Digitalt styret Hi-Fi forstærker med trådløs fjernbetjening

Transkript

1 Digitalt styret Hi-Fi forstærker med trådløs fjernbetjening P3 projekt, AAU, Elektronik og elektroteknik Gruppe 315 Mads Yde Jensen Jes Toft Kristensen Jan Sundvall Christian Thomsen Rasmus Nielsen Hans-Henning Terp-Hansen

2

3 Synopsis: Institut for elektroniske systemer Elektronik og Elektroteknik Fredrik Bajers Vej 7B Telefon Fax Titel: Tema: Digitalt styret Hi-Fi forstærker med trådløs fjernbetjening Analog og digital elektronik Projektperiode: P3, efterårssemesteret 2004 Projektgruppe: 315 Deltagere: Mads Yde Jensen Jes Toft Kristensen Jan Sundvall Christian Thomsen Rasmus Nielsen Hans-Henning Terp-Hansen Vejleder: Jan H. Mikkelsen Oplagstal: 9 Sidetal: 109 Appendiksantal: 20 Afsluttet den 20. december 2004 Denne p3 rapport fra efteråret 2004 omhandler konstruktionen af en digitalt styret Hi-Fi forstærker med trådløs fjernbetjening. Efter en kort introduktion af forskellige forstærkerklasser vælges klasse AB princippet til projektet. Dernæst beskrives forskellige krav til forstærkeren gennem en kravspecifikation opbygget efter SPU-modellen. Disse krav stammer fra universitetets sikkerhedsbestemmelser, IEC normen, DRN10 normen samt projektgruppen. I problemløsningen er systemet opdelt i 9 forskellige blokke, der separat simuleres og testes for at verificere de beregnede funktionaliteter. Der undersøges bl.a. frekvensrespons, fasekarakteristik, THD samt ind- og udgangsimpedans for de forskellige blokke. I effektforstærkeren opnås spændingsforstærkning vha. to differenstrin, hvorefter der benyttes to sæt parallelkoblede udgangstransistorer til strømforstærkning. Tilbagekoblingen foregår ved en serie-shunt kobling af to modstande og to kondensatorer. Den endelige test af systemet efter IEC normen viser overvejende gode resultater. Indgangs- og udgangsimpedans ligger indenfor kravene, og udgangsimpedansen holdes lav nok til at sikre en høj dæmpningsfaktor. Den harmoniske forvrængning gennem forstærkeren ligger indenfor kravet - dog ikke op til den ønskede udgangsspænding. Frekvensgangen er linæer for forstærkeren - men fasedrejet ligger en smule over kravet. Der er udført en lyttetest af systemet, og efter gruppens vurdering er lydgengivelsen yderst tilfredstillende.

4 Forord Denne P3-rapport er udarbejdet på den teknisk-naturvidenskabelige overbygning ved Aalborg Universitet. Den er skrevet af gruppe 315 under elektronik og elektroteknik faggruppen i perioden fra d. 1. september til d. 20. december Projektemnet Digital styret Hi-Fi forstærker med trådløs fjernbetjening er valgt på baggrund af et projektforslag stillet af vejleder Jan H. Mikkelsen. Dette projektforslag stammer fra det overordnede semestertema Analog og digital elektronik. Rapporten henvender sig til folk med et grundlæggende kendskab til elektronik samt folk med interesse for konstruktionen af Hi-Fi forstærkere. Læsevejledning Kildehenvisninger er i teksten angivet i firkantede paranteser efter Harvard-metoden, som eksempelvis [Sedra & Smith, 2004]. Hvis et større afsnit er baseret på en enkelt kilde, vil kildeangivelsen stå i slutningen af det pågældende afsnit. Litteraturlisten er at finde på side 105. appendiks organiseres alfabetisk og findes sidst i rapporten. Figurer nummereres fortløbende efter kapitlet, de placeres under. Eksempelvis optræder figur 4.1 som første figur under kapitel 4. Formler er nummereret på samme måde som figurer, dog er de sat i parantes. Eksempelvis optræder første formel i kapitel 4 som (4.1). Hver blok har tildelt et nummer som alle komponentværdier i denne blok navngives efter. Dette betyder, at første tal i benævnelsen af komponenter ligger fast for de enkelte blokke. Eksempelvis hedder første modstand i indgangsvælgeren R 11, den anden R 12 osv. Internetkilder er sammen med bilag vedlagt på CD-ROM. Kredsløbssimuleringer er ligeledes vedlagt på CD-ROM. Der findes separate udfoldelige kredsløbsdiagrammer for de enkelte blokke sidst i rapporten. Resultater fra teori, simuleringer og tests er i de forskellige blokke samlet under et separat afsnit, der kaldes Resultater. Dette gøres for at overskueliggøre blokkenes resultater og deres afvigelser, så det er nemmere for læseren at vurdere disse.

5 Forkortelser og termer Der gøres i rapporten brug af følgende forkortelser: RIAA Engelsk forkortelse for Recording Industry Association of America. THD Engelsk forkortelse for Total Harmonic Distortion - på dansk total harmonisk forvrængning. Hi-Fi Engelsk forkortelse for High Fidelity - på dansk naturtro gengivelse. PA Engelsk forkortelse Public Address - på dansk højtaler og forstærker anlæg til brug ved f.eks. koncerter. Kanalseparation Spændingen på en lukket udgang af indgangsvælgeren, mens en anden udgang er åben. Kanalisolation Den spændingen, der måles ud af indgangsvælgeren, mens alle udgange fra denne er lukket. Spændingen kaldes også V off. Følsomhed Ved følsomheden af en forstærker forstås den indgangsspænding der med volumenkontrol og tonekontrol i neutral stilling giver maksimal udgangsspænding. Følsomhed angives normalt i db Headroom Headroom i en forstærker angiver, hvor langt under følsomheden af forstærkeren der stadig kan opnås maksimal udgangspænding. Dette beskriver altså volumenkontrollens mulighed for at forstærke over neutral indstilling. Headroom angives normalt i db. Signal/støjforhold Signal/støjforholdet for en forstærker angiver forholdet mellem den maksimale udgangsspænding og den udgangsspænding, der forekommer med indgangen kortsluttet. dbu Denne enhed har 0dBu = 0.775V og bruges gennem rapporten når der behandles spændinger i signalvejen. gg Dansk forkortelse for gange. Sammenlignes dette med db skalaen, er følgende udtryk gældende: db = 20 log(gg).

6 Rapporten er udarbejdet af: Rasmus Nielsen Hans-Henning Terp-Hansen Mads Yde Jensen Jes Toft Kristensen Christian Thomsen Jan Sundvall

7 Indholdsfortegnelse 1 Indledning Baggrund Klassifikation Rapporten overordnet Kravspecifikation Indledning Formål Generel beskrivelse Specifikke funktionskrav Brugergrænseflade Grænseflader Problemformulering Problemafgrænsning Indgangsvælger Formål Krav Konstruktion Simulering Test Resultater Delkonklusion Tonekontrol Formål Krav Konstruktion Simulering Test Resultater Delkonklusion Volumenkontrol Formål Krav Konstruktion Simulering i

8 6.5 Test Resultater Delkonklusion Effektforstærker overordnet 43 8 Differensforstærker Formål Krav Konstruktion Simulering Test Resultater Delkonklusion Biaskredsløb Formål Current-source kredsløb til første differenstrin Current-sink kredsløb til andet differenstrin Delkonklusion Udgangstrin Formål Krav Konstruktion Simulering Test Resultater Delkonklusion Tilbagekobling Formål Det valgte tilbagekoblingsnetværk Analyse ved lave frekvenser Analyse ved høje frekvenser Stabilitet Placering af pol- og nulpunkter samt bestemmelse af forstærkning Delkonklusion DC-afbryder Formål Krav Konstruktion Simulering Test Resultater Delkonklusion Fjernbetjening Formål Krav Konstruktion Simulering Test Resultater

9 13.7 Delkonklusion Accepttest Resultater Konklusion Perspektivering 103 Litteraturliste 105 A Argumentation for valg af udgangseffekt 111 B Simuleringer for volumenkontrol 113 B.1 Simuleringer af forstærker B.2 Evaluering af simuleringer C Udledninger til afsnit om tonekontrol 117 C.1 Reduktion af diskantkontrollens overførselsfunktion C.2 Beregninger vedr. pol/nulpunkters betydning D Målejournal over RMS udgangsspænding på signalkilder 119 D.1 Formål D.2 Apparaturliste D.3 Måleopstilling D.4 Målebeskrivelse D.5 Målinger D.6 Evaluering af målinger E Målejournal for indgangsvælger 121 E.1 Formål E.2 Apparaturliste E.3 Måleopstilling E.4 Målebeskrivelse E.5 Målinger E.6 Beregninger E.7 Evaluering af målinger F Målejournal for volumenkontrol 125 F.1 Målebeskrivelse F.2 Udlæsning F.3 Beregninger F.4 Evaluering af målinger G Målejournal for tonekontrol 133 G.1 Formål G.2 Apparaturliste G.3 Måleopstillinger G.4 Målebeskrivelse G.5 Målinger G.6 Evaluering af målinger

10 H Målejournal for fjernbetjening 138 H.1 Formål H.2 Apparaturliste H.3 Måleopstillinger H.4 Målebeskrivelse H.5 Målinger H.6 Evaluering af målinger I Målejournal for DC-afbryder 141 I.1 Formål I.2 Apparaturliste I.3 Måleopstillinger I.4 Målebeskrivelser I.5 Målinger I.6 Evaluering af målinger J Målejournal for biaskredsløb 144 J.1 Formål J.2 Apparaturliste J.3 Måleopstilling J.4 Målebeskrivelse J.5 Målinger J.6 Vurdering af målinger K Målejournal for udgangstrin 146 K.1 Formål K.2 Apparaturliste K.3 Måleopstillinger K.4 Målebeskrivelser K.5 Målinger L Målejournal for acceptest efter IEC normen 148 L.1 Formål L.2 Apparaturliste L.3 Måleopstilling L.4 Målebeskrivelse L.5 Beregninger L.6 Målinger L.7 Evaluering af målinger M Foldud-diagram over indgangsvælgerkredsløb 161 M.1 Komponentværdier M.2 Kredsløbsdiagram N Foldud-diagram over volumenkontrol 163 N.1 Komponentværdier O Foldud-diagram over tonekontrol 165 O.1 Komponentværdier O.2 Kredsløbsdiagram P Foldud-diagram over fjernbetjening 167 P.1 Komponentværdier P.2 Kredsløbsdiagram

11 Q Foldud-diagram over differensforstærker og tilbagekobling 169 Q.1 Komponentværdier Q.2 Kredsløbsdiagram R Foldud-diagram over biaskredsløb 171 R.1 Komponentværdier R.2 Kredsløbsdiagram S Foldud-diagram over udgangstrin 173 S.1 Komponentværdier S.2 Kredsløbsdiagram T Foldud-diagram over DC-afbryder 175 T.1 Komponentværdier T.2 Kredsløbsdiagram

12

13 Figurer 1.1 Klasse A drift, collectorstrømvinkel på 360 = 2π Klasse B drift, collectorstrømvinkel på 180 = π Klasse AB drift, collectorstrømvinkel større end 180 = π og mindre end 360 = 2π Blokdiagram over det samlede system Grænseflader mellem de forskellige blokke i systemet Tast forbundet til S- R latch i indgangsvælger Princippet for tilbagekoblingen i indgangsvælger Principdiagram for indgangsvælger Ækvivalentdiagram for analog switch i indgangsvælger Frekvensrespons fra simulering af indgangsvælger Opamp grundkobling samt udvidet grundkobling Delelementer i baskontrollen Diagram samt tilnærmet frekvensrespons for baskontrol Diagram og frekvensrespons for diskantkontrol Aktuel frekvensrespons for diskant-kontrol Simuleret og praktisk frekvensrespons for tonekontrol Blokdiagram for volumenkontrol Blokdiagram for tastekredsløb (a) Ideel og reel kurve for switch. (b) Sandhedstabel for SR-latch Kurveformer for astabil multivibrator Tidsskema for tastekredsløb Blokdiagram samt modstandskarakteristik for digital potmeter Blokdiagram for udlæsning Blokdiagram for talgenkendelse Udledning af logik til talgenkendelse Tallinje for udlæsning Udledning af logik til tastespærring Blokdiagram for tastespaerring Ækvivalent for digital potmeter Forstærkerkredsløb incl. digital potmeter RC-led i indgang af digital potmeter Open-loop forstærkning for opamp Grafer for ideel samt målt forstærkning i volumenkontrol Blokdiagram for effektforstærker Ækvivalentdiagram for differensforstærker uden transistorkapaciteter vii

14 8.2 Ækvivalentdiagram for differensforstærker med transistorkapaciteter Ækvivalentdiagram for differensforstærker med Miller-transformerede transistorkapaciteter Simuleret og beregnet overføringsfunktion for differensforstærker Kredsløbsdiagram for current-source kredsløb Hybrid-π model for current-source kredsløb Grafisk oversigt over resultater for current-source kredsløb Kredsløbsdiagram for current-sink kredsløb Grafisk oversigt over resultater for current-sink kredsløb HF-model for MOSFET i udgangstrin Elektrisk ækvivalent til varmeledningsproces i udgangstrin Diagram for tilbagekoblingskredsløb Ækvivalensdiagram for h-parametre Principdiagram for h-parametres betydning Frekvensrespons for lukket-sløjfeforstærkning 1/β Bodeplot for tilbagekobling Signaler og reaktionstid i DC-afbryder Indsvingningstid for effektforstærker Blokdiagram for DC-afbryder LM555 i astabil tilstand i fjernbetjening LM555 i monostabil tilstand RC-kurver i fjernbetjening Oversigt over de generede signaler gennem fjernbetjeningen B.1 Simulering for tastkredsløb i volumenkontrol B.2 Simulering for tastespærrekredsløb D.1 Måleopstilling for måling af RMS udgangsspænding fra forskellige signalkilder E.1 Opstilling til måling af udgangsimpedans i indgangsvælger E.2 Opstilling til måling af 3dB knækfrekvens E.3 Opstilling til måling af harmonisk forvrængning E.4 Opstilling til måling af klipning E.5 Opstilling til måling af kanalisolation samt kanalseparation F.1 Måleopstilling for test af tællespærrekredsløb i volumenkontrol F.2 Måleopstilling for test af automatisk tælling F.3 Måleopstilling for test af INC delay F.4 Måling af INC delay F.5 Måleresultat for nedre grænse F.6 Måleresultat for automatisk tælling F.7 Måleopstilling for test af forstærkning i volumenkontrol F.8 Måleopstilling for test af indgangsmodstand F.9 Måleopstilling for test af udgangsmodstand G.1 Måleopstilling til verificering af frekvensrespons i tonekontrol G.2 Frekvensrespons målt for tonekontrol H.1 Måleopstilling for forsøg med sender i fjernbetjening H.2 Måleopstilling for forsøg med modtager i fjernbetjening I.1 Måleopstillinger for måling på DC-afbryder

15 I.2 Måling af opstartsforsinkelse for DC-afbryder I.3 Måling af reaktionstid for DC-afbryder J.1 Opstilling til måling af udgangsstrøm i biaskredsløb L.1 Opstilling til måling af indgangsimpedans i accepttest L.2 Opstilling til måling af maksimal udgangsspænding L.3 Opstilling til måling af THD L.4 Opstilling til måling af udgangsimpedans L.5 Opstilling til måling af 3dB knækfrekvenser L.6 Opstilling til måling af fasekarakteristik L.7 Opstilling til optegning af frekvensrespons L.8 Opstilling til måling af forsinket indkobling af højtaler L.9 Opstilling til lyttetest L.10 Faseplot for effektforstærker uden tonekontrol 20Hz - 22kHz L.11 Faseplot for effektforstærker uden tonekontrol 2Hz - 200kHz L.12 Faseplot for effektforstærker med tonekontrol 20Hz-22kHz L.13 Frekvensrespons for effektforstærker uden tonekontrol 2Hz - 180kHz L.14 Frekvensrespons for effektforstærker med tonekontrol 20Hz-20kHz M.1 Kredsløbsdiagram for indgangsvælger O.1 Kredsløbsdiagram for tonekontrol P.1 Kredsløbsdiagram for sender i fjernbetjening P.2 Kredsløbsdiagram for modtager i fjernbetjening Q.1 Kredsløbsdiagram for differensforstærker R.1 Kredsløbsdiagram for current-source biaskredsløb R.2 Kredsløbsdiagram for current-sink biaskredsløb S.1 Kredsløbsdiagram for udgangstrin T.1 Kredsløbsdiagram for DC-afbryder

16

17 Tabeller 4.1 Sandhedstabel for S- R latch i indgangsvælger Sandhedstabel for en XOR gate Resultater for teori, simulering og måling på indgangsvælger Resultater for teori, simulering og måling på indgangsvælger Resultater fra baskontrol Resultater fra diskantkontrol Øvrige resultater fra tonekontrol Resultater for beregninger, simuleringer samt test af volumenkontrol Miller transformerede kondensatorværdier i differenstrin Oversigt over poler og nulpunkter DC operating-point analyse af differenstrin Resultater fra beregninger og simulering af differenstrin Resultater for current-source kredsløb Resultater for current-source kredsløb Resultater for current-sink kredsløb Resultater fra beregninger, simulering og test af udgangstrin Specifikationer for 8Ω højtaler Krav til DC-afbryder Observationer ved forskellige lave frekvenser Krav, simulerings- og måleresultater Resultater fra beregninger, simulering og test af sender i fjernbetjening Resultater fra beregninger, simulering og test af modtager i fjernbetjening Resultater for det samlede kredsløb A.1 Følsomhed for forskellige højtalere med 8Ω impedans B.1 Resultater fra beregninger og simuleringer for volumenkontrol D.1 Apparaturliste for måling af RMS udgangsspænding fra forskellige signalkilder D.2 Resultater for målinger på forskellige signalkilders udgangsspænding E.1 Apparaturliste for målejournal på indgangsvælger E.2 Målinger fra de 6 forsøg på indgangsvælger xi

18 F.1 Apparaturliste for måling på udlæsning F.2 Apparaturliste for måling på forstærker i volumenkontrol F.3 Måleresultater for forstærkning i volumenkontrol F.4 Resultater fra beregninger og test af volumenkontrol G.1 Apparaturliste til test af tonekontrol G.2 Måledata for tonekontrol G.3 Resultater fra forsøg 2-4 på tonekontrol H.1 Apparaturliste til måling på fjernbetjening H.2 Måleresultater for test af fjernbetjeningens sender H.3 Måleresultater for test af fjernbetjeningens modtager I.1 Apparaturliste for målinger på DC-afbryder I.2 Måleresultater for DC-afbryder J.1 Apparaturliste for målejournal til biaskredsløb J.2 Resultater fra målinger på current-source biaskredsløb J.3 Resultater fra målinger på current-source biaskredsløb J.4 Resultater fra målinger på current-sink biaskredsløbet K.1 Apparaturliste for målinger på udgangstrin L.1 Apparaturliste for målejournal på samlet kredsløb L.2 Resultater af acceptest M.1 Modstandsværdier for indgangsvælger M.2 Øvrige komponentværdier for indgangsvælger N.1 Komponentværdier for volumenkontrol N.2 Komponentværdier for volumenkontrol N.3 Komponentværdier for volumenkontrol N.4 Komponentværdier på volumenkontrol O.1 Komponentværdier for tonekontrol P.1 Modstandsværdier for fjernbetjening P.2 Kondensatorværdier for fjernbetjening P.3 Øvrige komponentværdier for fjernbetjening Q.1 Komponenterværdier for differenstrin Q.2 Komponentværdier for tilbagekobling R.1 Komponentværdier for current-source biaskredsløb R.2 Komponentværdier for current-sink biaskredsløb S.1 Modstandsværdier for udgangstrin S.2 Øvrige komponentværdier for udgangstrin T.1 Komponentværdier til DC-afbryder

19 KAPITEL 1. INDLEDNING Kapitel 1 Indledning 1.1 Baggrund Musik udgør en væsentlig del af underholdningskulturen i den vestlige verden. Siden det blev muligt at indspille musik på medier, der kunne afspilles hjemme hos forbrugeren, har den såkaldte integrerede forstærker været nødvendig. En integreret forstærker kan tilsluttes forskellige signalkilder, der har forskelligt elektrisk niveau, og forstærke lydsignaler op til en sådan strøm og spænding, at en højtaler kan gengive musikken. Igennem de seneste 100 år har hele kæden fra pladestudie til stueanlæg undergået en enorm udvikling og indtil flere paradigmeskift. Idag hører ordet Hi-Fi, stereo og integreret forstærker sammen. Netop Hi-Fi påvirker nogle af kravene til forstærkeren væsentligt. Stereo er standarden for indspilningen af musik. På vej frem er 5.1 musik, hvor der anvendes 5 kanaler plus en sub-bas kanal, men denne standard er, inden for musik, endnu kun på sit spæde stadie. Integreret betyder, at forstærkeren kan mere end at forstærke. Den har også indgangsvælger, optagevalg, forforstærker til pladespiller med mere. 1.2 Klassifikation Den gængse opfattelse af, at forstærkerklassers index er omvendt proportional med lydkvaliteten er noget fejlagtig. Klassifikationens index beskriver i princippet, kun hvilken topologi, der anvendes i udgangstrinet. Klasserne indekseres med bogstaverne A, B, AB, C, D, G, H og T, men der kommer løbende flere til. Klasse C bruges ikke til audioformål, da forvrængingen er meget stor. Denne klasse finder anvendelse i bl.a. sendertrin, hvor harmonisk forvrængning kan anvendes konstruktivt. Klasse D og T er baseret på pulsbredde-modulation. Klasse T adskiller sig fra klasse D ved, at switchfrekvensen falder som funktion af udgangsamplituden [Tripath, 1999]. Klasse G er i princippet en række udgangstrin stablet ovenpå hinanden, med forskellige spændingsforsyninger tilsluttet. Klasse H fungerer omtrent som klasse G, blot er der kun ét udgangstrin, men spændingen til dette udgangstrin kan ændres som funktion af signalamplituden. Fælles for klasse G og H er, at de anvendes flittigt i bl.a. effektforstærkere til PA brug [Quilter, 1993]. Tilbage er klasserne A, B og AB Klasse A Klasse A er defineret ved, at transistorens collectorstrøm ikke kommer ind i cutoff regionen, og ikke overstiger mætningspunktet. Som det ses på figur 1.1 på den følgende side, er hele indgangssignalet repræsenteret på udgangen, altså leder transistoren 360 = 2π af en sinus kurve. Det er således muligt at lave en forstærker med kun en enkelt transistor. Ulempen ved klasse A er, at når der ingen signal er til stede, er der et forholdsvist stort strømforbrug, idet collectorstrømmen bør ligge midt imellem cutoff-regionen og mætnings-regionen for at opnå optimal 1

20 udnyttelse af den til rådighed værende forsyningsspænding. Tomgangsstrømmen skal bestemmes i relation til den belastning transistoren skal trække. Derfor vil en klasse A forstærker, der skal trække en meget lavimpedant belastning have en meget høj tomgangsstrøm. i C Î c I C (A r b e j d s p u n k t) 0 2π 4π 6π 8π 1 0π ωt Figur 1.1: Klasse A drift, collectorstrømvinkel på 360 = 2π. Nyttevirkningen η for klasse A drift udregnes på følgende måde. Det antages at V out kan antage samme spænding som forsyning V CC, og at udgangsstrømmen præcist svinger fra transistorens cutoff punkt til dens mætningspunkt: η = P L P S (1.1) = = = ( V CC ) 2 2 R L 2 V CC I V CC 2 (1.2) 2 2 V CC I R L (1.3) V CC 4 I R L (1.4) hvor, nytteeffekten P L er afsat effekt i belastningen R L og P S er tilført effekt fra strømforsyningen. I er strømmen i belastningen. Idet I R L ved maksimal udstyring kan sættes lig V CC bliver η = 1 4, altså 25%. I praksis vil nyttevirkningen ligge imellem 10 og 20%, idet meget stor forvrængning opstår, når strømmen er i transistorens cutoffeller mætnings-region. [Sedra & Smith, 2004] Klasse B Klasse B er defineret ved, at transistorens collectorstrøm skal være 0 i halvdelen af en periode. Altså leder transistoren i præcis 180 af en periode. I den resterende tid er den lukket. I figur 1.2 på næste side ses det, at en enkelt transistor i klasse B ikke alene kan gengive en hel periode. Derfor kræves der altid mindst 2 transistorer til klasse B, én til den ene halvperiode, og én til den anden. Tomgangsstrømmen er i princippet 0, idet begge transistorer er helt lukket, når der ingen signal er til stede.

21 i C Î c r b e j d s p u n k 1 I C (A t) 0 2π 4π 6π 8π 0π ωt Figur 1.2: Klasse B drift, collectorstrømvinkel på 180 = π. Nyttevirkningen η for klasse B drift kan udregnes. Det antages at V out kan antage samme spænding som forsyning V CC η = P L P S (1.5) = 2 π 1 2 V CC 2 R L V CC R L V CC (1.6) = 1 π 78.5% (1.7) 4 Klasse B har den uheldige egenskab, at crossover-forvrængning altid vil forekomme i en eller anden grad. De to basis-emitter strækninger, der hver især har et spændingsfald på ca. 0.6V, vil resultere i, at små signaler ikke kommer ud på udgangen fordi de ikke kan åbne transistorerne. Derfor bruges ren klasse B ikke til lyd Klasse AB Kombineres klasse A og klasse B principperne opnås bedre effektivitet end klasse A og ingen crossoverforvræning som hos klasse B. Transistorerne leder væsentlig mindre end 360, men mere end 360. Derfor bliver nyttevirkningen også mindre end de optimale 78.5% for klasse B drift. i C Î c I C (A r b e j d s p u n k t) 0 2π 4π 6π 8π 1 0π ωt Figur 1.3: Klasse AB drift, collectorstrømvinkel større end 180 = π og mindre end 360 = 2π. Klasse AB er den alt-overskyggende klasse anvendt indenfor integrerede Hi-Fi forstærkere [Hi-Fi klubben, 2004]. Det skyldes, at klassen kan designes til gode specifikationer med relativt billige komponenter, og at der kan opnåes en rimelig effektivitet. Klasserne D og T vinder ind på markedet, fordi de vejer mindre, fylder mindre, varmer mindre og bruger mindre strøm. De udgør stadig kun en lille del af den samlede produktskare og er heller ikke problemfrie at konstruere, idet der bl.a. skal tages særlige hensyn til de HF-egenskaber, som disse klasser udviser. Derfor vælges klasse AB som overordnet metode for udgangsforstærkeren i dette projekt.

22 1.3 Rapporten overordnet Der er i projektet benyttet to forskellige simuleringsprogrammer. Til simulering af digitale kredsløb benyttes hovedsaligt programmet Multisim 7 fra Electronic Workbench ( Til simulering af analoge kredsløb benyttes hovedsaligt programmet LTspice/SwitcherCAD III ( Det vil i de enkelte kapitler fremgå, hvilket program der er anvendt. Kravsspecifikation I dette kapitel udarbejdes en kravsspecifikation efter SPU-modellen [Biering-Sørensen, 1988]. Der opstilles krav udfra gældende normer, sikkerhedsbestemmelser, gruppens valg, samt eksisterende produkter på markedet. Problemformlering Kravene fra forrige kapitel fører til en problemformulering, hvori projektets afgrænsninger desuden beskrives. Indgangsvælger Dette kapitel omhandler konstruktionen af en indgangsvælger, der giver brugeren mulighed for at vælge mellem 3 forskellige indgange. Der gennemgås teori, simulering og praktiske målinger på det konstruerede kredsløb. Tonekontrol Kapitlet beskriver konstruktionen af en tonekontrol med en nedre knækfrekvens på 200Hz og en øvre knækfrekvens på 4500Hz. Der gennemgås teori, simulering og praktiske målinger på det konstruerede kredsløb. Volumenkontrol I denne blok laves en digital volumenkontrol, hvor justeringen sker logaritmisk i 64 trin. Udlæsningen foregår med to 7-segments displays. Der gennemgås ligeledes teori, simulering og praktiske målinger på det konstruerede kredsløb. Differensforstærker I dette kapitel forklares konstruktionen af spændingsforstærkningen i forstærkeren. Dette udføres i den valgte løsning af to differensforstærkertrin. Biaskredsløb Kort kapitel, der beskriver virkemåden og konstruktionen af to forskellige bias-kredsløb - et kredsløb der kan sinke 10mA og et kredsløb, der kan source 1mA. Udgangstrin Det valgte udgangstrin beskrives, simuleres og konstrueres. Der gennemgås bl.a. basal MOSFET teori og termiske beregninger. Tilbagekobling Et tilbagekoblingsnetværk dimensioneres, og herefter analyseres stabiliteten for systemet udfra poler og nulpunkter udregnet i de tidligere blokke. DC-adbryder I denne blok konstrueres et kredsløb, der sikrer, at ved DC forekomst på udgangen, vil der ske en afbrydelse af fobindelsen imellem forstærker og højtaler. Blokken gennemgår ligesom de tidligere både simulering og praktiske tests. Fjernbetjening Med udgangspunkt i infrarød kommunikation udvikles en fjernbetjening med funktionerne volumenop og volumen-ned. Kommunikationen af disse sker ved benyttelse af to forskellige sendefrekvenser.

23 KAPITEL 2. KRAVSPECIFIKATION Kapitel 2 Kravspecifikation 2.1 Indledning I dette kapitel opstilles de specifikke krav til konstruktionen af produktet. Udfærdigelsen tager udgangspunkt i SPU-modellen beskrevet i bogen Håndbog i struktureret program-udvikling [Biering-Sørensen, 1988, side 71]. Punkterne fra denne model vil, med få undtagelser, blive gennemgået kronologisk. Modellen bruges for at sikre præcis afdækning af samtlige områder i forbindelse med konstruktionen - hvilket medfører målrettet arbejde i projektet. 2.2 Formål Formålet med dette projekt er at konstruere en digitalt styret Hi-Fi forstærker med trådløs fjernbetjening. Hovedvægten i løsningsforslaget skal lægges på analog elektronik, da semestrets undervisning hovedsageligt rettes herimod. 2.3 Generel beskrivelse Dette afsnit har til formål at beskrive det samlede system og herudfra bestemme en række parametre til produktet - blandt andet systemets begrænsninger, samt en identifikation af brugerne Systembeskrivelse Systemets opgave er at forstærke signalet fra en valgt lydkilde. Systemet skal foruden effektforstærkeren indeholde indgangsvælger til 3 forskellige lydkilder, tonekontrol, samt fjernbetjent volumenkontrol. Der udvikles desuden en DC-afbryder til udgangen af systemet. På figur 2.1 ses et blokdiagram for det komplette system. Inp u t 1 F j ernb et j eni ng Inp u t 2 Indgangsvælger V o lu m enk o nt ro l T o nek o nt ro l E f f ek t f o rst ærk er D C -af b ry der H ø j t aler Inp u t 3 Figur 2.1: Blokdiagram over det samlede system. Stiplede linier er ikke en del af systemet. 5

24 2.3.2 Systemets funktion Funktionerne af de forskellige blokke på figur 2.1 er: Indgangsvælger Denne blok giver mulighed for at vælge, hvilket af signalerne fra de tre lydkilder på indgangene, der skal forstærkes og afspilles i den tilsluttede højtalerenhed. Tonekontrol I denne blok gives brugeren mulighed for at justere bas og diskant niveauet i lydsignalet. Volumenkontrol Her gives brugeren mulighed for at justere lydstyrken op eller ned. Fjernbetjening Denne blok benytter infrarød overførsel af data til at give brugeren mulighed for trådløs op- og nedjustering af volumen. Effektforstærker Her forstærkes signalet fra lydkilden ved hjælp af en række transistortrin til det ønskede niveau. DC-afbryder Et relæ afbryder forbindelsen til udgangen, hvis der detekteres DC spænding Systemets begrænsninger Systemet konstrueres ikke til at fungere under tilslutning af pladeafspiller. Dette ville kræve RIAA korrektion, hvilket gruppen ikke afsætter ressourcer til at udvikle. Systemet konstrueres uden en record out funktion - dette ville kræve en udvidelse af indgangsvælgerkredsløbet Brugerprofil Målgruppen for denne forstærker er den brede befolkning. Det kan således ikke forventes, at den gennemsnitlige bruger har forhåndsviden omkring benyttelsen af produktet. Tilgængeligheden af forstærkeren er ubegrænset, idet den indgår i brugerens husholdning. Det antages, at forstærkeren gennemsnitligt benyttes 1 time dagligt. 2.4 Specifikke funktionskrav I dette afsnit er de forskellige krav sorteret i en række punkter efter deres oprindelse. Kravene inddeles i krav fra normer, krav fra projektgruppen og krav fra sikkerhedsbestemmelser Krav fra normer Indgangsimpedans på alle blokke mindst 10kΩ [Danmarks Radio, 1993]. Udgangsimpedans på alle blokke højst 50Ω [Danmarks Radio, 1993]. Udgangsimpedans på udgangsforstærker dog maks. 2Ω [DIN, 1973]. Alle accepttests udføres efter IEC [IEC, 2000] Krav fra sikkerhedsbestemmelser. Universitetets sikkerhedsbestemmelser Den maksimale forsyningsspænding til produktet er 60V DC [Laboratorieudvalget, 2001].

