangseffekt: 27 dbm (0,5 W RMS, 1 W peak ) afsat i 50 Ω belastning Faselinearitet: Mindre end 3 variation inden for 20 Hz - 20 khz Effektivitet: Større end ved fast forsyningsspænding, målt ved 1 khz Tabel 2.1: Opsummering af krav En accepttest, der beskriver hvorledes der foretages målinger af de opstillede krav til den samlede forstærker findes i Appendiks A. Dermed er kravene til den forsamlede forstærker bestemt. Ud fra målinger udført efter den opstillede accepttest kan det konkluderes, om den samlede forstærker overholder de angivne krav. 4

13 Kapitel 3 Produktdesign Efter der er opstillet krav til den samlede forstærker i forrige afsnit, bliver det delt op i blokke, med det formål at kunne arbejde parallelt med de enkelte kredsløb. For at kunne samle produktet når alle kredsløbene er færdige, er det vigtigt at grænsefladerne mellem blokkene på forhånd er defineret. Derfor afsluttes afsnittet med en opstilling af krav til disse grænsefladeværdier. 3.1 Blokdiagram over det samlede produkt Dette afsnit har til formål, at give et overblik over funktionaliteten af de blokke der indgår i projektet. Strømforsyning m/ detektor Display Signalgenerator (input) Forforstærker Effekttrin Antenne (output) Tilbagekobling Figur 3.1: Blokdiagram over den samlede effektforstærker med hjælpekredsløb På Figur 3.1 ses et blokdiagram over det samlede produkt. Kredsløbets samlede funktionalitet er som beskrevet i indledningen, at forstærke et signal med varierende frekvens og amplitude. --- C:\Documents and Settings\Christian\Dokumenter\AAU\3. semester\gruppemappe\report\rapport\figur\pre-figurer\overordnet-blokdiagram.asc --- Ved at variere forstærkertrinets forsyningsspænding opnåes højere effektivitet end med en fast forsyningsspænding. Strømforsyningen med indbygget detektor har til opgave at detektere amplituden på indgangssignalet, og levere en spænding til effekttrinet der siker at signalet ikke forvrænges. Displayet skal vise den aktuelle forsyningsspænding til effektforstærkeren. Denne spænding vil 5

14 3 Produktdesign variere, og det vil derfor være påkrævet at kunne udlæse værdien med et fast interval eller foretage en gennemsnitsberegning over en periode, og derefter fastholde værdien indtil næste udlæsning. Forforstærkeren skal forstærke indgangssignalets amplitude skal forstærkes 40 db, hvilket svarer til 100 ganges spændingsforstærkning. Efter signalets amplitude er blevet forstærket op i forforstærkeren, skal der ske en effektforstærkning i effekttrinet, således at der ved spidsbelastning kan afsættes 1 W i belastningen. Tilbagekoblingen skal sikre faselinearitet, samt at forstærkningen er konstant. De enkelte blokkes overordnede funktion er hermed beskrevet. Efterfølgende beskrives der løsningsforslag til de enkelte blokke. 3.2 Strømforsyning med detektor Effektivitet I dette projekt skal der konstrueres en strømforsyning Effektivitet til at forsyne effektforstærkeren. Maksimal Denne Effektivitet Maksimal strømforsyning skal Maksimal levere en varierende spænding på udgangen som funktion af amplituden på Maksimal indgangssignalet. Der konstrueres derfor en detektor Maksimal således variationen af spændingen ud af Maksimal strømforsyningen kan ske automatisk. Ved at variere forsyningsspændingen kontinuert i stedet for trinvis som illustreret i Indledning, bliver kurven for effektivitet som illustreret på Figur 3.2a. Dette giver bedre effektivitet, end hvis forsyningsspændingen skifter i trin, hvilket ses på Figur 3.2b. Da projektet omhandler at øge effektiviteten i effektforstærkeren, vælges det at arbejde V cc V V cc out V cc V cc V videre med løsningen med kontinuert out Trin 2 spændingsskift. Trin 1 Trin 3 Effektivitet Effektivitet V cc Effektivitet V cc Effektivitet V out Effektivitet V cc1 V cc2 V cc3 V cc1 V cc2 V cc3 Effektivitet Effektivitet V out Effektivitet V out Trin 1 V cc Trin 2 V cc Trin 3 V ou Effektivitet Maksimal Maksimal Maksimal Maksimal Maksimal Maksimal V cc V out Min. V cc Min. V out V cc V cc V out (a) Kontinuert varierende forsyningsspænding, V cc1 ideelt V cc2 V cc3 V out V cc V cc Trin 1 V cc Trin 2 V out V Min. cc Trin 3 V cc (b) Trinvis varierende forsyningsspænding V out Min. V out V cc V cc V cc (c) Kontinuert varierende forsyningsspænding, praktisk Effektivitet Figur 3.2: Illustration af effektivitet i forstærkertrin V cc V out Maksimal For at forhindre forvrængning ved hurtige amplitudestigninger på indgangssignalet, skal spændingen til effekttrinet være større, hvilket vil mindske effektiviteten. Dette skyldes at der vil være tidsforsinkelse igennem detektoren og strømforsyningen, hvilket bevirker at en stigning af amplituden på indgangssignalet ikke vil resultere i en øjeblikkelig stigning i spænding ud af strømforsyningen. Dermed vil effektivitetskurven for produktet komme til at se ud som illustreret på Figur 3.2c. Min. V cc V cc Bestemmelse af forsyningsspænding V out De forsyningsspændinger, som strømforsyningen skal kunne levere til effekttrinet, er bestemt af den effekt, der ønskes afsat i belastningsmodstanden. 6

15 3.2. Strømforsyning med detektor Der ønskes jf. de indledende krav afsat 1 W peak i belastningen, der i en mobiltelefon er en antenne med en impedans på 50 Ω. Denne belastning regnes som værende en ren ohmsk modstand og et maksimalt spændingsfald over belastningen kan derfor bestemmes: P = V I = V 2 R V = P R V = 1 W 50 Ω V = 7, 07 V (3.1) Dette er det ønskede spændingsfald over belastningen på 50 Ω. I praksis vil der ligeledes være et spændingsfald i effekttrinet, hvilket medfører at forsyningsspændingen skal være højere end dette spændingsfald. Strømmen gennem belastningen udregnes for dette spændingsniveau. V = R I I = V R I = 7, 07 V 50 Ω I = 141 ma (3.2) Den forsyningsspænding der ønskes til effekttrinet vil i praksis være større da der vil være et spændingsfald, V CE, over effekttrinet. Et eksempel på et effekttrin er vist på Figur 3.3. Antages spændingsfaldet i det efterfølgende effekttrin at være cirka 2 V, giver dette at ved 1 W effektafsættelse i belastningen, skal spændingen ud af strømforsyningen være 9 V. Vcc + V_in NPN PNP V_ce - + V_ec V_out -Vcc - Figur 3.3: Illustration af et udgangstrin Ved sammenkobling af strømforsyningen og effekttrinet vil der ske en spændingsdeling af forsyningspændingen mellem udgangsmodstanden i strømforsyningen og indgangsmodstanden i ef- --- C:\Documents and Settings\Christian\Dokumenter\AAU\3. semester\gruppemappe\report\rapport\figur\pre-figurer\illustrationudgangstrin.asc --- fekttrinet. Dette giver, at udgangsmodstanden i strømforsyningen skal være lav, i forhold til indgangsmodstanden i effekttrinet, da der så kan ses bort fra spændingsfaldet i strømforsyningen. Spændingen over belastningen er i Formel 3.1 beregnet til 7,07 V ved 1 W effektafsættelse i belastningen. Ligeledes er der i de overordnede krav bestemt, at der gennem hele systemet skal være en forstærkning af indgangssignalet på 40 db. Indgangssignalet til strømforsyningen med detektor vil dermed have en amplitude mellem 0 V og 70,7 mv. Indgangsmodstanden i detektoren skal være høj, da det ikke vides hvor strømstærk det der leverer signalet er. Udgangsmodstanden i strømforsyningen skal være lav, da der vil blive afsat mere effekt i udgangen på strømforsyningen jo større udgangsmodstanden er. 7

16 3 Produktdesign Krav til strømforsyning med detektor Følgende krav opsættes til strømforsyningen med detektor: Høj indgangsmodstand i detektoren Lav udgangsmodstand i strømforsyningen Ved 70,7 mv amplitude på indgangssignalet skal strømforsyningen levere 9 V Strømforsyningen skal kunne levere mindst 141 ma Kravene til strømforsyning med detektor er dermed opstillet og der kan opstilles løsningsforslag til disse hver for sig. Løsningsforslag til detektor En detektor kan laves på flere måder. Der er i dette projekt brug for at detektere amplituden på et analogt signal, der varierer i amplitude og frekvens mellem 20 Hz og 20 khz. Det er for eksempelt muligt at lave detektoren som en peak detektor med diskrete komponenter. Det er også muligt at konvertere det analoge indgangssignal til digitalt, for derefter at lade en mikroprocessor udregne hvad der er peak-spændinger. Peak detektor med diskrete komponenter Denne type detektor kan være en diode efterfulgt af en kondensator og en modstand, hvilket ses på Figur 3.4. Når V in bliver højere end V det, vil dioden begynde at lede og oplade kondensatoren. Når V in bliver lavere end V det, vil dioden være forspændt i spærreretningen, og kondensatoren vil aflade igennem modstanden. + + D C R V_in V_det - - Figur 3.4: Diagram over peak detektor [Sedra, 2004] --- C:\Documents and Settings\Christian\Dokumenter\AAU\3. semester\gruppemappe\report\rapport\figur\pre-figurer\peakdetektorbasic.asc --- Fordelen ved denne detektor er at den er forholdsvis simpel at lave, da der kun indgår få komponenter. Ulempen er, at det med et indgangssignal på op til 70,7 mv ikke er muligt at forspænde dioden, og derved vil kondensatoren aldrig blive opladet. Derfor er dette kredsløb bedst egnet til større signaler, hvor spændingsfaldet over dioden ikke får praktisk betydning. Derfor kan denne opkobling kun anvendes hvis signalet forstærkes op først, eller vha. af en superdiode, som består af en operationsforstærker og en diode. Superdioden vil blive beskrevet senere. Konvertering til digitalt En anden mulighed er at konvertere indgangssignalet til et digitalt signal vha. en analog til digital converter (ADC). En ADC konverterer et analogt signal til en digital værdi. En ADC kan modtage et input inden for et bestemt interval f.eks. 0-5 V. Således vil den mest præcise detektering opnåes ved at foretage en spændingstilpasning af indgangssignalet således, at ADC ens opløsning udnyttes fuldt ud. 8

17 3.2. Strømforsyning med detektor Løsningsforslag til strømforsyning I dette afsnit beskrives to mulige kredsløb, der kan benyttes som strømforsyning. Hvert af de tre kredsløbs fordele og ulemper beskrives, for til sidst at vælge et kredsløb, der senere dimensioneres, simuleres, konstrueres og verificeres. Serieregulator med analog input En serieregulator er en strømforsyning hvor regulatoren er delvist åben hele tiden. På Figur 3.5 ses et blokdiagram over en serieregulator. Vcc Serieregulator V_psu Driver Referencespænding Sammenligner Føler Figur 3.5: Blokdiagram over en serieregulator Ved en serieregulator er der et konstant spændingsfald over regulatoren, hvilket betyder effekttab --- C:\Documents and Settings\Christian\Dokumenter\AAU\3. semester\gruppemappe\report\rapport\figur\pre-figurer\blokserie.asc --- og dermed afsættelse af varme [Lenk, 1994]. Spændingsfaldet kan minimeres ved at spændingen ud af strømforsyningen ligger tæt på forsyningsspændingen til strømforsyningen. Når der ønskes en lavere spænding til effekttrinet er strømforbruget også derefter og effekttabet i serieregulatoren mindskes ligeledes. Styringen af udgangsspændingen sker ved hjælp af et følerkredskøb. Dette følerkredsløb laver i en spændingsdeling. Spændingen fra føleren bliver holdt op mod en referencespænding i en sammenligner. Sammenligneren driver et driverkredsløb der styrer regulatoren [Lenk, 1994]. Switch Mode Power Supply med analog input Den anden mulighed er anvendelse af Switch Mode teknologien, da denne har en høj effektivitet [Ebert, 1995]. Dette hænger sammen med, at der stort set kun er tab i switchtransistoren når denne skifter mellem ledende og ikke ledende. Når en transistor fungerer som switch, er den enten ledende eller ikke-ledende og hvis dette sammenholdes med kurven for effekt afsat i en transistor, ses at det største tab forekommer når der switches. Tabet opstår, da transistoren ikke er ideel, og dermed ikke skifter polaritet øjeblikkeligt. Der er desuden et spændingsfald over transistoren, når den leder. På Figur 3.6 ses det, at effekten, P, der afsættes i transistoren er størst i den tid, det tager transistoren at skifte fra ledende til ikke ledende og omvendt. Dette skyldes at der i de to intervaller markeret som t rise og t fall, løber en strøm samtidig med et spændingsfald. Hyppige skift medfører derfor flere perioder med stor effektafsættelse i transistoren. Des lavere switchfrekvens der vælges, des større komponenter er der behov for i det efterfølgende filter. Valget af switchfrekvens bliver derfor altid et kompromis mellem tab og fysisk størrelse. 9