25 2.4.3 Krav fra projektgruppen Efterfølgende krav er opstillet af projektgruppen udfra specifikationer på markedets nuværende forstærkere. [Denon, 2004] [Sony, 2004] [Yamaha, 2004] Generelt Forstærkeren konstrueres som en klasse AB forstærker (se afsnit 1.2 på side 1). DC afkobling i indgang. DC beskyttelse på udgang med aktivering for 30V inden for 50ms. Forsinket indkobling af højtaler indtil forstærkeren har overstået sit indsvingningsstadie og er spændingsstabil på udgangen. THD på maks. 0.1% med tonekontrol frakoblet. THD på maks. 0.5% med tonekontrol tilkoblet. Fasedrejning på maks. 10 i området 20-22kHz for tonekontrol frakoblet. Headroom i forstærker på +6dBu. Forstærkeren konstrueres med en følsomhed på 0dBu. Forstærkningen skal have ret frekvensrespons indenfor ±0.5dB. Signal/Støjforhold på 96dB. Ifølge appendiks A ville det ideelt set være muligt at opnå en maksimal udgangseffekt på 56.25W RMS ved en højtalerimpedans på 8Ω, hvis universitetets sikkerhedsbestemmelser omkring maks. 60V DC skal overholdes. Projektgruppen vælger at udvikle mod en udgangseffekt på 50W RMS i 8Ω. Samlet gain G gennem forstærkeren med volumenkontrol sat til 0dB forstærkning bliver (Se appendiks A): G = 21.21V 0.775V = 27.37gg = 28.75dB (2.1) Indgangsvælger Indgangsvælgeren skal have 3 indgange at vælge imellem. Tonekontrol Tonekontrollen skal dæmpe/forstærke signalet ± 15dB. Gruppen har valgt en nedre knækfrekvens på 200 Hz og en øvre knækfrekvens på 4500 Hz. Disse værdier er valgt empirisk efter gennemlytning af en række musikstykker med forskellige knækfrekvenser indsat i en software-emuleret tonekontrol. Tonekontrollen skal kunne frakobles vha. en afbryder. Volumenkontrol Volumenkontrol skal være digital og skal kunne fjernbetjenes. Disse krav findes i projektforslaget. Volumenkontrol skal være justerbar i intervallet -57dB til 6dB. Dette skal ske i 64 trin. Fjernbetjening Fjernbetjeningen skal udstyres med to taster, der anvendes til at skrue op og ned på volumenkontrollen. Dataoverføsel i forbindelse med fjernbetjening skal foregå med IR.

26 2.5 Brugergrænseflade Betjening af volumenkontrollen sker ved tryk på hhv. op-og nedtaster. Tasternes funktion replikeres på en fjernbetjening. Udlæsningen fra volumenkontrollen sker vha. to 7-segment displays, og angives i db. En lysdiode indikerer om udlæsningen er positiv eller negativ. Justering af tonekontrol sker med to potentiometre. Valg af indgang foretages med 3 omskiftere og indikation af den valgte indgang sker med en lysdiode. 2.6 Grænseflader Herunder er de specificerede grænseflader mellem de forskellige blokke af systemet opskrevet. Disse er opgivet ved et indgangssignal på 0dBu og tonekontrol i neutral position. F j ernb et j eni ng Indgangsvælger Z in = 1 0kΩ Z o u t < 5 0Ω V in = 0dB u V o u t = 0dB u T o sep arat e h ø j t gå ende p u lser: P u ls o p = 25 m s P u ls ned = 21 µs Ved en f rekvens p å 9H z Vo lu m enko nt ro l T o neko nt ro l E f f ekt f o rst ærker D C -af b ry der Z in = 1 0kΩ Z o u t < 5 0Ω V in = 0dB u V o u t = dB u Z in = 1 0kΩ Z o u t < 5 0Ω V in = dB u V o u t = dB u Z in = 1 0kΩ Z o u t < 2Ω V in = dB u V o u t = db u Z in = N A Z o u t = N A V in = db u V o u t = db u Figur 2.2: Grænseflader mellem de forskellige blokke i systemet.

27 KAPITEL 3. PROBLEMFORMULERING Kapitel 3 Problemformulering Det blev i indledningen besluttet, at den konstruerede forstærker skal baseres på klasse AB princippet. Valget blev foretaget udfra den begrundelse, at ren klasse A havde væsentlig dårligere effektivitet end klasse AB, mens ren klasse B havde en uønskede crossoverforvrængning i intervallet 0.7V V be 0.7V. Udfra SPU-modellen blev en kravsspecifikation i kapitel 2 opstillet til produktet. Mange af kravene i denne kravsspecifikation er fastsat af projektgruppen selv, gennem studie af specifikationer af eksisterende forstærkere på markedet. Disse krav har derfor ingen direkte parallel til markedets nuværende efterspørgelser indenfor forstærkerområdet - det er udelukkende valgt på baggrund af projektgruppens antagelser omkring realistiske mål for projektet. Laboratoriebestemmelserne på Aalborg universitet stiller krav omkring, hvilken forsyningsspænding, der maksimalt kan anvendes af studerende, hvorfor den endelige udgangseffekt bliver forholdsvis lav i forhold til markedets standard. Afsnit 2.4 beskriver alle disse specifikke funktionskrav til det færdige produkt, og en problemformulering for projektet kunne heraf lyde: Hvordan konstrueres en digitalt styret Hi-Fi forstærker efter de specificerede krav? 3.1 Problemafgrænsning Følgende områder af problemstillingen afgrænses væk: Brugsanvisning Som beskrevet i afsnit er målgruppen for produktet den bredde befolkning, og der skal formodentlig skrives en vejledning om anvendelsen af produktet. Dette afgrænses væk. Strømforsyning Der konstrueres ingen strømforsyning til forstærkeren i dette projektet. Alle blokke udvikles til alle at køre på +/ forsyninger på henholdsvis 5V, 15V eller 30V DC. Kabinet Dette er afgrænset væk, da konstruktionen af dette ingen særlig relevans har for studiet. 9

28

29 KAPITEL 4. INDGANGSVÆLGER Kapitel 4 Indgangsvælger 4.1 Formål I nutidens forstærkere er det nødvendigt at kunne tilslutte flere lydkilder samtidigt. Dette kunne f.eks. være CD-afspiller, tape eller PC ens lydkortudgang. Indgangsvælgeren skal give brugeren mulighed for at vælge, hvilken af disse kanaler, der ønskes forstærket. Et samlet diagram over kredsløbet kan foldes ud fra appendiks M på side Krav Herunder findes en liste med de opstillede krav til konstruktionen af denne blok: 3 indgange, hvor kun en indgang kan vælges ad gangen. Den valgte indgang holdes åben - indtil en anden vælges. Indgangsimpedans Z in 10kΩ. Udgangsimpedans Z out 50Ω. 4.3 Konstruktion Grundideen i denne blok er at anvende en analog switch til at åbne/lukke for de valgte signaler. Før denne switch indsættes lidt digitalt elektronik til at opfylde kravene fra afsnit 4.2. Konstruktionen af indgangsvælgeren tager derfor udgangspunkt i kravet om, at den valgte indgang holdes åben indtil en anden vælges. En S- R latch med sandhedstabel som vist i figur 4.1 kan benyttes til dette formål. S R Q Q 0 0 Sidste Q Sidste Q Tabel 4.1: Sandhedstabel for en S- R latch [Wakerly, 2001]. Udfra sandhedstabellen kan det ses, at en kobling som den vist på figur 4.1 vil give højt på udgangen V O, når tasten står i positionen nedad. Omvendt vil latchen give et lavt på udgangen, når tasten står i positionen opad. Der benyttes en latch til hver af de tre taster, og der er valgt en MC14043BCP fra ON Semiconductor 11

30 T a s t R 1 1 S Q V o V CC R Q R 1 2 Figur 4.1: Tast forbundet til S- R latch. [Semiconductor, 2004]. Modstandene R 11 og R 12 indsættes for at sikre mod kortslutning mellem stel og V CC når Tasten indkobles. Modstandsværdierne vælges, så der løber en lille strøm igennem dem - dermed bliver effektafsætningen ligeledes lav. Almindelige resistorer fra laboratoriet kan klare en effektafsætning på op til 0.25W. Der vælges V CC på 5V til denne blok. Dette giver en maksimal strøm på: I maks. = P maks. = 0.25W V CC 5.0V Den mindste modstand, der kan anvendes bliver dermed: R 11,min = R 12,min = = 50mA (4.1) V CC = 5.0V = 100Ω (4.2) I maks. 50mA Der vælges modstande på 30kΩ, hvilket giver en strøm på 166.6µA og en afsat effekt på 833.3µW. Et andet krav til indgangsvælgeren er, at kun en indgang skal kunne vælges ad gangen. Hvis en af de tre latches har højt på udgangen, skal det altså ikke være muligt at sætte de øvrige to latches høje ved tryk på de respektive Taster. Dette kan konstrueres gennem en tilbagekobling fra udgangen af S- R latchene. Ved et højt signal på udgangen af en latch skal tilbagekoblingen trække S indgangen på de to øvrige latches til stel. Udfra sandhedstabellen på figur 4.1 kan det ses, at dette vil medføre lavt på disses udgange uanset Tasternes position. Der benyttes en transistor anvendt som switch til at trække S indgangene til stel som vist på figur 4.2. Da der ingen specielle krav stilles til transistoren, vælges en standard BC547 [Philips, 1999]. T i l b a g e k o b l i n g f r a d e t o ø v r i g e SR l a t c h e s R 1 3 T i l b a g e k o b l i n g t i l d e t o ø v r i g e SR l a t c h e s Q 1 1 T a s t V CC R 1 1 R 1 2 S R Q Q V o Figur 4.2: Princippet for tilbagekoblingen i indgangsvælgeren. Hver S- R latch skal modtage et tilbagekoblingssignal fra udgangene af de to andre latches, og disse skal sammenlignes, inden de føres til transistoren. Hertil benyttes en logisk gate. Hvis ingen af de tilbagekoblede latches har højt på udgangen, skal det stadig være muligt at aktivere den respektive tast, og gaten skal altså give lavt output. Ligemeget hvilket ben på gaten, der modtager et højt output, så skal gaten give højt output. Exclusive OR gaten med sandhedstabel som vist i tabel 4.2 opfylder disse krav. Der vælges en standard CMOS fra 4000 serien fra laboratoriets skuffe af mærket HCF4070BE [STM, 2001b]. Denne komponent har V OL,maks på 0.05V, hvilket ligger tilstrækkeligt under de 0.580V, der garanteres som V be,min på transistoren til, at denne ikke antages at lede nogen strøm ved V OL på XOR gaten. Omvendt leder transistoren ved et højt output på XOR gaten. Producenten garanterer en I OH,maks på 1mA, så for ikke at trække højere strøm end dette, indsættes modstanden R 13 til strømbegrænsning. Med en V OH,typ på 4.95V

31 O O kan den maksimale modstand, der kan benyttes udregnes. Strømmen I C kendes fra udregningen af R 11, og den mindste β værdi aflæses i databladet til 200 gange. Dette giver en maksimal modstand på: I b = 166.6µA = 830nA (4.3) 200 R 13,maks. = 4.95V = 5.96MΩ (4.4) 830nA Modstanden vælges til 10kΩ. Hermed er det sikkert at transistoren er trukket helt i mætning. A B A B Tabel 4.2: Sandhedstabel for en exclusive OR gate [Wakerly, 2001]. På figur 4.3 ses grundtanken med det videre kredsløb i indgangsvælgeren. Signalet fra Q udgangene af de tre S- R latches føres videre til en analog switch. Her skal de bruges som styresignal til at åbne eller lukke switchen for lydsignalerne, der kobles på hver sin source-indgang. Universitetets komponentlager råder over T i l b a g e k o b l i n g f r a d e t o ø v r i g e SR l a t c h e s R 1 3 T i l b a g e k o b l i n g t i l d e t o ø v r i g e SR l a t c h e s Q 1 1 Si g n a l k i l d e 1 T a s t V CC R 1 1 R 1 2 S R Q Q D G 4 11D J 1 IN1 S1 D1 4 5 Si g n a l k i l d e 2 Si g n a l k i l d e 3 u t p u t f r a Q b e n a f l a t c h 2 u t p u t f r a Q b e n a f l a t c h IN2 IN3 S2 D2 S3 D Vo l u m e n k o n t r o l Figur 4.3: Principdiagram for indgangsvælgeren. en analog switch DG411DJ fra Intersil [Intersil, 2004], så denne vælges. Denne switch har i hver IN indgang en inverter, hvilket betyder, at der åbnes mellem source og drain på et lavt signal. Da styresignalet fra S- R latchenes Q udgange er høje, når lydsignalet skal passere gennem switchen, må styresignalet istedet tages fra de inverterede Q udgange. Det kan læses af databladet for den valgte switch, at modstanden R out mellem drain og source typisk er 25Ω. Det kan ligeledes læses af databladet, at den typiske indre capacitans i kredsen er C out = 35pF. Dette giver et ækvivalent kredsløbsdiagram for switchen i åben tilstand som på figur 4.3. Polen i et sådant lavpasfilter kan beregnes som: Source R out D ra i n C out Figur 4.4: Ækvivalentdiagram for analog switch i åben tilstand [Intersil, 2004].

32 1 f H = 2 π RC = 1 = Mhz (4.5) 2 π 25Ω 35pF Denne pol ligger så højt oppe i frekvens, at det ikke får nogen betydning for det videre arbejde med forstærkeren. 4.4 Simulering Simuleringerne af indgangsvælgeren er foretaget i Multisim, og resultaterne er indført i tabel 4.3 og 4.4. Da den anvendte latch model ikke indeholder en Q udgang, er der i simuleringerne indsat en inverter mellem latch og switch. Modstanden R out er i simuleringen fundet ved at måle spænding og strøm på den ubelastede udgang ben 2 på den analoge switch. R out beregnes herefter til: R out = V out I out = 770mV peak mA = 45.0Ω (4.6) På figur 4.5 ses et plot over kredsløbets frekvensrespons tegnet i Multisim, hvor den øvre knækfrekvens f H kan aflæses til 270 M Hz. Simuleringen er foretaget med en 775mV 1kHz sinusspænding på indgangen (ben 2) af den analoge switch. Udgangssignalet er taget på ben 3 af den analoge switch. Med samme indgangsspænding er T HD målt med en distortion analyzer på ben 3 af den analoge switch. 800m Printing Time: November 16, :22:16 Magnitude(V) 400m 1000m k 1M 100M 10G Frequency (Hz) Traces: $1, x1 y1 x2 y2 dx dy min x max x min y max y m M m M m M m m $1: Figur 4.5: Frekvensrespons fra simulering af indgangsvælger.

33 Den udgangsspænding, der findes på en lukket udgang på indgangsvælgeren er interessant ifht. afsnit på side 7, hvor signal/støj forholdet sættes til 96dB. Derfor måles udgangsspændingen over en 10kΩ belastning ved lukket tilstand på switchen. Igen sættes indgangssignalet på ben 2 til 775mV 1kHz sinus. Det er desuden interessant at måle kredsløbets evne til at opretholde kanalseparation. Ved kanalseparation forstås den spænding, der udsendes på en lukket udgang, hvis en anden udgang er åben. I simuleringen er dette målt ved at belaste udgang 1 og 2 (ben 3 og 14) med hver 10kΩ, mens indgang 1 og 2 (ben 2 og 15) modtager en spænding på 0.775V 1kHz. Herefter er udgang 2 (ben 14) blevet åbnet, mens spændingen på udgang 1 (ben 3) er målt. XOR gatens udgangsstrøm ved højt output, I b,highstate, er aflæst til 425µA. Det var ikke muligt at simulere klipning af signalet i Multisim Vurdering af simuleringer Det observeres af simuleringerne, at begge funktionelle krav fra afsnit 4.2 på side 11 imødekommes af kredsløbet. Alle resultater fra de udførte simuleringer er indført i tabel 4.3 og 4.4. Det må antages, at afvigelsen i knækfrekvensen f H skyldes en middelmådig switchmodel i det anvendte software. Udgangsmodstanden R out holder sig i simuleringerne fortsat under kravene fra afsnit 4.2 på side 11. Afvigelsen antages atter at komme fra switchmodellen. Afvigelsen i strømmen, der trækkes fra XOR gaten ved V OH er 70 µa, hvilket ikke synes af meget. Nogle få µa kan tilskrives den tomgangsstrøm i XOR gaten, der ikke var medregnet i den teoretiske værdi. Den sidste del af afvigelsen kan tilskrives den kendsgerning, at der ikke benyttes ideelle modstande i simuleringen - men modstande med en tolerance på 1%. 4.5 Test Kredsløbet er opsat i et protoboard, og der er udført målinger på dette. En målejournal over disse findes i appendiks E. De målte værdier var R out, T HD, I b,highstate, f H, V off, klipning og kanalseparation. Alle måleværdier er indført i tabel 4.3 og Vurdering af test Udgangsmodstanden R out ligger sammen med basisstrømmen I b,highstate meget tæt på de simulerede og beregnede værdier. Knækfrekvensen f H ligger noget lavere end forventet, men som målejournalen beskriver, så kan det næppe forventes at kunne måle spændinger ved frekvenser på adskillige Mhz i et kredsløb opsat i protoboard. Derfor accepteres denne afvigelse. Den målte T HD gennem indgangsvælgerkredsløbet er 0.05%, men som det fremgår af målerapporten i appendiks E, indeholder dette tal de 0.03% forvrængning, som tonegeneratoren genererer i sig selv. I forhold til de nævnte fejlkilder synes resultatet tilfredsstillende for den valgte måleopstilling. V off og kanalseparationen ligger meget tæt på de teoretiske værdier fra databladet på den analoge switch [Intersil, 2004]. Kredsløbets begrænsninger på disse parametre ligger altså i denne komponent. Ønskes bedre kanalseparation og kanal isolation (V off ) skal en anden switch benyttes. 4.6 Resultater R out THD I b,highstate f H Teori (Datablad) 25.0Ω - 495µA 181M Hz Simulering 45.0Ω 0.00% 425µA 270M Hz Praksis 43.0Ω 0.05% 500µA 6.75M Hz Tabel 4.3: Resultater for teori, simulering og måling på indgangsvælger.

34 V off Klipning Kanalseparation Teori (Datablad) 68.0dB 10.0V pp 85.0dB Simulering 125dB - 125dB Praksis 62.2dB 11.7V pp 82.2dB Tabel 4.4: Resultater for teori, simulering og måling på indgangsvælger. 4.7 Delkonklusion Begge funktionelle krav fra afsnit 4.2 er overholdt af det konstruerede kredsløb. Ligeledes er den målte udgangsimpedans i overensstemmelse med kravet på maks. 50Ω. Skulle kredsløbet overholde kravet omkring indgangsimpedans på 10kΩ, skulle der sættes en modstand parallelt med indgangene på den analoge switch. En forvrængning på 0.02% for selve indgangsvælgerkredsløbet er yderst acceptabelt ifht. kravet om de samlede maks. 0.1% fra kravsspecifikationens afsnit At knækfrekvensen for kredsløbet i praksis ligger under den beregnede er uden betydning - de 6.75Mhz ligger stadig langt over det hørebare område på Hz, der ifølge kravsspecifikationen afsnit 2.4 arbejdes med. Klipningen i kredsløbet ligger spændingsmæssigt langt over de maksimalt målte spændinger fra målejournalen i appendiks D, så denne værdi er også acceptabel. Kravet fra kravsspecifikationens afsnit omkring et maks. signal/støj forhold på 96dB overholdes ikke af indgangsvælgerkredsløbet - V off er i kredsløbet målt til 62.2dB. Skal dette brud af kravsspecifikationen løses, skal der vælges en anden analog switch.

35 KAPITEL 5. TONEKONTROL Kapitel 5 Tonekontrol 5.1 Formål Tonekontrollens formål er at styre niveauet af bas og diskant, som forstærkeren videre skal behandle. Dette er nødvendigt, idet højtalere gengiver niveauer på bas og diskant forskelligt [Hi-Fi klubben, 2004]. Derfor er det ønskeligt, at udgangsniveauerne kan tilpasses efter lytterens smag. Et samlet diagram over kredsløbet kan foldes ud fra appendiks O på side Krav I kravspecifikationen er der opstillet følgende krav, som tonekontrollen skal overholde: Skal påvirke signalet med maksimalt ±15dB og have en neutral stilling, hvor der ikke forstærkes/dæmpes. Skal justere frekvenser under 200 Hz og over 4500 Hz. Tonekontrollen skal kunne frakobles, således at denne ingen indvirkning har på signalet. THD tilkoblet 0.5% (for hele forstærkeren). THD afkoblet 0.1% (for hele forstærkeren). Justeringsniveauerne skal kunne varieres uafhængigt, i den forstand at bas og diskant skal have separate kontrolmekanismer. Udgangsmodstand under 50Ω, indgangsmodstand over 10kΩ. 5.3 Konstruktion I det følgende afsnit redegøres for konstruktionen af tonekontrollen. Tonekontrollen konstrueres som 2 separate blokke, en baskontrol og en diskantkontrol Valg af overordnet metode Som udgangspunkt vælges en OPAMP af typen NE5532AN, som forefindes i laboratoriet og som ud fra databladet er en god OPAMP i audio-sammenhæng. Idet båndbredden der anvendes ligger i det hørbare område (20Hz til 22kHz), bliver OPAMPens fulde potentiale ikke udnyttet, hvorved det eneste krav er, at slew-raten er god nok. I afsnit på den følgende side redegøres for, at den valgte OPAMP er tilstrækkelig. Datablad for OPAMPen er at finde i [Fairchild, 2002c]. 17

36 Igennem hele tonekontrollen tages der udgangspunkt i den inverterende forstærker-konfiguration, som vist i del (a) på figur 5.1. Denne konfigurations forstærkning er givet ved [Sedra & Smith, 1998, s. 66] A = Z 22 Z 21 (5.1) Idet tonekontrollen skal kunne reguleres fra maksimal dæmpning til maksimal forstærkning, er det nødvendigt at have en variabel parameter. Denne vælges til en variabel modstand, da denne er enkel at styre og modellere. Den variable modstand indskydes mellem Z 21 og Z 22, som vist i del (b) i figur 5.1, således at der opnåes en ny overføringsfunktion, hvor R 2potV kan ændres: A = Z 22 R np otv Z 21 + R np oth (5.2) denne anvendes senere i diskantkontrollen. I baskontrollen indskydes potentiometret parallelt med impedanserne Z 21 og Z 22, hvorved overføringsfunktionen for trinet ændres, dette er vist i del (c) på figur 5.1. Forstærkningen for denne kobling udledes i konstruktionen af baskontrollen. Potentiometret omtales herefter som værende helt til venstre eller helt til højre. Med helt til venstre menes, at al modstanden er placeret til højre for vælgeren, hvorfor der er en kortslutning mellem det venstre og det midterste ben på potentiometret. + - V o + - V o V i n + Z 21 Z 22 - V o V i n V i n Z 21 Z 22 Z 21 Z 22 R 2 p ot 1 (a) (b) (c) R 2p ot 1 Figur 5.1: OPAMP i inverterende konfiguration (a), OPAMP med indskudt potentiometer (b) og OPAMP med parallelt placeret potentiometer. For at fjerne DC-offset fra den ene blok til den anden, indsættes en stor buffer kondensator (1µF ) fra diskantkontrollens udgang, til baskontrollens indgang. Denne regnes ikke med i nogen af blokkene, men den tilføjer en pol i de lave frekvenser. Denne fremgår i simuleringer til at ligge under 20Hz, altså uden for det hørbare område Bestemmelse af maksimal slew-rate Til bestemmelse af den maksimale slew-rate som OPAMPen skal opfylde antages det, at der indsendes et sinus-formet signal med en frekvens på 22kHz. Amplituden på dette signal er 1.5V, som også nærmer sige klipningsniveauet på udgangen (vist i forsøg 5, appendiks G.4.5). Slew-Rate er opgivet som dv dt hvorved indgangssignalets afledtes maksima skal bestemmes. dv rad V (t) = A sin(ωt), = ω A cos(ωt), ω = f 2 π = ( dt ) s dv = A ω, = V = V dt maks. s µs (5.3) (5.4) Slew raten for den pågældende OPAMP er opgivet til SR = dv dt = 8 V µs [Fairchild, 2002c]. Herved opfylder den valgte OPAMP kravene til slew-rate, og kan derfor anvendes i den videre konstruktion.

37 5.3.2 Baskontrol Her beskrives, hvordan baskontrollen dimensioneres Indledende overvejelser Baskontrollens opgave er at justere toner med en frekvens lavere end f = 200Hz. Altså ønskes en knækfrekvens på ω 21 = 2 π f, ω 21 = 1256 rad s, som vist i del (b) i figur 5.3 på den følgende side. Alt efter om der ønskes en maksimal forstærkning eller en maksimal dæmpning i intervallet fra 0Hz til 200Hz, skal knækfrekvensen være et nulpunkt eller en pol, respektivt. En kondensator placeret parallelt med en modstand, vil udvise en svagere impedans overfor højfrekvente signaler, end overfor lavfrekvente signaler. Altså skal en kondensator anvendes i parallel med en modstand, for at skabe et højpas-impedans. Potentiometret beskrevet under valg af overordnet metode (afsnit 5.3.1) parallelkobles med impedanserne Z 21 og Z 22, hvori der er en kapacitiv egenskab, (se del (c) i figur 5.1 på forrige side). Derved vil systemet udvise en høj impedans overfor lavfrekvente signaler, imens impedansen for højfrekvente signaler nærmer sig en kortlutning. Der indsættes modstande (R 21 og R 22 ) serielt med de parallelkoblede komponenter (som vist i (a) og (b) figur 5.2), for yderligere at styre forstærkningen ved høje frekvenser, idet kondensatorerne nærmer sig en korstlutning, og der således kun er modstande tilbage til bestemmelse af overføringsfunktionen Dimensionering af modstande Med de indledende overvejelser på plads, kan layoutet for baskontrollen beskrives. I del (a) på figur 5.2 på den følgende side ses den del af impedansen, der blev ræsonneret i forrige afsnit. Idet baskontrollen både skal kunne forstærke og dæmpe, skal Z 21 og Z 22 rent layoutmæssigt være symmetriske. Ligeledes skal de individuelle værdier for modstande og kondensatorer være ens, idet der ønskes en lige stor forstærkning eller dæmpning. Dvs. at R 21 = R 22 og C 11 = C 22. Herved bliver den eneste faktor der kan ændre sig, den variable modstand, og fra formel (5.2) ses det at dette vil give enten en dæmpning eller en forstærkning. Potentiometret R 2pot1 vælges til 100kΩ, fordi dette giver en lille strøm, og eksisterer i E96-rækken. Ved indstilling af potentiometret på ekstreme positioner skal forstærkningen ligge på ±15dB. Omregnet til en lineær skala giver dette: db = 20 log(gg) gg = 10 db 20 (5.5) gg = 5.62gg (5.6) db=15 Ved lave frekvenser vil impedansen i c 21 og c 22 nærme sig uendeligt, hvorved den parallelkoblede modstand fra potentiometret vil være lavere, og den samlede impedans vil derfor være næsten den samme, som potentiometrets værdi. Samtidig kan et potentiometer i venstre yderstilling ækvivaleres til opstillingen i del (a) figur 5.3 på næste side. Under antagelse af, at kondensatorer er DC-afbrydere, kan den maksimale forstærkning ved DC og lave frekvenser bestemmes. Denne skal som udregnet i (5.6) ligge på 5.62gg. Ligninger for forstærkningen kan nu opstilles, og værdierne for R 21 og R 22 kan bestemmes. Ligningen for impedanserne, og den endelige ligning for forstærkningen er (fra (5.1)) Z 21 = R 21, Z 22 = R 22 + R 2pot1, A = Z 22 Z 21 (5.7) A Z 21 = Z 22, A R 21 = R 22 + R 2pot1 (5.8) R 21 ( A 1) = R 2pot1 (5.9) R 21 = R 2pot1 A 1 = 21.65kΩ (5.10) Hvor der ses bort fra at forstærkningen er negativ, og det samtidig bemærkes at R 21 = R 22.

38 Z V o R 21 C21 V i n R 21 C 21 C 22 R 22 R 2p o t 1 R 2p ot 2 (a) (b) Figur 5.2: Eksempel på impedans-blok (a), endeligt layout af baskontrollen (b). A [d B ] +1 5 d B, R 2p o t 1 t i l v e n s t r e + - V o ω 21 ω [H z ] V i n R 21 C 22 R d B, R 2p o t 1 t i l h ø j r e R 2p ot 1 (a) (b) Figur 5.3: Baskontrol med potentiometer i venstre yderstilling (a) samt tilnærmet frekvensrespons (b) Dimensionering af kondensatorer Baskontrollens frekvensrespons er nu det eneste, der ikke er dimensioneret. Baskontrollens frekvensrespons er styret vha. dimensioneringen af kondensatorerne. Derfor kan overføringsfunktioner opstilles, og deraf kan de ønskede poler og nulpunkter bestemmes. I dimensioneringen af kondensatorer tages udgangspunkt i del (a) fra figur 5.3. Den ønskede karakteristik ses i del (b) i figur 5.3. Et udtryk for frekvensresponsen kan opstilles i frekvensdomænet, ved den forudsætning at R 21 = R 22. Dette ser ud som følger: ( ) 1 R 21 + C 22 jω + 1 R 2pot1 A(jω) = A(jω) = jω R R 21C R 2pot1 + 1 R 21 jω R 21 C 21 + R (5.11) 21 R 2pot1 A(jω) = jω + 1 C 22 R 2pot1 + 1 C 22 R 21 jω + 1 C 22R 2pot1 jω pol = 1 C 22 R 2pot1, jω nul = 1 C 22 R 2pot1 + 1 R 21 C 22 (5.12) Ved potentiometret i venstre yderstilling, som vist i del (a) på figur 5.3, skal der ske en maksimal forstærkning af lavfrekvente signaler. Altså skal der placeres et nulpunkt i ω 21 = 1256 rad s (f = 200Hz), idet polen jω pol altid vil komme før nulpunktet jω nul. jω 21 = C 21 = C 22 R 2pot1 R 21 C (5.13) jω 21 R 2pot1 R 21 jω 21 C 21 = 44.8nF 47nF (5.14) Hvis potentiometret omstilles til modsat position (helt til højre), vil tæller og nævner i (5.12) byttes om, hvorved poler bliver til nulpunkter og omvendt. Derved fåes den anden del af karakteristikken (b) i figur 5.3.

39 Kondensatorværdien på 47nF vælges ud fra E12-rækken. Ligeledes vælges R 21 og R 22 til 18.2kΩ fra E96-rækken. Valget af de pågældende værdier for kondensatorer og modstand bevirker, at den maksimale forstærkning bliver A = 6.56, imens ω 21 bliver 220Hz. Reelt kunne modstandene R 21 og R 22 blive valgt til 22.1kΩ. Dette ville medføre en maksimalt forstærkning på A = 5.55, og en knækfrekvens ω 21 = 188Hz. Valget mellem løsninger er faldet på de 18kΩ, idet kravet om at justere toner under 200Hz bliver overholdt, mod at den maksimale dæmpning/forstærkning ændres Diskantkontrol Herunder beskrives, hvordan diskantkontrollen dimensioneres og beregnes. Det valgte kredsløbsdiagram ses i del (a) på figur Indledende overvejelser Diskantkontrollens opgave er, at justere signaler højere end 4500Hz. Denne egenskab opnåes ved at seriekoble en modstand og en kondensator som impedansblokke. Dette placeres serielt med potentiometret. Ved høje frekvenser vil den totale impedans nærme sig modstandenes og potentiometrets værdi. Imens impedansen ved lavere frekvenser næsten udelukkende vil være dikteret af kondensatorerne. Herved kan forstærkningen ved høje frekvenser styres med potentiometret, imens de lavfrekvente signalers forstærkning nærmer sig 1, fordi brøkernes værdier i (5.1) nærmer sig det samme høje tal. OPAMPens virkemåde lægger en begrænsning på dette, idet en bestemt bias-strøm er påkrævet for korrekt funktion. Derfor indsættes store modstande parallelt med impedanserne, for at sikre at DC-gennemgang kan finde sted Bestemmelse af komponentværdier Med layoutet ønskes en frekvensrespons, som vist i del (b) på figur 5.4, hvorved toner over 4500Hz kan styres med potentiometret (punktet w 22 ønskes til 4500Hz). Bias-strømmen til OPAMPens indgange er på på A [d B ] + - V o ω 22 ω 23 ω [H z ] R 25 R 26 V i n R 23 C R 2p ot 1 23 C R (a) (b) Figur 5.4: Diagram for diskantkontrol (a) samt tilnærmet frekvensrespons for diskantkontrol (b). I b = 1000nA [Fairchild, 2002c]. Derfor indsættes modstandende R 25 og R 26 med en værdi af 470kΩ, og med en minimum spænding på ca. 0.7V, giver det en maks.-strøm på 0.7V 470kΩ 1.5µA, hvilket overholder kravene om bias-strømme. Herved har bias-strømmene en fornuftig margen, selv ved en signalstyrke lidt under 0dBu. Diskantkontrollen dimensioneres på samme måde som baskontrollen, ved at sætte potentiometret i venstre yderstilling, og derefter definere ønskede komponentværdier udfra kravene.

40 Med potentiometret i venstre yderstilling vil impedanserne Z 21 og Z 22, som defineret tidligere ud fra den inverterende OPAMP kobling, se ud som følger: Z 21 = ( R ) ( 1 R 25, Z 22 = + R 2pot2 + R 24 jωc 23 jωc 24 (( ) ) 1 A = + R 2pot2 + R 24 R 26 jωc 24 ) R 26, A = Z 22 (( R jωc 23 (5.15) Z 21 ) ) 1 R 26 (5.16) Hvori det indføres at C 23 = C 24 = C, R 23 = R 24 og R 25 = R 26. Dette giver følgende nulpunkter 1 : jω 2A = 1 C(R 2pot2 + R 23 ), jω 1 2B = C(R 25 + R 23 ) (5.17) og poler jω 2C = 1 C(R 25 + R 2pot2 + R 23 ), jω 1 2D = C(R ) (5.18) Placeres de forskellige poler og nulpunkter i en lineært stigende orden, vil rækkefølgen se ud som følgende (under antagelse af at R 23 < R 2pot2 < R 25 ): jω 2C } {{ } pol < jω 2B } {{ } nul < jω 2A } {{ } nul < jω 2D } {{ } pol (5.19) hvilket giver en frekvensrespons som vist på figur 5.5. ω ω ω ω Figur 5.5: Aktuel frekvensrespons for diskant-kontrol. Alle komponentværdier kan efterfølgende dimensioneres. Ud fra tidligere dimensionering af baskontrollen, ønskes her også en højfrekvens-forstærkning på ca. ±15dB. Dette opnåes ved at vælge værdierne for R 2pot2 og R 23 i samme størrelsesforhold som ved baskontrollen 2, ved en faktor 10 mindre, idet det ønskes at formindske indflydelsen fra R 25 og R 26. Dette giver: R 23 = R 24 = 2.21kΩ R 2pot2 = 10.0kΩ (5.20) Bestemmelse af kondensatorer Knækfrekvens for f = 4500Hz placeres i ω 2A, hvorved frekvenser højere end dette entydigt kan styres. Frekvensresponsen har en lille ændring i området mellem ω 2C og ω 2B. Dette ses der bort fra, idet denne 1 Den fulde udledning er at finde i appendiks, afsnit C.1 på side I dette ligger at R 25 og R 26 ikke har den store indflydelse hvis kondensatoren tæller som en korstlutning

41 ændring er meget lille 3. Ud fra udtrykkket for ω 2A (5.17), og den omregnede frekvens (4500Hz) til en vinkelhastighed (ω) kan kondensatorene C 23 og C 24 bestemmes: ω = 2 πf, f = 4500Hz, C 23 = C 24 = 1 jω 21 (R 2pot2 R 23 ) (5.21) C 23 = C 24 = 2.889nF (5.22) De nærmeste kondensatorværdier der findes i standard E6 rækken er 3.3nF eller 2.7nF. Af formel (5.17) ses det, at hvis kondensatorværdien formindskes, vil nulpunktets placering i frekvens stige. Altså vælges værdien på 3.3nF, hvilket giver et nyt nulpunkt i ω 2A = , f 2A = ω 2A 2 π = 3953Hz. Dette ligger under kravet om at regulere fra 4500Hz og op, hvorfor denne værdi godtages. 5.4 Simulering Simuleringerne af denne blok er foretaget i LTspice med en ideel 2 pols OPAMP. Diskant- og baskontrol er simuleret hver for sig, og de indsamlede data er indført i tabel 5.1 og 5.2. Potentiometret er simuleret som 2 modstande, hvor summen af disse er på 100kΩ. 5.5 Test Tonekontrollen er opbygget og testet på hulprint. En målejournal over de udførte målinger kan findes i appendiks G på side 133, hvor der blev målt frekvensrespons ved indstillingerne neutral potentiometerstilling(ns), extrem bashævning med extrem diskant dæmpning(bh,dd) og extrem basdæmpning med extrem diskanthævning(bd,dh). Desuden blev indgangs- og udgangsimpendans, THD og klipningsniveua målt. Alle resultater er indført i tabel 5.1, 5.2 og 5.3 på den følgende side. 5.6 Resultater Baskontrol Diskantkontrol Betegnelse Teori Simulering Test Venstre stilling ω Hz 216Hz 259Hz Venstre stilling A maks. 15dB 16.33dB 13.20dB Neutral stilling ω 21 N/A N/A 500Hz Neutral stilling A maks. 0dB 0dB 428mdB Højre stilling ω Hz 217Hz 190Hz Højre stilling A maks. -15dB dB dB Tabel 5.1: Resultater fra baskontrol. Betegnelse Teori Simulering Test Venstre stilling ω 2A 4.5kHz 4.31kHz 4.1kHz Venstre stilling A maks. 15dB 11.5dB 11.12dB Neutral stilling ω 2A N/A N/A 500Hz Neutral stilling A maks. 0dB 0dB 428mdB Højre stilling ω 2A 4.5kHz 4.31kHz 4.1kHz Højre stilling A maks. -15dB -11.5dB dB Tabel 5.2: Resultater fra diskantkontrol. 3 Beregninger på dette er at finde i appendiks C.2 på side 117

42 5.6.3 Øvrige parametre Betegnelse Teori Simulering Test Indgangsimpendans kΩ ubelastet kΩ belastet Udgangsimpedans Ω THD % Klipning V Tabel 5.3: Øvrige resultater fra tonekontrol. 5.7 Delkonklusion I dimensioneringen af tonekontrollen var det kun potentiometrets yderpositioner der blev betragtet - idet dette gjorde udregningerne af blokkens frekvensrespons nemmere. Efter testene kan det dog konkluderes, at tonekontrollens funktionalitet er acceptabel i forhold til kravene i afsnit 5.2. På figur 5.6 sammenholdes simulerede værdier fra frekvensresponsen med de praksiske. Den simulerede karakteristik vises både med buffer kondensator(bh,dd (S)) og uden buffer-kondensator(bh, DD (S-C)), hvorved det ses at denne tilføjer en pol i de lave frekvenser. Amplitude [db] Frekvens [Hz] NS (S) NS BH, DD BH, DD (S) BH, DD (S-C) BD, DH BD, DH (S) BD, DH (S-C) Figur 5.6: Simuleret (S) og praktisk frekvensrespons, datasættene (S-C) er for simuleret kreds, med bufferkondensatoren fjernet.

43 KAPITEL 6. VOLUMENKONTROL Kapitel 6 Volumenkontrol 6.1 Formål Dette afsnit indeholder en gennemgang af volumenkontrollen til forstærkeren. Volumenkontrollen skal give brugeren mulighed for regulere lydstyrken i den tilkoblede højtaler. Der stilles jvf. projektoplægget krav til, at kontrollen skal være digitalt styret. Dvs, at styringen sker vha. logiske signaler i et fast antal trin fra laveste til højeste niveau. På denne måde er det muligt at implementere digital udlæsning og styring af volumen vha. trådløs fjernbetjening. Det samlede kredsløbsdiagram for volumenkontrollen kan ses i appendiks N på side Krav Volumenkontrollen skal leve op til følgende krav: Volumen skal kunne reguleres i 64 trin gående fra -57dB til +6dB. Reguleringen skal af hensyn til den menneskelige opfattelse af lyd være logaritmisk [Department of acoustics, 2003]. Der skal være én tast til at hæve volumen (UP) og én til at dæmpe volumen (DOWN). Der må ikke ske ændring af volumen, hvis begge taster aktiveres på samme tid. Hvis en tast holdes nede i mere end 1s skal systemet sørge for, at der automatisk tælles videre i den givne retning. Tælling fra maks. til min. volumen eller omvendt må tage maks. 4s. Der må ikke kunne skiftes fra min. til maks. eller omvendt i ét trin. Der skal være udlæsning af volumen visende fra -57dB til +06dB. Indgangsimpedansen skal være mindst 10kΩ og udgangsimpedansen højst 50Ω. 6.3 Konstruktion I det følgende gennemgåes kredsløbet jvf. blokdiagrammet på figur 6.1 og de valgte løsninger afdækkes. Der er i valg af de logiske komponenter ikke taget særlige hensyn til tomgangsstrømforbrug samt højfrekvensegenskaber, idet den højeste frekvens i logikken er 16Hz. Af denne grund er der i løsningen overvejende brugt CMOSteknologi, som kan drives ved 5V. Det digitale potmeter drives med +/- 5V. 25

44 O O I n p u t f ra f j ern betj en i n g Tastekredsløb Tastesp æ rri n g D i g i tal p o tm eter F o rstæ rker I n p u t f ra i n dg an g sv æ u tp u t ti l to n eko n tro l lg er U dlæ sn i n g Talg en ken delse Figur 6.1: Blokdiagram for volumenkontrol. Tastekredsløbet indeholder taster for op- og ned-regulering samt tilhørende prell-fjerner, remoteinterface der inkluderer signaler fra modtageren til fjernbetjeningen samt to pulsgeneratorer til at varetage automatisk tastning, når en tast holdes nede i længere tid. Digital potmeteret fungerer som et almindeligt potmeter, men har kun 128 faste trin. En ændring af position kræver et logisk signal på en indgang til enten at flytte postion opad eller nedad. Forstærkeren har til opgave at forstærke signalet fra indgangsvælgeren således, at der kan opnåes et headroom på 6dB. Herfra føres signal videre til tonekontrollen. Udlæsningen har til opgave at vise, hvilken position digitalpotmeteret befinder sig i. Dette gøres vha. to 7-segment displays, og systemet er designet til at vise fra -57dB til +6dB. Talgenkendelsen skal evaluere på udlæsningen, og hvis denne befinder i én af grænsepositionerne -57dB eller +6dB, sendes signal til tastespærringen. Dertil genkendes position 00dB, hvori udlæsningen skal skifte retning, idet udlæsningen tæller forbi 00dB. Tastespærringen indeholder et kredsløb, der vil spærre signal fra tastekredsløbet, hvis udlæsningen når én af grænserne og der samtidigt forsøges at komme ud over grænserne Tastekredsløb Dette kredsløb indeholder som nævnt taster for op- og ned-regulering, prell-fjerner, remoteinterface samt to pulsgeneratorer. Dertil indeholder det et delay-kredsløb, der skal generere en kort forsinkelse. De enkelte dele gennemgåes i det følgende startende med en kort beskrivelse - se figur 6.2. UP-t a s t Pr e l l -f j e r n e r R e m o t e R e m o t e W N R e m o t e i n t e r f a c e UP DO n e -s h o t g e n e r a t o r F i r k a n t g e n e r a t o r De l a y I N C DO W N -t a s t Pr e l l -f j e r n e r U/D Figur 6.2: Blokdiagram for tastekredsløb. Prellfjerneren har til opgave at fjerne ujævnheder i spændingskarakteristikken, når en tast aktiveres. Remoteinterface skal inkludere signaler fra den trådløse fjernbetjenings modtager og ændre dem, så de passer til signalerne i volumenkontrollen.

45 One-shot generatoren har til opgave at lave en forsinkelse på 1s, når der tastes, så automatisk tastning først iværksættes efter 1s. Firkantgeneratoren skal generere et firkantsignal, der bliver koblet ind i signalvejen, når en tast holdes nede mere end 1s. Delay skal sikre, at U/D (UP/DOWN) kommer frem før INC (Increment). Dette er et krav for at det digitale potmeter samt tællerne i udlæsningen kan tælle i den rigtige retning, når der tastes Prellfjerner Dette kredsløb skal fjerne kontaktprel, der dannes, når to kontaktflader med forskellige potentialer kommer meget tæt på hinanden, og en gnist kan springe. Dette kan få tællere mm. til at opfatte ét tastetryk som mange. På figur 6.3a er vist ideel samt reel karakteristik, hvor den ideelle er helt glat som ønsket. V(t) S R Q Q Reel kurve Ideel kurve t Qn-1 Qn-1 ug y ldi g (a) (b) Figur 6.3: (a) Ideel og reel kurve for switch. (b) Sandhedstabel for SR-latch. Funktionen kan opnåes med en SR-latch sammensat af to NAND gates samt to modstande som vist i modul I i figuren i appendiks N.1 på side 163. Et simpelt men usikkert alternativ til denne metode er et RC-led, men dette fravælges, idet en SR-latch med sikkerhed altid kun slipper én impuls igennem. Som det ses af sandhedstabellen på figur 6.3b, så er latchen ikke defineret for R=S=0. Dette skyldes, at det i denne situation ikke er muligt at forudsige, hvilken værdi Q vil antage, idet sytemet på det tidspunkt vil være i kritisk stabil tilstand [Sedra & Smith, 1998]. Latchens virkemåde er som følger. Kontakten S 31 har to positioner, hvoraf den som udgangspunkt står sluttet til S=stel og således er Q=1 og Q = 0. I det øjeblik, hvor kontakten slipper S 31 og bevæger sig mod R, er S=R=1 gennem R 305 og R 306, idet kontakten på dette tidspunkt rører hverken S eller R. Latchen er nu i hold mode og vil ikke blive påvirket af flere gnister fra kontakten. Når kontakten kommer tæt nok på R til at blive påvirket af en gnist, skifter latchen til Q = 1 og overgår herefter igen til hold og bliver ikke påvirket af flere gnister. Modstandene kan dimensioneres næsten vilkårligt, men en lav værdi vil trække en høj strøm. Derfor er disse sat til R 305 = R 306 = 10kΩ, hvilke vil trække en strøm på I = V R = 5V = 0.5mA (6.1) 10kΩ Til prellfjerneren er valgt NAND-gates af typen HEF4011B, som indeholder 4 gates - nok til to filtre [Tokheim, 1994][Philips, 1995b]. De to prellfjernere Q 1 og Q 2 i modul I er ført frem til en XOR-gate IC305 gennem Remote Interface beskrevet herunder. Udgangen på IC305 kaldes INC 0. Herfra føres signal videre til bl.a. pulsgeneratorerne modul II og III. Det ses af kredsløbet, at UP og U/D altid vil være modsat hinanden. Ved tælling opdad er UP høj og U/D lav. Ved tælling nedad er både DOWN og U/D høj på samme tid Remote Interface Dette kredsløb har til formål at inkludere signaler fra den trådløse fjernbetjenings modtager - se afsnit 13 på side 87. Fjernbetjeningen udsender et højt signal REM UP og REM DOWN for henholdsvis tælling opad eller nedad på to forskellige udgange. Der er altså ikke er en INC og en U/D som i volumenkontrollen. I dette kredsløb (Remote Interface) bliver REM UP og REM DOWN ændret, så de svarer til INC og U/D.

46 Kredsløbet består af to OR-gates IC315 og IC344 af typen HEF4049 [Philips, 1995f], der inkluderer REM UP og REM DOWN i INC således, at høj på enten REM UP og REM DOWN vil sende høj ud på INC 0. Herudover består kredsløbet af to XOR-gates IC345 og IC305 af typen HEF4070 [STM, 2001b]. IC345 inkluderer REM UP i U/D, således, at U/D kun går lav, når der tastes opad på fjernbetjeningen eller UP-tasten - se sandhedsskema for XOR i tabel 4.2 på side 13. Kredsløbet kan ses i Modul IX på figuren i appendiks N på side Pulsgeneratorer I volumenkontrollen indgår to pulsgeneratorer - én firkantgenerator med fast frekvens og én monostabil multivibrator (One-Shot) med en pulslængde på 1s. Den første skal varetage automatisk op- og nedtælling ved fastholdt tastning, og den anden skal indlægge et delay, så tællingen først begynder efter en kort periode. På den måde vil det være let at ændre volumen et enkelt trin. Til formålet er valgt en 556-timer, som indeholder 2 separate timere. Argumentet for at vælge denne er, at den let at arbejde med, erfaringsmæssigt meget stabil i drift og kan drives ved 5V som de øvrige kredse [National, 2000b]. Firkant generator 64 trin Her er formålet at danne et firkantsignal med fast frekvens på 4s = 16Hz. I modul II i figuren i appendiks N på side 163 er vist en astabil multivibrator baseret på en 555. Her bestemmer kondensatoren C 304 og modstandene R 303 og R 304, hvor længe udgangen v o skal forblive høj eller lav. Alle tre modstande R 1 er ens og fungerer som spændingsdelere. Således er T T L = 1 3 V CC og T T H = 2 3 V CC. Én cyklus sker i 2 trin på følgende måde: 1. Ved opstart er C 304 som udgangspunkt afladt og således er udgangen v o høj og transistoren Q 4 afbrudt. C 304 vil oplades fra V CC gennem R 303 og R 304. Når spændingen over C 304 når V T L skifter udgangen på komparator 2 fra høj til lav. Jvf. sandhedsskema i figur 6.3b på side 27 vil dette ikke ændre på v o før, at V C304 når op på en spændning svarende til V T H. 2. Når V C304 når V T H, går komparator 2 fra lav til høj, og flip-floppen resettes og v o vil nu gå lav. v o er altså altid høj, når v c stiger fra V T L mod V T H og omvendt. Q går nu høj og åbner transistoren, hvilket vil føre stel op til knudepunktet mellem de to modstande R 303 og R 304. Dette får C 304 til at aflade gennem R 304 og Q 4. Når V C304 atter når T T L efter at have passeret V T H, går komparator 2 atter høj, og flip-floppen går i set. Dette afbryder Q 4, og C 304 begynder igen at oplade gennem begge modstande. Således er én periode. Beregninger For den periode T H, hvori v o er høj, kan der jvf. ovenstående og figur 6.4 sættes følgende sammenhæng op for spændingsstigningen i punktet v c. Sammenhængen tager udgangspunkt i opladeformlen for en kondensator [Sedra & Smith, 1998] og skal forstås således, at v c starter opladning fra V T L i tiden t = 0s og stiger imod V CC gennem R 303 og R 304 : v c = V CC (V CC V T L ) e t C 304 (R 303 +R 304 ) (6.2) Ved at sætte v c = V T H = 2 3 V CC ved t = T H og V T L = 1 3 V CC kan foretages følgende omskrivning: 2 3 V CC = V CC (V CC 1 3 V T H C CC) e 304 (R 303 +R 304 ) (6.3) 1 3 V T CC H 2 3 V C = e 304 (R 303 +R 304 ) (6.4) CC ln 1 T H = (6.5) 2 C 304 (R R 304 ) T H = ln2 C 304 (R R 304 ) (6.6)

47 v c V CC V TH V TL t v o V CC T H T L t Figur 6.4: Kurveformer for astabil multivibrator. Tilsvarende for den periode T L, hvori v o er lav og C 304 aflades igen, kan følgende opstilles: v c = V T H e t C 304 R 304 (6.7) Ved at sætte v c = V T L = 1 3 V CC ved t = T L og V T H = 2 3 V CC kan der på samme måde omskrives til T L = C 304 R 304 ln2 (6.8) Det kan heraf ses, at T H og T L ikke kan blive lige store pga. R 303. Dette vil altid give en dutycycle over 50%, idet opladetid altid vil være længere end afladetid. Til dette formål ønskes en frekvens, hvorved der på 4s tælles alle 64 trin. Dette giver frekvens f og maks. periodetid T : f = 64trin 4s = 16Hz f = 1 T T = s (6.9) Hvis T H vælges til 60% og T L til 40% af den samlede periodetid og C 304 vælges til 1µF, fåes følgende værdier for R 303 og R 304 under antagelse af, at indgangsimpedansen på komparatorerne er uendelig høj: R 303 = R 304 = T L s = C 304 ln2 1µF ln2 = 36.07kΩ (6.10) T H C 304 ln2 R s 304 = 36.07kΩ = 18.03kΩ (6.11) 1µF ln2 Hertil er benyttet standardværdierne 18.2kΩ og 35.7kΩ. Med disse værdier fåes en periodetid T på T = T L + T H = ln2 C (R R 304 ) = ln2 1µF (18.2kΩ kΩ) = s (6.12) Udgangen fra generatoren kaldes for MP 1 (Multipuls). One-Shot generator Der ønskes et delay på 1s, før automatisk tælling påbegyndes. Hertil benyttes en monostabil multivibrator, som udsender en høj puls af en given længde for derefter at gå lav igen, indtil en ny indgangspuls modtages.

48 Beregninger En 555-timer kan sættes op til dette formål jvf. modul III i figuren i appendiks N på side 163. Timeren trigges på en lavtgående flanke fra v trig, og udgangspulsens længde bestemmes af C 301 og R 301 på følgende måde [Sedra & Smith, 1998] (afladeformel for en kondensator) Ved at sætte v c = V T H = 2 3 V CC til tiden t = T fåes v c = V CC (1 e t CR ) (6.13) (6.14) T = C 301 R 301 ln3 1.1 C 301 R 301 (6.15) Ved at vælge en kondensatorstørrelse på 10µF fåes derved en modstand R 301 på R 301 = T 1s = 1.1 C µF = 90.9kΩ (6.16) hvilket svarer til en standardværdi. Der er før v trig indført en inverter (IC306), idet timeren trigges på en lavtgående flanke - INC 0 går jo høj, når der tastes. Men timeren skal kun bruge et ganske kort signal, og derfor er der indført et RC-led C 302 og R 302 i serie lige før v trig. Uden dette led vil v o blive holdt høj lige så længe v trig er lav. I dette tilfælde vil delay ikke fungere. Databladet for timeren fortæller ikke, hvor lang en lav puls mindst skal være for at trigge, men spændingen skal minimum være 1 3 V CC pga. modstandsnetværket i timeren. Hvis der vælges en kondensator på 100nF og pulsen skal være lavere end 1 3 V CC i 1µs, fåes minimum værdien af modstanden til følgende jvf. 6.7 R 302 = 1 3 V t C CC = V CC e 302 R 302 (6.17) t C 302 ln( 1 3 ) = 1µs 100nF ln( 1 = 9.1Ω (6.18) 3 ) Hertil vælges 10kΩ, hvilket giver en god margin ned til minimumværdien. Pulslængden bliver nu ( t = R 302 C ) ( = 10kΩ 100nF 1 ) 3 3 = 1ms (6.19) Udgangen på Modul III kaldes for Delay. Der er på diagrammet tilføjet en forbindelse fra INC 0 lige efter IC305 til Reset således, at timeren bliver resat hver gang, en tast slippes. Dette sker hver gang Reset går lav via INC 0, og på den måde sikres, at generatoren (Delay) altid starter forfra, når der tastes. Reset-signalet kommer også altid med sikkerhed frem til timeren før INC 0, idet INC 0 skal passere gennem IC306 og Komparator 2 i timeren. IC307 er en NOR-gate og har den funktion, at den først lukker høj igennem, når både Delay og INC 1 begge er lave. Dette er de kun, når Delay går lav efter 1s samtidig med, at INC 1 bliver holdt lav ved at en tast holdes nede. Herefter går udgangen MP 0 høj, og når både MP 0 og MP 1 er høje, lukker AND-gaten IC308 en høj igennem. På denne måde vil der slippe firkanter frem til XOR-gaten IC309. Udgangen på denne hedder INC 2. Vha. denne kan der både slippe en enkelt tastning (mindre end 1s) fra INC 0 samt firkanter fra MP 2 igennem frem til INC 2. Firkanterne vil blot være inverteret, hvilket ingen betydning har for funktionen.

49 M M INC delay I kredsløbet er der tilføjet yderligere et delay i serie med INC signalet for at sikre, at U/D ankommer før INC. Jvf. datablade [Philips, 1995e] og [Maxim, 1999] kræver U/D en setup-time (forspring) på typisk 150ns for dekadetællerne (Tæller 01 og 02 - se Udlæsning Modul V) og 1µs for det digitale potmeter. IC315 / IC344, IC305 og en IC309 giver i forvejen typisk = 405ns forsinkelse på INC, hvilket giver en mangel på ca. 600ns. Dette kan opnåes ved at forbinde 4 NAND-gates med Scmitt-trigger i serie - komponenten hedder HCF4093B. Disse kan til sammen levere en forsinkelse på typisk 4 190ns = 760ns, hvilket sammen med IC315, IC305 og en IC309 giver en samlet forsinkelse på ca. 1.16µs [STM, 2001a]. Selve Scmitt-trigger funktionen benyttes ikke i dette tilfælde, men disse gates er alene valgt på baggrund af, at de har en lang forsinkelse (propagation time) ift. andre standard-gates. Alt ialt er tastekredsløbet tiltænkt at følge tidsskemaet på figur 6.5, hvoraf det ses, at tastning på begge taster samtidigt vil trække INC 0 lav og at en vedvarende tastning vil indkoble automatisk tastning efter et delay. UP D O W N I N C _0 D e l a y P_1 f=16 H z P_2 I N C _2 1s Figur 6.5: Tidsskema for tastekredsløb Digital potmeter Dette har til formål at fungere som regulator i signalvejen, og det er ved denne, at udgangssignalet kan varieres fra min. til maks. Til formålet benyttes en DS1666 (den eneste logaritmiske, som laboratorie råder over), som indeholder et netværk af 127 modstande seriekoblet til R D = 10kΩ samt styrekredsløb som vist på figur 6.6a. Ved at aktivere én af kontakterne skabes således en spændningsdeler, og i de to yderpositioner opnåes således teoretisk en modstand på enten R D = 0Ω eller R D = 10kΩ, hvis der ses bort fra indre modstand i kontakten og wiperen. Wiperen er det der svarer til pilen i et potentiometer-symbol. I DS1666 eren er modstandene dimensioneret, så de danner en tilnærmet logaritmisk skala (pseudologaritmisk) jvf. figur 6.6b. Det ses, at kurverne mødes ved wiper-position 74. I den lave ende svarer et spring til 24Ω og i den høje til 152Ω. Potmeteret starter ved power-on i position 12 (10% af antal trin). Ved at påvirke INC med en lavtgående flanke, kan wiperen på potmeteret flyttes opad, hvis U/D (updown) er høj og omvendt. Indgangen CS (chip-select) spærrer ved højt signal for bevægelse af wiperen. V B (substrate bias) skal forbindes til -5V, idet indgangssignalet og dermed kredsløbet skal kunne svinge omkring stel. V H, V L og V W er henholdsvis høj og lav ende samt wiper på potmeteret [Maxim, 1999] Puls double Idet det digitale potmeter indeholder 128 og der ønskes, at systemet skal fungere i 64 trin er det nødvendigt at indføre et kredsløb, der ved en enkelt høj puls på indgangen lukker to høje på hinanden efterfølgende pulser ud på udgangen (dobbeltpuls). Problemet kan løses med to 555-timere i serie koblet hen over en ORgate. Timerne skal fungere på samme måde som One-shot generatoren i Tast-kredsløbet - se afsnit på side 29. Én periode for Firkant-generatoren varer 62.5ms, så dobbeltpulsen må ikke være længere end dette. Ved at vælge one-shotpulsen for begge timere (Timer 01 og Timer 02) til 10ms og kondensatorerne til 1µF fåes

50 SWITCHES A R R A Y VH 100 P R O CEN T M O DSTA N D 7 5 U/D IN C CS 7 B IT CO UN TER WIP ER P O SITIO N DECO DER 1/ % Id e e l l o g a r i t m i s k k u r v e (a) VL VW WIP ER P O SITIO N (b) Figur 6.6: (a) Blokdiagram for digital potmeter. (b) Modstandskarakteristik. følgende jvf. (6.16) på side 30 R 342 = R 343 = T = 10ms 1.1 C µF = 9.09kΩ (6.20) Denne svarer til en standardværdi. I kredsløbet er der tilføjet et RC-led C 310 og R 340, der sikrer, at kun en kort høj puls slipper igennem, når der tastes. Efter dette føres signalet gennem en inverter IC348 frem til Timer 01, idet denne trigger på en lavtgående flanke. Mellem de to timere er inført endnu et RC-led C 315 og R 341, idet indgangen på Timer 2 kun skal påvirkes ganske kort af en lavtgående flanke. Fra udgangen af Timer 2 ledes signalet videre til en OR-gate IC349, og på udgangen af denne vil der både fremkomme en kort høj puls, når der tastes samt en efterfølgende høj puls på 10ms. De to RC-led er dimensioneret ligesom C 302 og R 302 i udregning (6.18) på side Udlæsning Denne del af volumenkontrollen skal varetage et visuelt interface til det digitale potmeter og skal fortælle hvor meget der er skruet op eller ned for forstærkeren. Den skal fungere jvf. blokdiagrammet på figur 6.7 Tæller 0 1 D i s p la y d ri v er Tæller 0 1 D i s p la y d ri v er Figur 6.7: Blokdiagram for udlæsning. Udlæsningen ses i modul V i figuren i appendiks N. Denne bygger på to 4-bit dekade-tællere af typen HEF4029B, én til at tælle én ere og én til ti ere, to diplaydrivere type HEF4511B samt to LED-diplays type SC56-11EWA. Tællerne har en en CP (clockpulse) indgang, på hvilken en højtgående flanke vil tælle ét trin. Ved lav på U/D (up/down) tælles opad og omvendt (omvendt af digital potmeter). CE er count-enable, som i dette setup skal være konstant lav. Herudover er der en parallel-load PL, som ved en høj puls indlæser 4-bit værdier svarende til, hvad der står på indgangene P0 til P3 med P0 som mindst betydende bit. Dette bruges i dette tilfælde til at indlæse startværdien -52dB som svarer til 12. position på potmeteret. Ved power-on skubbes V CC ind på PL gennem C 308, og værdierne for C 308 og R 326 udfra, at minimum pulsvidden for PL jvf. datablad er 160ns samt spændingen V H,min = 3.5V i hele denne tid. Hvis C 308 vælges til 100nF, så

51 beregnes R 326 til minimum Hertil vælges en 10kΩ for at få en god margin. t bliver da t V H,min = R V H,maks. (1 e 326 C 308 ) (6.21) 3.5V = 160ns 5V (1 e R nF ) (6.22) R 308,min = 160ns = 1.33Ω ln nF (6.23) t = 10kΩ 100nF ln0.3 = 1.2ms (6.24) Vha. DEC/BIN kan vælges, om tælleren skal tælle 10 eller 16 trin ialt. I dette tilfælde skal DEC/BIN være høj, idet der skal tælles 10 trin. Udgangen TC (terminal-count) bruges til at sende signal fra én ertælleren til CE på ti er-tælleren, når der er talt en hel dekade [Philips, 1995e]. Displaydriveren har til opgave at konvertere 4-bit data fra tælleren til signaler, der kan udlæses på et 7-segment LED-display. Data-indgangene er benævnt DA til DD med DA som mindst betydende bit. Idet det er en CMOS-kreds, indeholder denne også et udgangstrin med en BJT-transistor pr. segment for at kunne trække en lysdiode. Udgangene er benævnt OA til OG. Desuden er der LT (lamptest), som ved lav sætter alle udgange høj. En høj indgang på EL (latch enable) vil fastfryse udlæsningen uanset, om der sker ændringer på indgangene. BI (ripple blanking) vil med et lavt indput, når LT er høj, forårsage, at alle udgange bliver slukket [Philips, 1995h]. De tre sidstnævnte features benyttes ikke i dette setup, og sættes til LT=BI=høj og EL=lav. De valgte 7-segmentdisplays er med fælles katode [Kingbright, 2003]. Hvert segment trækker 20mA ved normal forsyning på 2V, hvilket kræver, at der over formodstanden til hvert segment ligger 5V 2V = 3V. Dette giver en modstandsværdi på som er en standardværdi. R = 3V = 150Ω (6.25) 0.02mA Talgenkendelse Volumenkontrollen skal jvf. kravspecifikationen kunne udlæse -57dB - +6dB. Dvs, at i de to grænsetilfælde skal der spærres for tastning udover grænserne. De fire tal, som kredsløbet skal kunne genkende fra udgangen af tællerne, er 0, 5, 6, og 7 som vist i figur 6.8. De tilsvarende binære tal er {0, 5, 6, 7} 10 = {0000, 0101, 0110, 0111} 2. Tæller 01 G en k en d 5 G en k en d 0 57 G en k en d 7 00 Plu s / m i n u s la t c h P/M Tæller 02 G en k en d 0 G en k en d 6 06 Figur 6.8: Blokdiagram for talgenkendelse. Et kredsløb, der for hvert tal vil give højt udgangssignal, kan udledes jvf. figur 6.9. Her refererer {A, B, C, D} til udgangene på tæller 02 og {E, F, G, H} til udgangen på tæller 01 i diagrammet. De pågældende gates navngives jvf. figuren, hvor et % står for don t care. Disse medregnes ikke, idet den højeste værdi, der regnes med er 9.

52 O 5: 7: A B C D 7 % : 6: E F G H 5 % E F G H A B C D 6 % F*G *H = 5 (F*H)*G = 5 B+C+D = 7 E *F *G *H = 0 (E+F+G+H) = 0 B*C*D = 6 (B*C)*D = 6 F H G B C D E F G H B C D I C3 3 9 I C3 3 8 I C3 4 1 I C3 2 9 I C3 3 0 I C3 3 5 I C3 3 4 I C I C I C I C Figur 6.9: Udledning af logik til talgenkendelse. S p æ r r i n g n e d a d p s t a r t S p æ r r i n g o p a d d B I n g e n s p æ r r i n g T æ l l e r v e n d e r Figur 6.10: Tallinje for udlæsning. Udgangene 5 og 7 samt 0 og 6 samles med en AND-gate hver IC332 og IC336, og herved fåes to udgange med hvert højt signal, når én af grænseværdierne er nået. Disse udgange benævnes 57 og 06, og signaler fra disse sendes videre til tastespærring (Modul VII). Talgenkendelsen kan ses i modul VI i diagrammet i appendiks N på side 163. Herudover skal et kredsløb genkende tallet 00, idet tællerne på dette tidspunkt skal skifte retning jvf. figur Dvs, at der ønskes et højt output, når alle 8 binære outputs på tællerne er lave. Til formålet suppleres op med en ekstra kreds bestående af IC som genkender 0. Denne forbindes til udgangen på tæller 02 {A, B, C, D}, og herfra forbindes til en AND-gate IC325, som giver høj ud, når begge tællere viser 0. Udgangen kaldes 00. Fra 00 føres signal til clock C på D-latch 01 og fra dennes udgangen Q=P/M (P/M = Plus/Minus) til en XOR-gate IC324. Gaten vil invertere U/D signalet til U/D 2, når 00 passeres. D-latchens opgave er at fastholde U/D 2, når 00 forlades igen. Latchen er sat op, så dataporten D refererer til sin egen Q - se D-latch 01 i figuren i appendiks N.1. Således vil Q skifte state for hver gang, clock C går høj. Latchen er desuden forbundet med Reset til V CC gennem en kondensator C 307 og til stel gennem R 311 for at sikre lav Q ved power-on. Jvf. databladet skal reset-pulsvidden være min. 250ns samt V H,min = 3.5V. Dette giver med C 307 = 100nF en modstand på minimum 2.1Ω, når der benyttes samme udregning, som i Hertil benyttes en 10kΩ modstand. D-latches leveres parvis færdigproduceret i en chip af typen MC14013B [Philips, 1995c]. Dog er der den begrænsning i systemet, at der skal tælles i samme retning forbi 00 - ellers tælles der efterfølgende ned eller op via 99, samt at P/M vil holde forkert fortegn. Dette skyldes, at systemet ikke ved fra hvilken retning der har været talt frem til 00. Fra Q er der også taget signal ud til en lysdiode D 31, der indikerer minustegnet på udlæsningen. Latchen kan jvf. datablad håndtere udgangsstrømme på op til 10mA, hvilket er nok til at trække en lysdiode. Formodstanden til lysdioden er valgt til R 310 = 350Ω [Philips, 1995c] Tastespærring Dette kredsløb skal sammen med talgenkendelsen spærre for op- eller nedtælling, når én af grænserne for tælling er nået. Dvs, at hvis +06dB eller -57dB er nået, må der ikke komme høj ud på COUNT, hvis der forsøges tastet forbi grænsen. Talgenkendelsen skal samtidig ignorere tallet -06dB. Dvs, at systemet skal vide,

53 S and he d s t ab e l I N C _3 U/D P/M C O UN T C O UN T P/M U/D } } Karnaugh-k o rt } } I N C a l t i d = _3 1 C O UN T = 5 7 * * U/D + U/D * P/M * * U/D * P/M = 5 7 * ( 06 + U/D + ( U/D * P/M)) + 06 * U/D * P/M = 5 7 * ( 06 + U/D + ( U/D + P/M)) + ( 06 + U/D + P/M) 5 7 I N C _3 C O UN T U/D P/M 06 Figur 6.12: Udledning af logik til tastespærring. om det befinder sig over eller under 0dB, hvilket svarer til, om der er høj eller lav på P/M (Plus/Minus). Kredsløbet har indgangene benævnt INC, U/D, 57, 06, P/M og udgangen COUNT jvf. figur I N C _3 5 7 U/D P/M 0 6 Tastespærring C O UN T Figur 6.11: Blokdiagram for tastespaerring. Der kan nu vha. sandhedstabel for COUNT og Karnaugh-kort [Wakerly, 2001] udledes et kredsløb jvf. figur Her ses alle tilfælde, hvor COUNT skal være høj. Idet INC 3 altid er høj, tages den ikke i Karnaughkortet men tilføjes blot via en AND-gate i kredsløbet. Tastesprærrekredsløbet ses også diagrammet i modul VII i figuren i appendiks N.