18 3 Produktdesign Figur 3.6: Effektafsættelse i en transistor når denne switcher. Modificeret figur fra [Whittington, 1997] Ved en switch mode powersupply vil det være duty cycle der skal ændres for at ændre forsyningsspændingen. Der er følgende sammenhæng mellem duty cycle, D, og indgangsspændingen, V in : V out = V in D (3.3) Hvor duty cycle, D, er et decimaltal med værdi mellem 0 og 1. Ved en duty cycle på 0,5 er transistoren ledende i 50 % af tiden, og ved en duty cycle på 1 er transistoren ledende hele tiden. Netop i forbindelse med anvendelse til mobilkommunikation er denne løsning problematisk, da en switch mode power supply genererer højfrekvent støj. Hvis støjen ses i forhold til det svage signal der modtages af en mobiltelefonens antenne, vil støjen kunne forstyrre kommunikationssignalerne. Valg af løsning til strømforsyning og detektor Strømforsyningen skal levere en kontinuert varierende forsyningsspænding til forstærkertrinet, som funktion af indgangssignalets amplitude. Denne sammenhæng er illustreret Figur 3.7. Spænding ud af strømforsyning 9 V 2 V 0 V Indgangssignalets amplitude 70,7 mv Figur 3.7: Sammenhængen mellem indgangssignalets amplitude og spændingen ud af strømforsyningen Detektorens opgave er derfor at levere en referencespænding til strømforsyningen, der afspejler indgangssignalets aktuelle amplitude, så denne kan levere den korrekte spænding til effektforstærkeren. Efter gennemgang af to mulige detektor- og strømforsyningsmodeller vælges det at arbejde videre med peakdetektoren med diskrete komponenter og serieregulatoren. Disse vælges da den anden 10

19 3.3. Display beskrevne detektorløsning ikke passer særligt godt til semesterets tema, samt at en switch mode power supply har en høj switchfrekvens der vil generere højfrekvent støj. Denne støj vil kunne undertrykke eller ødelægge det signal der ønskes forstærket i effekttrinet. 3.3 Display Displayet skal vise den aktuelle spænding ud af strømforsyningen for at verificere at forsyningsspændingen til effekttrinet varierer som funktion af indgangssignalet. Funktionsbeskrivelse Kredsløbets indgangssignal er den positive forsyningsspænding fra strømforsyningen. Størrelsen på forsyningsspændingen skal repræsenteres på et display. Krav på blokniveau Kravene opstilles på baggrund af funktionsbeskrivelsen af blokken, samt grænsefladeværdierne mellem strømforsyning og display. Størrelsen på spændingen fra strømforsyningen vil, jævnfør foregående kravsspecifikation for strømforsyningen, variere mellem 2 og 9 V. Det vælges, at visningsintervallet skal være fra 0 V til 10 V, for at kunne vise evt. afvigelser. Ændringen mellem 0 og 10 V vil kunne ske med 20 khz, og det vil derfor være nødvendigt at der sættes en begrænsning på hvor ofte der udlæses, så displayet ikke står og blinker. Periodetiden per visning sættes til 500 ms, hvilket svarer til en opdateringsfrekvens på 2 Hz. Kravene Krav Visningsinterval Periodetid per visning Værdi 0-10 V 500 ms Tabel 3.1: Krav opstillet til display til displayet ses i Tabel 3.1, og ud fra kravene opstilles løsningsforslag til displayet. Løsningsforslag Der opstilles løsningsforslag på baggrund af funktionsbeskrivelsen og kravene opstillet til blokken. Der tages endvidere hensyn til, at der skal indgå digital logik iht. projektforslaget. På Figur 3.8 ses et forslag til, hvorledes disse krav kan opfyldes V Spændingstilpasning 0-5 V Analog til digital kovertering 8 bit signal Display Figur 3.8: Blokdiagram over løsningsforslag til display 11

20 3 Produktdesign Da løsningstypen skal omfatte benyttelse af digital logik, vil der til alle løsningsforslagene, indledningsvis foretages en analog til digital konverterering i en opløsning af f.eks. 8 bit. Dette kræver, at der forinden er foretaget en spændingstilpasning, da en analog til digital konverter (ADC) accepterer indgangsspændinger inden for et givent interval, f.eks. 0-5 V. Kurvevisning af forsyningsspænding Formålet med en kurvevisning er at se, hvordan forsyningspændingen til effekttrinet varierer over tid. Såfremt der, benyttes et matrix-display, vil det være muligt at udlæse den aktuelle spændingsforsyning i en kolonne. Foregående udlæsning kunne så flyttes én kolonne, således der opnås en graf, der viser udviklingen i forsyningsniveauet. En illustration af dette ses på Figur 3.9. Spænding - 1 V/dot Løbende tidsakse - 0,5 s/dot Figur 3.9: Illustration af matrix-display I dette løsningsforslag vil opløsningen af udlæsningen afhænge af, hvor mange rækker der vil være i det pågældende matrix-display. Denne løsning kompliceres hurtigt af mange gates ved en relativ lav opløsning. Denne sammenhæng gælder også mht. antallet af udlæsninger, der skal vises på samme tid. Ønskes et godt indblik i udviklingen i forsyningsspænding, skal der samtidig være mange udlæsninger, hvilket vil kræve mere hukommelse i kredsløbet. Visning af spændingsniveau på et eller flere standard-display Et eller flere standard-displays (eksempelvis 7-segment) vil kunne vise forsyningsspændingens værdi med en given opløsning afhængig af antallet af displays. Til hvert af disse display kan der benyttes en driver-kreds eller en driver opbygget af logiske gates. Disse drivere skal tilføres et 4 bit binært input signal. I dette tilfælde er inputtet et 8 bit input, og dette vil derfor skulle tilpasses vha. logiske kredsløb eller statiske hukommelseselementer. Dioderække der viser spændingsforsyningen Såfremt der ikke kræves en præcis aflæsningsmulighed men blot en indikation af størrelsen på udgangsspændingen, kan der benyttes en dioderække. Des højere forsyningsspænding des flere dioder skal lyse. Denne styring vil kunne foregå ved hjælp af digitale komponenter. Valg af løsning Løsningsforslaget om kurvevisning af forsyningsspænding fravælges, da det forventes at blive for omfattende. Hvis der skal styres f.eks. 10 dioder per kolonne(1 V interval mellem 0 og 10 V), 12

21 3.4. Forforstærker og der ønskes udviklingen over de seneste 5 sekunder, vil det kræve 10 dioderækker, jf. krav til visningsperioden med udlæsning per 500 ms, vil dette kræve 100 output foruden en række interne signaler. Det samlede logiske kredsløb vil dermed blive meget stort, og forventes at være for tidskrævende. Samtidig vil aflæsningspræcisionen være lav, da dioderepræsentation på mindre end 1 V per diode vil være urealistisk. Løsningsforslaget om en dioderække der viser spændingsforsyningen fravælges. Såfremt der benyttes digitale komponenter lever løsningsforslaget op til kravene og funktionsbeskrivelsen. Det vurderes at den opnåede aflæsningspræcision er for lav, da dioderepræsentation på mindre end 1 V per diode ikke vil kunne opnås. Det vælges at fortsætte med løsningsforslag om visning af spændingsniveau på et eller flere standard-display. Dette løsningsforslag lever op til kravene, og det vurderes at der effektivt vil kunne opnåes en højere aflæsningspræcision ved at benyttes flere display. 3.4 Forforstærker Forforstærkeren skal forstærke indgangssignalets amplitude 52 db svarende til 400 gange med en tolerance på ±10 %. Den samlede forstærker skal forstærke indgangssignalet 100 gange, men dette reguleres i tilbagekoblingen fra effekttrinet til forforstærkeren. Den højere åbensløjfeforstærkning er nødvendig, da tilbagekoblingen skal have et signal at modkoble på, og den muliggør også en større båndbredde. Endvidere reduceres støjen og følsomheden overfor komponenttolerancer ved at benytte tilbagekobling. Krav på blokniveau Indgangssignalet, V in, er et analogt signal med en amplitude på 0-70,7 mv og en frekvens på 20 Hz til 20 khz. Forforstærkeren skal i åbensløjfe forstærke signalets amplitude 400 gange, men tilbagekoblingen skal sikre at lukketsløjfeforstærkningen er 100 gange. Fasedrejningen gennem kredsløbet skal være konstant indenfor 3 i frekvensområdet for at overholde kravet til EVM, hvilket er nærmere beskrevet i Indledning. Indgangsmodstanden i forforstærkeren vælges til minimum 100 kω. Udgangsmodstanden skal være meget mindre end indgangsmodstanden i effekttrinet og denne vælges til maksimalt 1 kω. Krav Spændingsforstærkning i frekvensområdet 20 Hz-20 khz 400 gange ±10 % Indgangsmodstand 100 kω Udgangsmodstand 1 kω Tabel 3.2: Krav til forforstærker Kravene til forforstærkeren ses opstillet i Tabel 3.2. Løsningsforslag I dette afsnit beskrives tre mulige kredsløb der kan benyttes som forforstærker. Hvert af de tre kredsløbs fordele og ulemper beskrives, for til sidst at vælge et kredsløb, der senere dimensioneres, simuleres, konstrueres og verificeres. 13

22 3 Produktdesign Ikke inverterende operationsforstærker Forforstærkeren kan konstrueres som en operationsforstærker i en ikke inverterende kobling. Dette ses på Figur 3.10 hvor PA er effekttrinet, og BETA er en tilbagekobling fra effekttrinet til operationsforstærkeren. Den stiplede linie markerer selve forforstærkeren. Indgangssignalet, V in, tilsluttes den ikke inverterende indgang og en tilbagekobling fra PA-trinet tilsluttes den inverterende indgang. Ved et positivt indgangssignal bliver signalet i punktet A positivt, da signalet ikke inverteres i operationsforstærkeren. Såfremt signalet ikke inverteres i effekttrinet eller tilbagekoblingen vil signalet i punkterne B og C ligeledes være positive. De to signaler på indgangene til operationsforstærkeren er dermed positive for et positivt indgangssignal. Signalet fra tilbagekoblingen fratrækkes da signalet på den ikke inverterende indgang, og den samlede forstærkning i operationsforstærkeren og effekttrinet kan dermed reguleres i tilbagekoblingen, BETA. De to modstande R 1 og R 2 bestemmer forstærkningen i operationsforstærkeren. V_in A PA B V_out C BETA Figur 3.10: Operationsforstærker som forforstærker Fordelen ved at vælge en operationsforstærker koblet i en ikke inverterende kobling som forforstærker er, at udgangsmodstanden er lav og indgangsmodstanden er høj. Differentialtrin Forforstærkeren kan også konstrueres som et differentialtrin, som ses på Figur 3.11, hvor indgangssignalet, V in, er tilsluttes den ene indgang, og tilbagekoblingen fra effekttrinet, PA, tilsluttes den anden indgang. Selve forforstærkeren er markeret med den stiplede linie på Figur Effekttrinet tilsluttes den ikke inverterende udgang på differentialtrinet i forhold til indgangssignalet, V in. Et signal påtrykt basis på en transistor inverteres når det udtages på kollektoren i samme transistor. Et positivt indgangssignal, V in, vil derfor medføre et positivt signal i punktet A, da indgangssignalet ikke går fra basis --- C:\Documents tiland Settings\Søren\Skrivebord\P3\Medlemsmapper\Søren\Opamp_diagram_rapport.asc kollektor i den samme transistor. --- Signalet i punktet A er altså positivt, og signalet vil ligeledes være positivt i punktet B og C, såfremt signalet ikke inverteres i effekttrinet eller i tilbagekoblingen. Signalet i punktet C inverteres i differentialtrinet, da signalet går fra basis til kollektor i transistor Q 2. Dermed fratrækkes signalet i punktet C signalet fra indgangen, V in, på samme vis som i operationsforstærkeren. Ulempen ved et enkelt differentialtrin er, at effektrinet kun tilsluttes på den ene udgang på differentialtrinet. Derved er spændingsforstærkningen i differentialtrinet kun det halve i forhold til, at udgangen kobles differentielt. Desuden er udgangsmodstanden i differentialtrinet højere end i en operationsforstærkerkobling. Differentialtrin og operationsforstærker Differentialtrinet og operationsforstærkeren kan også kombineres, som det er vist på Figur 3.12 hvor selve forforstærkeren er markeret med en stiplet linie. Indgangssignalet, V in, tilsluttes den 14