54 6.3.6 Forstærker Formålet med forstærkeren er at sikre en høj indgangsimpedans tilbage til indgangsvælgeren og en lav impedans frem til tonekontrollen, samt give det ønskede headroom på 6dB. Forstærkeren er bygget op omkring en OPAMP af typen NE5532 [Fairchild, 2002c] koblet op i en ikke-inverterende tilbagekobling jvf. modul IV i figuren i N. Argument for at bruge en opamp er, at der senere i projektet er brugt både BJT og FET som forstærkere Forstærkning Idet udlæsningen følger en ideel logarimisk skala i modsætning til potentiometeret, som er fastlåst til en tilnærmet kurve, så kan disse to ikke følges ad gennem hele spektret. Men idet alle målinger på den samlede forstærker skal udføres ved 0dBu, så prioriteres det, at udlæsning og forstærkning er ens i dette trin. Jvf. afsnit på side 31 om det digitale potentiometer er den samlede modstand R D = 10kΩ. Når det står i stilling 0dB, som svarer til trin 57 (trin 114 på potentiometeret), vil der være en modstand mellem terminal V W og V L på 74 24Ω Ω + 80Ω = 7.94kΩ (6.26) når terminalens indre modstand R T på 80Ω regnes med. Denne er målt i afsnit F på side 130. Den samlede modstand giver en spændingsdeling V 1 af V in på V 1 = 7.94kΩ 10kΩ = V in (6.27) Forstærkeren skal give 0dB ud i denne stilling (V in = V out ), og derfor skal den forstærke G = V out V out = = 1 V V out = 1.26 gg = 2.00dBu (6.28) Dette betyder dog også, at forstærkningen højst bliver 1.26 gange, når potmeteret står i højeste postion, hvilket ikke kan opfylde de +6dBu jvf. kravspecifikationen, men derimod kun 2.00dBu. Når potmeteret står i laveste stilling (-57dBu - trin 1 på både udlæsning og potmeter) er der mellem terminal V W og V L kun den indre modstand R T, hvilket betyder, at indgangen ikke kan trækkes helt til stel. Derimod fåes en spændingsdeling V 1 af V in = 0.775V jvf. figur 6.13 på V i n R T R D V 1 R T Figur 6.13: Ækvivalent for digital potmeter. V 1 = V in RT 80Ω = 0.775V R D 10kΩ På udgangen af forstærkeren vil der da være: = 0.006V (6.29) V out = V 1 G = 0.006V 1.26gg = V (6.30)

55 p hvilket i dbu er V out = 20 log ( Vout V in ) ( ) V = 20 log 0.775V = 40.21dBu (6.31) For den ikke-inverterende forstærker gælder følgende sammenhæng mellem spændingsgain og tilbagekoblingsfaktor [Sedra & Smith, 1998] Hvis R 328 vælges til 10kΩ, så bliver R 328 V out = V in R328 R (6.32) R 329 = R 328 (G 1) = 10kΩ (1.27 1) = 27.22kΩ (6.33) Denne vælges til at være et 47kΩ trimpotmeter for at kunne trimme forstærkningen helt præcist ind. Det maksimale spændingssving, som OPAMP en skal arbejde med ved fuld udstyring vil være 0.775V RMS 2 2 = 4.384V pp (6.34) Derfor vil en forsyningsspænding på ±5V ligesom på det digitale potmeter vil være passende til formålet Indgangsimpedans Indgangsimpedansen Z in for hele forstærkeren kan beregnes ved at betragte opamp og det digitale potmeter hver for sig. Den indre modstand i indgangen af opamp en er opgivet i databladet [Fairchild, 2002c] til R i = 300kΩ. Impedansen set ind i den tilbagekoblede opamp er givet ved følgende [Sedra & Smith, 1998]: R if = R i (1 + Aβ) (6.35) Råforstærkningen A er for NE5532 opgivet til gg. β er tilbagekoblingsfaktoren, som er givet ved β = V f V out = R 329 R 329+R 328 V out = V out 27.2kΩ 27.2kΩ + 10kΩ = 0.73gg (6.36) hvilket jvf giver R if til R if = 300kΩ = Ω (6.37) Denne værdi er meget høj, og det betyder, at den praktisk talt ingen betydning får for impedansen R in set ind i det digitale potmeter, der har en impedans på R D = 10kΩ - se figur R in får altså værdien R in = R D (R if + R 329 ) = 10kΩ ( 1.09GΩ kΩ) 10kΩ (6.38) V in D i g i t a l p o t m e t e r R 329 R 328 V f - V o u t R in R i + o p a m R if Figur 6.14: Forstærkerkredsløb incl. digital potmeter.

56 Udgangsimpedans Udgangsimpedansen Z out for op-amp en kan beregnes udfra, at tilbagekoblingskredsløbet er kendt og R o = 0.3Ω jvf. Multisim-modellen for opamp en. Tilbagekoblings-topologien for den ikke-inverterende opamp kaldes serie-shunt feedback, og for denne gælder at [Sedra & Smith, 1998] R out = ( 1 1 R of 1 R L ) (6.39) hvor R of er den ubelastede udgangsmodstand for det tilbagekoblede kredsløb og R L er belastningen. R of er givet ved R of = R o 1 + Aβ = 0.3Ω 1 + ( ) = 8.2µΩ (6.40) Af (6.39) ses det, at R L indgår i udtrykket for samlet udgangsimpedans. Men R L får først betydning for R out, når R L nærmer sig størrelsen på R of, hvilket er usandsynligt, idet den er meget lav. Så den endelige teoretiske udgangsimpedans kan med rimelighed siges at være 8.2µΩ dB knækfrekvens For at bestemme den øvre 3dB knækfrekvens betragtes systemet adskilt for digital potmeter og opamp. Grunden til dette er, at det ikke oplyses, hvilket indre kapaciteter, der er skjult i potmeteret. Databladet for det digitale potmeter oplyser en indgangskapacitet til 6pF. Med udgangsmodstanden fra indgangsvælgeren på 45Ω medregnet fåes et RC-led som vist i figur 6.15 V in R o u t =4 5 Ω C in=6p F V o u t Figur 6.15: RC-led i indgang af digital potmeter. Den øvre knækfrekvens f H,pot for potmeteret kan nu beregnes til f H,pot = 1 2 π R C = 1 2 π 45Ω 6pF = 580M Hz (6.41) Den øvre knækfrekvens f H,opamp for opamp en kan beregnes udfra databladets oplysninger om open-loop forstærkning A samt den benyttede tilbagekoblingsfaktor (β = 0.73). A er jvf. databladet til gg = 94dB. Closed-loop forstærkningen A F for opamp en er givet ved [Sedra & Smith, 1998] A F = A 1 + A β = = 1.37 gg = 2.73dB (6.42) Open-loop samt closed-loop-forstærkningen er illusteret i figur 6.16

57 O p d B 120 p e n l o o p g a i n 9 4 d B 80-20d B /d e c C l o s e d l o o p g a i n d B 0 f H,o p a m 8*10 6 H z -4 0 H z Figur 6.16: Open-loop forstærkning for opamp. Her kan det ses, at tilbagekoblingen hæver båndbredden markant, idet polen (3dB knækfrekvensen) er flyttet fra ca. 1kHz til ca Hz. Systemet vil altså samlet set have to poler - en i ca. 8MHz og en i ca. 500MHz. 6.4 Simulering Alle simuleringer for volumenkontrollen er foretaget i Multisim 7, med undtagelse af 555-timerkredsene, som blev foretaget i LTSpice. Resultaterne er samlet i tabel Test Kredsløbet er opsat i protoboard og tests foregik jvf. målejournalen i appendiks F. Resultaterne for de målte parametre er samlet i tabel Vurdering af test Generelt kan der siges om tiderne for de benyttede 555 timere, at de alle er 20-25% for lange ift. de beregnede tider. Afvigelse i tiden skyldes nok hovedsageligt tolerancer i komponenterne. De benyttede kondensatorer har en tolerance på -10 til +50% og modstandene 1%. Derudover vil der løbe svage lækstrømme i komparatorernes indgange, idet disse ikke er idelle med uendelig høj indgangsmodstand - disse er der ikke taget hensyn til. Afvigelserne kan også skyldes, at de tre ens modstande R 1 i timerne måske ikke er helt ens som antaget. Med hensyn til INC delay kan propagationtimes svinge fra 190 til 380ns pr. NAND-gate jvf. databladet for HCF4093B kredsen. Dette betyder, at afvigelsen kan blive op til 100% opad ift. de 190ns, som er brugt i beregningerne. Databladet siger dog ikke noget om afvigelser nedad ift. den typiske værdi, så den ret lave målte værdi kan være svær at begrunde. Men databladet oplyser, at tiderne er opgivet ved en kapacitiv belastning C L = 50pF, og den kapacitet, der ses ind i indgangen på hver gate, er 5pF. Dette betyder, at spændingen kan stige hurtigere på udgangen, idet kapacitansen er relativt lille med kortere propagationtime til følge. Det blev forsøgt at indsætte en 50pF kondensator på alle indgangen på alle fire NAND-gates for at genskabe de forudsætninger, som databladet beskriver, og dette hævede tiden til 480ms. Men dette giver stadig en høj afvigelse på 36.8%. Tiderne er opgivet ved 25 C, hvilket er ca. 5 højere end temperaturen i laboratoriet. Måske dette kan have indflydelse på tiderne.

58 Med hensyn til den opgivne setup-time mellem INC og U/D for det digitale potmeter må det konkluderes, at producentens oplysninger ikke er helt pålidelige. Den opgives til 1µs, men potmeteret fungerer uden problemer med en setup-time på det halve. Afvigelsen for forstærkningen skyldes hovedsageligt, at det digitale potmeter ikke følger den ideelle logaritmiske kurve som udlæsningen følger. Forstærkeren blev prioriteret til at udlæsning og forstærkning skulle være sammenfaldende i 0dB, hvilket giver en fejl mellem udlæsning og forstærkning i resten af spektret som illustreret i figur 6.17 herunder. Heraf ses det, at kurven for forstærkningen generelt er højere end det, som udlæsningen viser og at de to kurver krydser i 0dB som beregnet. Ind- og udgangsimpedanserne er målt til tilfredsstillende værdier. Indgangsimpedansen er 10kΩ, hvilket er præcist som ønsket. Udgangsimpedansen blev målt til 0.43Ω, hvilket er meget lavere end de maks. 50Ω, som kravspecifikaitonen stillede. Denne skal være så lav som muligt. Årsagen til den målte værdi er højere end den beregnede værdi må findes i, at beregningen ikke tager hensyn til de indre modstande, der altid vil være i opamp, ledninger og måleinstrumenter. 3dB knækfrekvensen f H er målt til 1.08MHz, hvilket er fint til dette formål. Men ift. den beregnede værdi på 8M Hz er afvigelsen stor. Årsagen skal sandsynligvis findes i, at målingen blev foretaget på et protoboard, hvor der ikke er taget hensyn til længde på ledninger og evt. afskærmning af signalveje mm. Desuden kan der i det digitale potmeter være gemt kapaciteter af betydning, der ikke er nævnt i databladet. Samtidig kan der være en frekvensbegrænsende faktor i de benyttede BNC- kabler, idet disse ikke er beregnet til HF. f L kunne ikke måles, idet indgangen er rent DC-koblet. 6.6 Resultater Beregnet Simuleret Afvigelse fra Målt Afvigelse fra værdi værdi beregnet værdi beregnet Delay 1s 1s 0% 1.25s 25% INC Delay 760ns 714ns 6.05% 380ms 50% PD 3 10ms 10ms 0% 12ms 20% f MP1 16Hz 15.97Hz 0.14% 13.3Hz 16.9% Forstærkning dB dB % dB % Z in 10kΩ 10kΩ 0% 10kΩ 0% Z out 8.2µΩ 0.4mΩ 48.8 gg 430mΩ gg 3dB knæk. f L 0Hz 0Hz 0% 0Hz 0% 3dB knæk. f H 8MHz 7.08MHz 11.5% 1.08MHz 86.5% THD - 0% % - Tabel 6.1: Resultater for beregninger, simuleringer samt test af volumenkontrol. 6.7 Delkonklusion I dette kapitel blev volumenkontrollen opbygget. De funktionelle krav fra afsnit 2 bliver alle opfyldt af kredsløbet. Kredsløbet er frekvenslineært op til ca. 1MHz, hvilket er acceptabelt, idet det er langt over det hørbare område. Ind- og udgangsimpedanserne har begge en tilfredsstillende værdi på 10kΩ og 430mΩ. THD kunne måles til 0.03%, hvilket er meget fint ift. kravet. Det var ikke muligt at følge den ideelle logaritmiske kurve mht. forstærkning, hvorfor det heller ikke var muligt at opnå +6dB forstærkning i højeste niveau. Kravet om at kunne dæmpe ned til 57 db kunne heller ikke opfyldes. Kredsløbet virker efter hensigten mht. automatisk tælling og mulighed for at tilkoble trådløs fjernbetjening.

59 db Ideel Målt Position Figur 6.17: Grafer for ideel samt målt forstærkning i volumenkontrol.

60

61 KAPITEL 7. EFFEKTFORSTÆRKER OVERORDNET Kapitel 7 Effektforstærker overordnet Indgangssignalet til Hi-Fi forstærkeren, der konstrueres i dette projekt, kan allerede forstærkes i tone- og volumenkontrollen. Dette er dog en begrænset forstærkning på maks. 6dB. Da signalet ikke er kraftigt nok til at drive en højtaler på udgangen, er det derfor nødvendigt at indsætte en blok kun med det formål, at forstærke signalet før udgangen. Her kommer effektforstærkeren ind i billedet, der som navnet antyder forstærker effekten af signalet. En effekt er som bekendt et produkt af strøm og spænding, hvorfor det er nødvendigt både at forstærke indgangssignalets strøm og spænding. Dette gøres over to omgange. Spændingen vælges forstærket med differensforstærkere, der også ofte er brugt i operationsforstærkere. Forstærkerkoblingen har to indgange og en eller to udgange, alt efter om signalet ønskes balanceret eller ubalanceret. De to indgange skyldes, at forstærkeren, som navnet antyder, kan bruges til at forstærke forskellen mellem to signaler. Denne egenskab gør det muligt at forstærke selv meget svage og støjfyldte signaler. Derfor benyttes indgangssignalet som det ene signal ind i forstærkeren, mens et tilbagekoblingssignal benyttes som det andet. Differensforstærkeren konstrueres i kapitel 8 på side 45. Strømmen holdes konstant af konstantstrømgeneratorer, da dette gør differensforstærkeren mere temperaturstabil samt giver hævet og stabil forstærkning. I kapitel 9 på side 57 konstrueres biaskredsløb. Strømmen vælges forstærket i et klasse AB-forstærkertrin med MOSFETs, der er spændingstyrede strømgeneratorer. MOSFETs har den klare fordel fremfor BJT er, at de har en langt større indgangsimpedans, der i teorien kan betragtes som uendelig. Det er derfor ikke nødvendigt for det foregående trin, at kunne udstyre signalet med nogen nævneværdig strøm. Desuden fås flere MOSFETs med negativ temperaturkoefficient, hvilket vil sige, at de ikke leder mere strøm jo varmere de bliver og dermed skaber mulighed for termisk runaway. En sidste fordel ved MOSFETs er, at de forvrænger mindre, idet der højest er 2. ordens harmoniske svingninger i udgangssignalet. Udgangstrinet konstrueres i kapitel 10 på side 65. Som tidligere nævnt ønskes et tilbagekoblingssignal ført til differensforstærkeren. Ved indførelse af tilbagekobling opnås stabil forstærkning, større båndbredde og nedsat forvrængning. Denne tilbagekobling tages fra udgangstrinet, for at opnå stabilitet gennem hele effektforstærkeren. Tilbagekoblingen konstrueres i kapitel 11 på side 75. T il b a g ekob l ing T onekontrol Differensforstærker U d g a ng strin DC a fb ry d er B ia skred sl ø b Figur 7.1: Blokdiagram for effektforstærker. 43

62

63 KAPITEL 8. DIFFERENSFORSTÆRKER Kapitel 8 Differensforstærker 8.1 Formål Effektforstærkeren består af en spændingsforstærkningsdel og en strømforstærkningsdel. Strømmen forstærkes i udgangstrinet vha. MOSFETs, der er spændingsstyrede strømgivere. Spændingen vælges forstærket af to differensforstærkerkredsløb, der konstrueres i dette kapitel. Et samlet diagram over kredsløbet kan foldes ud fra appendiks Q på side Krav Indgangsimpedans på mindst 10kΩ. Udgangsimpedans på højst 50Ω. Meget stor råforstærkning, således at tilbagekoblingen kan tage udgangspunkt i en meget stor åbensløjfe forstærkning. Udgangssignalet skal svinge symmetrisk om 0V. Lav harmonisk forvrængning. 8.3 Konstruktion Princippet bag et enkelt differensforstærkerkredsløb er to klasse A forstærkere med et matchet transistorpar, hvilket giver transistortrinene samme karakteristika. Med samme karakteristika vil strømmen i både venstre og højre side ændres i samme grad ved samme indgangssignal. Ved yderligere at koble transistorerne fysisk sammen (eventuelt i samme hus), gøres de termisk afhængige og vil dermed også ændre karakteristika afhængigt af hinanden. Når der vælges to differensforstærkere skyldes det, at effektforstærkeren ønskes tilbagekoblet, hvorfor en meget stor råforstærkning er nødvendig. Mere om tilbagekoblingen kan læses i afsnittet 11 på side 75. Under dimensioneringen af de to forstærkere er det derfor ikke vigtigt, at koncentrere sig om forstærkningsfaktoren, da denne er opnået allerede ved brugen af to forstærkertrin. En vigtig del af dimensioneringen er at vælge fornuftige DC-arbejdspunkter. Med fornuftig menes, at DCarbejdspunktet for den første differensforstærker lægges, så collector-emitterspændingerne har mulighed for maksimal spændingsmæssigt udsving. Punktet for den næste lægges i 0V på udgangen, da dette giver mulighed for størst symmetrisk udsving på udgangen. 45

64 Selve opbygningen af de to differensforstærkertrin sker med en konstantstrømsgenerator i hvert trins biaskredsløb. Ved at holde strømmen konstant bliver BJT erne, der normalt er strømstyrede strømgivere til spændingsgivere. Når belastningen og strømmen med andre ord holdes fast, kan kun spændingen variere ifølge Ohms lov. Biaskredsløbene konstrueres i afsnit 9 på side 57. Dimensioneringen af strømgeneratorer sker ved at betragte den belastning, som differenstrinet kan blive udsat for. I dette tilfælde består udgangsbelastningen af MOSFETs, som har indgangskapacitanser der skal trækkes. Disse værdier kan som nævnt i afsnit 10 på side 65 ikke eksakt bestemmes, hvorfor dimensioneringen sker ud fra en overslagsberegning. Som udgangspunkt sættes strømgeneratoren i andet trin til 10mA. Herved er det garanteret at indgangskapacitanserne i de efterfølgende MOSFETs ikke kan belaste differenstrinet i en sådan grad, at det bliver noget problem (gennemgået i Analog Elektronik undervisning som 10 Ib, 9 Ib princippet). Det samme gør sig gældende for det første differenstrin, hvor strømgeneratoren sættes til 1mA, da belastningen her ses som mindre. I det første differensforstærkertrin benyttes pnp-transistorer, hvilket ved den valgte placering af DC-arbejdspunktet vil give differensudgangene et negativt offset. Af den grund er det nødvendigt at bruge npn-transistorer i det næste trin. Kapaciteten C 51 er indsat for at undgå DC offset. Denne har en værdi på 4.7µF, idet dette vil placere den dannede pol nedenfor det hørbare område. Polen beregnes senere under frekvensrespons. Modstandene R 58 og R 51 bestemmer indgangsmodstanden og skal tilpasses tilbagekoblingen. Modstandene R 52 og R 53 anvendes i pnp-trinet til at bestemme DC-arbejdspunkter, det samme gør R 54 og R 55 for npn-trinet DC-arbejdspunkter Først betragtes npn-delen (Q 53 og Q 54 i figur Q.1 på side 170), hvor det er ønskeligt at disses collector-ben svinger omkring 0V, altså skal der ligge ca. V cc over modstandene R 54 og R 55. Strømmen igennem I sink er på 10mA, altså 5mA igennem hver transistor (I Q54CE = 5mA). R 54 = R 55 = V cc I CE Q54 = 6.0kΩ, V cc = 30V (8.1) hvor den nærmeste værdi i E96-rækken er 5.9kΩ. Dette betyder samtidig, at der ønskes et spændingsfald på ca. 28V over transistorne, og ca. 2V over strømgeneratoren I sink. På denne måde ses det, at bias-punkterne for basis-benene på Q 54 og Q 53 skal ligge ca V over de 28V. Dette dikterer collector bias-punkterne for Q 51 og Q 52, der begge skal have DC-punkter, som ligger 2.8V over V cc. Derfor placeres collector-spændingerne for Q 51 og Q V over V cc. Strømmen fra I source er på 1mA, altså 0.5mA pr. transistor Afledte egenskaber R 52 = R 53 = 2.8V I Q51C = 5.6kΩ (8.2) Da DC-arbejdspunkterne nu er fastlagt for resten af beregningerne, kan parameterne i hybrid-π modellen udregnes for de to transistortyper. Transistor Q 51 og Q 52 er valgt til at være af typen MPSA92 [Fairchild, 1999], mens Q 53 og Q 54 er af typen MPSA42 [Fairchild, 2001]. Baggrunden for valget af dem begge er den store collector-emitter-spænding, de kan tåle, der er på 300 V. Ifølge de to datablade er Early-voltage V A, strømforstærkningen β og unity-gain frekvensen f T den samme, mens transistorkapaciteterne er forskellige. Der ses i begge tilfælde bort fra basisstrømmene, hvorved collectorstrømmen er lig emitterstrømmen. Ud fra de aflæste værdier, kan følgende parametre fastlægges: β = 40 (8.3)

65 V A = 100V (8.4) f T = 50MHz (8.5) gm 51 = gm 52 = I CQ51 I CQ52 V T = 0.5mA = 19.8mS 25.2mV (8.6) r π51 = r π52 = β 40 = = 2.02kΩ gm 51 gm mS (8.7) r o51 = r o52 = V A = 100V = 200kΩ I CQ51 I CQ52 0.5mA (8.8) C µ51 = C µ52 = 6pF (8.9) C π51 = C π52 = gm 51 gm 52 C µ51 C µ52 = 19.8mS 6pF = 57.1pF 2π f T 2π 50MHz (8.10) gm 53 = gm 54 = I CQ53 I CQ54 = 5mA = 198mS V T 25.2mV (8.11) r π53 = r π54 = β = 40 = 202Ω gm 53 gm mS (8.12) r o53 = r o54 = V A = 100V = 20kΩ I CQ53 I CQ54 5mA (8.13) C µ53 = C µ54 = 3pF (8.14) C π53 = C π54 = gm 53 gm 54 C µ53 C µ54 = 198mS 3pF = 628pF 2π f T 2π 50MHz (8.15) T o n e k o n t ro l E51 E52 R58 - ro51 ro52 - Vπ52 rπ52 R54 R55 Zod Zi d C51 rπ51 Vπ51 + g m 51 Vπ51 C51 C52 g m 52 Vπ52 + B52 T i l b a g e k o b l i n g U d g a n g s t ri n B51 R51 B53 + C53 C54 B54 + R52 R53 rπ53 Vπ53 ro53 ro54 Vπ54 rπ54 - g m 53 Vπ53 g m 54 Vπ54 - E53 E54 Figur 8.1: Ækvivalentdiagram for differensforstærkerkredsløbet uden transistorkapaciteter Ind- og udgangsimpedans For at udregne indgangsimpedansen tages der udgangspunkt i ækvivalentdiagrammet for differensforstærkeren vist på figur 8.1. Indgangsimpedansen Z id er givet ved den impedans, som et signal på indgangen vil gennemløbe. Alle spændingskilder på diagrammet erstattes af stelpunkter under en AC-analyse. Idet det antages, at indgangssignalerne til basis-benene er ens, vil de fælles emitterben ligeledes være et stelpunkt. Dette medfører, at indgangsimpedansen er givet ved R 51 og r π51 parallelt samt R 58 og C 51 i serie.

66 Indgangsimpedansen er frekvensafhængig og derfor udregnet ved 1kHz i henhold til IEC R id = R 58 + (R 51 r π51 ) (8.16) = R 58 + R 51 r π51 = R 51 + r π51 (8.17) = 22.1kΩ 2.02kΩ 2.21kΩ + = 4.06kΩ 22.1kΩ kΩ (8.18) 1 1 X C = = = 33.9Ω (8.19) 2π f C 51 2π 1kHz 4.7µF Z id = Rid 2 + X2 C = (4.06kΩ) 2 + (33.9Ω) 2 = 4.06kΩ (8.20) Udgangsmodstanden kan beregnes efter samme princip. Her er det modstandene R 55 og r o54 parallelt. Z od = R 55 r o54 (8.21) = R 55 r o54 (8.22) R 55 + r o54 5.9kΩ 20kΩ = = 4.56kΩ (8.23) 5.9kΩ + 20kΩ I forhold til de opstillede krav, er indgangsimpedansen for lav, mens udgangsimpedansen er for høj. Det er ikke muligt at overholde kravet, hvilket dog kunne være sket, hvis andre transistortyper havde været anvendt. Ved brug af transistorer med en højere forstærkningsfaktor ville indgangsimpedansen have været større. Desuden ville en lavere early-spænding eller en større biasstrøm have gjort udgangsimpedansen lavere Bestemmelse af råforstærkning Råforstærkningen for differenstrinene bestemmes separat for de to blokke, og derefter multipliceres de to forstærkningsgrader. Formålet med bestemmelse af råforstærkningen er at bekræfte, at trinet forstærker nok til, at dette kan tilbagekobles kraftigt. Først betragtes trinet til venstre (Q 51 og Q 52 ) fra figur 8.1 på forrige side, hvor halvdelen af det totale indgangs-signal lægges på hver side. Råforstærkningen gennem venstre og højre side er den samme, hvorfor der vælges kun at regne på venstre. Output på denne differensudgang er i punktet V CQ51. Det antages, at strømmen, der løber gennem udgangen og ind i et basis-ben på det næste trin, er 0 A. Strømmen I CQ51 kan derved findes, som strømmen fra transistor Q 51 alene. I CQ51 = gm 51 i π51 r π51 (8.24) Strømmen i π51 kan udregnes som en strømdeling af indgangsstrømmen mellem r π51 og R 51. Indgangsstrømmen kan beskrives vha. indgangsspændingen på det halve signal niveau og indgangsimpedansen Z id. i π51 = V s/2 R 51 (8.25) Z id R 51 + r π51 Strømmen I CQ51 gennemløber en parallelkobling af modstandene R 52 og r o51, så et udtryk for V CQ51 kan opstilles. V CQ51 = gm 51 Vs/2 Z id R 51 r π51 R 51 + r π51 R 52 r o51 R 52 + r o51 (8.26) Forstærkningen A 1 i det første differensforstærkertrin er forholdet mellem forsyningsspændingen V s og udgangsspændingen V CQ51. A 1 = V CQ51 1 R 51 r π51 R 52 r o51 = gm 51 (8.27) V s 2 Z id R 51 + r π51 R 52 + r o51 = 19.8mS kΩ 22.1kΩ 2.02kΩ 5.6kΩ 200kΩ = 24.58gg (8.28) 22.1kΩ kΩ 5.6kΩ 200kΩ

67 Råforstærkningen i det andet differenstrin (Q 53 og Q 54 ) beregnes ligeledes med udgangspunkt i figur 8.1. Råforstærkningen for dette trin beregnes for højre side, idet output har udtag her. Strømmen i udgangsbenet har samme værdi som I CQ54, der ene og alene kan findes som strømmen fra transistor Q 54. I CQ54 = gm 54 V π54 (8.29) Spændingen V π54 er ifølge tegningen lig spændingen fra differensudgangen, der også her sættes til et halvt indgangssignal. Udgangsspændingen V Output kan udregnes som værende spændingsfaldet over modstandene R 55 og r 054 parallelt, som kan udregnes vha. det fundne udtryk for strømmen. V Output = gm 54 Vs 2 (R 55 r 054 ) (8.30) = gm 54 Vs 2 R 55 r 054 (8.31) R 55 + r 054 Forstærkningen A 2 i det andet differensforstærkertrin er forholdet mellem forsyningsspændingen V s og udgangsspændingen V Output. A 2 = V Output V s = gm = 198mS 1 2 R 55 r 054 R 55 + r 054 (8.32) 5.9kΩ 20kΩ = 451gg 5.9kΩ + 20kΩ (8.33) Differensforstærkerens samlede forstærkningfaktor A tot kan udregnes ved produktet mellem de to fundne forstærkningsgrader. A tot = A 1 A 2 = 24.58gg 451gg = gg (8.34) Bestemmelse af frekvensrespons I dette afsnit bestemmes en frekvensrespons for differensforstærkeren for at være sikre på, at det valgte pasbånd ikke er berørt af utilsigtede dæmpninger eller forstærkninger. Senere anvendes dette frekvensrespons i tilbagekoblingen, for yderligere at forbedre pasbåndet Miller transformation af C µ For at gøre beregningerne af frekvensrespons nemmere, anvendes Miller transformation til at transformere kapaciteter, helt specifikt flyttes c µ5n, så disse bliver dele af c π5n og c π5n. Den nye kondensator c π5n er placeret parallelt med strømgeneratoren og den pågældende r o5n modstand, som vist på figur 8.3. Udtrykket for transformation af kondensatorer er givet ud fra [Sedra & Smith, 1998, s. 614]: ( c π5n = c π5n + c µ5n (1 k n ), c π5n = c µ5n 1 1 ) (8.35) k n hvor k er forstærkningen for hver transistor, fra base til collector. For transistor Q 51 er k givet ved V C51 V π51 = gm 51 r o51 //R 52 //r π54 (og for Q 52 er værdierne magen til). På samme måde beregnes k for Q 53 og Q 54 til V C54 V B54 = gm 54 r o54 //R 55. Ud fra formel (8.35) og de kendte k-værdier, kan de transformerede kapacitanser beregnes. Disse er vist i tabel 8.1 på næste side. Disse værdier tilsvarer det transformerede diagram på figur 8.3 på side Overføringsfunktion for differensforstærker Frekvensresponset for differenstrinet bestemmes ved igen at opstille udtryk for forstærkningen, denne gang med hensyntagen til kapaciteter og dermed frekvensafhængighed. Der tages udgangspunkt i figur 8.3 på side 51.