23 3.4. Forforstærker VCC R_C R_C A PA V_out V_in Q1 NPN Q2 NPN C BETA B R_E R_E I Figur 3.11: Differentialtrin som forforstærker ene indgang på differentialtrinet, og tilbagekoblingen fra effekttrinet tilsluttes den anden indgang på differentialtrinet. Udgangene på differentialtrinet tilsluttes operationsforstærkeren differentielt. Den ikke inverterende udgang på differentialtrinet, i forhold til indgangsspændingen, V in, tilsluttes den positive indgang på operationsforstærkeren, og den inverterende indgang på differentialtrinet, i forhold til indgangsspændingen, V in, tilsluttes den negative indgang på operationsforstærkeren. R2 R_C1 --- C:\Documents and Settings\Søren\Skrivebord\P3\Medlemsmapper\Søren\Diff_diagram_rapport.asc --- VCC R1 A R_C2 R3 B C PA V_out D V_in1 Q1 NPN Q2 NPN E BETA R_E1 R_E2 I1 Figur 3.12: Differentialtrin og operationsforstærker som forforstærker Indgangssignalet, V in, inverteres i differentialtrinet, da signalet påtrykkes basis på transistor Q 1, og tages ud på kollektoren i samme transistor. Dvs. signalet i punktet A er negativt. Signalet inverteres igen i operationsforstærkeren, da signalet påtrykkes den inverterende indgang, og signalet er dermed positivt i punktet C. Signalet i punktet D og E er også positivt, såfremt der ikke sker en invertering i tilbagekoblingen eller effekttrinet. I punktet E påtrykkes det positive signal basen på transistor Q 1 og tages ud på kollektoren i samme transistor hvilket inverterer signalet. Signalet i punktet B er derfor negativt. Det vil sige, at ved et positivt signal på indgangssignalet, V in, medfører negativt signal på begge indgange på operationsforstærkeren. Dermed fratrækkes signalet fra tilbagekoblingen indgangssignalet, og den samlede forstærkning kan dermed reguleres vha. tilbagekoblingen, da det er 15

24 3 Produktdesign spændingsforskellen mellem de to signaler, der forstærkes. Fordelen ved at kombinere en operationsforstærker og et differentialtrin er, at disse kan kobles differentielt. Dette medfører, at spændingsforstærkningen i differentialtrinet kan udnyttes fuldt ud i modsætning til løsningen med ét differentialtrin, hvor effekttrinet tilsluttes den ene udgang på differentialtrinet. Sidstnævnte medfører, at forstærkningen kun er den halve i forhold til et differentialtrin hvor udgangen kobles differentielt. Udgangsmodstanden i forforstærkeren giver ikke væsentlige begrænsninger med hensyn til indgangsmodstanden i effekttrinet. Valg af løsning Løsningsmuligheden med kun operationsforstærkeren fravælges, da den ikke passer særligt godt med semesterets tema. Løsningsmuligheden med kun differentialtrinet fravælges ligeledes da der forudses unødige problemer med ind- og udgangsmodstand i differentialtrinet og effektforstærkeren. Løsningen med kombinationen af et differentialtrin og en operationsforstærker vælges pga. muligheden for forstærkning i begge trin og den lave udgangsimpedans i operationsforstærkeren. I det efterfølgende kapitel dimensioneres, simuleres, konstrueres og verificeres hhv. differentialtrinet og den ikke inverterende operationsforstærkerkobling hver for sig. 3.5 Effektforstærker Effektforstærkertrinet skal levere effekten til belastningen. Spændingen er forstærket op i forforstærkeren, og effektforstærkeren skal derfor kun forstærke strømmen. Krav på blokniveau Forforstærkeren konstrueres med en operationsforstærkerkobling i udgangen, og dette medfører forforstærkeren har en lav udgangsmodstand. Dermed er kravet til indgangsmodstand til effektforstærkeren ikke kritisk. Spændingsforstærkningen skal, som beskrevet i funktionsbeskrivelse, være én da signalets spænding er forstærket op i forforstærkeren. For at få størst mulig spændingsoverførsel, skal udgangsmodstanden være så lille som mulig. Derfor sættes kravet til udgangsmodstanden til at være maksimal 10 Ω. Løsningsforslag I dette afsnit beskrives to forskellige mulige forstærkerklasser, der kan implementeres i effektforstærkertrinet. Der findes flere forstærkerklasser, men disse anses ikke for at være relevante løsningsmuligheder. Klasse B I en klasse B effektforstærker ledes 180 o af signalet igennem transistoren. Ved at sammenkoble to transistorer, f.eks. én npn og én pnp, opnåes forstærkning af 360 o af signalet. Ideelt set forstærker to sammensatte klasse B trin hele signalet, men dette gælder ikke i praksis hvor transistorerne skal forspændes med ±0,7 V, før transistoren vil lede. Dette betyder, at der i overgangen mellem den positive og den negative halvperiode vil forekomme en overgang uden signal på udgangen, der ses på Figur

25 3.5. Effektforstærker Figur 3.13: Illustration af cross-over forvrængning ved en klasse B forstærker [Sedra, 2004] Dette giver anledning til en ulineær overføringskarakteristik, og resulterer i cross-over forvrængning. Denne forvrængning vil være mest tydelig hvis der er tale om signaler med lav amplitude. Klasse AB I en klasse AB forstærker er transistoren forspændt, så der forstærkes mere end 180 af indgangssignalet [Sedra, 2004]. Derfor løber der en strøm, Îc, i kollektoren i mere end halvdelen af periodetiden. Dette ses på Figur Figur 3.14: Udgangssignal i klasse AB forstærker [Sedra, 2004] 17

26 3 Produktdesign Et klasse AB forstærkertrin vil normalt bestå af to transistorer der forstærker hhv. de positive og de negative halvperioder. På Figur 3.15 ses det, at i en klasse AB forstærker mindskes cross-over forvrængningen når transistorerne forspændes. v O Vcc v I -Vcc Figur 3.15: Illustration af overføringskarakteristik for klasse AB forstærker [Sedra, 2004] På Figur 3.15 ses det, at klasse AB forstærkeren leder hele tiden, og udgangssignalet vil ikke have perioder hvor der ikke er et signal, som i klasse B forstærkeren. Valg af løsning Formålet med dette projekt er at undersøge muligheden for, at effektivisere forstærkeren i en mobiltelefon. Klasse B forstærkeren udelukkes, da der er højere forvrængning i klasse B forstærkeren end i klasse AB forstærkeren. Dermed vælges en klasse AB forstærker til effektforstærkeren. 3.6 Tilbagekobling I et kredsløb uden tilbagekobling vil relativt små ændringer i komponentværdier kunne resultere i at forstærkningen ændres væsentligt. For at modvirke dette laves en tilbagekobling af udgangssignalet. Den oprindelige forstærkning benævnes som åbentsløjfeforstærkningen og når der tilbagekobles vil den samlede forstærkning af indgangssignalet blive benævnt som lukketsløjfeforstærkningen. Ved at fører noget af udgangssignalet tilbage til indgangen på kredsløbet og trækket det fra det oprindelige indgangssignal, får en ændring i kredsløbets åbentsløjfeforstærkning mindre betydning. Tilbagekoblingen regulerer dermed den totale forstærkning i det samlede kredsløb. Når der tilbagekobles skal der derfor være en højere åbensløjfeforstærkning. En anden effekten af, at åbensløjfeforstærkningen er højere end lukketsløjfeforstærkningen er, at der bl.a er mulighed for at reducere støj. På Figur 3.16 ses et generaliseret blokdiagram over et tilbagekoblingskredsløb. betegnelserne, X, kan angive både strømme og spændinger. I dette kredsløb regnes med spænding, V. Indgangssignalet til det samlede kredsløb, V s, bliver summeret med tilbagekoblingsspændingen, V f. Den summerede spænding, V i, bliver forstærket gennem det samlede kredsløbs åbensløjfeforstærkning, A. Spændingen på udgangen af effekttrinet, V o, kobles tilbage til indgangen gennem tilbagekoblingskredsløbet, β (BETA). Blokken β spændingsdeler V o og tilbagekoblingsspændingen, V f summeres igen med V s. 18

27 3.6. Tilbagekobling X_s + X_i + A - X_o X_f Beta Figur 3.16: Blokdiagram over tilbagekoblingskredsløb [Sedra, 2004] Reducering af støj --- C:\Documents and Settings\Christian\Dokumenter\AAU\3. semester\gruppemappe\report\rapport\figur\pre-figurer\tilbageblok.asc --- Tilbagekobling har også den egenskab at det er godt til at undertrykke uønsket støj. Uønsket støj vil på samme måde som med det oprindelige indgangssignal, blive forstærket op af åbensløjfeforstærkningen. For at præcisere effekten af tilbagekoblingen opstilles to kredsløb. På Figur 3.17 ses et kredsløb uden tilbagekobling. Forholdet mellem signal, S, og støj, N, kan da stilles op på følgende formel: Hvor V n angiver amplituden af støjen. S N = V s V n (3.4) V_n V_s + A1 V_o - Figur 3.17: Illustration af kredsløb der får tilført støj [Sedra, 2004] Hvis der er flere forstærkningsled i åbensløjfeforstærkningen kan uønsket støj reduceres. På Figur 3.18 ses et kredsløb med to forstærkningsled. Dette kunne f.eks være en forstærker bestående af en forforstærker, A 2 og en effektforstærker, A C:\Documents and Settings\Christian\Dokumenter\AAU\3. semester\gruppemappe\report\rapport\figur\pre-figurer\noise1.asc --- V_n V_s + A2 A1 V_o Beta V_o Beta Figur 3.18: Illustration af kredsløb med to forstærkere samt tilbagekobling [Sedra, 2004] Effektforstærkeren kan f.eks. modtage støj fra strømforsyningen, på grund af den relativt store --- C:\Documents and Settings\Christian\Dokumenter\AAU\3. semester\gruppemappe\report\rapport\figur\pre-figurer\noise2.asc

28 3 Produktdesign strøm den trækker. Denne støj vil kun blive forstærket op i det sidste forstærkningsled. Ved hjælp af superpositionspricippet kan følgende udtryk opstilles: A 1 A 1 A 2 V o = V s 1 + A 1 A 2 β + V n 1 + A 1 A 2 β (3.5) Ud fra denne ligning ses det, at resultatet af den uønskede støj, V n, bliver væsentlig mindre, da den ikke bliver ganget op med A 2. Ud fra dette bliver forholdet mellem signal og støj opstilles følgende formel: S N = V s V n A 2 (3.6) Krav på blokniveau Indgangssignalet til tilbagekoblingskredsløbet er et analogt signal med en amplitude på mellem 0 V og 7,07 V. Indgangssignalet varierer i frekvens fra 20 Hz til 20 khz. Indenfor dette område fasedrejningen være indenfor 3. Dæmpningen skal tilpasses således at V i A resulterer i V o /V s = 100. Ud fra dette kriterie kan følgende udtryk for β-værdien opstilles: A f v o v s = A 1 + Aβ 1 + Aβ = A A f Aβ = A A f 1 (3.7) A β = 1 A A f A β = 1 1 A f A β = β = 7, (3.8) Værdien af β fastsættes dermed til 7, I Tabel 3.3 ses de opstillede krav for tilbagekoblingskredsløbet. Krav β 7, ± 5 % Indgangsmodstand 100 kω Udgangsmodstand 1 kω Tabel 3.3: Krav til tilbagekoblingskredsløbet Løsningsforslag Der er fire typer af tilbagekobling. Udgangssignalet kan føres tilbage enten som strøm eller spænding og kan adderes til indgangssignal enten som en strøm eller spænding. Er det en spænding der adderes til indgangssignalet, vil den første del af betegnelsen være serie, da spændingen kobles i serie med indgangssignalet. Er det en strøm der adderes til indgangssignalet kaldes det shunt. Anden del af betegnelsen angiver om det er en spænding der er shuntet fra udgangen eller en strøm der er taget serielt og koblet tilbage. De fire kombinationsmuligheder er dermed serie-serie, serie-shunt, shunt-serie og shunt-shunt. 20