68 R52 R53 R54 R55 T o n e k o n t ro l E51 E R58 rπ51 Vπ51 Cπ51 ro51 ro52 Cπ52 Vπ52 rπ52 C51 + g m 51 Vπ51 g m 52 Vπ52 + T i l b a g e k o b l i n g B51 Cµ5 1 C51 C52 Cµ5 2 B52 R51 U d g a n g s t ri n B53 C53 C54 B54 + Cµ5 3 Cµ5 4 + rπ53 Vπ53 Cπ53 ro53 ro54 Cπ54 Vπ54 rπ54 - g m 53 Vπ53 g m 54 Vπ54 - E53 E54 Figur 8.2: Ækvivalentdiagram for differensforstærkerkredsløbet med transistorkapaciteter. c [ ] c π5n 8.63e e e e-10 [F] c π5n 7.56e e e e-08 [F] Tabel 8.1: Miller transformerede kondensatorværdier. Frekvensresponset bestemmes via spændingen i 3 punkter. Først opstilles et udtryk for spændingen over V π51, hvilket bestemmer strømmen i punktet C51. Ved at multiplicere strømmen i dette punkt med den modstand, som generatoren (gm 51 ) kigger ind i, gives et udtryk for V π54. Dette styrer generatoren i gm 54, som giver anledning til en spænding i punktet C54, ved at multiplicere med den frekvensafhængige udgangsmodstand. Først bestemmes spændingen i V π51 ved en spændingsdeling. V π51 = V π51 = V π51 = ( R r 1 π51 + ) 1 Sc π51 R Sc 51 + ( R r 1 π51 + Sc π51 (Brøkerne ganges sammen) ( R 58 r 1 π51 + R Sc π51 (Multiplicer med s) 1 ) c 51 S s ( S 2 c π51 R ( 58 + S R 58 r 1 π51 + R 1 51 ) 1 V s (8.36) ( r 1 π51 + ) V R 1 c 51 + s (8.37) π51 c 51 ) ) c ( π51 c c 51 r 1 π51 + R 1 51 ) V s (8.38) Modstanden, som generatoren gm 51 kigger ud i, er bestemt af parallelkoblinger af r o51, R 52, r π54, c π51 og

69 R52 R53 R54 R55 T o n e k o n t ro l R58 - C π51 g m 51 Vπ51 E51 E52 C π52 g m 52 Vπ52 C π52 - rπ51 Vπ51 ro51 ro52 Vπ52 rπ52 C51 + C π51 + T i l b a g e k o b l i n g C51 C52 B52 B51 R51 U d g a n g s t ri n B53 C53 C54 B rπ53 Vπ53 C π53 C π53 C π54 C π54 ro53 ro54 Vπ54 rπ54 - g m 53 Vπ53 g m 54 Vπ54 - E53 E54 Figur 8.3: Ækvivalentdiagram for differensforstærkerkredsløbet med Miller-transformerede transistorkapaciteter. c π54. Denne modstand multipliceret med strømmen fra gm 51 giver spændingsfaldet over r π54. V π54 = V π51 gm 51 r gm51 V s (8.39) (Indsæt udtryk for r gm51 ) V π54 = V π51 gm 51 (Sc π51 + Sc π54 + ro R π54) r 1 Vs (8.40) (Trækkes sammen) V π54 = V π51 gm 51 (S (c π51 + c π54) + r 1 o51 + R r 1 π54) 1 Vs (8.41) Fremgangsmåden gentages, idet spændingen V π54 multipliceret med transkonduktansen gm 54 og modstanden, som generatoren gm 54 kigger ud i, giver spændingen på udgangen. V out = V π54 gm 54 r gm54 (8.42) (Indsæt udtryk for r gm54 ) V out = V π54 gm 54 (Sc π54 + ro ) 1 R 1 55 (8.43) Sammensættes udtryk fra de 3 forrige reduktioner (formler (8.38), (8.41) og (8.38)), giver det følgende oveførelsesfunktion A(S) = V out V s = S ( S 2 c π51 R ( 58 + S R 58 r 1 π51 + ) R 1 c π51... (S (c π51 + c π54) + r 1 o51 + R r 1 π54... gm 51 gm 54 } {{ } k c 51 ) ( + 1 c 51 r 1 π51 + )... R 1 51 ) 1... ) 1 ( Sc π54 + ro R 1 55 (8.44)

70 Hvoraf k-værdien, poler og nulpunkter nu kan beregnes Beregning af poler og nulpunkter Ud fra de to forrige afsnit er det nu muligt at opstille de endelige udtryk for poler og nulpunkter. Nulpunkter fremkommer fra tælleren i formel (8.44), som giver 0 i 0Hz. Poler beregnes ud fra samme formel, idet nævnerne er på enten polynomie eller pol-form. Polerne er udregnet nedenfor ( s 2 c ( π51r 58 + s R 58 r 1 π51 + ) c ) R π ( r 1 π51 c 51 c + ) R 1 51 = 0 51 s = [ 1.83M Hz, 8.35Hz] (8.45) og for nævnerne s (c π51 + c π54) + ro R r 1 π54 = 0 s = 1 c π51 +c π54 sc π54 + ro R 1 55 = 0 s = 1 c π54 ( r 1 o51 + R r 1 π54 ( r 1 o54 + R 1 55 ) ) = 244kHz (8.46) = 11.6M Hz (8.47) k = (8.48) En samlet oversigt over poler og nulpunkter er at finde i tabel 8.2. Det beregnede resultat sammenlignes grafisk i simuleringsafsnittet. Parameter Nulpunkt 0Hz Pol 8.35Hz 244kHz 1.83M Hz 11.6M Hz Tabel 8.2: Samlet oversigt over poler og nulpunkter for differenstrin. 8.4 Simulering Simuleringer er foretaget med modeller taget fra transistorernes datablade [Fairchild, 1999] og [Fairchild, 2001]. Alle simuleringer til dette afsnit er foretaget i LTspice. Tilbagekoblingskredsløbet er ikke taget med i simuleringen, men er erstattet af en modstand til stel, med samme størrelse som R DC-arbejdspunkter En operating-point-analyse er udført, hvorved data i tabel 8.3 på næste side er fremkommet. Heri ses det, at resultaterne stemmer udemærket overens med de beregnede værdier. Der løber 0.5mA igennem Q 51 og Q 52 og 5mA igennem Q 53 og Q 54. Spændingsfaldene passer ligeledes, med 28.2V fra emitter til collector på pnp-trinet, og 29.0V fra collector til emitter på npn-trinet. Spændingsniveauet på V C54 ligger desværre på 0.82V, hvilket svarer til et DC-offset på udgangen. Dette vil senere blive rettet vha. tilbagekobling Ind- og udgangsimpedans Ind- og udgangsimpedansen er simuleret ved en AC analyse. Af den dannede kurve af spændingen divideret med strømmen ses det, at ind- og udgangsimpedansen er lineær indenfor den valgte båndbredde. Det lineære niveau er for indgangsimpedansen aflæst til: Z id = 15.0kΩ (8.49)

71 Parameter Q 51 Q 52 Q 53 Q 54 I e 0.5mA 0.5mA 5mA 5mA I c 0.493mA 0.493mA 4.95mA 4.95mA I b 6.52µA 6.52µA 53.7µA 53.7µA V ce 28.2V 28.2V 29.0V 29.0V V be 0.551V 0.551V 0.662V 0.662V V bc 27.7V 27.7V 28.4V 28.4V gm V C5n 27.54V 27.54V 0.82V 0.82V V E5n 0.695mV 0.695mV 28.2V 28.2V Tabel 8.3: DC operating-point analyse af differensforstærkeren. Den simulerede værdi afviger 270% fra den beregnede, hvilket bl.a. skyldes at LTspice i sin model regner med en β-værdi på 75. Ved brug af denne værdi fås en indgangsimpedans på 5.9kΩ, hvilket afviger med 156% fra det beregnede. Det lineære niveau er for udgangsimpedansen aflæst til: Z od = 5.34kΩ (8.50) Den simulerede værdi afviger 17.1% fra den beregnede, hvillet bl.a. skyldes at LTspice i sin model regner med en β-værdi på 92. Ved brug af denne værdi fås en udgangsimpedans på 5.9kΩ, hvilket afviger med 11.1% fra det beregnede. I begge tilfælde skyldes afvigelsen flere parametre i transistorerne, som der ikke er taget højde for i beregninger, såsom indre kapaciteter Råforstærkning Råforstærkningen for differensforstærkeren er simuleret i to dele for at lette overskueligheden. I begge tilfælde er effektivværdien aflæst. For det første trin er indgangssignalet (V s ) og den differentielle udgangsspænding (V C52 V C51 ) fundet. Råforstærkningen udregnes som forholdet mellem ind- og udgangsspænding. A 1 = V C52 V C51 V s = 1.786mV µV = 25.26gg (8.51) For det andet trin er det differentielle indgangssignal (V C52 V C51 ), det ubalancerede output (V Output,RMS ) og udgangens DC-offset fundet (V Output,DC ). Råforstærkningen udregnes igen som forholdet mellem ind- og udgangsspænding. A 2 = V Output,RMS V Output,DC V C52 V C51 = V 874mV 1.413mV = 194.1gg (8.52) Til sammen giver disse to råforstærkninger en samlet forstærkning for differensforstærkeren på: Overføringsfunktion A tot = A 1 A 2 = 25.26gg 194.1gg = 4902gg (8.53) Overføringsfunktionen for det samlede differenstrin er simuleret. På figur 8.4 på den følgende side ses den simulerede frekvensrespons og fasekaraktistik samt det teoretisk beregnede frekvensrespons og fasekarakteristik. Heraf ses det, at den beregnede frekvensrespons tilnærmelsesvist følger den simulerede. Den største afvigelse sker lige efter 20M Hz, hvor det simulerede frekvensrespons har nogle nulpunkter, der ikke optræder i det beregnede udtryk. Dette kan skyldes højfrekvens-forhold, som beregningsmodellen ikke tager højde for.

72 Simuleret forstærkning Teoretisk forstærkning Forstærkning [db] ! e+06 1e+07 1e+08 Frekvens [Hz], - #. " # $ % '&(*) + Figur 8.4: Simuleret og beregnet overføringsfunktion for differensforstærker. 8.5 Test Der er ikke lavet en dissideret test af differensforstærkertrinet med det formål, at kontrollere beregninger og simuleringer. Dette skyldes, at forstærkning, frekvensgang, ind- og udgangsimpedans samt THD ændrer sig meget, når tilbagekoblingen sluttes til. Desuden er eksempelvis åbensløjfe-forstærkningen umulig at måle under de tilgængelige laboratorieforhold, da en så stor forstærkning kræver et meget lille indgangssignal i et støjsvagt område. Der er derfor alene foretaget en test af, om differensforstærkeren separat vil kunne spændingsforstærke i en eller anden grad uden at oscillere. Dette var tilfældet under testen, hvorfor flere filterkondensatorer blev påsat. Kondensatorerne er ikke beregnet, men ene og alene fundet i praktisk sammenhæng. Der blev placeret en kondensator parallelt med R 51 på 1µF, for at fjerne støj på indgangssiden. Desuden blev der indsat en kondensatorer på 18pF mellem differensudgangene og collectorerne på det sidste differenstrin, for at fjerne det oscillerende signal. Kondensatorerne er ikke taget med i videre beregninger. En endelig test af differensforstærkeren som del af den samlede forstærker findes under accepttest, afsnit

73 Resultater Beregnet Simuleret Afvigelse fra Målt Afvigelse fra Afvigelse fra værdi værdi beregnet værdi beregnet simuleret Indgangsimpedans 4.06kΩ 15.0kΩ 270% Udgangsimpedans 4.56kΩ 5.34kΩ 17.1% Råforstærkning A gg 25.26gg 2.77% Råforstærkning A2 451gg 194.1gg 132% Tabel 8.4: Resultater fra beregninger og simulering af differensforstærkerkredsløbet. 8.7 Delkonklusion I dette kapitel blev en spændingsforstærker opbygget i form af to differensforstærkere. Disse to trin blev dimensioneret med henblik på at placere deres arbejdspunkter fornuftigt i forhold til udgangstrinet. Dette skyldes, at det var forventet, at åben-sløjfe-forstærkningen, som ønsket automatisk ville blive meget høj. Denne forstærkning ønskedes ikke fastlagt til en bestemt størrelse, men blot stor nok til at kraftig negativ tilbagekobling var mulig. En simpel funktionalitetstest blev foretaget og indgangsspændingen blev forstærket uden tilførsel af resonanssvingninger efter indsættelse af filterkondensatorer.

74

75 KAPITEL 9. BIASKREDSLØB Kapitel 9 Biaskredsløb 9.1 Formål Som beskrevet i kapitel 7 på side 43 skal der i differensforstærkeren benyttes to konstantstrømsgeneratorer. I dette kapitel konstrueres, simuleres og testes to sådanne strømgeneratorer. Et samlet kredsløbsdiagram over de to konstantstrømgeneratorer kan foldes ud fra appendiks R på side 171. En konstantstrømsgenerator benyttes, når der er behov for et kredsløb, der leverer en fast strøm uanset belastningens størrelse. Generatoren udnytter, at transistoropkoblingen har en høj udgangsimpedans, som det også ses af beregningerne i det følgende. Dette gør, at transistorens collector-emitter-spænding altid ændrer sig efter belastningen, og på den måde løber der ideelt set altid den samme strøm gennem belastningen. 9.2 Current-source kredsløb til første differenstrin Den første differensforstærker er dimensioneret til at trække 1mA fra biaskredsløbet. Kredsløbet konstrueret til dette formål ses på figur 9.1. De to dioder er af samme type og der er valgt 1N4148 dioder. Spændingen over modstanden R 41 kan nu udtrykkes som: KV L : +V D41 + V D42 V BE V R41 = 0 (9.1) (9.2) V R41 = 2 V D V BE (9.3) Det vil altså sige, at spændingsfaldet over modstanden R 41 cirka svarer til en diodespænding. Det maksimale spændingsfald, der kan forekomme over transistorens CE strækning er 60V, og der vælges udfra dette en BC556 til kredsløbet, da denne kan klare 65V. Det kan i databladet for denne transistor aflæses, at forstærkningen β ved en collectorstrøm I C på 1mA er 200gg. Dette betyder, at strømmen igennem basisbenet skal være: I b = I c β = 1mA = 5µA (9.4)

76 +3 0 V D 41 R 41 I C D 42 Q41 R V I O U T 1. Di f f e r e n s t r i n Figur 9.1: Kredsløbsdiagram for current-source kredsløbet. Det vides fra undervisningen i analog elektronik, at strømmen til basisbenet helst kun skal udgøre 1/10 af strømmen gennem biaskredsløbet, så derfor vælges strømmen gennem R 42 til 50µA. For at beregne spændingsfaldet over dioderne D 41 og D 42 ved denne strøm skal termospændingen V T beregnes. Ved en temperatur på 25 C bliver V T [Sedra & Smith, 1998]: V T = k T q = J/K 298K C = 25.27mV (9.5) Da det ikke har været muligt at finde en I S værdi i databladet for de anvendte dioder, er værdien fra modellen i Multisim anvendt. I S er aflæst til 0.1pA, hvilket giver et spændingsfald over hver af dioderne på: V D = V T ln ( IC I S ) ( ) 50µA = 25.27mV ln = mV (9.6) 0.1pA I S for transistoren er ligeledes aflæst i Multisim, og den antog værdien pA. Dette giver et spændingsfald over BE strækningen på: ( ) ( ) Ic 1mA V be = V T ln = 25.27mV ln = mV (9.7) I S pA V R41 kan nu beregnes udfra formel (9.3): Dette giver en modstandsværdi på: V R41 = 2 V D V BE = mV mV = mV (9.8) R 41 = mV 1mA = Ω (9.9) Modstandsværdien på R 42 kan beregnes til: R 42 = 60V 2 V D 50µA = 60V mV 50µA = 1.18M Ω (9.10) Den maksimale belastning, der kan benyttes, hvis kredsløbet skal levere 1mA kan beregnes som: R belastning = V belastning I out = V CC V R41 V CE,sat 60V 0.375V 0.300V = I out 1mA = kΩ (9.11) V CE,sat er aflæst i databladet for den anvendte BC556 [Fairchild, 2002b]. På baggrund af ovenstående udregning stoppes simuleringer og tests ved belastningsmodstande på 60kΩ.

77 9.2.1 Udgangsmodstand I figur 9.2 ses en hybrid-π model for current source biaskredsløbet. Den sædvanlige strømgenerator g m V π er sammen med modstanden r o udskiftet med deres Thevenin ækvivalent. Modstanden R BB er en ækvivalent modstand for biaskredsløb på transistoren. Dette netværk består som det ses af figur 9.1 af to dioder fra forsyningen V CC til basis samt modstanden R 42. Diodernes modstand ved DC beregnes til: 2 R D = V D I D Dette giver en modstandsværdi for R BB på: = mV 50µA = 20.25kΩ (9.12) R BB = (2 R D ) R 42 = 20.25kΩ 1.18MΩ = 19.9kΩ (9.13) For at udregne udgangsmodstanden indsættes en ideel spændingsgenerator V x på udgangen af biaskredsløbet. Det antages i det efterfølgende, at strømmen I X kun løber gennem modstanden R 41 og ikke til modstandene r π og R BB. Der ses altså bort fra strømmen I X /β, der reelt vil løbe gennem disse modstande. Herefter opstilles kredsløbsligninger for modellen: I x + r o R B B V π - r π g m *v π *r o Vx R 41 Figur 9.2: Hybrid-π model for kredsløbet fra figur 9.1 med Thevenin ækvivalent for strømkilde og modstanden r 0. KV L : V x = I x r o g m V π r o + I x R 41 (9.14) KV L : V π = r π I x R 41 r π + R BB (9.15) ( ) r π V x = I x r o + R 41 + g m r o R 41 (9.16) r π + R BB R out = V ( ) x r π = r o + R 41 + g m r o R 41 (9.17) I x r π + R BB R out = V A I C + R 41 + I C V T VA I C R 41 R out = 84.56V 1mA = kΩ βv T I C βv T I C + R BB (9.18) 1mA + 375Ω mV 84.56V mV 1mA 375Ω 1mA mV kΩ 1mA (9.19) Early-spændingen V A er aflæst i multisim for den anvendte transistor, idet det ikke var muligt at finde denne i databladet.

78 ! Simulering Kredsløbet er simuleret i Multisim ved forskellige udgangsbelastninger, og de simulerede værdier er i god overensstemmelse med de beregnede. De aflæste I out strømme er indført i tabel 9.1 og Test En målejournal over den udførte måling på kredsløbet findes i appendiks J og alle resultater er indført i tabel 9.1 og 9.2. Afvigelserne er acceptable, og de kan som beskrevet i appendiks J tilskrives β faktoren. Det kan desuden observeres, at strømmen som forventet ikke kan opretholdes, når belastningen kommer over de beregnede kΩ Resultater I tabel 9.1 og 9.2 ses alle resultater fra teori, simulering og tests på det konstruerede current-source kredsløb. Figur 9.3 viser to grafer over disse tabeller. Belastning [kω] I out teori [ma] I out sim. [ma] I out testet [ma] Tabel 9.1: Resultater for current-source kredsløbet. Belastning [kω] I out teori [ma] I out sim. [ma] I out testet [ma] Tabel 9.2: Resultater fra current source kredsløbet [ma] [ma] [kω] (a)! " " # [kω] (b) Figur 9.3: Grafisk oversigt over resultaterne for current-source kredsløbet. (a) Belastning fra 0-10kΩ. (b) Belastning fra 0-60kΩ. 9.3 Current-sink kredsløb til andet differenstrin Den anden differensforstærker er dimensioneret til at biaskredsløbet hertil skal sinke 10mA. Kredsløbet konstrueret til dette formål ses på figur 9.4. Der er lavet to separate kredsløb efter samme princip som

79 forrige biaskredsløb. Hver af disse er dimensioneret til at trække 5mA, hvilket total set giver 10mA når de sættes i parallel. Grunden til, at der ikke er lavet et separat kredsløb til at trække alle 10mA er, at det gennem praktiske målinger er erfaret, at denne collectorstrøm medfører kraftig ophedning af transistoren. Herved opstår kraftige afvigelser fra teorien, idet transistoren oplever termisk runaway. Grunden til den kraftige ophedning af transistoren er, at der afsættes for meget effekt i denne. Med et spændingsfald på cirka 60V over collector-emitter strækningen giver 10mA en afsat effekt på 600mW. Det aflæses i databladet, at den maksimale effektafsættelse for transistoren er 500mW - derfor benyttes to transistorer og den teoretiske effektafsættelse i disse bliver så 300mW pr. transistor. I den videre analyse arbejdes kun med venstre halvdel af kredsløbet. 2. Di f f e r e n s t r i n +3 0 V I O U T +3 0 V I out/2 I out/2 R 4 5 R 4 3 D 4 5 Q 4 3 Q 4 2 D 4 3 D 4 6 R 4 6 R 4 4 D V Figur 9.4: Kredsløbsdiagram for current-sink kredsløbet. De to dioder er af samme type, og der er igen valgt 1N4148 dioder. Spændingsfaldet over modstanden R 46 kan beregnes som: KV L : +V D45 + V D46 V R46 V BE = 0 (9.20) (9.21) V R46 = 2 V D V BE (9.22) Det maksimale spændingsfald, der kan forekomme over transistorens CE strækning er 60V, og der vælges udfra dette en BC546 til kredsløbet. Det kan i databladet for denne transistor aflæses, at forstærkningen β ved en collectorstrøm I C på 5mA er 200 gange. Dette betyder at strømmen på basis benet skal være: I b = I c β = 5mA = 25µA (9.23) 200 Igen fastsættes strømmen gennem biaskredsløbet til at være 10 gange den nødvendige strøm på basisbenet - altså 250µA. Benyttes den udregnede termospænding fra formel (9.5) giver dette et diodespændingsfald på: ( ) ( ) IC 250µA V D = V T ln = 25.27mV ln = mV (9.24) 0.1pA I S Igen er værdien for I S aflæst i den anvendte simulering, da det ikke var muligt at finde den i databladet for de anvendte dioder. Spændingsfaldet over transistorens BE strækning kan beregnes til: ( ) ( ) Ic 5mA V be = V T ln = 25.27mV ln = mV (9.25) 0.018pA I S V R46 kan nu beregnes udfra formel (9.22): V R46 = 2 V D V BE = mV mV = mV (9.26)

80 Dette giver en modstandsværdi på: Modstandsværdien for R 42 kan beregnes til: R 46 = mV 5mA = 85.6Ω (9.27) R 45 = 60V 2 V D 250µA = 60V mV 250µA = kΩ (9.28) Den maksimale belastning der kan benyttes, hvis kredsløbet skal sinke 10mA kan beregnes som: R belastning = V belastning I out = V CC V R46 V CE,sat 60V 0.427V 0.09V = I out 10mA = 5.94kΩ (9.29) V CE,sat er aflæst i databladet for den anvendte BC546 [Fairchild, 2002a]. På baggrund af ovenstående udregning stoppes simuleringer og tests ved belastningsmodstande på 6kΩ Udgangsmodstand Hybrid-π modellen for hver af de to transistorer vil se ud som den vist på figur 9.2. Derfor kan formel 9.18) benyttes på hver transistor. Modstanden, der observeres fra udgangen af strømgeneratoren bliver en parallelforbindelse af to identiske udgangsmodstande beregnet med denne formel. Ækvivalentmodstanden R BB for biasnetværket bliver: ( ) mV R BB = (2 R D ) R 45 = kΩ = Ω (9.30) 250µA Udfra (9.18) beregnes udgangsmodstanden for hver 5mA strømgenerator til: R out,5ma = 80V 5mA Ω + 5mA 25.27mV 80V 5mA 85.6 β 25.27mV 5mA = kΩ (9.31) β 25.27mV 5mA Ω Igen er Early-spændingen V A aflæst i Multisim-modellen. Den totale udgangsmodstand for biaskredsløbet bliver: Simulering R out = R out,5ma R out,5ma = kΩ kΩ = kΩ (9.32) Kredsløbet er simuleret i Multisim ved forskellige udgangsbelastninger, og viser god overensstemmelse med de beregnede værdier. De aflæste I out strømme er indført i tabel Test En målejournal over den udførte måling på kredsløbet findes i appendiks J, og alle resultater er indført i tabel 9.3. Afvigelserne er acceptable, og de kan som beskrevet i appendiks J tilskrives β faktoren. Det kan desuden observeres, at strømmen som forventet ikke kan opretholdes, når belastningen kommer over de beregnede 5.94kΩ.

81 9.3.4 Resultater I tabel 9.3 ses alle resultater fra teori, simulering og tests på det konstruerede current sink kredsløb. Figur 9.5 viser to grafer over disse tabeller. Belastning [kω] I out teori [ma] I out sim. [ma] I out testet [ma] Tabel 9.3: Resultater for current-sink kredsløbet. [ma]!!"$# kω% Figur 9.5: Grafisk oversigt over resultaterne for current-sink kredsløbet. 9.4 Delkonklusion Som det ses af tabel 9.1, 9.2 og 9.3 er det i dette kapitel lykkedes at konstruere to strømgeneratorer, der i de praktiske tests viser gode resultater. Grunden til afvigelserne fra de beregnede 1mA og 10mA kan tilskrives transistorens variation i forstærkningsfaktoren β - denne er i udregningerne sat til 200 udfra typical value i databladet. Det anvises også i databladet, at denne i realiteten kan variere mellem 180 og 450. Var det nødvendigt med en mere præcis strøm til differensforstærkerne kunne curvetraceren i laboratoriet benyttes til at fastlægge den specifikke β værdi for de anvendte transistorer - og derefter kunne præcise modstandsværdier så beregnes. Dertil påvirkes målingerne også af, at I C er temperaturafhængig. Ved de lave Ohm ske belastninger ligger der altid et stort spændingsfald over tansistoren, og dette medfører en større omsætning til varme. Og I C stiger med temperaturen som så igen får temperaturen til at stige osv.

82

83 KAPITEL 10. UDGANGSTRIN Kapitel 10 Udgangstrin 10.1 Formål Signaler tilsluttet forstærkeren er indtil nu blevet spændingsforstærket som det beskrives i afsnit 8, men for at kunne levere den ønskede effekt i en højtaler, er der brug for et yderligere forstærkertrin, der kan levere de nødvendige strømme. Et samlet diagram over kredsløbet kan foldes ud fra appendiks S på side Krav Udgangstrinet har indflydelse på nogle af de overordnede krav for det samlede kredsløb: Udgangsimpedansen skal være under 2Ω Udgangseffekt skal være 50W i 8Ω Den samlede forvrængning skal være under 0.1% 10.3 Konstruktion For at kunne opnå den ønskede udgangseffekt på 50W i 8Ω skal trinet kunne levere en spænding V o på [Sedra & Smith, 2004, s. 1236] P L = 1 Vo,p 2 V o,p = 2 P L R L = 28.28V p = 20V RMS (10.1) 2 R L hvilket vil sige, at der skal kunne løbe en strøm I o,p på Î o = 2 2 ˆV o 2 = Vp π R L π 8Ω = 3.18A p I o,rms = 2.25A RMS (10.2) Kombinationen af strøm igennem og spændingsfald over transistorerne betyder, at der afsættes en effekt i form af varme. Da temperaturændringer påvirker transistorers karakteristik, skal der i designet tages hensyn til disse ændringer. 65

84 Valg af transistor-teknologi På markedet findes der forskellige typer af effekt-transistorer, heraf nogle særligt velegnede til lyd. BJT og MOSFETs er de to mest anvendte typer. BJT har, iblandt andre, den uheldige egenskab at strømmen igennem transistoren stiger som funktion af temperaturen. Dette ses ud af formel I C = I s e v BE V T (10.3) V T = kt q (10.4) Da I C fordobles hver gang, temperaturen stiger 5, er strømmen I C positivt afhængig af temperaturen [Sedra & Smith, 2004]. Da udgangstrinet skal drive en lavimpedant belastning, vil der løbe relativt store strømme, hvilket fører til afsættelse af effekt, og dermed varme. Derfor skal der ved brug af BJT tages hensyn til denne termiske egenskab. En FET opfører sig, som det ses af formel 10.5 [Sedra & Smith, 2004, s. 245], anderledes. I D = K (V GS V T ) 2 (10.5) Hvor K er en sammling af parametre bestemt af produktionsprocessen. Transistoren leder altså dårligere, når temperaturen stiger. Således kan transistoren ikke komme i et såkaldt termisk runaway. Denne positive egenskab opnåes, når transistoren er i over dens ZTC (Zero Temperature Coefficient). FET står for Field Effect Transistor, hvilket dækker over, at de styres med et elektrisk felt, der dannes ved spænding mellem gate og source (V GS ). FET en er altså ikke styret af strøm, men af spænding, og trækker teoretisk set slet ingen strøm gennem gaten. Den har således teoretisk set uendelig høj indgangsimpedans. N-kanals FET, eller bare N-FET, er som udgangspunkt opbygget sådan, at der skal være en negativ spænding på gate for at styre drain-source-strømmen. En spænding over V GS på 0V betyder, at drain-source strækningen er helt åben. For en enhancement mode N-kanals MOSFET skal V GS være positiv for at den leder strøm, og er lukket ved V GS = 0V. N-kanals Enhancement mode power MOSFET skal dermed forspændes positivt, på linie med NPN power BJTs. Men der kræves teoretisk set ingen strøm for at åbne MOSFETs, hvilket medfører, at kredsløbet til at drive udgangstransistorerne ikke skal levere samme effekt som ved et BJT udgangstrin. Modsat BJT vil FET teoretisk set højst generere 2. ordens harmonisk forvrængning. Dette kan ses ved at opskrive FET ens overføringsfunktion som Taylorrække. Som Taylorrække kan funktionens forskellige frekvenskomposanter aflæses direkte. En Taylorrække opskrives på følgende form [Kreyszig, 1999, s. 751]: hvor f(z) = a n (z z 0 ) n (10.6) n=0 a n = 1 n! f (n) (z 0 ) (10.7) For en FET er drain-source-strømmen I DS en funktion af gate-source-spændingen V gs og er i mætning givet ved (10.5). Dette udtryk kan opskrives som Taylorrække, hvor z 0 er DC-arbejdspunktet (V GS ) og z er en inputspænding, dvs. at z z 0 er AC-delen af gate-source-spændingen (v GS ). I DS = a 0 + a 1 v GS + a 2 v 2 GS + a 3 v 3 GS a n v n GS (10.8) a 0 = 1 0! f(v GS) = f(v GS ) (10.9) a 1 = 1 1! f (V GS ) = di DS dv GS g m (10.10)

85 a 2 = 1 2! f (V GS ) = 1 2 d2 i DS dv 2 GS = 2K (10.11) a 3 = 1 3! f (V GS ) = 1 6 d3 i DS dv 3 GS = 0 (10.12). a n = 0 (10.13) Som det ses, er a 0 tomgangsstrømmen i arbejdspunktet, a 1 svarer til g m og a 2 er en konstant, mens a 3 og opefter alle er nul. Hvis indgangsspændingen er en ren sinus-tone, vil udgangsstrømmen ifølge 10.8 på modstående side være følgende I DS = I 0 + g m A sin(ω t) + 2K A 2 1 (1 + sin(2ω t)) (10.14) 2 Det fremgår, at der kun er en enkelt overtone i udgangssignalet. BJT overføringsfunktionen ( 10.3 på forrige side) bliver, fordi den indeholder en eksponentialfunktion, ikke nul når den differentieres, derfor kommer flere overtoner med i udgangssignalet. Af uheldige egenskaber for FET s bør nævnes, at der er brede tolerancer på FET s, og dermed risiko for stor spredning, samt at Enhancement mode power MOSFET s ikke er lige så billige som power-bjt alternativer. Renesas / Hitachi har udviklet komplementære enhancement mode MOSFET par specielt beregnet til lyd-forstærkning. Sættet hedder 2SK1058 (N-kanal) og 2SJ162 (P-kanal). Disse vælges til designet af udgangstrinet Valg af forstærker-topologi Som det nævnes allerede i indledningen af denne rapport, er forstærkere efter klasse AB princippet meget udbredte pga. den højere effektivitet og det lave forbrug af tomgangsstrøm, set i forhold til klasse A. Også denne forstærker baseres på klasse AB. Da der ønskes en meget lav udgangsimpedans, og der ikke er behov for spændingsforstærkning benyttes common-drain, også kaldet source-follower topologien. Denne har netop disse egenskaber og finder derfor ofte anvendelse som udgangstrin i flertrins-forstærkere [Sedra & Smith, 2004, s. 320]. Forstærkningen i en common-drain kobling er givet ved formel A v = g m (R L r o ) 1 + g m (R L r o ) (10.15) Da r o, som svarer til det reciprokke af hældning mellem V DS og I D [Sedra & Smith, 2004, s. 254], er betydeligt større end belastningen, som i dette tilfælde er 8Ω kan forstærkningen antages at svare til formel A v = g m R L 1 + g m R L (10.16) Som det ses, vil forstærkningen altid være under én. Med en g m på 1.5, hvilket er optimistisk for denne transistor, og en belastning på 8Ω, vil forstærkningen være ca. 0.92gg. Da signalet fra differensforstærkeren holder sig indenfor forsyningsspændingen på 30V, kan der teoretisk opnåes en udgangsspænding på 30V 0.92 = 27.6V, som er et af kravene til forstærkeren. Men med en indgangsspænding på 30V og en udgangsspænding på 27.6V er Gate-Source spændingen kun 2.4V, og ifølge databladet [Renesas/Hitachi, 2001b] er transistoren ikke i stand til at lede de krævede 3.5A ved så lav en V GS. Her fremgår det, at en strøm af denne styrke kræver en spænding på ca. V GS = 4.5V.

86 Idet de 30V forsyning ligger fast pga. sikkerhedsbestemmelser, kan den nødvendige V GS kun opnåes ved en reduceret udgangsspænding og deraf reduceret udgangseffekt. En alternativ løsning er at bruge flere paralelle transistorer, så hver enkelt transistor skal lede mindre strøm og derfor ikke behøver så høj en V GS. Dette er dog ikke en optimal løsning, idet de relativt dyre transistorer kan lede meget større strømme med en passende forsyning. Men idet der ikke er mange andre muligheder, arbejdes der videre med parallelkobling af to transistorer. Selvom to transistorpar ikke er nok til at opnå den ønskede effekt, så viser det princippet for parallelle udgangstransistorer - dette er det samme uanset antallet af transistorpar. For at kompensere for forskelligheder i de parallelle transistorer, forbindes de med en individuel sourcemodstand R S. Disse kaldes her for R 72, R 73, R 74 og R 75. Hvis en af transistorerne trækker mere strøm end den anden, vil den øgede spænding over dens source-modstand reducere V GS i forhold til den anden. Source-modstandene sættes til 0.1Ω. Hvis forstærkeren spiller i en belastning på 8Ω skal modstandene kunne tåle, at der afsættes en effekt P D. P D kan findes med følgende udtryk, hvor I o,rms er delt med fire, idet den er fordelt på fire modstande P D = I 2 R = ( Io,RMS 4 ) 2 ( ) A R S = 0.1Ω = 31.6mW (10.17) 4 Med to transistorer i parallel leverer de hver halvdelen af strømmen igennem belastningen, og den enkelte transistor må derfor se belastningen som dobbelt så stor. Heraf må forstærkningen ifølge (10.16) være MOSFET-modellen A v = 2 g m R L g m R L (10.18) Som det ses på diagrammet i appendiks S på side 173, er de fire gates forbundet til biastrinet via fire modstande. I princippet er der ikke behov for dem. Simuleringer viser også at de ikke behøves at være der. Praksis har imidlertid vist at udgangstrinet har kraftig tendens til at oscillere af sig selv, hvis de ikke er der. Uden at det kan bestemmes præcist hvorfor det forholder sig sådan, er et bud at indre kapaciteter i de anvendte udgangs MOSFET spiller ind. Databladet for dem er ikke fyldestgørende, hvorfor det ikke umiddelbart lader sig gøre at beregne sig præcist frem til årsagen. Spice modellen er også mangelfuld på dette punkt. Endelig er det et faktum at source er elektrisk forbundet til kølearealet på transistoren. Denne er skruet fast til en køleplade med en isolationsskive imellem. Da kølepladen er forbundet til stel (chassis) opstår der 2 metalplader med en isolator i mellem, hvilket er at betragte som en kondensator. Det kan også være denne der spiller ind Design af bias-kredsløb Det, der adskiller en klasse AB forstærker fra en klasse B er, at når indgangssignalet er i et område omkring 0V holdes både n- og p-kanal / NPN og PNP transistorerne åbne, dvs. at der løber en tomgangsstrøm når der ikke er signal. Transistorerne holdes åbne med spændinger, der genereres af et bias-kredsløb. For forstærkere baseret på BJT er det vigtigt at disse bias-spændinger er tilpasset udgangstransistorernes temperatur for at undgå termisk runaway som tidligere nævnt dette kapitel. For FET s findes en gate-source spænding, der rammer et punkt i karakteristikken, kaldet ZTC, hvor strømstyrken ikke varierer med temperaturen. Benyttes denne spænding som bias vil tomgangsstrømmen være uafhængig af temperatur.