29 3.7. Krav på blokniveau Valg af løsning Det er tidligere blevet bestemt, at der skal være en forstærkning af et analogt signals amplitude på 100 gange gennem det samlede kredsløb. Dette gør, at udgangssignalets amplitude ønskes kontrolleret som funktion af indgangssignalet amplitude. Denne form for forstærkning er serieshunt, da den aktuelle udgangsspændingen shuntes, neddeles og adderes som en spænding til indgangssignalet. Lukketsløjfeforstærkningen, A f, afhænger dermed af indgangsspændingen, V s, og udgangsspændingen, V o, og følgende udtryk kan opstilles [Sedra, 2004]: 3.7 Krav på blokniveau A f V o V s (3.9) I dette afsnit vil der blive opstillet specifikke krav til hver af de valgte løsninger i hver blok. Kravene bliver opstillet med henblik på, at kunne dimensionere hver blok uafhængigt af hinanden. På Figur 3.19 ses en oversigt over alle blokkene. Detektor V det PSU V psu Display V in Diff. forstærker V diff Sp. forstærker V spf Eff. forstærker V out V f Tilbagekobling Figur 3.19: Blokdiagram over samlet produkt Strømforsyningen med detektor og forforstærkeren er hver delt op i to blokke, og der vil blive opstillet krav til hver af disse blokke. På Figur 3.19 er påført grænsefladebetegnelser som angiver hhv. udgang og indgang for de to konkrete blokke. Disse grænsefladebetegnelser vil blive anvendt efterfølgende i rapporten. Differentialforstærker Differentialforstærkeren har samme opgave som spændingsforstærkeren, at forstærke signalet inden effektforstærkeren. Inputsignalet, V in, er et analogt signal med en amplitude på 0-70,7 mv og en frekvens på 20 Hz til 20 khz. Forstærkningen er bestemt til 20 gange ±5 %, således der kan leveres 1,41 V ±5 %. Indgangsmodstanden skal være høj, for ikke at signalkilden. Udgangsmodstanden skal være lav, for at kunne overføre mest muligt signal til den efterfølgende blok. Spændingsforstærker Operationsforstærkeren er en del af forforstærkeren, og skal forstærke inputsignalet, V dif, 20 gange ±5 %. Ved dimensionering af spændingsforstærkeren regnes denne spænding dog ikke, som værende 1,41 V, da tilbagekoblingen fra effekttrinet vil resultere i en lavere indgangsspænding, 21

30 3 Produktdesign V diff, til spændingsforstærkeren. Udgangssignalet, V spf, fra spændingsforstærkeren vil da, med tilbagekoblingen være mellem ±7,07 V. Den skal dog kunne levere en større spænding af hensyn til tilbagekoblingen. Operationsforstærkeren forsynes derfor med ±15 V. Ligesom differentialforstærkeren skal indgangsmodstanden være høj, og udgangsmodstanden lav. Effektforstærker Effektforstærkeren skal forstærke strømmen, således der kan afsættes 1 W i en belastningsmodstand på 50 Ω. Indgangsmodstand skal være stor i forhold til udgangsmodstanden af operationsforstærkeren. Den sættes derfor til at være minimum 20 kω. Denne indgangsmodstand vælges med henblik på, at operationsforstærkeren i en senere version af kredsløbet kan udelades. For at kunne overføre størst mulig spænding til belastningen, skal udgangsmodstanden være lav. Udgangsmodstanden vælges til at skulle være mindre end 10 Ω. Detektor Detektoren skal give en spænding ud som funktion af inputsignalet, V i, dvs. at outputsignalet skal være en spænding, som repræsenterer inputsignalets amplitude. Outputspændingen, V det, skal dermed være 0 V til 70,7 mv med en tolerance på ±5% ved et indgangssignal på 70,7 mv og 35,4 mv og en frekvens på 1 khz. Da det er en udglatning af et analogt signal, tillades en ripple på maksimalt 10 % i forhold til den maksimale spænding ud af detektoren, V det, ved en frekvens på 1 khz. Indgangsmodstanden skal være stor for ikke at belaste signalkilden. Den vælges til at være minimum 100 kω. Udgangsmodstanden skal være lav og vælges til maksimalt 100 Ω. Strømforsyning Strømforsyningen skal levere strøm og spænding til effektforstærkeren afhængig af, hvad referencespændingen er fra detektoren. Referencespændingen, V det, er 0-70,7 mv ±5 %, og dette skal medføre en udgangsspænding, V psu, på ± 2-9 V. Der ønskes en margen på 2 V med en tolerance på ±5%, for at sikre der altid er forsyning nok til effektforstærkeren. Indgangsmodstanden skal være høj, og udgangsmodstanden skal være lav. Display Displayet skal vise den aktuelle positive spænding som strømforsyningen leverer. Indgangssignalet, V psu, er 2-9 V, og der vælges dermed at displayet skal vise en spænding mellem 0 og 10 V med et decimal. Visningen vælges til gå fra 0,0 til 9,9 med en relativ fejlvisning på 0,5 V. Indgangsmodstanden skal være stor, for ikke at belaste strømforsyningen, og vælges derfor til at være minimum 1 MΩ. Tilbagekobling Tilbagekoblingen skal sikre at spændingsforstærkningen i lukketsløjfen bliver 100 gange (40 db), når forstærkningen i åbensløjfen er 400 gange og amplituden på udgangen, V out, skal være 7,07 V. Dette giver ifølge Formel 3.8 en β-faktor på

31 3.7. Krav på blokniveau Opsummering Blok Krav Differentialforstærker - V in = -70,7 mv til 70,7 mv - V dif = -1,41 V til 1,41 V ±5 % - Spændingsforstærkning = 20 gange ±5 % - Frekvensområde: 20 Hz - 20 khz - R in 100 kω - R out 1 kω Spændingsforstærker - V spf = -353,5 mv til 353,5 mv - V op = -7,07 V til 7,07 V ±5 % - Spændingsforstærkning = 20 gange ±5 % - Frekvensområde: 20 Hz - 20 khz - R in 100kΩ - R out 1 kω Effekttrin - V spf = -7,07 V til 7,07 V ±5 % - V out = -7,07 V til 7,07 V ±5 % - Effekt: 0-1 W i 50 Ω ±5 % - Spændingsforstærkning = 1 gang ±5 % - Frekvensområde: 20 Hz - 20 khz - R in 20 kω - R out 10 Ω Detektor - V i = -70,7 mv til 70,7 mv - V det = 0-70,7 mv ± 5% - Ripple f = 1 khz - R in 100kΩ - R out 1 kω Strømforsyning - V psu+ = 2 til 9 V ± 10% - V psu = -2 til -9 V ± 10% - R in 100 kω - R out 1 kω Display - V psu = 2-9 V - Visning: 0,0 til 9,9 - Maks. relativ fejlvisning: 0,5 V - R i 1 MΩ Tilbagekobling - β-faktor = R in 100kΩ - R out 1 kω Tabel 3.4: Specifikke krav til de enkelte blokke De enkelte blokkes funktion er blevet beskrevet, og der er blevet opstillet krav til alle blokkene. På baggrund af de enkelte kredsløbs funktionsbeskrivelser og kravspecifikation er udarbejdet løsningsforslag, der kan opfylde kravene. Efterfølgende er et af forslagene blevet udvalgt. Denne udvælgelse har medført, at blokken strømforsyning med detektor er blevet delt op i to underblokke hhv. strømforsyning og detektor. Og ligeledes er blokken forforstærker blevet delt op i to underblokke hhv. differentialforstærker og spændingsforstærker. 23

32 Kapitel 4 Detektor I det efterfølgende kapitel vil detektoren blive dimensioneret på baggrund af de opstillede krav. Efter dimensioneringen vil kredsløbet blive simuleret, for at undersøge om kredsløbet overholder de opstillede krav. Til sidst vil kredsløbet blive konstrueret og verifiseret i forhold til kravene. Detektoren i dette projekt konstrueres således systemet selv kan regulere forsyningsspændingen til effektforstærkeren. Indgangssignalet er maksimalt 70,7 mv, hvilket ikke giver begrænsninger mht. amplituden, men til gengæld sætter det større krav til følsomheden af den anvendte detektor. Der opstilles følgende krav til detektoren: Krav V i 0-70,7 mv V det 0-70,7 mv ± 5% Ripple f = 1 khz R in 100kΩ 1 kω R out Tabel 4.1: Specifikke krav til detektoren Disse krav skal overholdes ved 70 mv og 35 mv amplitude af indgangssignalet ved en referencefrekvens på 1 khz. Valg af kredsløb Detektoren konstrueres som en peak-detektor, da det er peakspændingen af indgangssignalet der angiver amplituden. På Figur 4.1 ses et princip diagram for en peak-detektor. For at betragte denne opstilling i det aktulle tilfælde er det nødvendigt, at antage dioden, D, som værende ideel. Dette skyldes at de 70 mv, der er den maksimale amplitude af indgangssignalet, ikke ville kunne forspænde dioden i lederetningen. På Figur 4.2, ses hvordan strømme og spændinger er i kredsløbet når det sættes et sinussignal på indgangen, hvor periodetiden, T, er meget mindre end tidskonstanten, R C. 24

33 + + D C V_in R V_det - - Figur 4.1: Principiel peak detektor opbygning [Sedra, 2004] --- C:\Documents and Settings\Christian\Dokumenter\AAU\3. semester\gruppemappe\report\rapport\figur\pre-figurer\peakdetektorbasic.asc --- Figur 4.2: Strømme og spændinger i peak-detektoren [Sedra, 2004] Når dioden ikke er ledende, løber der ikke nogen strøm i den, hvilket også ses på Figur 4.2. Strømmen gennem dioden, når denne er ledende, kan udregnes som summen af strømmen i kondensatoren, ic, og strømmen i modstanden, il, og kan udregnes som [Sedra, 2004]: id = ic + il id = C dvin + il dt (4.1) Og strømmen i modstanden kan udregnes som: il = vo R (4.2) Des større tidskonstanten, R C, er i forhold til periodetiden, T, des mere konstant bliver strømmen i modstanden og dermed også spændingen VO. Dette skyldes at spændingen, VO, falder når der 25

34 4 Detektor ikke løber strøm i dioden, da kondensatoren aflader igennem modstanden. Den aktuelle spænding, v O, til tiden t, når dioden ikke leder, kan udregnes som [Sedra, 2004]: v O = V p e t RC (4.3) Hvor V p er peak-spændingen der ses Figur 4.2. Ripplespændingen, V r, kan udregnes efter formlen [Sedra, 2004]: ( ) V r = V p V p e T RC Vr = V p 1 e T RC (4.4) Hvis RC >> T, er e T RC udregnes som: 1 T RC, og periodetiden T = 1 f, hvilket giver at ripplespændingen kan ( V r V p (1 1 T )) V r RC V p frc V r I L fc Strømmen, I L, er strømmen i modstanden når denne antages at være konstant, og udregnes som: I L = V p R Den gennemsnitlige strøm i dioden i perioden, t på Figur 4.2, kan udregnes som [Sedra, 2004]: ) i Dav = I L (1 + π Formlen fremkommer ved at se på hvor mange ladninger, Q, der forsvinder fra kondensatoren mens dioden ikke leder, da dette er antallet der skal lades på kondensatoren igen, når dioden leder. Dette kan opskrives som: Vp V r (4.5) (4.6) (4.7) C V r = i Cav t (4.8) Hvor venstre side er antallet af ladninger forsvundet fra kondensatoren mens dioden ikke er ledende, og højre side er antallet af ladninger der tilføres kondensatoren mens dioden er ledende. Dette giver mulighed for at finde strømmen i dioden, da i Cav = i Dav i L. Hvor i L antages at være konstant og derfor skrives som I L da den ikke varierer med tiden. Ligeledes udregnes den maksimale strøm igennem dioden efter følgende formel [Sedra, 2004]. ) 2Vp i Dmax = I L (1 + 2π (4.9) Disse udregning for strøm igennem dioden, er kun gældende for et periodisk signal med fast frekvens og amplitude. Den beskrevne opstilling er ikke mulig at udføre i praksis, da den er beskrevet ud fra en i- deel diode. Det er muligt at forstærke signalets amplitude, således spændingsfaldet over dioden vil have meget lille betydning, eller der kan anvendes en kredsløbskonstruktion kendt som en superdiode. Funktionen af kredsløbet forklares i efterfølgende afsnit. Der vælges den sidste mulighed, der ses på Figur 4.3. For at undersøge om denne nye opstilling, giver samme resultat, simuleres både det simplificerede kredsløb og kredsløbet med superdioden og resultaterne sammenlignes. Dette gøres for at undersøge om formlerne der blev opstillet for kredsløbet med ideel V r 26