87 For den valgte n-kanal transistor ligger ZTC jvf. datablad [Renesas/Hitachi, 2001a] ved ca. V ZT C,n = 580mV, mens ZTC ligger ved ca. V ZT C,p = 400mV for p-kanal transistoren. Ligesom ZTC-spændingerne er forskellige, så er strømmene det også: hhv. 100mA og 60mA. Derfor kan begge hold transistorer ikke være forspændt ens i deres ZTC-punkt, da det vil resultere i et DC-offset på udgangen. Da temperatur-koeffitienten er negativ, når spændingen er over ZTC-punktet, designes bias-kredsløbet efter at forspænde den transistor med den højeste ZTC-spænding i punktet, den anden transistor vil således ligge over ZTC, men strømmen igennem den vil i det mindste falde med temperaturen. Hvis transistorne er varme, vil den transistor, der ligger over sit ZTC således lede mindre strøm end normalt. Tilbagekoblingen, der beskrives i kapitel 11, vil forhindre et DC-offset ved at åbne mere op for denne transistor og lukke den anden mere i, der hermed risikerer at komme under ZTC. Dette giver dog ikke problemer, idet en øget strøm i den tillukkede transistor blot vil få tilbagekoblingen til at lukke denne transistor yderligere for at opnå ligevægt. Tilstanden, hvori en øget temperatur medfører øget strøm, som igen øger temperaturen osv. er dermed ikke tilstede. Biaskredsløbet skal designes, så n-kanal transistorernes V GS,n = 580mV og P-kanal transistorerne får en V GS,p så de trækker en strøm, der matcher N-kanalernes ca. 100mA, dvs. V GS,p = 500mV [Renesas/Hitachi, 2001b]. Spændingen V DG,n fra positiv forsyning til N-kanalernes gates skal være V DG,n = 30V 580mV = 29.42V og spændingen mellem transistorernes gates skal være ca. V GG = V ZT C,n V ZT C,p = 580mV + 500mV = 1.08V. Differenstrinet, der leverer signal til udgangstrinet, trækker halvdelen af 10mA igennem udgangstrinets bias-kredsløb, når der ikke er signal. Altså skal der være en modstand R 70 mellem forsyningsspændingen og N-kanalernes gates R 70 = V DG,n 5mA = 29.42V 5mA og en modstand mellem N- og P-kanalernes gates R 71 på R 71 = V GG 5mA = 1.08V 5mA = 5.88kΩ (10.19) = 216Ω (10.20) Modstandene R 70 og R 71 erstatter modstanden R 55, der er benyttet under udviklingen af differenstrinet i kapitel 8 på side 45. Pga. spredning i praktiske MOSFETs, kan der med fordel monteres et potentiometer parallelt med R 71. Med potentiometeret kan modstanden gøres mindre - hvilket resulterer i mindre tomgangsstrøm. Fordelen ved at montere potentiometeret parallelt er, at hvis det fejler, f.eks. pga. slitage, vil tomgangsstrømmen ikke løbe løbsk, hvilket ville ske, hvis det sad i serie med R 71. Ud fra det valgte arbejdspunkt kan g m aflæses som hældningen af I D / V GS kurven i databladene Renesas/Hitachi [2001b]. g m er aflæst til ca. 0.66S for begge typer transistorer. Med en belastningsmodstand R L på 8Ω vil forstærkningen ifølge ( på modstående side) være: Frekvensrespons A v = S 8Ω = (10.21) S 8Ω Selvom der principielt ikke løber strøm ind i gaten på MOSFET, så har de nogle indre kapaciteter, der, især ved høje frekvenser, kan belaste det kredsløb, der bruges til at drive transistoren. Derfor kan V GS og dermed udgangsspændingen komme til at afhænge af frekvensen. På figur 10.1 på næste side ses en højfrekvens-model af en MOSFET [Sedra & Smith, 2004, s. 323]. Da udgangstrinet implementeres som common-drain (source-follower), fungerer C GS som feedback mellem ind og udgang. Beregning af transistorens belastning af bias-kredsløbet kan derfor lettes betydeligt ved

88 G a t e C GD D r a i n C GS R o g mv GS S o u r c e Figur 10.1: HF-model for MOSFET. at millertransformere C GS. Ved millertransformation fåes to kapaciteter, der forbinder hver side af forstærkeren til signalets stel. For at kunne foretage transformationen skal forstærkningsgraden (10.18) og kapaciteten der transformeres, være kendt. Forstærkningsgraden kan bestemmes når belastningen R L er kendt og g m anslået udfra databladet. Der er i midlertid hverken angivet gate-source eller gate-drain kapacitet i databladet. Der er dog angivet en række andre kapaciteter C iss, C oss og C rss, som skulle kunne omregnes til C GS og C DS. Disse kapaciteter er desværre kun angivet for transistorerne i cutoff området, og det fremgår, at de ændrer sig betydeligt omkring skiftet fra cutoff til, at transistoren begynder at lede. Uden pålidelige værdier for kapaciteterne i HF-modellen er det ikke muligt at beregne belastningen på biaskredsløb og dermed frekvensresponset for udgangstrinet. Det er en mulighed at måle kapaciteterne i laboratoriet, men så kan frekvensresponset ligeså godt måles direkte, hvilket den bliver i test-afsnittet af dette kapitel. I transistorernes datablade ses en graf over g m som funktion af frekvensen, heraf fremgår det, at g m er faldet med 3dB ved hhv. 2.5Mhz for N-kanal transistoren og 1.5MHz for P-kanal transistoren. Dette kan være et fingerpej om trinets knækfrekvens, selvom modstandene forbundet til transistorerne og dermed de interne kapaciteter ændrer den Udgangsimpedans Udgangsimpedansen for en common-drain kobling er ifølge [Sedra & Smith, 2004, s. 318] givet ved: Igen ses bort fra r o, da den er meget større end 1 g m. R out = r o 1 g m (10.22) R out = 1 g m (10.23) Udgangstrinet består imidlertid af fire common-drain koblinger, der for AC sidder parallelt mellem udgangen og stel. De enkelte blokke sidder hver i serie med en modstand på 0.1Ω. Disse modstande ses der bort fra idet de er så små og iøvrigt reducerer indflydelsen af transistorernes udgangsimpedanser r o, der også ses bort fra. Transkonduktansen (g m ) er tideligere i kapitlet aflæst til ca. 0.66S, hvilket ifølge giver en impedans på 1.5Ω. For det samlede trin vil udgangsimpedansen således være ca. 0.38Ω. Denne impedans gælder i arbjedspunktet, hvor begge hold transistorer leder. Under normalt brug vil hvert hold, pånær lidt overlap omkring 0V, kun lede i deres respektive halvperiode, hvorved der kun er forbindelse igennem to paralelle transistorer. Dette opvejes dog af, at g m bliver højere for de nu mere åbne transistorer Termisk design I dette afsnit dimensioneres størrelsen af køleelement til de fire MOSFET s i udgangstrinet. Under drift afsættes der energi i form af varme i transistorerne, og hvis ikke det termiske design er iorden, kan transistorerne ødelægges af for høje temperaturer.

89 Der er to vigtige faktorer, der er styrende for det termiske design. Det er et krav jvf. Stærkstrømsbekendtgørelsen [Sikkerhedsstyrelsen, 1993], at overfladen (metallisk) på transistorernes køleelement ikke må blive varmere end T S,maks. = 70 C, dvs. at den maksimale temperaturforskel T på køleelement og omgivelser T A = 25 C bliver T = T S,maks. T A = 70 C 25 C = 45 C (10.24) Dertil er der i datablad defineret en effektafsætning ved en given temperatur på huset af transistorerne, og denne må ikke overskrides. Den maksimale samlede effekt P D,maks., der kan afsættes i et klasse AB trin, kan beregnes for V CC = 30V og R L = 8Ω udfra følgende [Sedra & Smith, 1998]: P D,maks. = 2 (V CC) 2 2 (30V )2 π 2 = R L π 2 = 22.80W 5.7W pr. MOSF ET (4stk.) (10.25) 8Ω Til at dimensionere køleelementet kan benyttes den elektriske ækvivalent til varmeledningsprocessen vist i figur 10.2 [Sedra & Smith, 1998]. T J θ JC T C P D θ CS T S θ SA T A Figur 10.2: Elektrisk ækvivalent til varmeledningsproces. Her er T J, T C, T S og T A temperaturen i henholdsvis junction, hus, overflade og omgivelser. θ JC, θ CS og θ SA er den termiske modstand i C/W mellem de fire elementer. Om θ kan siges, at jo mindre værdien er, desto bedre er elementets evne til til at lede varme. P D er den afsatte effekt i systemet, og sammenhængen mellem disse er givet ved [Sedra & Smith, 1998] P D,maks. = T J,maks. T A θ JC + θ CS + θ SA (10.26) Ifølge datablad [Renesas/Hitachi, 2001b] for effekttransistorerne er θ JC = 0.4 C/W og θ CS = 0.25 C/W. θ SA er altså ubekendt, men kan beregnes ved at omregne (10.26) så den gælder for T S og T A ved T = 45 C P D,maks. = T S T A θ SA = T = 45 C θ SA P D,maks W = 1.97 C/W (10.27) Dette betyder, at θ SA skal være mindre eller lig med 0.77 C/W. Nu kan den maksimale temperatur i huset T C,maks på transistorerne beregnes ved at omregne (10.26) så den gælder for T C og T A. P D,maks = T C,maks T A θ CS + θ SA (10.28) T C,maks. = P D,maks. (θ CS + θ SA ) + T A = 22.80W 2.22 C/W + 25 C = 75.7 C (10.29)

90 Databladet for transistorerne fortæller, at ved en effektafsætning på 11.39W må huset maksimalt være ca. 140 C, så den beregnede termiske modstand θ CA er passende, idet temperaturen i huset ikke vil stige til mere end 75.7 C, hvis der benyttes et køleelement med en termisk modstand på 1.97 C/W Simulering De følgende simuleringer er foretaget i LTspice Forstærkning Forstærkningen er udregnet ud fra den aflæste indgangsspænding divideret med udgangsspændingen ved et indgangssignal på 1kHz og 1mV i amplitude. A v = V ind = 15.1V V ud 17.2V = (10.30) Udgangsimpedans Udgangsimpedansen er simuleret ved en AC analyse. Af den dannede kurve af spændingen divideret med strømmen ses det, at udgangsimpedansen er lineær indenfor den valgte båndbredde. Det lineære niveau er aflæst til: Z od = 1.34Ω (10.31) Frekvensrespons Udgangstransistorerne giver anledning til en øvre knækfrekvens ved undersøgelse af frekvensrespons. Dæmpningen på 3dB er målt i forhold til et indgangssignal på 1kHz og ligger ved. f H = 203kHz (10.32) 10.5 Test Der er foretaget målinger på udgangstrinet for at bestemme dets forstærkning, udgangsimpedans og frekvensrespons. Målingerne fremgår af målejournalen i appendiks K på side 146. Der er målt en udgangsspænding på 0.877V ved en indgangsspænding på 1V, hvilket giver en forstærkning på 0.877gg. Knækfrekvensen er ikke bestemt, idet den ikke indtræf før tonegeneratorens grænse ved 1M Hz. Ved 1M Hz er udgangssignalet dog synligt deformeret. Det var heller ikke muligt at gennemføre målingerne til bestemmelse af udgangsimpedansen, kredsløbet begyndte at oscillere når det blev sat i måleopstillingen, men der er i den endelige accepttest i kapitel 14 på side 97 lavet målinger af udgangsimpedansen, med tilbagekobling. Tilbagekoblingen er med til at stabilisere kredsløbet og sænker samtidig udgangsimpedansen. I tabel 10.1 på næste side sammenlignes målingerne med beregnede og simulerede værdier.

91 Beregnet Simuleret Afvigelse fra Målt Afvigelse fra Afvigelse fra værdi værdi beregnet værdi beregnet simuleret Udgangsimpedans 0.38Ω 1.34Ω 253% Øvre knækfrekvens - 203kHz - > 1M Hz - > 393% Forstærkning % % 0.23% Tabel 10.1: Resultater fra beregninger, simulering og test af udgangstrinet Resultater Kommentarer til resultater Det lykkedes ikke at måle en udgangsimpedans på det ikke-tilbagekoblede udgangstrin og den beregnede og den simulerede værdi afviger en del fra hinanden. Der kan være flere årsager til denne afvigelse, bl.a. er den beregnede værdi basseret på en g m aflæst i et punkt på en graf, hvor flere kurver skærer hinanden og hvad spice-modellen angår, så stammer den ikke fra producenten og kan derfor være tvivlsom. Da transistorernes interne kapaciteter ikke umiddelbart var til at finde, er knækfrekvensen ikke beregnet. I transistorernes datablade er g m som funktion af frekvensen dog angivet, og den knækker af ved hhv. 2.5M Hz for n-kanal transistorerne og 1.5M Hz for p-kanal transistorerne. Dette er langt fra den simulerede knækfrekvens på 203kHz. Denne afvigelse kunne skyldes de øgede tidskonstanter pga. modstandene forbundet til transistorerne, men det harmonerer ikke med at de praktiske målinger viser, at knækfrekvensen skulle ligge over 1M Hz. Igen må det påpeges at spice-modellen ikke kommer fra en transistorproducent. De forskellige værdier for forstærkningen afviger ikke ret meget fra hinanden, især ligger den simulerede og den målte værdi tæt. Afvigelsen mellem den beregnede og målte forstærkning kan skyldes den lave amplitude under målingen, idet det ikke er sikkert, at trinet er kommet udenfor forspændingsområdet. Hvis det er tilfældet, er der hele tiden løbet strøm igennem begge transistorpar og dermed ikke mindre igennem belastningen Delkonklusion Det blev besluttet at basere udgangstrinet på MOSFET i stedet for de traditionelle BJT. Denne beslutning bygger især på FET ens gode temperatur- og forvrængningskarakteristik. At MOSFETs principielt er fuldstændigt spændingsstyrede og derfor ikke ikke trækker strøm igennem gaten, gør desuden at de stiller ringere krav til det kredsløb, der skal styre dem, end tilsvarende BJT s ville gøre. Selvom valget af transistorteknologi endnu er utraditionelt, er valget af forstærkertopologi meget udbredt: common-drain, klasse AB. Klasse AB princippet opnåes ved at forspænde transistorerne med en spændingsdeler, designet udfra den strøm differenstrinets udgang trækker i tomgang og udgangstransistorernes temepraturkarakteristik. Der har været problemer med at karakterisere udgangstrinet mht. udgangsimpedans og frekvensrespons. Både den beregnede og den simulerede udgangsimpedans opfylder dog kravet om en udgangsimpedans på maksimalt 2Ω, dertil kommer, at med tilbagekoblingen, der beskrives i næste kapitel, vil denne impedans blive endnu mindre. Det mangelfulde frekvensrespons kan være problematisk i forbindelse med design af frekvenskompenseringen i tilbagekoblingen. Et andet problem er udgangstrinets spændingsforstærkning, der er under én, dvs. at signalspændingen dæmpes i udgangstrinet. Da signalet til udgangstrinet er begrænset af forsyningsspændingen sættes her en begrænsning for udgangsspænding og hermed udgangseffekten. For at får spændingsforstærkningen tættere på én parallelkobles udgangstransistorerne to og to, dette er dog ikke nok til at opfylde målet om 50W i 8Ω.

92

93 KAPITEL 11. TILBAGEKOBLING Kapitel 11 Tilbagekobling 11.1 Formål I dette kapitel analyseres og konstrueres tilbagekoblingsnetværket til forstærkeren. Som nævnt i kapitel 10 har det af forskellige grunde ikke været muligt at udregne poler og nulpunkter for udgangstrinet. Tilbagekoblingen konstrueres derfor kun på baggrund af de udregnede poler og nulpunkter fra kapitel 8 om differensforstærkeren. Dette betyder, at undersøgelsen af stabiliteten for systemet ikke udføres udfra optimale betingelser. Det kan ikke afvises, at tidlige poler eller nulpunkter fra udgangstrinet vil medføre ustabilitet og et uønsket fasedrej. Hvis dette senere viser sig at være et problem i de praktiske tests, må poler og nulpunkter i tilbagekoblingen justeres, indtil stabilitet indfinder sig. Et samlet diagram over kredsløbet kan foldes ud fra appendiks Q på side Det valgte tilbagekoblingsnetværk I tilbagekoblingen føres signalet fra udgangstrinet tilbage til differensforstærkerens inverterende indgang på Q 52, hvorved der opstår negativ tilbagekobling. For et kredsløb, hvor hovedforstærkerens overføringsfunktion betegnes A(s) og tilbagekoblingsnetværkets overføringsfunktion betegnes β(s) gælder følgende for systemets samlede lukket-sløjfe forstærkning [Sedra & Smith, 1998]: A v (s) = A(s) 1 + β(s)a(s) (11.1) Under antagelse af, at β(s)a(s) >> 1 gælder: A v (s) = 1 β(s) (11.2) Dette betyder, at hvis råforstærkningen gennem hovedforstærkeren er tilstrækkelig høj, så kan den endelige forstærkning bestemmes udelukkende vha. af tilbagekoblingen. Det valgte tilbagekoblingskredsløb ses på figur

94 C 42 D i f f e r e n s f o r s t æ r k e r 2 U d g a n g s t r i n R 47 R 48 C 41 Figur 11.1: Diagram for tilbagekoblingskredsløb. Koblingen er af serie-shunt typen, da tilbagekoblingen sidder i serie med transistor Q 52 i differensforstærkeren (se figur Q.1 på side 170), mens den sidder parallelt på udgangstrinet (se figur S.1 på side 174). Analysen af tilbagekoblingsnetværket deles op i to afsnit. I det første analyseres kredsløbet ved lave frekvenser, og der ses bort fra kondensatoren C 42, da denne vil repræsentere en høj impedans, hvorved den samlede impedans af C 42 R 48 R 48. I det andet afsnit analyseres kredsløbet ved høje frekvenser, hvor der ses bort fra kondensatoren C 41, da denne repræsenterer en lav impedans. Det vil sige, at R SC 41 R Analyse ved lave frekvenser - uden C 42 I (11.3) er impedansudtrykket for parallelforbindelsen af R 48 og C 42 opskrevet. Hvis C 42 vælges til en værdi i pf området, så kan denne impedans ved forstærkerens frekvensmæssige arbejdsområde på 20Hz-22000Hz approximeres til R 48. R parallel = R R 48 C 42 S R 48 1 = R 48 (11.3) Til analyse af en serie-shunt kobling kan h-parametre benyttes [Sedra & Smith, 1998]. En figur med disse ses på figur De to beskrivende ligninger for dette linære system kan skrives efter en KVL i venstre løkke og en KCL i den højre: V 1 = h 11 I 1 + h 12 V 2 (11.4) I 2 = h 21 I 1 + h 22 V 2 (11.5) + I 1 h 11 I 2 + V 1 h 12 V 2 h 21 I 1 V 2 h Figur 11.2: Ækvivalensdiagram for h-parametre. Det følger af (11.4) og (11.5) at de forskellige h-parametre er givet ved [Sedra & Smith, 1998]: h 11 = V ( ) 1 1 = R 48 + R 47 V2 =0 SC 41 I 1 (11.6)

95 h 12 = V 1 R SC V 2 = 41 I1 =0 R 47 + R = β(s) (11.7) SC 41 h 21 = I 2 I 1 V2=0 h 22 = I 2 = I1 =0 V 2 = R SC 41 R 47 + R SC 41 (11.8) 1 R 47 + R SC 41 (11.9) På figur 11.3 er tilbagekoblingsnetværket β(s) koblet i serie-shunt konfiguration med hovedforstærkeren A(s). Strømforstærkningen h 21 I 1 er udeladt af figuren, da det antages at denne er ubetydelig i forhold til den store strømforstærkning gennem A(s) netværket. Flyttes impedansen h 11 op i A(s) netværket, ses det tydeligt at indgangsimpedansen bliver afhængig af denne. Ligeledes ses det, at udgangsimpedansen afhænger af konduktansen h 22. A(s) n e t v æ r k V s + V i n - R s H o v e d f o r st æ r k e r R L h V o - h 1 1 V f - + h 1 2 V o ß(s) n e t v æ V o - r k Figur 11.3: Principdiagram for h-parametrenes betydning. Fra (11.7) ses det, at forstærkningen β(s) beregnes ved at sætte strømmen fra differensforstærkeren på figur 11.1 til 0A. Herefter ses det, at V in kan skrives som en spændingsdeling af V out : ω nul1 = ( R 47 (R 47 + R 48 ) β(s) LF = R SC 41 R 47 S + 1 C R 47 + R = 41 SC 41 R 47 S + R 48 S + 1 = (11.10) C 41 S + 1 ( ) = 1 S + (R 47+R 48) C 41 R 47 C 41 ) 1 R 47 C 41, ω pol1 = R 47 R 47 + R 48 1 (R 47 + R 48 )C 41, K 1 = S + 1 R 47C 41 S + 1 (R 47 +R 48 ) C 41 (11.11) R 47 R 47 + R 48 (11.12) 11.4 Analyse ved høje frekvenser - uden C 41 Igen sættes strømmen fra differensforstærkeren til 0A jvf. (11.7) og spændingen V in beskrives som en spændingsdeling af V out : β(s) HF = R 47 + R 47 ( R 48 1 SC 42 ) = ( R 47 + R 47 1 SC R 48 ) = ( R 47 + R 47 1 R 48 SC R 48 ) = (11.13)

96 R 47 + R 47 R 48 R 48SC 42+1 ω nul2 = 11.5 Stabilitet = R 47 (R 48 SC ) R 47 (R 48 SC ) = = (11.14) R 47 (R 48 SC ) + R 48 R 47 + R 48 + R 47 R 48 SC , ω pol2 = R 48 C 42 C 42 (R 47 R 48 ) R 47 (R 48 SC ) R 47 + R SC 42 (R 47 R 48 ) = (11.15), K 2 = R 47 R 47 + R 48 (11.16) Det er nødvendigt at undersøge om den konstruerede forstærker er stabil, og hvis dette ikke er tilfældet må en passende kompensering indføres. Tilbagekoblingen føres, som før nævnt, tilbage til differensforstærkerens inverterende indgang, hvilket vil sige at signalet per definition her er 180 faseforskudt i forhold til indgangssignalet på den ikke inverterende indgang. Dette betyder, at hvis polerne i den konstruerede forstærker medfører et fasedrej på yderligere 180 inden sløjfeforstærkningen A(s)β(s) kommer under 1, vil modkobling pludselig blive til medkobling - systemet bliver ustabilt [Sedra & Smith, 1998]. Det kan gennem et bodeplot undersøges om dette er tilfældet eller ej. Tegnes lukket-sløjfe forstærkningen 1/β(s) samt open-loop forstærkningen A(s) i et bodeplot vil der i disses skæringspunkt gælde: A v (s) = 1 β(s) = A(s) A v = β(s)a(s) = 1 (11.17) Det skal altså undersøges, om fasedrejet i skæringspunktet har nået dog benyttes der normalt en fasemargin på 45 i tilbagekoblede forstærkere [Sedra & Smith, 1998]. Dette betyder, at i skæringspunktet mellem A(s) og 1/β(s) må forskellen i hældning mellem disse maksimalt være -20dB/dekade i et bodeplot. Hvis to poler i kredsløbet ligger før skæringspunktet vil hældningen af A(s) være -40dB/dekade, og tilbagekoblingsnetværket må således konstrueres med et nulpunkt før skæringspunktet, således at linien 1/β vil falde -20dB/dekade. Hermed vil forskellen mellem de to linier blive bragt ned på 20dB/dekade - og systemet vil være stabilt. For at undersøge det konstruerede systems stabilitet optegnes først 1/β for det valgte tilbagekoblingsnetværk. Det observeres af (11.12), at ω nul1 > ω pol1 ligesom det af (11.16) observeres, at ω nul2 < ω pol2. Tegnes funktionen 1/β udfra disse oplysninger kommer frekvensresponsen til at se ud som på figur 11.4.! " # $&%'() * 1/β Figur 11.4: Frekvensrespons for lukket-sløjfeforstærkningen 1/β.

97 Et bodeplot for systemet kan ses i figur 11.5, hvor open-loop forstærkningen A(s) og lukket-sløjfe forstærkningen 1/β er indtegnet. Det kan aflæses, at disse skærer hinanden i et punkt f > 10Mhz. Det vides ud fra tabel 8.2 på side 52 i differensforstærkeren, at hældningen for A(s) i dette punkt vil være -40dB/dekade, da der i f > 10Mhz for differensforstærkeren har været tre poler og kun et nulpunkt. Dette medfører, at tilbagekoblingens nulpunkt ω nul2 som før beskrevet må lægges ind før skæringspunktet, hvorved forskellen bliver 20dB/dekade mellem hældningen af lukket-sløjfe forstærkningen 1/β og open-loop forstærkningen A(s). Hermed vil stabiliteten af systemet være sikret., -./% "10 " # $&% %2!- 1/β $&%! " # $&%'(*) + Figur 11.5: Bodeplot for systemet Placering af pol- og nulpunkter samt bestemmelse af forstærkning I formel 2.1 på side 7 er det bestemt, at den samlede lukket-sløjfe forstærkning gennem effektforstærkeren skal være 27.37gg. Der sidder en spændingsdeler i indgangen af forstærkeren bestående af modstandene R 51 og R 58. Disse giver en dæmpning på: V out = R kΩ V in = R 51 + R kΩ kΩ = V in (11.18) Derfor skal tilbagekoblingsnetværket dimensioneres så forstærkningen A V bliver 27.37gg/0.909 = 30.11gg: A V = 1 β DC = R 47 + R 48 R 47 = (11.19) R 48 = R 47 (11.20) Modstanden R 48 vælges så den har samme værdi som R 51 på figur Q.1 på side 170, hvorved der sikres samme biasstrøm til begge Q 51 og Q 52 i første differenstrin. R 48 er på den baggrund valgt til 22.1kΩ, hvilket giver en modstand R 47 på 759Ω. Det observeres fra (11.12), at ω nul1 > ω pol1, hvorfor kondensatoren C 1 dimensioneres så nulpunktet ω nul1 ligger under det hørbare arbejdsområde for forstærkeren. Det vælges at lægge nulpunktet i f = 2Hz: 2Hz 2π = 1 1 C 41 = = µF (11.21) R 47 C 41 4π 759Ω

98 Dette medfører at polen ω pol1 kommer til at lægge i 69mHz. Det blev afsnittet omkring stabilitet bestemt, at nulpunktet ω nul2 skulle placeres inden skæringspunktet mellem lukket-sløjfe forstærkningen 1/β og open-loop forstærkningen A(s) på figur Det vælges at lægge nulpunktet i f = 9MHz 9MHz 2π = Dette medfører at polen ω pol2 kommer til at ligge i 1.72GHz Delkonklusion 1 1 C 42 = = 0.8pF (11.22) C 42 R 48 2π 9MHz 22.1kΩ Det er gennem dette kapitel lykkedes at konstruere en tilbagekobling, der vil gøre forstærkeren stabil, hvis der kun medregnes poler og nulpunkter fra differenstrinet i kapitel 8 på side 45. Dette betyder, at eventuelle lavtliggende poler i udgangstrinet ikke kompenseres for i tilbagekoblingen. Det kan derfor blive nødvendigt at justere i tilbagekoblingen, hvis det gennem forsøg viser sig, at systemet er ustabilt med det konstruerede tilbagekoblingsnetværk.

99 KAPITEL 12. DC-AFBRYDER Kapitel 12 DC-afbryder 12.1 Formål DC-afbryderen har til formål at beskytte de højtalere, der er tilsluttet forstærkeren mod jævnstrøm. Der kan opstå jævnspænding på udgangen af en forstærker, hvis den har en defekt i f.eks. udgangstrinet. Resultatet vil være en konstant strøm igennem højtaleren, hvilket vil beskadige den. Denne følsomhed overfor jævnstrøm skyldes bl.a. at spoler, som er grundstenen i højtalere, har lavere impedans ved jævnspænding, derfor vil der kunne løbe en utilsigtet større strøm. DC-afbryderen skal også forsinke tilslutningen af højtalerene til udgangstrinet, når forstærkeren tændes. Denne forsinkede tilslutning skal sikre, at der ikke kommer uønskede signaler ud i højtalerne, mens forstærkeren stabiliserer sig. Uden forsinket tilslutning ville disse signaler kunne generere nogle ubehagelige lyde, hvilket ofte har været tilfældet for PC-højtalere med integreret forstærker. Et samlet diagram over kredsløbet kan foldes ud fra appendiks T på side Krav Overordnet er kravene til DC-afbryderen, at den skal afbryde forbindelsen til højtalerne, inden de er i fare for at tage skade af jævnstrøm. Omvendt må den ikke afbryde pga. uskadelige lavfrekvente signaler i musikken, der afspilles. Det må kunne antages, at de tilsluttede højtalere er specificerede til samme effekt som forstærkeren. I laboratoriet findes højtalere, der er specificeret til 60W musik effekt, dvs. at de kan tåle at spille musik på et niveau, så der lejlighedsvis afsættes 60W. Nogle af disse højtaleres specifikationer kan ses af tabel Parameter Værdi Effekt, musik 60W Effekt, RMS 30W Impedans, musik 8Ω Impedans, DC 6.5Ω Tabel 12.1: Specifikationer for 8Ω højtaler. Det kan på baggrund af disse specifikationer beregnes, hvor høj en kontinuert jævnspænding disse højtalere teoretisk kan tåle: P = V 2 V = P Z (12.1) Z V DC,maks. = 30W 6.5Ω 14V (12.2) 81

100 Det er værd at bemærke, at der kan være forskel på, om det er et AC- eller DC-signal, der afsætter 30W. Forskellen består i, at ved AC vil membranen være i bevægelse og derved skabe en luftcirkulation, der muligvis kan hjælpe med at køle spolen og dermed gøre den i stand til at lede mere strøm uden at brænde over. Desuden går en del af energien fra en AC-spænding til at flytte membranerne. For at være på den sikre side, og da jævnspænding i det hele taget er uønsket på udgangen, sættes marginerne betydeligt lavere, nemlig 1V. Hvis der skulle ske fejl i udgangstrinet, kan højtaleren imidlertid risikere at blive udsat for en DC-spænding på op til 30V (forsyningsspændingen), hvilket den ikke kan tåle ret længe. Det kræves derfor, at højtaleren skal afbrydes indenfor 50ms, hvis der opstår en jævnspænding på 30V. Denne grænse er valgt på baggrund af, at en 20Hz periode, som antages at være en af de længste, der spilles med høj amplitude, er på 50ms. Heraf har spændingen typisk samme fortegn 50% af tiden, så hvis spændingen på udgangen er +30V eller 30V igennem 50ms, må det antages at være en fejl. Da DC-afbryderen har ned imod 50ms til at afgøre, om en spænding er DC, er det muligt at visse lavfrekvente signaler fejlagtigt vil blive detekteret som DC. Det er i den forbindelse vigtigt at grænsen for hvilke frekvenser, der kan detekteres som DC ligger udenfor det hørbare område og ikke er til stede i den musik, der afspilles. Selvom det antages at det hørbare område starter ved 20Hz, forhindrer det ikke, at der er indspillet lavere frekvenser på de medier, der afspilles igennem forstærkeren. Det sættes derfor som krav, at AC-signaler på over 10Hz ikke må detekteres som DC. Figur 12.1 viser 10Hz og 20Hz perioder i forhold til reaktionstiden. 3 0V D C 2 0H z 10H z 5 0m s Figur 12.1: Signaler til og reaktionstid for DC-afbryder. Kravet til forsinkelsen er fundet ved at måle forstærkerens indsvingningstid, dvs. tiden fra forstærkeren tilsluttes forsyningsspænding til udgangsspændingen er stabil ved 0V, forudsat der ikke er signal på indgangen. Denne indsvingningstid er, på oscilloskop, aflæst til ca. 800ms, så der designes efter 1s. Et plot af indsvingningen kan ses på figur 12.2 på næste side. I tabel 12.2 ses en oversigt over kravene. Parameter Krav Opstartsforsinkelse 1s Spændingsmargin ±1V Reaktionstid, 30V DC 50ms Grænsefrekvens, 30V AC < 10Hz Tabel 12.2: Krav til DC-afbryder Konstruktion DC-afbryderen baseres på et lavpasfilter, hvor knækfrekvensen er så lav, at signaler i det hørbare område dæmpes kraftigt. DC kan derimod passere frit og kan således måles i form af en øget spænding på udgangen af filtret. Signalet, der tilføres filtret er identisk med det, der sendes til højtalerne.

101 ! "#"$ % % & '( #) % % & ##* +% % &,#- Figur 12.2: Indsvingningstid for effektforstærker. Et efterfølgende kredsløb detekterer, om spændingen fra filteret overstiger nogle fastsatte marginer. Detekteres en for høj spænding, afbrydes et relæ og dermed forbindelsen til højtalerne. Den forsinkede tilslutning opnåes ved, at relæet først sluttes et stykke tid efter at kredsløbet får forsyningsspænding. Figur 12.3 illustrerer, hvordan DC-afbryderen implementeres i udgangen af forstærkeren. Figur 12.3: Blokdiagram for implementering af DC-afbryder. Forsinker Tidsforsinkelsen skabes ved at oplade en kondensator igennem en modstand og vha. en OPAMP, konfigureret som komparator, detektere hvornår spændingen har nået et givet niveau. Komparatorens udgang skal, vha. en transistor, styre et relæ, der forbinder en højtaler til forstærkeren. Filter Som indgangsfilter benyttes et simpelt, passivt lavpas-filter bestående af et enkelt RC-led. Detektor Til at detektere, om spændingen fra filtret overskrider hhv. den øvre eller den nedre margin, benyttes to komparatorer. Referencespændingerne, der sammenlignes med, genereres vha. en spændingsdeler bestående af tre modstande. Komparatorernes udgange skal, vha. en transistor, iværksætte en øjeblikkelig afladning af kondensatoren i forsinkeren. Dette vil resultere i, at relæet frakobler den tilsluttede højtaler og først kobler den ind igen, når spændingsmarginerne har været overholdt i en tid, der svarer til opstartsforsinkelsen.

102 Dioderne D 81 og D 82 bruges som OR på udgangene fra U 81A og U 81B, så spændingen efter dioderne er høj, hvis blot en af udgangene er høj. Dioden D 83 skal forhindre, at der opstår højspænding, når strømmen igennem spolen i relæet afbrydes og det inducerede magnetfelt omdannes til en strøm. Uden denne diode vil spolen forsøge at sende den inducerede strøm igennem Q 82 og da den er lukket vil spændingen blive meget høj og transistoren kan tage skade. Med dioden kan strømmen uden problemer ledes væk fra spolen. Kondensatoren C 83 tillader, at der kan løbe en strøm udenom R 88 lige i det øjeblik hvor transistoren Q 82 åbnes. Dette er for at få et større strøm og dermed magnetfelt i relæet, når de mekaniske kontakter skal flyttes. I det følgende bestemmes de komponentværdier, der har direkte indflydelsen på de parametre, der er stillet krav til Filter, RC-led (R 81, C 81 ) Kondensatoren C 81 skal lades op så V i = V m = 1V på t reaktion = 50ms, når der lades med V in = 30V DC. Opladningen af en kondensator kan beskrives med følgende formel: ) V C = V CC (1 e t RC (12.3) ) V m = V in (1 e t reak R 81 C 81 (12.4) t reak R 81 C 81 = ( ) (12.5) V ln m +V in V in 50ms R 81 C 81 = ln ( ) 1.47s (12.6) 1V +30V 30V Hvis kondensatoren C 81 sættes til 1µF, skal modstanden R 81 være 1.47MΩ 1.5MΩ Spændingsmarginer, spændingsdeler (R 82, R 83, R 84 ) Der skal genereres spændinger på V m± = ±1V fra en forsyningsspænding på ±V cc = ±15V. Der vil være 2 V m over R 83, så: 2 V m = 2 V cc R 83 R 82 + R 83 + R 84 (12.7) R 83 = V m (R 82 + R 84 ) V m V cc (12.8) R 82 og R 84 skal være lige store, de sættes begge til 100kΩ, værdier så store at strømforbruget bliver relativt begrænset Forsinker, RC-led (R 86, C 82 ) 1V 200kΩ R 83 = 14.3kΩ 15kΩ (12.9) 1V 15V Kondensatoren C 82 skal lades op til 15V, så V delay går fra 15V til 0V, på t delay = 1s, der lades med DC-afbryderens forsyningsspænding på 15V. Produktet af R 86 og C 82 kan findes ved at sætte værdier ind i (12.3): ) 15V = 30V (1 e 1s R 86 C 82 (12.10) R 86 C 82 = 1s = 1.44s (12.11) 0.5 Kondensatoren C 82 sættes til 1µF, hvilket betyder at modstanden R 86 skal være 1.44MΩ, den sættes til 1.5M Ω.

103 12.4 Simulering Kredsløbet er simuleret i LTspice, hvor det er blevet testet med indgangsignaler af forskellig amplitude og frekvens. Det er ikke lykkes at finde en spice-model for et relæ, så der er indsat en spole i stedet. Opstartsforsinkelsen er aflæst ved at se, hvor lang tid der går fra en simulering startes til udgangen (V out ) går høj (forudsat, at der ikke detekteres DC på indgangssignalet, i så fald går udgangen ikke høj). Forsinkelsen er aflæst til 1.04s. Spændingsmarginerne er aflæst direkte på spændingsdeleren (R 81, R 82 og R 83 ) og er ±1.05V. Reaktionstiden er bestemt ved at påtrykke indgangen (V in ) en DC-spænding på 30V og måle tiden, der går fra DC-spændingen påtrykkes til udgangen går lav. De 30V er påtrykt efter 2 sekunder med 0V og reaktionstiden er målt til 53ms. Den simulerede reaktionstid indeholder, pga. manglende spice-model for et relæ, ikke den tid, der vil gå fra udgangen går lav til et virkeligt relæ vil afbryde. Grænsefrekvensen er ikke direkte aflæst, men kredsløbet er afprøvet med 30V AC-signaler ved forskellige frekvenser og det er observeret, hvorvidt de blev detekteret som DC. Observationerne kan ses af tabel 12.3 Frekvens 2.9Hz 3.0Hz 3.1Hz 6Hz Observation Udgangen går ikke høj. Udgangen går høj, men først efter lang tid, skifter mellem høj og lav. Udgangen går høj, men først efter lang tid. Udgangen går høj så snart forsinkelsen er slut. Tabel 12.3: Observationer ved forskellige lave frekvenser. Udfra tabel 12.3 må det antages, at DC-afbryderen opfatter 2.9Hz som DC. Grænsen ligger reelt meget tæt på 3.0Hz, men for frekvenserne mellem 3.1Hz og 6Hz er filteret så lang tid om at svinge ind, at det påvirker opstartsforsinkelsen og kredsløbet er først helt transparant når signalerne er over 6Hz. Ved lavere amplituder vil kredsløbet givetvis være transparant fra lavere frekvenser. En samlet oversigt over simuleringsresultaterne fremgår af tabel Test Kredsløbet er opbygget på protoboard og dets funktion er efterprøvet i laboratoriet. Resultaterne af målingerne ses i tabel 12.4, detaljer om hvordan målingerne er fortaget fremgår af målejournalen i appendiks I på side Resultater Parameter Simuleringsresultat Måleresultat Krav Opstartsforsinkelse 1.04s 1.3s 1s Spændingsmargin, V m+ 1.05V 0.998V 1V Spændingsmargin, V m 1.05V 1.07V 1V Reaktionstid, 30V DC 53ms 50ms < 50ms Grænsefrekvens, 30V AC 6Hz - < 10Hz Tabel 12.4: Krav, simulerings- og måleresultater.

104 Resultaterne af simulerinerne er alle tæt på kravene og stemmer nogenlunde overens med, hvad der kunne forventes i forhold til komponentværdier, der er afrundet til tilgængelige værdier med tolerancer. Opstartforsinkelsen er ca. 30% længere end den er designet til, hvilket især må tilskrives tolerancen på kondensatorens værdi. Spændingsmarginerne er derimod meget tæt på 1V, ligesom reaktionstiden også er som den skal være. Der er ikke målt en grænsefrekvens, der er direkte sammenlignelig med den simulerede, da de tilgængelige tone- og funktions-generatorer maksimalt kunne levere en amplitude på 15V, mod de 30V der benyttes i simuleringerne. Det er stadig undersøgt ved hvilken frekvens udgangen skifter mellem høj og lav. Der er lavet tilsvarende simuleringer med 15V for, at kunne sammenligne målte og simulerede værdier. I begge tilfælde sker skiftet ved ca. 1.5Hz Delkonklusion Der er konstrueret et kredsløb, der under normale forhold slutter et relæ ca. 1 sekund efter det tændes og som afbryder relæet igen, hvis det detekterer en jævnspænding på over 1V. Hvis der opstår en jævnspænding på 30V afbrydes relæet indenfor ca. 50ms. Kredsløbets funktion er netop at forhindre jævnstrøm i at skade en højtaler, men det skal tillade indholdet af et lydmedie at passere. Kredsløbet er ifølge simuleringerne fuldstændigt transparant for signaler, der ligger over 6Hz.

105 KAPITEL 13. FJERNBETJENING Kapitel 13 Fjernbetjening 13.1 Formål Det er fjernbetjeningsblokkens formål at kommunikere en volumen-kommando til volumenkontrollen. Kommunikationen sker trådløst vha. diffust infrarødt lys mellem en sender og en modtager. Senderen genererer et pulseret infrarødt signal, som modtageren fortolker og videresender til volumenkontrollen. Et samlet diagram over kredsløbene kan foldes ud fra appendiks P på side Krav Kommunikation vha. diffust infrarødt lys. To knapper (volumen ned og volumen op). Signalet skal gentages, når knapperne holdes inde Konstruktion I dette afsnit designes og dimensioneres fjernbetjeningen. Fjernbetjeningen bygges op over flere forskellige pulserede signaler, hvilke kan ses i en oversigt på figur 13.4 på side Sender Idet IR-signalet skal overføre to forskellige kommandoer, er det nødvendigt at pulsere signalet i to forskellige koder. Denne kodning kan foregå på mange forskellige måder f.eks. binært. To funktioner er forholdsvis få, hvilket gør det muligt at vælge en enklere løsning. En enkel løsning er at frekvensbasere signalet, således at hver kommando pulserer med forskellig frekvens. Til at generere to forskellige frekvenser kan to LM555 timerkredse benyttes. Timerne skal køre i astabil tilstand, hvilket vil sige, at timerne ikke blot genererer én puls, men en frekvens (periodiske pulser). En astabil timer skal ifølge databladet for LM555 [National, 2000a] sættes op som på figur 13.1 på den følgende side og for denne gælder følgende formler: R A,min f = D = 1.44 (R A + 2R B ) C R B (13.1) R A + 2R B (13.2) V CC I 7,maks. (13.3) 87

106 +Vc c R A R L R B 6 L M C R L µ F Figur 13.1: LM555 koblet i astabil tilstand. Hvor f er frekvensen, D er duty cycle, V CC er forsyningsspændingen og I 7,maks. er den maksimale afladestrøm gennem kredsens ben 7. Op- og afladningskurven for kondensator C bestemmer timerudgangens tilstand. Under opladningen er udgangen høj, mens den er lav under afladningen. Opladningen sker igennem både R A og R B, mens afladningen kun sker gennem R B. Når senderens astabile timere skal pulsere med en duty cycle på 0.5, skal R A +R B R B, hvilket med andre ord vil sige, at R B >> R A. Dette kan læses af (13.2), da en uendelig høj modstandsværdi på R B vil gøre R A ubetydelig. Modstanden R A kan heller ikke fjernes helt, da strømmen gennem timerens discharge-ben (ben 7) derved vil overstige den maksimale afladestrøm givet i databladet som 200mA. Den mindste værdi modstanden R A må antage kan udregnes vha. (13.3). R A,min 5V = 25Ω (13.4) 0.2A For ikke at trække den maksimale strøm, vælges en modstandsværdi på 1kΩ. Yderligere teori om timeren i astabil tilstand kan ses i afsnit på side Volumen-ned Frekvensen til volumen-ned vælges til 30Hz, idet det i sammenhæng med den valgte optællingstid vil gøre optællingen nemmere (se evt. afsnit på side 93). Kondensator C 91 sættes til 10nF. Modstanden R 92 er nu den eneste komponent, der mangler dimensionering, hvilket kan ske ved brug af (13.1). 30Hz = 1.44 (1kΩ + 2 R 92 ) 10nF (13.5) R MΩ (13.6) Den nærmest standardværdi er 2.2M Ω, hvilket giver en frekvens på 33Hz Volumen-op Frekvensen til volumen-op vælges til 80Hz af samme grund som volumen-ned frekvensen og kondensator C 92 sættes igen til 10nF. Modstanden R 94 er også her den eneste komponent, der mangler dimensionering, hvilket ligesom før kan ske ved brug af (13.1). 80Hz = 1.44 (1kΩ + 2 R 94 ) 10nF (13.7) R kΩ (13.8)

107 Den nærmest standardværdi er 909kΩ, hvilket giver en frekvens på 79Hz. De to astabile timere implementeres i kredsløbet med en LM556 [National, 2000b], der blot består af to LM555-blokke. Da de yderligere kun skal pulsere under et tastetryk, indsættes en switch mellem forsyning og reset på hver af dem. Reset-benet virker som en almindelig aktivering ved positiv detekt. De to timeres udgange må ikke kobles direkte sammen, fordi deres tilstand vil påvirke hinandens. Derfor indsættes en 1N4148 diode på hver af benene (D 91 og D 92 ) samt en pulldown-modstand R 95 på 10kΩ efter Bærebølge Det pulserede signal fra en af volumen-knapperne sendes ikke direkte vha. IR-lys, fordi der ved disse frekvenser er stor sandsynlighed for, at det drukner i omgivelsernes lys. Dette er også grunden til, at de fleste fjernbetjeninger sender deres signal ved 36kHz. Til fjernbetjeningen i dette projekt vælges en sendefrekvens på 30kHz, da laboratoriet har en kreds, der modtager denne frekvens, på lager; SFH [Osram, 2004]. For at generere denne bærebølge bruges igen en LM555 timer, der dimensioneres efter samme princip som de to tidligere benyttede. Frekvensen til bærebølgen er 30kHz og kondensator C 95 sættes pga. den højere frekvens ikke til 10nF, som i de tidligere oscillatorer. Istedet vælges 220pF for ikke at gøre de to lade-modstande sammenlignelige. Modstanden R 98 er også her den eneste komponent, der mangler dimensionering, hvilket ligesom før kan ske ved brug af (13.1). 30kHz = 1.44 (1kΩ + 2 R 98 ) 220pF (13.9) R kΩ (13.10) Den nærmest standardværdi er 100kΩ, hvilket giver en frekvens på 32.5kHz. Da denne timer kun skal sende, når en af volumen-knapperne er sluttet, forbindes dennes reset-ben med signalet fra knapperne. Reset-pulsen kommer på den måde ikke direkte fra forsyningen, men trækkes igennem en af de to tidligere timere. Dette er normalt ikke hensigtsmæssigt, fordi det begrænser den efterfølgende strøm til maksimalt 200mA og spændingen til i værste fald 2.75V (V OH,min ). Da resetbenet dog typisk kun behøver 0.1mA og 0.4V (V IH,min ) er denne forsyning nok, hvorfor blot en modstand indsættes [National, 2000a]. Standardværdien 20kΩ benyttes Driverkredsløb til IR-diode R 96,maks. = V 3,min V 4,min 2.75V 0.4V = I 4 0.1mA = 23.5kΩ (13.11) Det endelige signal skal nu sendes vha. en IR-diode, der her er valgt til at være typen LD274-3 [Osram, 2001]. Da denne diode typisk trækker en strøm på 100mA, kan det ikke lade sig gøre at drive den direkte fra udgangstimeres udgang. Derfor indsættes et driverkredsløb i form af en common-emitter transistorkobling arbejdende i mættet tilstand, hvorved kredsløbet fungerer som en kontakt. Som transistor bruges en BC547B [Philips, 1999]. For at trække den mindste strøm ud af timeren indsættes en basis-modstand dimensioneret, så den akkurat bringer transistoren i mætning. Den mindste basis-strøm, der må løbe i høj tilstand, kan udregnes ud fra IR-diodens strømkrav på 100mA og transistorens minimale h FE på 200 gange strømforstærkning. Ud fra denne strøm kan den maksimale værdi på biasmodstanden udregnes, idet den mindste udgangsspænding fra timeren stadig er 2.75V. I B,min = I CE = 100mA = 0.5mA h F E 200 (13.12) R 99,maks. = V 3,min = 2.75V = 5.5kΩ I B,min 0.5mA (13.13)

108 O E Standardværdien 5.36kΩ benyttes. Collektor-modstanden kan udregnes, idet forsyningen sættes til 5V, og når det vides, at IR-diodens spændingsfald er maksimalt 1.5V og collektor-emitterspændingen ved mætning maksimalt er 0.25V. V R910 = V CC V D,maks. V CE,maks. = 5V 1.5V 0.25V = 3.25V (13.14) R 910,min = V RC = 3.25V = 32.5Ω (13.15) I RC 100mA Den nærmest standardværdi er 34Ω, hvilket giver en diodestrøm på 95.6mA Modtager kredsløb IR-modtager Modtagerdelen af fjernbetjeningen er som tidligere nævnt bygget op omkring den integrede kreds SFH I denne IC er indbygget en fotodiode til modtagelse af infrarødt lys og et filter, der kun lukker 30kHz signaler igennem. Når kredsen ikke modtager signaler med denne frekvens, er udgangen høj, hvorimod den er lav under detekteringen. Kredsen genskaber derved et inverteret signal af det, der blev sendt fra sender-siden. For at sikre, at de 30kHz ikke overføres via forsyningen indsættes et filter (C 97 og R 911 ). Disse komponenter er dimensioneret fra fabrikantens side [Osram, 2004] Optællingspuls Signalet fra modtagerkredsløbet kan stadig have to udseender i form af de to frekvenser, senderen sendte afsted. For at kunne kende forskel benyttes en tæller, der tæller antallet af pulser i det modtagne signal over en fast tid. Den fastsatte tid vælges til 100ms, dels fordi denne tid ca. passer med tiden, et hutigt tryk på en af knapperne varer og dermed sendeperioden, men også fordi tiden sammen med de valgte sendefrekvenser gør de efterfølgende beregninger nemme. RE S E T +5V T O +1 5V +Vc c R A N O RM A L L Y O N L O A D R L T RI G G E R D I S CH A RG T H RE S H O L D U T P U T L M CO N T RO L VO L T A G E C N O RM A L L Y O F F L O A D R L µ F Figur 13.2: LM555 koblet i monostabil tilstand. Til generering af denne puls bruges ligesom på sendersiden en LM555 timer. Denne timer skal ikke benyttes i astabil tilstand, selvom opstarten skal ske på kommando ligesom på indgangssiden. I astabil tilstand startes timeren ved højt signal på reset-benet og stopper så snart, der igen detekteres et lavt signal. Da signalet på modtagerensiden er høj, når der ikke sendes, samt pulserer, når der sendes, vil en sådan timer ikke med garanti tælle i 100ms. Derfor benyttes timeren istedet i monostabil tilstand, hvor startsignalet gives med en lav på trigger-benet, men ikke afbrydes igen ved en høj, hvorfor dette også kaldes one-shot. En timer i monostabil tilstand bygges ifølge databladet op, som det ses på figur 13.2 og pulslængden kan beregnes ud fra (13.16). t = ln(3) R A C (13.16)

109 Ved at sætte kondensator C 99 til 100 nf, kan modstanden R 913 beregnes vha. (13.16). 100ms = ln(3) R nF (13.17) R kΩ (13.18) Den nærmeste standardværdi er 909kΩ og benyttes derfor Pausetid Til at give besked til aflæsning og nulstilling af tæller, når en puls på 100ms er gået, skal yderligere bruges en kort tilstand i signalet, hvor det er lavt. Opbygningen af LM555 timeren gør det ikke umiddelbart muligt at bruge timeren, så der genereres et one-shot med både en høj og en lav tilstand. Dette skyldes, at trigger-benet og threshold-benet inde i timeren sammenlignes af en komparator, der styrer kondensatorens adgang til stel med discharge-benet. Derfor kan den opstillede timer fra før ikke udføre hele opgaven med generering af både tælle- og aflæsnings/reset-signal selv. En måde at udføre sidste del af opgaven på er ved, at indsætte et RCled, der holder trigger-benet højt et kort stykke tid og derfor ikke muliggør endnu et one-shot øjeblikkeligt efter et andet, som der jo blev givet kommando til ved en lav puls. RC-leddet skal indsættes, så kondensatoren oplader hurtigt, når udgangen sender sit høje tællesignal afsted og aflader langsomt gennem en modstand mellem stel og signalvejen til reset-benet, når perioden er slut. For at sikre, at indgangssignalet ikke lader kondensatoren C 98 op, indsættes dioden D 95. Yderligere indsættes dioderne D 94 og D 96 således, at den opladede kondensator aflader gennem modstand R 912 og ikke påtrykker en spænding på udgangen af hverken timeren eller modtagerkredsen. Der indsættes ingen opladningsmodstand, fordi opladningstiden ønskes så lille som overhovedet mulig, derved benyttes ene og alene timerens lille udgangsmodstand samt forbindelsernes resitivitet. Afladningens tid skal tilpasses tidsbehovet fra tælleren og AND-gates i den integrerede kreds HEF4081B, der benyttes til aflæsningen. Tællerens reset behøver som minimum 50ns for at nulstille og de to AND-gates er maksimalt 90ns om at skifte til høj tilstand [Philips, 1995d] [Philips, 1995g]. Afladningsformlen for et RC-led er givet ved (13.19). Hvor V C er spændingen over kondensator C og V CC er ladespændingen. V C = V CC e t CR (13.19) Den minimale udgangsspænding fra timeren er som tidligere nævnt givet ved 2.75V og det typiske trigger niveau ved 1.67V. Ved at indsætte disse værdier samt sætte kondensatorens (C 98 ) størrelse til 100nF og modstandens (R 912 ) værdi til 100kΩ kan tiden beregnes. Da modstanden virker som en pulldown modstand er denne valgt stor, så signalet ikke dæmpes voldsomt. Diodernes (D 94 og D 96 ) spændingsfald medtages og sættes til 0.7V. V C98 + V D95 = (V IC4 3,min V D96 ) e t R 912 C 98 (13.20) 1.67V + 0.7V = (2.75V 0.7V ) e t 100kΩ 100nF (13.21) t 8ms (13.22) Denne tid er rigelig og vurderes heller ikke til at være for lang tids pause mellem volumen-signalerne til volumenkontrollen. For ikke at have en udefineret spænding mellem diode-grupperne og de to AND-gates indsættes en pulldownmodstand i hver på 10kΩ (R 915 og R 916 ). Modtageren er nu designet sådan, at det genererer en høj puls i 100ms og en lav i minimum 8ms. Da både de to AND-gates og tælleren behøver signalet inverteret, indsættes en inverter i form af den integrede kreds HEF4049B [Philips, 1995f].

110 Opsplitning af aflæsning og reset puls Når tælleren nulstiller, er der høj på udgang o1, hvilket betyder, at hvis der bliver aflæst på samme tid som der nulstilles, så er det ikke nødvendigvis den rigtig udgang, der bliver aflæst. Pulsen, der skal give signal til dette, skal derfor splittes op i en til aflæsning og en forskudt en til nulstilling. En måde at gøre det på er at bruge RC-led igen. Ved at lade de to AND-gates måle på en modstand trukket til stel efter kondensatoren fås en form for inverteret kurve (se del b på figur 13.3) i forhold til den kurve (se del a på figur 13.3), der normalt ses for RC-led, hvor der måles på en kondensator trukket til stel efter en modstand. Kurven har en nærmest lodret kurve fra start og falder så eksponentiel indtil kondensatoren er ladet op. Dermed modtager de to gates en høj puls i den tid kondensatoren er om at bringe dens spændingsfald op over den forskel, der imellem forsyningen og det minimale, der kategoriseres som høj. HEF4049B kredsen tilhører, som navnet antyder HEF familien, hvis specifikationer fortæller, at det mindste spændingniveau, der kategoriseres som høj tilstand er 4V. Inverteren, der leverer pulsen til leddet er af samme familie og kan i værste fald levere en høj tilstand ned til 4.95V [Philips, 1995a]. UC UR (a) t (b) t Figur 13.3: (a) RC-kurve med kondensator trukket til stel. (b) RC-kurve med modstand trukket til stel. Formlen for opladningen af en kondensator er givet ved (13.23). ) V C = V CC (1 e t CR (13.23) Hvor V C er spændingen over kondensator C og V CC er ladespændingen. Et RC-leddet bygges op så det består af kondensator C 912 på 10nF og modstand R 917 på 10kΩ. Tiden det tager for den at oplade til et niveau på de 0.95V kan nu udregnes. ( V IC5,min V IC7,min = V IC5,min 1 e ( 4.95V 4V = 4.95V 1 e ) t C 912 R 917 t 10nF 10kΩ ) (13.24) (13.25) t 21µs (13.26) Som tidligere nævnt behøver de benyttede AND-gates kun maksimalt 90ns til at skifte til høj tilstand, hvorfor den udregnede tid er nok. Det andet RC-led, der skal generere et nulstillingssignal forskudt fra aflæsningssignalet kan nu bygges op i det forskydelsen er udregnet. Til forskydelsen vælges tællerens reset ben til at måle på en kondensator sluttet til stel efter en modstand ligesom de RC-led, der oftest benyttes. Opladningstiden på dette RC-led skal vare længere end længden på aflæsningssignalet, der netop blev udregnet til 21µs. Dog skal tiden alligevel være så kort, at den indenfor pausetiden på de 8ms kan nå at have et niveau på minimum 4V i minimum 50ns, som tællerens reset behøver. RC-leddet vælges til at bestå af kondensator C 911 på 100nF og modstand R 914 på 10kΩ. Tiden det maksimum tager for kondensatoren at stige til 4V ved en ladespænding på 4.95V kan nu udregnes ved brug

111 M s s af formel (13.23). ( V IC6 15,min = V IC5,min 1 e ( 4V = 4.95V 1 e ) t C 911 R 914 t 100nF 10kΩ ) (13.27) (13.28) t 1.65ms (13.29) Tiden overholder begge de afgrænsende tider Forlængelse af volumen-op signal Selvom AND-gaten til udlæsningen kan opfatte de korte aflæsningspulser, så gør opbygningen af volumenkontrollen det nødvendigt, at forlænge volumen-op signalet til 25ms. Dette gøres brug af en LM555 timer kørende i monostabil tilstand. Denne timer har samme opbygning, som den, der blev brugt til genereringen af optællingstiden i afsnit på side 90. Kondensatoren og modstanden dimensioneres ligeledes på samme måde. Kondensatoren (C 913 ) sættes til 470nF, hvorefter modstanden R 918 kan beregnes. Der benyttes en standardværdi på 50.0kΩ, hvilket giver en tid på 26ms. 25ms = ln(3) R nF (13.30) R kΩ (13.31) S i g n a l V o l u m e n -o p /n e d fned = 3 0 H z fo p = 80 H z B æ r e b ø l g e f = 3 0 k H z o d ta g e r I n v e r te r e t v o l u m e n - o p /n e d s i g n a l O p tæ l l i n g s p u l s th ø j = m P a u s e ti d th ø j = 8m A f l æ s n i n g R e s e t U d g a n g tned = 2 1 µ s to p = 2 6 m s t Figur 13.4: Oversigt over de generede signaler gennem fjernbetjeningen Tæller Tælleren er som tidligere nævnt valgt til at være af typen HEF4017B, der er en ripple dekade tæller, hvilket vil sige, at den tæller som et løbelys på de 10 udgange o0 til o9. Dette giver grunden til, at netop sendefrekvenserne er valgt til 30Hz og 80Hz samt at optællingsperioden er valgt til 100ms. Den aktive udgang kan udregnes som optællingsperioden gange frekvensen på det modtagne signal, da tælleren tæller

112 antallet af perioder. Ved en optællingsperiode på 0.1s kan den aktive udgang derfor findes ved at dividere frekvensen med 10. Aktiv udgang = Optællingsperiode T f = 1/T (13.32) = Optællingsperiode f (13.33) = 0.1s f = f 10 (13.34) Ved modtagelsen af volumen-ned signalet på 30Hz er udgang 3 derfor aktiv ved afslutningen af optællingsperioden, mens det er udgang 8 ved modtagelse af volumen-op signalet på 80Hz. Dette gælder ved ideel optælling af antal perioder, men da tælleren egentlig kun tæller antallet af gange signalet er lavt og ikke den egentlig længde, kan optællingen variere selv ved samme signal. For at kompensere for dette samt en afvigelse fra den ellers valgte frekvens, kobles udgangene sammen 5 og 5 vha. dioder. Dette giver en god margin, da udgangene 3 og 8 ligger i midten af de to optællingsområder. Da hver udgang ideelt set er adskilt af 10Hz, må det modtagne signal derfor også ideelt set afvige med ± 20Hz, hvilket for volumen-ned svarer til 67% og 25% for volumen-op Simulering Simuleringen af fjernbetjeningen er foretaget i Multisim, og resultaterne herfra skal gerne støtte op om beregningerne og evt. advare om afvigelser før næste afsnits konstruktion og test. Resultaterne af simuleringerne kan læses af tabellerne i afsnit Sender Under simuleringen af senderen er det først og fremmest de tre frekvenser samt deres duty-cycle, det er vigtigt at kontrollere, idet de står for generering af sendesignalet. I den forbindelse måles derfor også, om strømmen gennem IR-dioden er optimal i forhold til den maksimale diodestrøm. Resultaterne af simuleringen samt deres afvigelse fra beregningerne kan læses af tabel De simulerede værdier afviger i gennemsnit 13% fra de beregnede, hvilket primært skyldes usikre aflæsninger af kurverne i simuleringsprogrammet. Desuden er beregningerne foretaget med ideelle komponenter, mens simuleringsprogrammet bruger modeller opstillet ud fra praktiske målinger og derfor indrager tolerancer m.m Modtager Under simuleringen af modtageren er det først og fremmest optælligstiden, der er interessant, da denne sørger for korrekt genkendelse af det modtagne signal. Mens pausetiden, længden på aflæsnings-pulsen og længden på reset-pulsen er vigtig for korrekt af- og udlæsning. Resultaterne af simuleringen samt deres afvigelse fra beregningerne kan læses af tabel De simulerede værdier afviger i gennemsnit 40% fra de beregnede, hvilket kan tilskrives de samme faktorer som under simuleringen af senderen Test Testen af fjernbetjeningen foregik, som målejournalen i appendiks H beskriver. I dette afsnit vurderes resultaterne. Konstruktionen blev testet ved at måle de samme værdier, som under simuleringerne. Resultaterne kan læses af tabel 13.1 for senderen og tabel 13.2 for modtageren.

113 For senderens vedkommende afviger de målte værdier i gennemsnit 10% fra beregningerne, mens de i gennemsnit er 14% fra simuleringerne. Modtagerens målte værdier afviger meget mere fra både beregningerne og simuleringerne. Afvigelserne for begge kredsløb skyldes primært de fire brugte LM555 timere, der har en meget central rolle i fjernbetjeningen som helhed. Problemet med timerene er, at de er meget ustabile både i forhold til forsyningsspænding og temperaturen. Som en del af timerne ses også deres ydre komponenter i form af modstandene og kondensatorerne. De benyttede modstande har kun en tolerance på 1 %, hvor derimod kondensatorerne har en tolerance på -10 % til +50 %. Det kan i dette tilfælde f.eks. resultere i, at de genererede frekvenser i senderen bliver lavere og optællingstiden længere, som det er tilfældet med de målte værdier. Dernæst spiller aflæsningerne også en rolle i forhold til afvigelserne, idet de små tider er svære at aflæse præcist under test. Hvor stor en del af afvigelserne, der skyldes dette, er umulig at sige, men en del af skylden har det. Til sidst spiller ikke-ideelle faktorer for komponenterne også ind i form af kapacitive virkninger i de integrede kredse samt også de tolerancer på modstande og kondensatorer, der er benyttede udenfor timerkredsløbene. Uden nogen nærmere nøjagtig opmåling blev kommunikationsafstanden vurderet til 4-5 meter. Da der ikke er noget krav til afstanden fra kravspecifikationens side, vurderes den erfaringsmæssigt som passende. Testen af modtageren resulterede desværre i opdagelsen af en fejl i en af principperne i kredsløbet. Slippes volumen-op-knappen under en optællingsperiode, er det meget sandsynligt, at resultatet kategoriseres i volumen-ned kategorien, hvorved volumen vil blive reduceret. For at kunne have undgået dette, skulle et ekstra kredsløb have været tilføjet, der afbryder kategoriseringen af et signal, hvis signalet afbrydes før optællingstiden er slut Resultater Sender Beregnet Simuleret Afvigelse fra Målt Afvigelse fra Afvigelse fra værdi værdi beregnet værdi beregnet simuleret Volumen-ned frekvens 32.7Hz 28.6Hz 12.5% 32.2Hz 1.53% 12.6% Volumen-ned duty-cycle 50.0% 43.6% 12.8% 49.0% 2.00% 12.3% Volumen-op frekvens 79.2Hz 68.6Hz 13.4% 77.5Hz 2.15% 13.0% Volumen-op duty-cycle 50.0% 43.5% 13.1% 49.1% 1.80% 13.0% Bærebølge frekvens 32.5kHz 25.4kHz 21.8% 28.1kHz 13.5% 10.6% Bærebølge duty-cycle 50.0% 44.0% 12.1% 49.4% 12.1% 12.4% IR-diode strøm 95.6mA 112mA 17.2% 75.8mA 20.7% 32.3% Tabel 13.1: Resultater fra beregninger, simulering og test af fjernbetjeningens sender samt deres afvigelser Modtager Beregnet Simuleret Afvigelse fra Målt Afvigelse fra Afvigelse fra værdi værdi beregnet værdi beregnet simuleret Optællingstid 100ms 100ms 0.00% 102ms 2.00% 2.00% Pausetid 8.00ms 10.0ms 25.0% 14.2ms 77.5% 42.0% Aflæsnings-puls 21.0µs 35.0µs 66.7% 70.0µs 233% 100% Reset-puls 1.65ms 1.20ms 27.3% 12.8ms 676% 967% Tabel 13.2: Resultater fra beregninger, simulering og test af fjernbetjeningens modtager samt deres afvigelser.

114 13.7 Delkonklusion I dette kapitel blev en simpel fjernbetjening til styringen af volumen-niveauet på HIFI-forstærkeren konstrueret. Simpel i den forstand, at volumen-niveauet skal styres med en volumen-op-knap og en volumen-ned-knap og derfor kun behøver at kommunikere to forskellige slags signaler. De to signaler blev kodet i form af forskellige frekvenser, der blev sendt fra sender til modtager med en bærebølge på 30kHz. Modtageren kender forskel på de to modtagne signaler ved at tælle antallet af perioder indenfor 100ms. De to signaler sendes herefter videre til volumenkontrollen (se evt. afsnit 6 på side 25). Fjernbetjeningen virkede efter hensigten under både simuleringer og test på trods af store afvigelser. Afvigelserne skyldes primært de ustabile LM555 timere, der har den helt centrale rolle, men også svære aflæsninger af de små tider spiller ind. Kravene opstillet i afsnit 13.2 er opfyldt. Desværre vil et volumen-ned signal blive opfanget i slutningen af et volumen-op signal, da en afbrudt optællingsperiode ikke afbryder optællingen.