35 Rfeed Dsat OPAMP Ddiode BUFFER + V_in - C1 Raflad + V_det - Figur 4.3: Detektor opbygning, modificeret fra [Sedra, 2004] Spænding [mv] V_det V_in I_Raflad I_Diode -80-0,6 0 0,5 1 1,5 2 2,5 3 Tid [ms] (a) Simulerede spændinger ind og ud af detektoren samt strømmen i dioden og modstanden med ideel diode ved input på 1 khz og 70 mv 4,2 3,6 3 2,4 1,8 1,2 0,6 Strøm [ma] Spænding [mv] V_det V_in I_Raflad I_Ddiode -80-0,6 0 0,5 1 1,5 2 2,5 3 Tid [ms] (b) Simulerede spændinger ind og ud af detektoren samt strømmen i dioden og afladningsmodstanden med buffered peak detektor ved input på 1 khz og 70 mv 4,2 3,6 3 2,4 1,8 1,2 0,6 Strøm [ma] Figur 4.4: Sammenligning af simuleringer diode også gælder for kredsløbet med superdiode. Resultaterne af simuleringerne ses på Figur 4.4a og Figur 4.4b. Figur 4.4a viser resultatet for simuleringen med den idelle diode og Figur 4.4b viser resultatet for simuleringen, med opstillingen der ses på 4.3. Som det ses er der ikke meget forskel på de to resultater. Den gennemsnitlige forskel på spændingen ud af detektoren, V det, i de to simuleringen er 0,6 mv og den maksimale forskel er 5,5 mv. Den gennemsnitlige forskel på stømmen i dioden i de to simuleringer er 0,1 ma, mens den maksimale forskel er 1 ma. Det antages derfor at de ligninger der er opstillet for opstillingen med den ideelle diode stadig gælder i det omfang de skal anvendes i dette projekt. Efterføgende vil virkemåden af den reelle opbygning af detektorkredsløbet, der ses på Figur 4.3, blive gennemgået, med de antagelser, at der ikke løber strøm ind i operationsforstærkerne og der ikke er nogen lækstrøm i dioderne. Detektoren består af en superdiode, en kondensator, en afladningsmodstand og en buffer. Superdioden udgøres af OPAMP, D sat, D diode og R feed. Bufferen, der sidder sidst i kredsløbet, adskiller kondensatoren, C, og afladningsmodstanden, R aflad, fra tilbagekoblingensmodstanden, R feed, og det efterfølgende kredsløb, således disse ikke får indvirkning på afladningen af kondensatoren. 27

36 4 Detektor Virkemåden af superdioden betyder, at ved et positivt indgangssignal, V in, vil udgangen af operationsforstærkeren begynde at gå mod den positive forsyningsspænding, og derved forspænde dioden, D diode, i lederetningen og dioden, D sat, i spærreretningen. Derved vil strømmen igennem dioden, D diode, begynde at oplade kondensatoren. Denne spænding vil så blive overført af bufferen, der antages at være ideel og dermed give én gangs forstærkning uden forsinkelse. Udgangsspænding fra detektoren, V det, er den samme som spændingen over kondensatoren. Udgangsspændinge tilbagekobles gennem tilbagekoblingsmodstanden, R feed, til den negative indgang af operationsforstærkeren, OP AM P. Denne tilbagekobling har samme effekt som tilbagekoblingen over bufferen, og sørger derved for at spændingen over kondensatoren bliver den samme, som spændingen på den positive indgang af operationsforstærkeren, OP AM P. Udgangen af o- perationsforstærkeren, OPAMP, begrænses derfor til et diodespændingsfald over spændingen på den positive indgang. Når indgangssignalet til operationsforstærkeren bliver lavere end spændingen over kondensatoren, vil udgangen af operationsforstærkeren, OPAMP, gå mod den negative forsyningsspænding. Dette er ikke ønskeligt, da udgangen på OPAMP så vil gå i mætning, og dermed forsinke operationsforstærkeren når indgangssignalet igen overstiger spændingen over kondensatoren. Derfor indsættes dioden D sat således udgangen bliver begrænset til et diodespændingsfald under indgangsspændingen, V in. Når spændingen på udgangen af operationsforstærkeren, OPAMP, falder, vil D sat blive forspændt i lederetningen, og dermed begrænse spændingen på udgangen af operationsforstærkeren til et diodespændingsfald under spændingen på indgangen, da der jvf. virtuel-short-circuit princippet for en operationsforstærker vil være samme spænding på de to terminaler. Når indgangssignalet er positivt, og større end spændingen over kondensatoren er superdioden ledende og vil dermed oplade kondensatoren, C. Når indgangssignalet er negativt eller lavere end spændingen over kondensatoren, vil dioden, D diode, være forspændt i spærreretningen og kondensatoren vil aflade igennem modstanden, R aflad. 4.1 Dimensionering For at dimensionere detektoren, vurderes først hvilken rækkefølge det er hensigtsmæssigt at gøre dette. Det vurderes at være hensigtsmæssigt at vælge afladningsmodstand som det første, hvorefter der kan udregnes en kondensatorværdi ud fra den maksimalt tilladte ripplespænding. Herefter vælges dioder der kan tåle den maksimale strøm de skal lede, samt har en lille lækstrøm når de er forspændt i spærreretningen. Dette ønskes, da der så ville kunne ses bort fra denne strøm ved beregning på afladningen af kondensatoren. Efterfølgende vælges en operationsforstærker, og til sidst vælges tilbagekoblingsmodstanden ud fra simuleringer med de andre valgte komponenter. Den dimensioneres derfor ikke i dette afsnit, men vælges under simuleringsafsnittet. 28

37 4.1. Dimensionering Kondensator Afladningsmodstanden, R aflad, vælges til 4,99 kω. Ved at omskrive Formel 4.5, kan kondensatorens størrelse udregnes til: Kondensatoren vælges dermed til 2 µf. Dioder C = V det V r fr (4.10) 0, 07 V C = 0, 007 V 1000 Hz 4990 Ω 2 µf For at udregne den maksimale strøm der vil løbe igennem dioden, D diode, udregnes strømmen igennem afladningsmodstanden, R aflad, efter Formel 4.6, da denne strøm indgår i formlen for udregningen af den maksimale strøm. I aflad = I aflad = V p (4.11) R aflad 0, 07 V 14 µa 4990 Ω Herefter kan den maksimale strøm i dioden, D diode, udregnes: ) 2Vp i Dmax = I aflad (1 + 2π (4.12) i Dmax = (1 + 2π i Dmax 407 µa V r 2 0, 07 V 0, 007 V Da det vides at den gennemsnitlige strøm i dioden, i Dav, er cirka det halve af den maksimale strøm, giver det cirka 200 µa. Der vælges dioder af typen 1N4148, da disse har en lav lækstrøm, der er aflæst i databladet til under 10 na ved en spærrespænding på 20 V og omgivelsestemperatur på 25 o C. Dioden kan tåle at lede en vedvarende strøm på 200 ma, og en gentagen peak strøm på 450 ma. Dette er tilstrækkeligt da den maksimale strøm er beregnet til 407 µa. Operationsforstærker Til operationsforstærkeren er der krav til slew-rate, SR. Den skal kunne ændre udgangen med 70,7 mv på 250 µs, da det er den maksimale ændring af indgangssignalet ved 1 khz. De 250 µs er 1/4 af periodetiden ved 1 khz, da det er her det maksimale potentiale af indgangssignalet optræder første gang. Slew-rate opgives i [V/µs], hvilket giver en minimums slew-rate for operationsforstærkeren på: SR = V t (4.13) 0, 0707V SR = , 003V/µs s ) 29

38 4 Detektor Denne værdi er så lav, at det ikke giver nogen begrænsning i valg af operationsforstærker. Det er også ønskeligt at operationsforstærkeren har en lille input offset voltage eller mulighed for at justere det. Detektoren skal overholde kravene til præsision ved signal på indgangen med en amplitude på 70 mv og 35 mv, hvor en offset spænding på 1 mv vil være en betydelig andel. Der vælges en TLE2021, da den har en garanteret minimums slew-rate på 0,45 V/µs, og en maksimal offset voltage på 600 µv ved 25 o C samtidig med der er mulighed for at justere den. Denne type operationsforstærkeren vælges også til buffer, da der også her er krav til lille offset spænding. 4.2 Simulering Simuleringen foretages ud fra diagrammet der ses på Figur 4.3, hvor de bestemte komponentværdier indsættes. Kondensatoren er bestemt til 2 µf, hvilket ikke er en standard værdi, og der anvendes derfor to kondensatorer på 1 µf i parallel. For at bestemme tilbagekoblingsmodstanden, simuleres med modstandsværdier på 10 Ω, 100 Ω, 1 kω, 10 kω og 100 kω. Dette ses på Figur 4.5a. 75mV V(det) 70.7mV V(det) 70mV 65mV 60mV 55mV 50mV 45mV 40mV 35mV 30mV 100 kω 10 Ω 100 Ω, 1 kω, 10 kω 70.0mV 69.3mV 68.6mV 67.9mV 67.2mV 66.5mV 65.8mV 65.1mV 100 Ω, 1 kω 10 kω 25mV 64.4mV 20mV 63.7mV 15mV 0.1ms 0.2ms 0.3ms 0.4ms 0.5ms 0.6ms 0.7ms 0.8ms 0.9ms --- C:\Documents and Settings\Boll\Skrivebord\P3\Teknik\detektor\detectorBuffered.asc --- (a) Spændingen ud af detektoren med fem forskellige værdier for tilbagekoblingsmodstanden ved input på 70 mv og 1 khz 63.0mV 0.0ms 0.1ms 0.2ms 0.3ms 0.4ms 0.5ms 0.6ms 0.7ms 0.8ms 0.9ms --- C:\Documents and Settings\Boll\Skrivebord\P3\Teknik\detektor\detectorBuffered.asc --- (b) Spændingen ud af detektoren med tre forskellige værdier for tilbagekoblingsmodstanden ved input på 70 mv og 1 khz Figur 4.5: Simulering for bestemmelse af tilbagekoblingsmodstand Som det fremgår at Figur 4.5a, er der ikke meget forskel på resultatet om tilbagekoblingsmodstanden er 100 Ω, 1 kω eller 10 kω. Derfor foretages endnu en simulering med disse værdier. Resultatet af denne simulering ses på Figur 4.5b. Her er det også svært at skelne mellem simuleringerne med 100 Ω og 1 kω. Ved brug af cursor i simuleringsprogrammet kan forskellen på de spændinger der fremkommer med brug af 100 Ω og 1 kω bestemmes til under 35 µv, med spændingen for modstandsværdien 100 Ω som den største. Tilbagekoblingsmodstanden vælges derfor til 1 kω. Under simuleringen måles peak-spændingen, V p, og ripplespændingen, V r, ved input signal på 1 khz med 70 mv og 35 mv amplitude. 30

39 Input amplitude Peak-spænding Ripplespænding Peak præsicion Ripple 35 mv 35,2 APPLICATION mv INFORMATION 3,2 mv 0,3 % 9,1 % 70 mv 70,2 mv 6,4 mv 0,3 % 9,1 % voltage-follower applications The TLE202x circuitry includes input-protection Tabel 4.2: diodes Simuleringsresultater to limit the voltage across the input transistors; however, no provision is made in the circuit to limit the current if these diodes are forward biased. This condition can occur when the device is operated in the voltage-follower configuration and driven with a fast, large-signal pulse. It Peak is recommended præsision udregnes that a feedback som: resistor be used to limit the current to a maximum of 1 ma to prevent degradation of the device. This feedback resistor forms a pole with the input capacitance of the device. For V p V feedback resistor values greater than 10 kω, this in peak pole degrades 100 the amplifier phase margin. This problem (4.14) can be alleviated by adding a capacitor (20 pf Vto in peak 50 pf) in parallel with the feedback resistor (see Figure 71). hvor V in peak er amplituden af CF inputsignalet = 20 pf to 50 pf. Ripplespændingens størrelse i forhold til peakspændingen i procent kan udregnes som: V r V p 100 (4.15) Kravene til detektoren om at peakspændingen ud af detektoren skal være indenfor 5 % af inputsignalets amplitude og ripplespændingens størrelse 10 VO% af peakspændingen ud detektoren overholdes. 4.3 Konstruktion VI + RF TLE202x, TLE202xA, TLE202xB, 4.3. Konstruktion TLE202xY EXCALIBUR HIGH-SPEED LOW-POWER PRECISION OPERATIONAL AMPLIFIERS VCC + VCC IF 1 ma Figure 71. Voltage Follower SLOS191B FEBRUARY 1997 REVISED JANUARY 2002 Detektoren konstrueres ud fra diagrammet der er simuleret med, med den ændring at der tilføjes Input offset voltage nulling offset justering af operationsforstærkerne. Denne mulighed for justering af offset, monteres som vist The itle202x databladet series for operationsforstærkeren offers external null pins med that de further angivne reduce komponentværdier. the input offset voltage. Diagrammet The circuit for in opstillingen Figure 72 can erbe databladet connected er as gengivet shown if this på Figur feature 4.6 is desired. [Instruments, When external 2002]. nulling is not needed, the null pins may be left disconnected. IN IN + OFFSET N1 + 5 kω OFFSET N2 VCC (split supply) 1 kω GND (single supply) Figure 72. Input Offset Voltage Null Circuit Figur 4.6: Justering af offset [Instruments, 2002] Justeringen foretages med én operationsforstærker monteret ad gangen. Der sættes stel på den ikke inverterende indgang, og udgangen af operationsforstærkeren kortsluttes til den inverterende indgang af operationsforstærkeren, således operationsforstærkeren er koblet op som en buffer. Spændingen på udgangen måles, og potmeteret justeres til der måles 0 V. Efter montering af alle komponenter anvendt under simulering og til justering af offset, konstateres det at der er meget støj på signalet, og der monteres derfor afkoblingskondensatorer på 100 nf mellem indgangen og stel samt udgangen og stel. POST OFFICE BOX DALLAS, TEXAS

40 4 Detektor 4.4 Verificering Verificeringen foretages, som beskrevet i Appendiks C.1, ved inputsignaler på 1 khz med som udgangspunkt 70,7 mv og 35,4 mv amplitude. Resultatet af verificeringen opsummeres i Tabel 4.3. Input amplitude Peak-spænding Ripplespænding Peak-præsicion Ripple Accept 32,9 mv 33,6 mv 3,1 mv 2,1 % 9,2 % 69,1 mv 70,5 mv 5,3 mv 0,9 % 7,5 % Tabel 4.3: Opsummering af verificeringsmålinger Resultaterne stemmer ikke overens med simuleringerne, hvilket blandt andet skyldes følsomhed ved justering af signalgeneratoren, hvorved det ikke var muligt at justere til de ønskede amplituder. Ligeledes antages det at skyldes støj, da det var nødvendigt at måle med averaging slået til på oscilloskopet for at få nogle kurver der var til at aflæse. Det vil ikke blive undersøgt nærmere hvor det er muligt at forbedre detektoren, da kravene til detektoren er overholdt. Det antages ikke at være nødvendig at foretage måling af indgangsmodstanden, da indgangsmodstanden i en operationsforstærker regnes som værende meget stor, og derfor vil overholde kravet om minimum 100 kω. Ved en måling af en stor indgangsmodstand vil den interne modstand i et voltmeter have stor betydning. Da der ved måling af spændingen på indgangen, vil ske en parallel kobling af voltmeterets interne modstand og indgangsmodstanden. Hvis voltmeterets interne modstand er i størrelsesorden med indgangsmodstanden, vil det resultere i en måling af voltmeterets interne modstand. Udgangsmodstanden er heller ikke målt, da den antages at være meget lavere end kravet på maksimal 1 kω, da signalet tages direkte ud fra operationsforstærkerens udgang. Detektoren er blevet dimensioneret, simuleret og konstrueret. Verificeringen har vist at detektoren har en peak-præsicion på 2,1 % ved en indgangsamplitude på 32,9 mv, og 0,9 % ved en indgangs amplitude på 69,1 mv. Hvilket overholder kravet om præsicion på ±5%. Rippel præsicionen er målt til hhv. 9,2 % og 7,5 %, hvilket overholder kravet om en maksimal rippelspænding 10 % ved en frekvens på 1 khz. 32

41 Kapitel 5 Strømforsyning I det efterfølgende kapitel vil strømforsyningen blive dimensioneret udfra de opstillede krav. Det dimensionerede kredsløb vil efterfølgende blive simuleret, for at undersøge om kredsløbet overholder kravene. Kredsløbet vil derefter blive konstrueret, og verificeret i forhold til kravene. Strømforsyningen konstrueres som en serieregulator. Strømforsyningen vil indeholde to kredsløb der leverer hhv. den positive og den negative forsyningsspænding. I Tabel 5.1 ses de opstillede krav til strømforsyningen. V det V psu+ V psu Krav 0 V til 70,7 mv 2 V til 9 V -2 V til -9 V Tolerence 10 % Tabel 5.1: Krav til strømforsyningen Der tages udgangspunkt i blokdiagrammet illustreret på Figur 3.5 på side 9. Hver blok i strømforsyningen vil efterfølgende blive gennemgået. På Figur 5.1 ses en skitse over diagram til den positive del af strømforsyningen. Serieregulator Det bestemmes at forsyningsspændingerne til strømforsyningen skal være 15 V og -15 V. Regulatorene vælges til at være BJT er med et spændingsfald over sig. Udgangsspændingerne er valgt til at være hhv. 2 V over og 2 V under de spændinger effekttrinet kræver ved maksimal signaludsving som tidligere nævnt i afsnit 3.7 på side 21. For at beregne hvor meget effekt der bliver afsat i en transistorer i strømforsyningen, vist som transistor Q 1 på Figur 5.1 anvendes fire spændingstrin vist i Tabel 5.2. Tabellen tager udgangspunkt i den effekt der ønskes afsat i belastningsmodstanden der er angivet til 50 Ω. Da belastningsmodstanden er kendt kan spændingen og strømmen udregnes for hvert effekttrin. 33

42 5 Strømforsyning V_cc+ Serieregulator Q1 V_psu+ R7 R1 U1 Føler Driver/ Sammenligner V_ref R2 Figur 5.1: Skitse over diagram til den positive del af strømforsyningen --- C:\Documents and Settings\Christian\Dokumenter\AAU\3. semester\gruppemappe\report\teknik\psu\simuleringer\psu-skitse.asc --- Udgangseffekt [W] Dæmpning ifht. 1 W [db] Spænding [V] Strøm [ma] 1 0 db 7, ,5 3 db ,25 6 db 3,5 71 0,125 9 db 2,5 50 Tabel 5.2: Spændings- og strømforhold i belastningen ved forskellige udgangseffekter Til beregning af effekttabet i hver transistorer benyttes følgende formel [Brown, 1994]: P = V CE I E (5.1) Hvor P er effekten afsat i en transistor, V CE er spændingsfaldet over en transistor fra kollektoren til emitteren og I E er strømmen ud af emitteren. I Tabel 5.3 ses effekttabet i begge transistorer, når forsyningsspændingen til strømforsyningen er ±15 V. Tabellen viser kun spændingerne for den del af strømforsyningen der leverer den positive forsyning til effekttrinet. Der er udelukkende benyttet de beregnede strømme der skal leveres til effekttrinets belastningsmodstand og ikke evt. strømforbrug i effekttrinet og udgangen af strømforsyningen. V psu+ [V] V CE [V] I [ma] P tab [mw] ,5 9, ,5 10, Tabel 5.3: Tabel over effekttab i transistoren i strømforsyningen 34

43 5.1. Dimensionering Driver Driverkredsløbet består af en operationsforstærker hvor udgangen af operationsforstærkeren leverer en spænding til regulatoren. Denne spænding bestemmer om regulatoren skal hæve eller sænke udgangsspændingen. Sammenligneren er samme kredsløb som driveren. Operationsforstærkeren har to indgange h- vor referencenspændingen og spændingen fra føleren bliver sammenlignet. Føler Udgangsspændingen bliver spændingsdelt af to modstande. Følerspændingen benævnes også som feedback-spændingen, da det er denne spænding regulatoren justeres efter. 5.1 Dimensionering I dette afsnit dimensioneres de enkelte dele i strømforsyningen. Som udgangspunkt dimentioneres transistorerne efter hvor stort et effekttab der er i dem. Dernæst vælges den operationsforstærker der anvendes som driver. Spændingsdelingsforholdet i føleren beregnes og sidst hvorledes summationen laver den nødvendige spænding til referencen. Transistorer Ved dimensionering af serieregulatoren kan det ses i Tabel 5.3 at effektafsættelsen i transistorerne er størst når V psu+ er omkring 9 V. Ved denne spænding er effektafsættelsen beregnet til 846 mw. Til den positive og negative spændingsforsyning, vælges det at serieregulatorerne skal være hhv. BD137 og BD138. Ifølge databladene for transistorerne kan begge de valgte klare en effekt på minimum 12,5 W. Denne effekt gælder ved en rumtemperatur på 25 grader og derunder. Driver Strømforstærkningen i transistoren, h F E, er angivet til minimum 40 og maksimum 160. Dette har betydning for de operationsforstærkere der skal drive serieregulatorerne. Operationsforstærkerne, der sammenligner spændingen fra følerne med referencespændingen, skal levere den strøm, der skal drive transistorerne. Det er tidligere beregnet at strømmene ud at regulatorerne skal være 141 ma. Med en h F E på minimum 40 skal basisstrømmene være I B = I C h F E = A 40 = 3, 53 ma (5.2) Samtidigt med at forsyningsspændingen til strømforsyningen er på ±15 V vælges det at bruge TLE2074 operationsforstærkere. Denne model er specificeret til maksimum ±19 V forsyning og en typisk udgangsstrøm på 45 ma. Operationsforstærkeren har, i følge databladet, en råforstærkning på 100 db. Det vil sige hvis spændingspotentialet mellem indgangsterminalerne ændrer sig med f.eks. 1 V vil udgangsspændingen forsøge at ændre sig V. Da de øvrige komponenter vil generere og opsamle støj vil denne støj også blive forstærket op, hvilket vil bevirke at udgangsspændingen vil blive ustabil. Derfor skal driveren modkobles. Modkoblingsmodstanden, R 7 på Figur 5.1, sidder parallelt med modstanden, der sidder til V psu+, i føleren. 35

44 5 Strømforsyning Føler Det er bestemt at den positive spænding ud af strømforsyningen skal kunne variere fra 2 V til 9 V og den negative fra -2 V til -9 V. Føleren dimensioneres efter hvor stor spændingen på udgangen skal være ved en bestemt referencespænding. Det vil derfor være hensigtsmæssigt, hvis der ved V psu+ lig med 9 V er en referencespænding på 90 mv og der ved V psu+ lig med 2 V er en referencespænding på 20 mv. Herefter regnes delingsforholdet ud for modstandene i føleren. Det samme forhold gør sig gældende i den negative del af strømforsyningen. Som udgangspunkt vælges R 2 til at have faktor 1 og faktoren for R 1 findes ved R 2 V ref = V psu+ (5.3) R 1 + R 2 R 1 = R 2 (V psu+ V ref ) (5.4) V ref R 1 = 1 ( 9 V V ) (5.5) V R 1 = 99 (5.6) Modstanden R 1 skal dermed være 99 gange større end R 2. Det vælges at R 2 skal være på 1 kω. I den samlede strømforsyningen sidder R 1 parallelt med R 7, der så tilsammen skal være 99 kω. Denne kobling laves ved at begge modstande er på 198 kω. Summation Spændingen fra detektoren skal ved den positive spændingsdel hæves fra mellem 0 V og 70,7 mv op til mellem 20 mv og 90 mv. Det samme gør sig gældende for den negative spændingsdel. Derfor hæves detektorspændingerne med hhv. 20 mv og -20 mv. Dette gøres ved at summere referencespændingen med en anden spænding. Spændingen der bruges i summationskoblingen tages fra spændingsfaldet over en diode. På Figur 5.2 ses summationskredsløbet. Forsyningensspændingen ledes gennem en modstand, R 14 og videre ned gennem en diode. Standarddioden 1N4148 benyttes og ifølge datablad har denne et spændingenfald på 700 mv ved en strøm på omkring 5 ma. Modstanden, R 14 skal derfor være på R 14 = V cc+ V D1 (5.7) I D1 15 V 0, 7 V R 14 = = 2, 86 kω (5.8) A De samme forhold gør sig gældende for den negative forsyning. Summationskoblingen skal hæve spændingen fra detektoren så referencespændingen kommer op på det ønskede. Spændingen V D1 summeres med V det og giver referencespændingen V ref. Summationsmodstanden fra detektoren, R 10 fastlægges til 1 kω, så operationsforstærkerens U 1 s indgangstermimaler er koblet impedansmæssigt ens, pga. offset. For at beregne modstanden, R 13, benyttes superpositionsprincippet. Der tages udgangspunkt i 36

45 5.1. Dimensionering V_cc+ R14 + D1 Vdet R13 V_D1 - R10 1k Vref Figur 5.2: Udsnit fra strømforsyningsdiagram over summationskobling i den positive spændingsdel når V det er 70,7 mv hvor V ref skal være 90 mv. ( ) ( ) R 10 R 13 V ref = V D1 + V det (5.9) R 13 + R 10 R 13 + R 10 R 13 = R 10 V D1 V ref R 10 V ref V det (5.10) R 13 = Ω V V Ω V 70, (5.11) V R 13 = 31, 6 kω (5.12) De samme forhold gør sig gældende for den negative forsyning. (5.13) For at den samme spænding fra detektoren kan bruges i den negative del af strømforsyningen skal spændingen V det inverteres. Dette gøres i et inverterende forstærkertrin med en forstærkning på 1 gang. Koblingen kan ses på Figur 5.3 lavet med operationsforstærkeren U 3. Modkoblingsmodstandene, R 5 og R 9 er begge valgt til 10 kω således der er én gangs forstærkning. Modstanden R 6 vælges til 5 kω for at forhindre offset på operationsforstærkeren U 3. Endvidere er impedansen ud af strømforsyningen relevant. Den skal være relativt lav for at overføre størst mulig spænding til effekttrinet. I afsnittet simulering vil udgangsimpedansen blive udregnet ud fra simuleringer foretaget på kredsløbet med forskellige belastningsmodstande. Det forventes at impedansen er størst ved lav belastning da impedansen afhænger af hvor meget strøm der løber gennem transistor Q1. 37

46 5 Strømforsyning 5.2 Simulering Til simulering af strømforsyningskredsløbet er der anvendt programmet LTspice. På Figur 5.3 ses det simulerede kredsløb. Vcc+ BD135_137_139 Q1 Vpsu+ Forsyningsspændinger og referencespænding R k R7 223k 223k R1 Vcc+ Vcc+ 15v Vcc- Vcc- 15V Vdet Vdet 70.7m.dc Vdet m.1m 1N4148 D1 Vdet R10 1k R13 U1 31.6k TLE2074 Vref+ Vcc+ Vcc- R2 1k Vref- Vdet R5 10k R6 5k R9 10k Vcc+ Vcc- U3 TLE2074 1N4148 D2 R17 1k R k R k TLE2074 U2 Vcc- Vcc+ R8 204k 204k R3 1k R4 Vcc- Q2 BD136_138_140 Vpsu- Figur 5.3: Kredsløbsdiagram over strømforsyning Det simuleres hvorvidt strømforsyningen overholder de opstillede krav. Der foretages et DCsweep af spændingen fra detektoren, V det, fra 0 V til 70,7 mv. På Figur 5.4 ses de simulerede spændinger. 10V V(vout+) V(vdet) V(vout-) 8V 6V V_psu+ 4V 2V V_det 0V -2V -4V -6V -8V V_psu- -10V 0mV 7mV 14mV 21mV 28mV 35mV 42mV 49mV 56mV 63mV 70mV --- C:\Documents and Settings\Christian\Dokumenter\AAU\3. semester\gruppemappe\report\teknik\psu\simuleringer\serieregulatorv3ub.asc --- Figur 5.4: Grafer over simulerede spændinger Den positive spænding, V psu+, ud af strømforsyningen er blevet simuleret til at variere mellem 38

47 5.2. Simulering 1,75 V og 8,58 V. Den negative spænding, V psu, er blevet simuleret til at variere mellem -1,94 V og -8,77 V. Den største afvigelse der er, er ved den lave positive spænding. Den er 12,5 % under de ønskede 2 V. Føleren justeres herefter op. Dette gøres ved at lave R 1 og R 7 større med 12,5 %. Deres Ohmske værdi er herefter 223 kω. Udgangsimpedansen beregnes ud fra simuleringer. Strømforsyningen får tilført 70,7 mv fra detektoren, hvilket giver en udgangsspænding på 9,68 V når den er ubelastet. På Figur 5.5 ses et ækvivalentdiagram til beregning af udgangsimpedansen. R_out Iout V_o + Vout V A RL - Figur 5.5: Ækvivalentdiagram over udgangsmodstand i strømforsyningen --- C:\Documents and Settings\Christian\Dokumenter\AAU\3. semester\gruppemappe\report\teknik\psu\simuleringer\rout.asc --- Ved simuleringen øges belastningen, RL, gradvist og spændingen V out og strømmen I out aflæses. Spændingsfaldet over R out sammenholdt med I out er da et udtryk for udgangsmodstanden. R out = V ubelastet V belastet I belastet (5.14) I Tabel 5.4 ses de aflæste spændinger og strømme, samt den beregnede udgangsmodstand ved forskellige belastninger. Som det kan ses i tabellen bliver udgangsmodstanden i strømforsyningen R L [Ω] V psu+ [V] I out [A] R out [Ω] ,680 9, ,678 9, , ,665 9, , ,640 9, , ,611 9, , ,576 9, , ,497 9, ,19 Tabel 5.4: Tabel over udgangsspændinger, strømme samt beregnede udgangsmodstande mindre og mindre jo mere den bliver belastet. Dette hænger sammen med parametrene for transistoren ændres ved større kollektorstrøm. Den indre modstand fra kollektoren til emitteren, r o, ændre værdi ved højere kollektorstrøm. Definitionen for r o er givet ved [Sedra, 2004]: r o = V A I C (5.15) Hvor V A er Early spændingen og I C er strømmen gennem kollektoren. 39

48 5 Strømforsyning 5.3 Verificering Verificeringen foretages ud fra de opstillede krav til blokken og målinger foretaget som beskrevet i målejournalen i Appendiks C.2. I Tabel 5.5 ses resultatet af målinger af udgangsspændingerne. Ud fra kravet om maksimal afvigelse på 10 % lever strømforsyningen ikke op til det forventede. V det [mv] V psu+ [mv] V psu [mv] Afvigelse af V psu+ Afvigelse af V psu [V] [%] [V] [%] 0 1, ,165-8,25 0,271 3, ,622-10,220 0,622 6,91 1,220 13,56 Tabel 5.5: Resultater over målinger fortaget på strømforsyningen Når V det er 70 mv, ligger begge udgangsspændinger over tolerancen. Disse afvigelser er dog ikke kritiske, da udgangsspændingerne er større end det forventede. Hvis spændingerne var for lave ville effekttrinet begynde at forvrænge. Endvidere er udgangsmodstanden målt. I Tabel 5.6 ses de målte værdier. Det kan ses at i takt med belasningsmodstanden R L gøres mindre, bliver udgangsmodstanden ligeledes mindre. Dette stemmer overens med de simulerede værdier. R L [Ω] V psu+ [V] I out [A] R out [Ω] Ubelastet 9, M 9,363 9, ,1 k 1 M 9,350 9, ,5 k 100 k 9,329 9, k 9,293 9, ,2 1 k 9,224 9, , ,044 8, , ,870 7, ,13 Tabel 5.6: Tabel over målte udgangsspændinger, strømme samt beregnede udgangsmodstande De målte værdier ligger generelt højere end de simulerede modstandsværdier. De ligger højere med en faktor på mellem to og fire, med undtagelse ved belastningen på 10 Ω. At de afviger med en relativ konstant faktor kan tilskrives Simuleringen, da det ikke er sikkert at alle parametre for alle komponenter er medregnet. Afvigelsen ved en belastning på 10 Ω skyldes at transistoren i serieregulatoren ikke kan levere den nødvendige strøm ved den ønskede spænding. Ved denne belastning er der et spændingsfald over transistoren på V CE = V CC+ V psu+ V CE = 15 7, 87 Dette giver en effektafsættelse i transistoren ved de 700 ma på V CE = 7, 13 (5.16) P = V CE I out P = 7, 13 V A P = 4, 991 W (5.17) 40

49 5.3. Verificering I datablad for den anvendte transistor, er det angivet, at der kan afsættes op til 1,25 W i den ved en rumtemperatur på 25 C uden nogen form for køling. Dette betyder at hvis der afsættes næsten 5 W i transistoren uden køling vil den ændre parametre og i sidste tilfælde brænde af. Strømforsyningen er blevet dimensioneret, simuleret, konstrueret og verificeret. Ved verificeringen er det vist at ved et indgangssignal på 70 mv, leverer strømforsyningen 9,62 V og -10,22 V. Hvilket er en afvigelse på hhv. 6,91 % og 13,56 %, i forhold til det ønskede 9 V og -9 V. Dermed overholder strømforsynignen ikke kravet på maksimal afvigelse på 10 %. Ved er indgangssignal på 0 V levere strømfosyningen 1,835 V og -2,271 V, hvilket er en afvigelse på hhv. 8,25 % og 3,01 %, i forhold til det ønskede 2 V og -2 V. Udgangsmodstanden er målt til 3,73 Ω ved en belstning på 100 Ω, og 2,13 Ω ved en belastning på 10 Ω. 41

50 Kapitel 6 Display I det efterfølgende kapitel designes displayet til at vise den spænding som strømforsyningen leverer. Der vil blive simuleret de dele af kredsløbet som det er muligt at simulere, da der ikke er mulighed for at simulere bestemte digitale kredsløbe. Efter simulering af det digitale kredsløb, vil det blive konstrueret og verificeret. I dette afsnit designes den valgte displaymetode ud fra de opstillede krav. Der tages udgangspunkt i en løsning hvor der anvendes en ADC, binær til decimalkonvertering, displaydriver samt display, som vist på blokdiagrammet, Figur 6.1. Krav V psu 0-10 V DC Visning 0,0 til 9,9 Maks. relativ fejlvisning 0,5 R i 1 MΩ Tabel 6.1: Specifikke krav til displayet Figur 6.1: Blokdiagram over display til visning af forsyningsspænding Det ses, at den første blok, spændingstilpasning, får 0-10 V som input. Dette tilpasses i spændingstilpasningen, således at det stemmer overens med ADC ens input-niveau. På den måde udnyttes ADC ens amplitudekvantisering fuldt ud. Dette giver det mest præcise resultat da opløsningen således vil være størst mulig. Denne amplitudekvantisering med step af V er bestemt ud fra inputspændingen, V in, samt ADC ens opløsning. V = V in 2 n (6.1) 42

51 6.1. Dimensionering Hvor n er ADC ens opløsning i bit, f.eks. 4 eller 8 bits opløsning. ADC ens output vil således være en n bits binær repræsentation af inputspændingen V in. For at beskrive efterfølgende konvertering fra den binære repræsentation, tages der udgangspunkt i et 7-segment display. Et 7-segment display er opbygget af 7 segmenter, hver bestående af en lysdiode. Segmenterne benævnes med bogstaverne a, b, c, d, e, f og g som vist på Figur 6.2. Figur 6.2: Opbygning af 7-segment display. Modificeret figur fra [Kingbright, 2003] Prikken benævnt DP anvendes ofte som kommaseperator. For at designe en logisk styrekreds til et 7-segment display, bestemmes antallet af logiske kombinationer til 10, svarende til tallene fra 0-9. Antallet af bit, n, der skal bruges for at repræsentere de logiske kombinationer, x, udregnes således: x = 2 n n = ln(x) ln(2), x > 0 (6.2) En driver kan således opbygges af et antal logiske gates som tager binære tal som input. Dette medfører, at den binære repræsentation som findes på ADC ens output skal konverteres til den faktiske decimale værdi, repræsenteret ved det binære talsystem. En måde at gøre det på i praksis er ved at anvende et register, gemt i en hukommelsesblok. På den måde vil ADC ens output pege på en celle i registret, som gengives på udgangen. Et sådan register kan laves på flere måder f.eks. i form af en EPROM. Denne løsning er også fleksibel således at konverteringen kan ændres, hvis det skulle blive aktuelt. 6.1 Dimensionering Dimensionering af denne blok tager udgangspunkt i displayets opbygning. Der ønskes en visning af en forsyningsspænding, der er varierende fra 0 til 10 V. Det vælges derfor at bruge 2 stk. 7- segment displays, hvor det ene skal vise heltal fra 0 til 9 mens det andet skal vise første decimal. Således vil det samlede display kunne vise fra 0,0 til 9,9 V. Displaydriver Antallet af logiske kombinationer der kræves for at drive et 7-segment display er 10, da der ønskes at vise tallene 0-9 på displayet. Antallet af bit, n, der skal bruges for at repræsentere de logiske 43

52 6 Display kombinationer, x, udregnes som tidligere beskrevet. n = ln(x) ln(2), x > 0 (6.3) n = ln(10) ln(2) n = 3, 3 (6.4) Således skal der bruges fire inputs for at kunne repræsentere 10 logiske kombinationer. Der kan nu opstilles en sandhedstabel, se Tabel 6.2 med udgangspunkt i Figur 6.2, side 43. X markerer Don t cares, som er tilstande der ikke har betydning for kredsløbsfunktionen. Input Segmenter Visning A B C D a b c d e f g X X X X X X X X X X X X X X X X X X X X X X X X X X X X X X X X X X X X X X X X X X Tabel 6.2: Sandhedstabel for 7-segment displaydriver, hvor X er don t cares Der kan nu opstilles Karnaughkort for hver af de 7 segmenter. Her opstilles Karnaughkortet for segment a, mens Karnaughkort for de øvrige segmenter findes i Appendiks B. Segment a: B a(a, B, C, D) : D C X X X X A 1 1 X X a = A + B D + C D + B D 44

53 6.1. Dimensionering De boolske udtryk for de 7 segmenter opsummeres: a = A + B D + C D + B D b = B + C D + C D c = B + C + D d = B D + B C + D C + C B D e = B D + C D f = A + B D + B C + C D g = A + B D + B C + B C Af disse boolske udtryk ses, at A samt flere produkter indgår i flere udtryk. Disse sammenhænge listes her. A er fælles for a, f og g B C er fælles for f og g B D er fælles for f og g B C er fælles for d og g B D er fælles for a, d og e C D er fælles for a og b C D er fælles for b og f Der kan nu opstilles et logisk diagram med brug af gates. Dette ses på Figur 6.3, side 46. Alle anvendte gates findes i laboratoriet i CMOS udgave, så denne teknologi vælges. For CMOS logik er sink- og sourcestrømmen opgivet i MOS Family Specifications [Semiconductors, 1995b] til 0,44 ma ved 25 C, så for at en udgang kan drive et segment, dimensioneres et udgangstrin til at kunne levere I seg = 30 ma, som er ét segments DC forward-strøm. Dette er opgivet under Absolute maximum ratings i databladet for det valgte 7-segment display, SC56-11EWA [Kingbright, 2003]. Udgangstrinet ses på Figur 6.4, side 46 koblet med et common-katode segment. Der anvendes en NPN transistor for at lede strømmen. Kravet til denne er, at den skal kunne lede I CE 30 ma samt kunne klare en V CE V DD, hvor V DD = 5, så transistoren BC547 vælges. Modstanden, R, bestemmer strømmen, der løber gennem segmentet, og udregnes som: R = V O,high V BE V seg I seg R V DD V BE V seg I seg (6.5) Strømmen, I seg, vælges til den typiske værdi 20 ma, opgivet i datablad, og spændingsfaldet, V seg, over segmentet aflæses til 2 V på forward-strøm vs. forward-spænding grafen i databladet for det valgte 7-segment display, SC56-11EWA [Kingbright, 2003]. Disse værdier indsættes og modstanden, R, beregnes. Denne værdi for R er i E96-rækken, som findes i laboratoriet. R 5 V 0, 7 V 2 V A R 115 Ω (6.6) 45

54 6 Display A B C D CP I1 II2 CP O1 O1 O 2 O 2 I 3 O 3 O 3 I 4 O 4 O 4 a b c d e f g Figur 6.3: Logisk diagram over én displaydriver, A, B, C og D angiver de digitale indgange mens a, b, c, d, e, f og g angiver de digitale udgange for driverlogikken V DD V O R Driver Logik Segment Figur 6.4: Udgangstrin for displaydriver koblet med et common-katode segment Af det logiske diagram, Figur 6.3, ses at der for hver indgang er anvendt en kanttrigget D- latch/flip-flop. Denne anvendes af hensyn til timing af displayets opdateringsrate. For clock 46

55 6.1. Dimensionering gående høj gemmes indgangens tilstand. Clockfrekvensen sættes til 2 Hz for at displayet opdateres for hvert halve sekund, som specificeret i kravene til denne blok. Clockgeneratoren realiseres med en 555 timer af typen TS555 [Instruments, 2005], som opkobles som vist på Figur 6.5. Figur 6.5: Opkobling af 555-timer som astabil multivibrator [Instruments, 2005] Ifølge databladet for TS555-timeren [Instruments, 2005] udregnes tiderne t 1 og t 2, hvor udgangen er hhv. høj og lav, som følger. t 1 = 0, 693 (R A + R B ) C (6.7) t 2 = 0, 693 R B C (6.8) Et udtryk for C som funktion af frekvensen, f, samt modstandene R A og R B bestemmes. f = t 1 + t 2 f = 1, 386 (R A + 2 R B ) C C = f 1, 386 (R A + 2 R B ) (6.9) Da den efterfølgende kreds er kanttrigget, er der ikke noget krav til duty cycle. Derfor sættes R A = R B og tildeles værdien 100 kω. C kan derfor udregnes til følgende. C = 2 Hz 1, 386 ( Ω Ω) C = 2, 4 µf (6.10) Der vælges en komponentværdi i E12-rækken for C til 2,2 µf og modstanden R A erstattes med et trimmepotentiometer på 220 kω således at displayets opdateringsrate kan indstilles ved at ændre værdien af denne modstand. Input-tilpasning og AD-konvertering Næste skridt i dimensionering er at vælge en ADC, da denne er væsentlig for dimensionering af tilpasning af indgangsniveauet og den efterfølgende konvertering til det binære talsystem. Det eneste krav til ADC en er, at den skal kunne konvertere den analoge spænding hurtigt 47

56 6 Display nok. Men da displayets opdateringsrate er på 500 ms, vil konverteringerne skulle ske så sjældent at kravene til den anvendte ADC vil kunne overholdes af standard typer. Normalt ville faktorer som konverteringstid og delay spille en væsentlig rolle i valg af ADC. Typisk vil en standard ADC have en konverteringstid omkring 100 µs og et delay fra ændring af input til ændring af output mindre end 1 µs. Der vælges derfor en ADC0803 fra National Semiconducter da denne er tilgængelig og har indbygget clockgenerator. Clockhastigheden indstilles med en modstand og en kondensator. ADC0803 konverterer 0-5 V DC til 8 bit fullscale, hvilket vil sige at alle 8 bit er høje ved 5 V input og tilsvarende er alle bit lave ved 0 V input. Indgangsspændingen, V psu+, til denne blok er specificeret til maksimalt 10 V. Ydermere ønskes en lav indgangsstrøm for at belaste strømforsyningen mindst muligt da dette display blot anvendes til at kunne observere spændingen over den positive del af effekttrinet. Dette realiseres med en indgangsbuffer opbygget vha. en operationsforstærker samt en spændingsdeling efter bufferen, som vist på figur 6.6. V_psu+ V_2 U2 R2 R1 Figur 6.6: Indgangsbuffer med efterfølgende spændingsdeling Forholdet mellem V psu+ og V 2 er defineret ved spændingsdeling over modstandene R 1 og R 2 som følger: V 2 V psu+ = R 1 R 1 + R 2 (6.11) Derfor vælges R 1 og R 2 til 100 kω således at V 2 = V psu+ 2. Af hensyn til justering, realiseres R 2 som en seriekobling af en 75 kω modstand og et 50 kω trimme-potmeter. --- D:\Dokumenter\AAU\3. semester\gruppemappe\teknik\display\simulering\draft1.asc --- Da operationsforstærkeren er koblet som en indgangsbuffer er det dennes lækstrøm i indgangen, der belaster strømforsyningen. Denne lækstrøm er i størrelsesordenen for en alm. operationsforstærker som f.eks. TLC071, så denne anvendes. ADC0803 kobles som vist på diagrammet, Figur 6.7 Clockfrekvensen, f clk, udregnes efter følgende formel [Semiconductor, 1998]. f clk = 1 1, 1 RC (6.12) Hvor R vælges til 10 kω og C bestemmes ud fra at f clk ønskes på 640 khz, som angives i databladet for ADC0803 [Semiconductor, 1998] som typisk clockfrekvens. 48 f clk = 1 1, 1 RC C = 1 1, 1 f clk R (6.13) C = 1 1, Hz Ω C = 142 pf (6.14)

57 6.1. Dimensionering Figur 6.7: Kobling af ADC0803 i free-running mode [Semiconductor, 1998] Der vælges en komponentværdi for kondensatoren, C, i E12-rækken, C = 150 pf, og den aktuelle clockfrekvens udregnes. f clk = 1 1, Ω F f clk = 606 khz (6.15) På Figur 6.7 er terminalerne CS, RD, W R og IN T R ikke koblet. Disse kobles således at ADC0803 opererer i free-running mode med baggrund i blokdiagrammet for ADC0803, som ses på figur 6.8. Som det fremgår af Figur 6.8, skal CS og RD være lave for at output er enabled på outputlatchen. For at ADC0803 kan starte en ny konvertering, kobles W R til INT R da INT R går lav når en konvertering er færdig. Konvertering til binært talsystem Efter ADC en findes logiske kombinationer af 8 bit, som lineært repræsenterer ADC ens analoge input fra 0 til 5 V. Det vil sige at den binære værdi 0 repræsenterer forsyningsspændingen 0 V og ligeledes repræsenterer den binære værdi 255 en forsyningsspænding på 10 V. Disse repræsentationer skal konverteres til 2 gange 4 bit i det binære talsystem således at disse passer med den konstruerede displaydriver. Dette gøres vha. en 8 bit EPROM og typen M27C256B [STMicroelectronics, 2002] vælges da den kan følge med ADC ens clockfrekvens på ca. 600 khz. Denne EPROM anvendes som hukommelse således at når der peges på en adresse på indgangen gengives indholdet af denne på udgangen. Der findes én adresse for hver af de logiske kombinationer, altså i dette tilfælde 255 adresser, hvilket giver 256 kombinationer, hvis situationen hvor alle indgange er 0 og dermed alle udgange er 0 tælles med. Der ønskes nu opstillet et udtryk for indholdet, I x, af enhver adresse, A x, når indholdet skal kunne få to 7-segment displays til at vise forsyningsspændingen, V psu. Først ses på hvilken forsyningsspænding, V x, hver adresse repræsenterer. V x = V max 256 K A x (6.16) 49

58 6 Display Figur 6.8: Blokdiagram af ADC0803 [Semiconductor, 1998] Hvor V max er ADC ens maksimale input på 5 V, og K er en konstant der kompenserer for tilpasningen af ADC ens input. Denne kan udregnes som den inverse af forholdet mellem V 2 og V psu+ : K = 1 V 2 (6.17) V psu+ K = K = 2 (6.18) Som tidligere beskrevet bruges de fire første bit til visning af et heltal og det andet display til visning af decimalen. Men som følge af de don t cares der blev indført under udvikling af displaydriveren er det kun de første 10 kombinationer af de 4 bit, der bruges. Der kan dog ikke bare ses bort fra de sidste seks kombinationer. Da der regnes i det binære talsystem indføres størrelsen R x = 10 V x, hvor V x er afrundet til én decimal. Samtidig indføres fast decimalseperator mellem P x og Q x for at forenkle tilpasningen, se Figur

59 6.1. Dimensionering R x = P x Q x ciffer før decimalseperator ciffer efter decimalseperator BEMÆRK: R x er ikke produktet af P x og Q x, P x og Q x er de tal, der står på hhv. 1. og 2. plads i R x. Figur 6.9: Illustration af decimalopdeling på 7-segmentdisplays Det ses ydermere af Figur 6.9, at P x og Q x repræsenterer den ønskede visning på hhv. det ene og det andet 7-segment display. R x er den resulterende decimale talværdi af de to visninger. F.eks. hvis R x = 4,5 så er P x = 4 og Q x = 5. Endvidere indikerer en ændring af P x, at der skal ske en ændring således at der springes over de resterende seks kombinationer - de føromtalte don t cares. Der tages nu hensyn til at to 7-segment displays kun kan vise fra 0,0 til 9,9 i den valgte konfiguration ved at begrænse R x til kun at være gældende for V x < 10, hvilket medfører at R x = 0 for V x 10. Før det endelige udtryk for indholdet af en adresse, I x, kan udregnes, opstilles udtryk for P x. P x = R x 10 En udtryk for indholdet af en adresse, I x, kan nu opstilles., trunkeret til ét betydende ciffer (6.19) I x = R x + 6 P x (6.20) Det ses at der for hver ændring af cifret før decimalseperatoren, P x lægges 6 til den aktuelle værdi. Dette konverteres til det hexadecimale talsystem og gemmes i en hex-fil vha. en hex-kompatibel texteditor. Et udsnit af udregningerne kan ses i Tabel 6.3. En hex-fil med data til programmering af E- A x V x R x P x Q x I x Hexadecimal data Visning , ,7 20 0, ,8 21 0, ,8 22 0, ,9 23 0, ,9 24 0, ,9 25 0, ,0 26 1, ,0 27 1, , Tabel 6.3: Udsnit af data til beregning af data til EPROM PROM en findes på den vedlagte CD (/Bilag/Display.hex)... 51