115 KAPITEL 14. ACCEPTTEST Kapitel 14 Accepttest I appendiks L på side 148 findes en målejournal over den udførte accepttest. Denne accepttest er i henhold til kravsspecifikationen udført efter IEC normen. I tabel 14.1 er alle resultarne fra den udførte accepttest indført sammen med kravene fra kravspecifikationens afsnit Resultater I nedenstående tabel 14.1 ses resultaterne fra den udførte accepttest. Når der i tabellen står anført m. tonekontrol er tonekontrollen indkoblet, men indstillet til at give så flad frekvensrespons i hele det hørbare område som muligt. Betegnelse Krav Opnået Indgangsimpedans u. tonekontrol 10kΩ 9.9kΩ Indgangsimpedans m. tonekontrol 10kΩ 9.9kΩ Udgangsimpedans u. tonekontrol 2Ω 21.71mΩ Udgangsimpedans m. tonekontrol 2Ω 27.49mΩ THD u. tonekontrol 0.1% 0.1% op til V out = 11V RMS THD m. tonekontrol 0.5% 0.5% op til V out = 14, 6V RMS Signal/støjforhold (u. tonekontrol, uvægtet) 96dB 83dB Signal/støjforhold (m. tonekontrol, uvægtet) 96dB 73,5dB Headroom 6dBu 2dBu Lineær frekvensgang (tonekont. off) ±0.5dB ±0.25dB maks. fasedrej (tonekont. off) Total gain 28.75dB 27.2dB Udgangseffekt 50W i Ω 28.13W i 8Ω Forsinket indkobling af højtaler 1s 1s DC beskyttelses aktivering ved 30V DC 50ms 52ms Tabel 14.1: Resultater for det samlede kredsløb. Det fremgår af tabel 14.1, at mange af det opstillede krav er overholdt. Indgangsimpedansen ligger meget tæt på kravet og kræver ikke yderligere kommentarer. Udgangsimpedansen ligger meget under kravet. Kravet stammer fra DIN45500, der netop er blevet 30 år gammel, hvorfor den må siges at være uddateret. Imidlertid findes der, gruppen bekendt, ikke andre normer hvori et strengere krav fremgår. I DIN45500 er anvendt dæmpningsfaktor istedet for udgangsimpedans. Udgangsimpedans og højtalerimpedans kan sammenholdes for at finde dæmpningsfaktoren D, der angives i enheden gg: 97

116 Z RL Z out = D (14.1) Lav udgangsimpedans, og dermed høj dæmpningsfaktor, er vigtig af hensyn til den soniske ydelse. Da en højtalers fjederophængte membran, der er limet sammen med en spole, sidder i et magnetfelt, vil en bevægelse i membranen resultere i en spænding over terminalerne på højtaleren. Såfremt forstærkeren sender højtaleren fremefter, vil fjedervirkningen forsøge at tvinge membranen tilbage til sin hvileposition og dermed inducere en strøm retur til forstærkeren. Denne strøm skal forstærkeren være i stand til at kortslutte. Netop dæmpningsfaktoren kommer sig til udtryk i den lydmæsseige oplevelse. En lav dæmpningsfaktor (høj udgangsimpedans) resulterer i, at lytteren opfatter lyden som slap eller løs i bas-området, hvor en forstærker med høj dæmpningsfaktor giver, hvad en lytter vil beskrive som stram eller fast bas. Det siges også populært at forstærkeren har magt over højtaleren, hvilket udemærket beskriver ovenstående. Forstærkeren i denne rapport har, med tonekontrollen frakoblet, en udgangsimpedans på kun 21.71mΩ. Det giver en dæmpningsfaktor på: 8Ω = 368gg (14.2) 21.71mΩ hvilket sammenlignet med andre forstærkere tilgængeligt i dag er meget fint. THD er målt til 0.1% og 0.5% ved 11V RMS og 14.17V RMS for tonekontrollen slået hhv fra og til. Begge målinger er foretaget med en 8Ω belastning. Der må givetvis være en fejl i målingerne eller kredsløbet har ændret sig, idet spændingen burde være næsten ens. Der bør laves en ny måling som kan holdes op imod disse resultater. Signal/støjforholdet er målt uvægtet, hvilket vil sige uden hensyntagen til ørets følsomhed overfor forskellige frekvenser. Kravet er også uvægtet hvorfor det kan sammenlignes med resultatet. Forstærkeren lever ikke op til kravet, men må siges at være god, set i lyset af at forstærkeren ikke er kapslet ind i en støjafskærmende kasse, samt at opstillingen breder sig ud over flere veroboards og prøveboards. Dertil kommer at der heller ikke er brugt ledninger med skærm til at overføre signaler. Signal/støjforholdet er lidt dårligere for tonekontrollen tilkoblet, hvilket er som ventet. Tonekontrollen er følsom overfor bl.a. brum da den ikke er indkapslet og har høje impdedanser i kredsløbet. Headroom er ikke som kravet lægger op til, men er som forventet jvf. afsnit 6 på side 25. Det skyldes, som også tidligere beskrevet, at IC en anvendt til volumen kun er semilogaritmisk. Kravet om lineær frekvensgang indenfor det hørbare område er opfyldt. Fasedrejningen indenfor det hørbare område er større end kravet, men dog ikke graverende. Flyttes poler og nulpunkter længere væk fra det hørbare område kan dette krav formodentlig mødes, men der skal tages hensyn til forstærkerens stabilitet. Endvidere er der ikke medregnet kapaciteter i udgangstrinet da disse ikke kendes præcist nok til at beregning kan foretages. Dette faktum kan muligivis være årsag til at fasedrejningen begynder for tidligt. Det totale gain ligger en smule under kravet, men er dog relativt tæt på. Fejlen kan tilskrives komponenttolerancer, afrundinger og måleudstyr. Udgangseffekten når ikke op til kravet. Det skyldes primært, at udgangstrinet ikke kan mættes af drivertrinet, hvorfor spændingssvinget på udgangen ikke kan nå op på de V RMS som skal til for at afsætte 50W i en 8Ω belastning. Drivertrinet klipper inden at udgangstrinet er mættet. Særligt spændingsforskellen imellem gate og source der skal op på 6-7 volt for at få tilstrækkelig strøm igennem Drain-Source er afgørende årsag til at kravet til udgangseffekt ikke kan mødes. En løsning kunne være at forsyne drivertrinet med en højere forsyningsspænding således at udgangstrinet kan mættes helt uden at drivertrinet klipper. En anden, og mere spidsfindig, løsning er at bruge såkaldt bootstrapping. DC-beskyttelseskredsløbet har primært til opgave at sikre at evt. fejl i udgangsforstærker med DC til følge på højtalerudgangen bliver afbrudt af et relæ, for at sikre at højtaleren ikke brændes af. Desuden er

117 det en behagelig foranstaltning der sikrer, at de knald der vil opstå ved tilslutning og afbrydelse af forsyningsspænding ikke kan forplante sig til højtaleren. Kredsløbet ligger 3 ms fra kravet og det må siges at være udemærket, men er principelt ikke acceptabelt. Det har dog ingen praktisk betydning og en lille ændring af en enkelt modstand vil kunne bringe kredsløbet i overensstemmelse med kravet.

118

119 KAPITEL 15. KONKLUSION Kapitel 15 Konklusion Der er i projektet konstrueret en digitalt styret Hi-Fi forstærker med trådløs fjernbetjening. Konstruktionen bygger på krav fra normer, sikkerhedsbestemmelser samt projektgruppens egne erfaringer med nuværende produkter på markedet. I forstærkeren er integreret indgangsvælger, volumenkontrol med fjernbetjening, tonekontrol og DC-beskyttelse. Indgangsvælgeren styrer hvilket input, der bliver ledt videre til resten af forstærkeren. Denne er opbygget på en sådan måde, at kun et input kan være aktiveret af gangen. Dette bygger på logiske kredsløb. Lydsignalets vej igennem indgangsvælgeren håndteres af en digitalt styret analog switch. I volumenkontrollen reguleres lydniveauet af en digitalt styret modstand vha. to taster eller en fjernbetjening. Fjernbetjeningen sender via IR-lys et frekvenskodet signal. Volumenkontrollen indeholder et logisk kredsløb, der sørger for automatisk tælling, hvis en tast holdes nede i mere end 1s. Dette sker indtil én af de to ydergrænser nås. Her sørger et logisk kredsløb, der genkender grænserne, for at spærre for yderligere optælling. En digital udlæsning med to cifre samt fortegn fortæller brugeren, i hvilken db-position systemet befinder sig. En OPAMP sørger for at forstærke eller dæmpe signalet til niveauet vist i udlæsningen. Tonekontrollen har til opgave at ændre niveauet for toner under 200Hz og over 4500Hz, således at lytteren kan tilpasse bas- og diskantniveau efter egen smag. Tonekontrollen bygger alene på analog-elektronik med OPAMPs, modstande og kondensatorer. DC-afbryderen har til opgave at detektere DC-offset på udgangen, og hvis dette forefindes, frakoble højtaleren indenfor et bestemt tidsinterval. Herved undgås skader på højtalere som følge af fejl i den integrerede forstærker. Ydermere sørger DC-afbryderen for en forsinket indkobling af højtaleren i opstartsfasen. Herved undgåes ubehagelige lyde som følge af, at transistorer skal finde arbejdspunkter og andre indsvingningseffekter. Effektforstærkerdelen er opbygget med to spændingsforstærkende differensforstærkere, der driver et strømforstærkende udgangstrin med MOSFET-transistorer. Effektforstærkeren stabiliseres ved brug af tilbagekobling. Differensforstærkerne forstærker spændingsforskellen mellem indgangssignalet og det tilbagekoblede signal i to trin. I begge trin hæves forstærkningen vha. et biaskredsløb, der leverer en konstant strøm. Den konstante strøm hæver desuden udgangsstrømmen, hvorved differensforstærkerne kan virke som drivertrin for de brugte MOSFETs i det efterfølgende udgangstrin. Som udgangstrin benyttes fire effekttransistorer af MOSFET typen. Transistorerne er koblet som to parallelle klasse AB common-drain trin. Der er benyttet MOSFET, da denne transistorteknologi har en række fordele over BJT, bl.a. lavere harmonisk forvrængning, meget høj indgangsimpedans og negativ temperaturkoefficient. De sidste to egenskaber gør, at transistorerne kan forspændes stort set uden hensyntagen til belastning og temperaturændring. Et tilbagekoblingssignal føres fra udgangstrinet til differensforstærkeren. Ved indførelse af tilbagekobling opnås stabil forstærkning, større båndbredde og nedsat forvrængning. Alle de opbyggede blokke til forstærkeren er testet separat for at holde de målte resultater op mod de 101

120 beregnede og simulerede. De udførte tests viser desuden, om formålet med blokkene er opfyldt. Formålet er opfyldt for indgangsvælgeren, tonekontrollen, DC-afbryderen og effektforstærkeren, dog blev det nødvendigt at indsætte filterkondensatorer for at stoppe oscillering. Forstærkningen i volumenkontrollen er ikke i stand til at følge den viste udlæsning pga. afvigelser i den digitalt styrede modstand. Desuden opnås ikke det ønskede headroom på 6dB, men derimod maksimalt 2dB, hvilket skyldes, at det brugte digital potmeter er semilogaritmisk. En fejl i et af principperne i fjernbetjeningen giver sig udslag i, at et volumen-ned signal vil bliver sendt til volumenkontrollen, hvis et volumen-op signal afbrydes. Desuden er volumenkontrollens automatiske opeller nedtælling ikke kompatibel med signalerne fra fjernbetjeningens modtager. Der er udført en accepttest på den samlede forstærker ud fra IEC normen. I testen er indeholdt måling af indgangsimpedans, udgangsimpedans, maksimal udgangsspænding, klipning, 3dB knækfrekvenser, fasekarakteristik, frekvensrespons, signal/støj-forhold og indkoblingstid af højtaler. Yderligere er der udført en lyttetest. Indgangsimpedansen på 9.9kΩ er meget tæt på det opstillede krav på 10kΩ, hvorimod udgangsimpedansen på 21.71mΩ er meget mindre end mindstekravet på 2Ω. Indgangsimpedansen er acceptabel og omregnes udgangsmodstanden til en dæmpningsfaktor på 368gg, er forstærkeren i den bedste ende sammenlignet med nuværende forstærkere på markedet. Den maksimale udgangsspænding rækker kun til en effekt på 28.13W i 8Ω, hvor der er ønsket 50W. Klipningen sker af den grund ved en udgangsspænding på 15V RMS ligesom THD kravet på 0.5% bliver overskredet ved denne grænse. Den noget lavere udgangseffekt skyldes, at differenstrinet ikke er istand til at mætte transistorerne i udgangstrinet. I kommercielle forstærkere løses dette problem ved at hæve forsyningen til drivertrinet over forsyningen til udgangstrinet. Knækfrekvensernes placering udenfor den valgte båndbredde giver en lineær frekvensgang med en afvigelse på ±0.25dB, hvilket er halvdelen af det tilladte ifølge det opstillede krav. Dette skal ses i forhold til det opnåede totale gain på 27.2dB, hvor kravet er 28.75dB. Kravet om det maksimale fasedrej lyder på 10, hvilket dog bliver overskredet med 9. Overskridelsen skyldes en uventet pol i udgangstrinet, hvor det ikke var muligt at indsamle data om de brugte transistorers kapaciteter. Havde disse kapaciteter været kendte, kunne polen beregnes og der kunne desuden blive kompenseret for den under tilbagekoblingen. Et signal/støj-forhold på 96dB er ønsket, hvor kun 83dB bliver opnået. Afvigelsen skyldes, at den integrerede forstærker er særdeles modtagelig overfor omgivelsesstøj. Denne påvirkning kan undgås ved opbygning på print samt indkapsling i et chassis. DC-afbryderen indkobler højtaleren efter det krævede sekund og frakobler den efter 52ms ved 30V DC, hvilket er lidt over kravets maksimale 50ms. I lyttetesten vurderedes det, at det dannede lydbillede fra forstærkeren når et meget godt niveau for lydgengivelse trods de uopfyldte krav.

121 KAPITEL 16. PERSPEKTIVERING Kapitel 16 Perspektivering Perspektivering betyder fremtidsudsigt og der vil i dette kapitel være en kort omtale af de emner, som ville kunne forbedre den opbyggede Hi-Fi forstærker, hvis projektet forløb over en længere periode. Dette skal ikke læses således, at de indenfor projekttiden opnåede resultater ikke er brugbare, men blot at der kan foretages forbedringer. Resultaterne opnået i projektet kan læses i konklusionen i afsnit 15 på side 101. I den konstruerede Hi-Fi forstærker er flere dele i øjeblikket bygget op på protoboard, hvilket giver anledning til flere uheldige egenskaber. Et protoboard har store indre kapaciteter, der påvirker signalerne gennem kredsløbene på flere forskellige måder. Signalerne kan bl.a. blive dæmpet eller få tilføjet resonanssvingninger, hvilket i begge tilfælde vil ændre lydbilledet. Som det kan læses i accepttesten i kapitel 14 på side 97, overholder den totale harmoniske forvrængning alligevel kravet, men dette skyldes indsættelsen af flere filterkondensatorer, som det ikke umiddelbart har været muligt at redegøre for i beregningerne. Signalerne vil påvirkes i mindre grad, hvis forstærkeren bygges op på print. Ved yderligere at placere blokkene på hver sit print isoleret fra hinanden, undgås indbyrdes påvirkninger. En sidste ting, der har negativ indvirkning på signalerne gennem forstærkeren, er støj fra omgivelserne, men denne indflydelse kan mindskes ved indbygning i et chassis. I øjeblikket kan kun to frekvensområder kontrolleres af tonekontrollen i form af bas og diskant. Flere frekvensområder kan sænkes eller dæmpes, hvis der indsættes et båndpas filter for hver af områderne. Ved tilføjelse af disse er en såkaldt equalizer opbygget. Selv med volumenkontrollen skruet helt i bund vil der være støj på udgangen, hvilket kunne have været undgået, hvis signalvejen i denne position istedet var koblet direkte til stel. Denne funktion kan bygges sammen med en mute-knap med samme virkemåde. Et digitalt potentiometer med en korrekt logaritmisk karateristik kunne også gøre det muligt at få forstærkning og udlæsning til at afvige mindre fra hinanden. Fjernbetjeningen kan udbygges til at betjene flere funktioner trådløst såsom valg af indgang, mute og tænd/sluk af forstærkeren. Udgangseffekten kan forøges ved at drive udgangstransistorerne under fuldstændig mætning. Dette kan gøres ved en eleveret forsyning af driverkredsløbene, hvilket dog ikke er muligt, da det maksimale spændingsniveau allerede er benyttet til transistorene. Det maksimale spændingsniveau kan istedet udnyttes bedre ved brug af bootstrapping, hvor udgangstrinet tilbagekobles intern med en kondensator mellem source og gate. Transistorerne er på den måde med til at åbne sine egne gates ved brug af udgangsspændingen. Dette princip giver yderligere de fordele, at åben-sløjfe forstærkningen forøges og udgangsimpedansen mindskes. Lytteoplevelsen vil kunne forbedres, hvis endnu en effektforstærkerdel bliver konstrueret. Dermed opnås stereo, hvorved også signalet fra de fleste lydkilder udnyttes optimalt. Dette vil også give mulighed for tilføjelse af en balance-styring, hvorved stereolyden efter eget ønske vil kunne tilføres én højtaler alene. 103

122

123 KAPITEL 16. PERSPEKTIVERING Litteraturliste Arbejdstilsynet (2004). Et støjsvagt arbejdsmiljø ( 2004), URL Hjemmesiden besøgt den Biering-Sørensen, Stephen (1988). Håndbog i Struktureret Program Udvikling. ISBN (Teknisk Forlag, 1988). Brüel og Kjær (2004). Sound Pressure Level skema (Brüel og Kjær, 2004). Vedlagt som bilag på cdrom. Danmarks Radio, Sveriges Radio., Norsk Rikskringskasting (1993). Electrical specifications for Sound Control Systems and Units, 5th edition (Danmarks radio, Norsk Rikskringskasting, Sveriges Radio., 1993). Denon (2004). Hi-Fi components ( 2004), URL Hjemmesiden besøgt den Department of acoustics (2003). Introduction to acoustics (Aalborg Universitet, 2003), URL Vedlagt som bilag på cdrom. DIN (1973). DIN (Deutsche Industrie Norm, 1973). Vedlagt som bilag på cdrom, normer/din45500.pdf. Fairchild (1999). MPSA92 PNP High Voltage Amplifier (Fairchild Semiconductor International, 1999), URL Vedlagt som bilag på cdrom. Fairchild (2001). MPSA92 NPN High Voltage Amplifier (Fairchild Semiconductor International, 2001), URL Vedlagt som bilag på cdrom. 105

124 Fairchild (2002a). BC546/547/548/549/550 Transistors (Fairchild semiconductor, 2002a). Vedlagt som bilag på cdrom. Fairchild (2002b). BC556/557/558/559/560 Transistors (Fairchild semiconductor, 2002b). Vedlagt som bilag på cdrom. Fairchild (2002c). NE5532 dual OPAMP (Fairchild semiconductors, 2002c). Vedlagt som bilag på cdrom. Hi-Fi klubben (2004). Hi-Fi klubben - Ganske almindelige entusiaster ( 2004), URL Hjemmesiden besøgt den IEC (2000). Sound system equipment part 3: Amplifiers, 3th edition (International Electrotechnical Commission, 2000). Vedlagt som bilag på cdrom. Intersil (2004). Monolithic Quad SPST, CMOS Analog switch ( 2004), URL Vedlagt som bilag på cdrom. Kingbright (2003). Single Digit Numeric Display (Kingbright, 2003), URL Vedlagt som bilag på cdrom. Kreyszig, Erwin (1999). Advanced Engineering Mathematics, 8th edition. ISBN (John Wiley & Sons, Inc, 1999). Laboratorieudvalget (2001). Regler vedrørende el-sikkerhed i forbindelse med øvelses- og projektarbejder i elektroniklaboratorium B1-101 (Koordinerende Laboratorieudvalg, 2001). Vedlagt som bilag på cdrom. Maxim (1999). Audio Digital Resistor (Dallas Semiconductor, 1999), URL cdrom. Vedlagt som bilag på National (2000a). LM555 Timer (National Semiconductor, 2000a), URL Vedlagt som bilag på cdrom. National (2000b). LM556 Dual Timer (National Semiconductor, 2000b), URL Vedlagt som bilag på cdrom.

125 Osram (2001). LD 274 GaAs Infrared Emitter (Osram Opto Semiconductors GmbH and Co. OHG, 2001), URL Vedlagt som bilag på cdrom. Osram (2004). SFH 5110 IR-Receiver for Remote Control Systems (Osram Opto Semiconductors GmbH, 2004), URL Vedlagt som bilag på cdrom. Philips (1995a). HEF Family Specifications (Philips Semiconductors, 1995a), URL pdf. Vedlagt som bilag på cdrom. Philips (1995b). HEF4011B QUAD NAND gate (Philips Semiconductors, 1995b), URL Vedlagt som bilag på cdrom. Philips (1995c). HEF4013B DUAL D-latch (Philips Semiconductors, 1995c), URL Vedlagt som bilag på cdrom. Philips (1995d). HEF4017B 5-stage Johnson Counter (Philips Semiconductors, 1995d), URL Vedlagt som bilag på cdrom. Philips (1995e). HEF4029B Decade counter (Philips Semiconductors, 1995e), URL Vedlagt som bilag på cdrom. Philips (1995f). HEF4049B HEX inverting buffers (Philips Semiconductors, 1995f), URL Vedlagt som bilag på cdrom. Philips (1995g). HEF4081B QUAD AND gate (Philips Semiconductors, 1995g), URL Vedlagt som bilag på cdrom. Philips (1995h). HEF4511B Display decoder (Philips Semiconductors, 1995h), URL Vedlagt som bilag på cdrom. Philips (1999). BC546; BC547 NPN general purpose transistors (Philips Electronics N.V., 1999), URL Vedlagt som bilag på cdrom.

126 Ved- Renesas/Hitachi (2001a). Renesas 2SJ162 Datasheet (Renesas, 2001a), URL lagt som bilag på cdrom. Vedlagt som bilag på cdrom, bi- Quilter, Patrick (1993). Amplifier Anatomy (QSC, 1993), URL lag/qsc.pdf. Renesas/Hitachi (2001b). Renesas 2SK1058 Datasheet (Renesas, 2001b), URL Vedlagt som bilag på cdrom. Sedra, Adel S. & Smith, Kenneth C. (1998). Microelectronic circuits, 4th edition (Oxford university pres, 1998). Sedra, Adel S. & Smith, Kenneth C. (2004). Microelectronic circuits, 5th edition. ISBN (Oxford university pres, 2004). Semiconductor, ON (2004). MC14043BCP SR-latch ( 2004), URL Vedlagt som bilag på cdrom. Sikkerhedsstyrelsen (1993). Stærkstrømsbekendtgørelsen (Sikkerhedsstyrelsen, 1993), URL Vedlagt som bilag på cdrom. Sony (2004). Sony HiFi-components ( 2004), URL Hjemmesiden besøgt den STM (2001a). HCF4093B QUAD NAND gate with Scmitt-trigger (STMicroelectronics, 2001a), URL Vedlagt som bilag på cdrom. STM (2001b). HEF4071B QUAD XOR gate (STMicroelectronics, 2001b), URL Vedlagt som bilag på cdrom. Tokheim, Roger L. (1994). Digital Electronics, 4th edition.

127 ISBN (Glencoe / McGraw-Hill, 1994). Tripath (1999). Tripath Class T Technical Information (Tripath, 1999), URL Vedlagt som bilag på cdrom, bilag/tripath.pdf. Wakerly, John F (2001). Digital design - principles & practices, 3th edition. ISBN (Tom Robbins, 2001). Yamaha (2004). Consumer audio og video ( 2004), URL Hjemmesiden besøgt den

128

129 APPENDIKS A. ARGUMENTATION FOR VALG AF UDGANGSEFFEKT Appendiks A Argumentation for valg af udgangseffekt I dette bilag argumenteres for, hvorledes projektgruppen har defineret krav til udgangseffekten på forstærkeren. Det er nødvendigt at træffe et valg mht. lydstyrke for at definere et sådan krav. Lydstyrken bestemmes af forskellige faktorer - dels af effekten tilført en given højtaler, dels af højtalerens effektivitet og dels af lokalets akustiske egenskaber. Idet der ses bort fra rummets akustiske egenskaber, tages der udgangspunkt i, at lydstyrken halveres med kvadratet på afstanden. Afstanden mellem højtaler og lytter vælges til 2 meter. Koncertmusik antager indenfor stort set alle genrer lydtryk op mod 110dB. Det er her vigtigt at nævne, at det gennemsnitlige lydtryk ligger lavere, men at enkelte passager kan have et lydtryk på de nævnte 110dB [Arbejdstilsynet, 2004] [Brüel og Kjær, 2004]. Følsomheden for en højtaler udtrykkes ved det lydtryk, som højtaleren genererer ved 2.83V (1W i 8Ω) målt på 1m afstand. I tabel A.1 ses et bredt udvalg af typiske højtalere fra en række producenter. Højtalerne ligger prismæssigt mellem ca. kr 700,- og ,-. Den gennemsnitlige følsomhed er beregnet til 91.9dB. Producent Følsomhed [db] B&W 88.0 Jamo 90.0 Cervin Wega Dali 91.0 Audiovector 92.0 Infinity 91.0 Harman Kardon 91.0 Gale 90.0 Gennemsnit 91.9 Tabel A.1: Følsomhed for forskellige højtalere med 8Ω impedans. Idet lytteren befinder sig 2m fra højtaleren, er lydstyrken halveret - altså -3dB. Forskellen fra højtalerens følsomhed op til den ønskede lydstyrke er 110dB (91.9dB 3.00dB) = 21.1dB (A.1) Den krævede maksimale RMS-spænding V o over højtaleren bliver da 21.1dB højere, eller omregnet til volt Peak-peak spændingen V o,pp bliver da V o = 2.83V dB 20.0 = 32.1V (A.2) V o,pp = 32.2V 2 2 = 90.9V pp (A.3) 111

130 Såfremt højtaleren har en impedans på 8Ω bliver effekten afsat i højtaleren P = 32.1V 2 8Ω = 129W RMS (A.4) Da reglementet i laboratoriet på AAU forbyder studerende at arbejde med spændinger over 60V DC, kan dette krav ikke imødekommes. Kravet reduceres til at forsyningsspændingen fastsættes til 60V DC, hvilket giver en teoretisk makskimal udgangsspænding på V o,maks. = 60V 2 2 I en 8Ω belastning svarer dette til en afsat effekt på P maks. = 21.2V 2 8Ω = 21.2V RMS (A.5) = 56.3W RMS (A.6)

131 APPENDIKS B. SIMULERINGER FOR VOLUMENKONTROL Appendiks B Simuleringer for volumenkontrol Simluleringer af udlæsningen er delt op flere dele, idet manglende regnekraft har gjort det umuligt at samle hele kredsløbet i én computer-simulering. Der er delt op i: Tastkredsløb (Modul I, II, III og IX) Tastespærrekredsløb (Modul VII) INC Delay Puls Double Udlæsning/talgenkendelse (Modul V og VI) Alle simuleringsresultater er samlet i tabel B.1. Simuleringsresultater for tastekredsløb og tastespærrekredsløb er vist på figur B.1, og B.2. For de tre sidstnævnte henvises der til filerne inc delay.eps, puls double 01.eps og talgenkendelse.ms7 på CD-rom en. B.0.1 Tastkredsløb På figur B.1 kan det ses, at hvis begge taster UP og DOWN påvirkes samtidig går INC 0 lav, og at en vedvarende tastning efter 1s indkobler MP 1 til automatisk tælling. Det er ikke muligt at aflæse periodetiden for firkanterne, idet de står meget tæt, men jvf. Spice-simulering (firkant-udlaesning.asc) af 555-timeren er den 62.59ms, hvilket er meget tæt på de beregnede 62.5ms. B.0.2 Tastespærring På figur B.2 kan det ses, at tastepærringen både nedad ved 57 og opad ved 06 opfører sig som ønsket, idet COUNT bliver spærret ved grænserne, hvis U/D har den forkerte retning. Ved position -06 (når 06 er høj og P/M er lav) kan det lade sig gøre at tælle i begge retninger, men hvis 06 og P/M er høje på samme tid, kan der kun tastes nedad. 113

132 Figur B.1: Simulering for tastkredsløb. Figur B.2: Simulering for tastespærrekredsløb. Der kan ses en lille spike i starten af COUNT-kurven. Denne er i simuleringen målt til ca. 300ns ved at zoome ind på spiken. Åragen til denne skyldes propagationtimes i kredsløbet. Spiken og konsekvenser af denne diskuteres nærmere i evaluering af simuleringer.

133 B.0.3 INC delay I filen inc delay sim.eps ses det, at delay mellem INC og U/D jvf. simuleringen er på 714ns, hvilket afviger 6.05% fra den beregnede tid på 760ns. B.0.4 Puls Double I filen puls double 01.eps ses det, at en høj puls på PD 0 sender en kort puls frem til Timer 01 og PD 3. Herefter trigges Timer 01 og sender en 10ms høj puls frem til timer 02, som herefter trigges til en høj udgang på 10ms. I tiderne er der ingen afvigelser ift. de beregnede værdier. B.0.5 Udlæsning I filen talgenkendelse.ms7 ses det, at udgangene 57, 00 og 06 går høje, når de tilsvarende tal står i displayet som beregnet. Kredsløbet er koblet op med én tast til én ere og én til ti ere, idet en fejl i modellen for 4029Btælleren gør, at TC (Terminal count) ikke går lav, når der er talt en dekade. Hertil skifter space mellem op og ned. B.1 Simuleringer af forstærker Simuleringerne af forstærkeren er delt op i følgende dele: Forstærkning gennem forstærkerkreds Ind- og udgangsimpedans 3dB knækfrekvens THD Alle Simuleringsresultater er samlet i tabel B.1. Det har ikke været muligt at finde en passende multisimmodel for det digitale potentiometer, hvorfor dette ikke er taget med i simuleringerne. Istedet er der indsat et potentiometer på 10kΩ sammen med en kapacitet på 6pF i indgangen, som skal udgøre indgangskapaciteten i det digitale potentiometer. Hertil er en modstand på 80Ω sat i serie fra spændingsdeler til opamp - denne udgør den interne modstand i wiperen. B.1.1 Forstærkning Forstærkningen blev simuleret med potentiometeret i højeste stilling og i laveste stilling. Forstærkningen blev således aflæst til 2.67dB for maks. forstærkning og dB for min. Dette giver en afvigelse i højeste niveau på 2% og 24.5% i laveste niveau. Opsillingen kan ses i filen forstaerker forstaerkning.ms7. B.1.2 Indgansimpedans Indgangsimpedansen blev simuleret jvf. proceduren beskrevet i afsnit F til 10kΩ ved 1kHz. B.1.3 Udgangsimpedans Udgangsimpedansen blev simuleret jvf. proceduren beskrevet i afsnit F.2.6.5, og kunne beregnes til Z in = 645nV 15.2mA = 0.4mΩ (B.1)

134 B.1.4 THD THD er simuleret til 0% med distortion analyzer målt på udgangen af opamp en. Herunder er alle simuleringsresultater samt afvigelser samlet. Beregnet Simuleret Afvigelse fra værdi værdi beregnet Delay 1s 1s 0% INC Delay 760ns 714ns 6.05% PD 3 10ms 10ms 0% f MP1 16Hz 15.97Hz 1.9% GAIN dB dB % Z in 10kΩ 10kΩ 0% Z out 299mΩ 0.4mΩ 48.8 gg 3dB knæk. f H 8MHz 7.08MHz 11.5% THD - 0% - Tabel B.1: Resultater fra beregninger og simuleringer for volumenkontrol. B.2 Evaluering af simuleringer Simuleringerne for udlæsningen opfører sig meget tæt opad det ønskede. Der er kun en lille afvigelse i INC delay på 6.18%. Den nævnte spike i kurven for COUNT i figur B.1 er ikke særlig hensigtsmæsig, idet den i værste fald kan betyde, at kredsløbet tillader tælling udover den nedre grænse. Spiken opstår, når 57 er høj og U/D og INC 3 går høj på samme tid (tastning nedad). Her får INC 3 altså lov til at ankomme tidligere end U/D, idet U/D skal passere gennem to OR-gates og en inverter før den er fremme ved INC 3. Jvf. databladene for de pågældende gates er den typiske samlede propagationtime ns = 145ns. Forskellen på den simulerede og den beregnede værdi må findes i, at modellen som udgangspunkt bruger de maksimale værdier for propagation, som ifølge databladet er ns = 300ns. Denne er helt identisk med den simulerede værdi. Men i det samlede kredsløb kommer U/D ca. 1µs før INC 3 pga. INC delay, hvilket betyder, at situationen i figur B.1 ikke vil blive aktuelt på noget tidspunkt. Derfor bliver denne effekt ikke tildelt yderligere opmærksomhed i rapporten. For forstærkerens vedkommende opfører simuleringerne sig generelt efter beregningerne med små afvigelser, dog med undtagelse af Z out og forstærkningen i højeste position. Afvigelsen for Z out kan muligvis skyldes, at modellen for opamp en ikke er komplet. Det er muligt, at udgangsmodstanden R o er meget mindre, end den oplyste værdi på 0.3Ω, hvilket får den simulerede værdi for det tilbagekoblede kredsløb til at falde kraftigt, som det er tilfældet.

135 APPENDIKS C. UDLEDNINGER TIL AFSNIT OM TONEKONTROL Appendiks C Udledninger til afsnit om tonekontrol C.1 Reduktion af diskantkontrollens overførselsfunktion Herunder findes reduktionen af diskantfilterets overførselsfunktion. A = Z 22 Z 21, A = A = 1 R jωc + 1 R jωc +R 2pot2+R 24 A = (1 + jωc(r 2pot2 + R 24 )) ( jωcr23 jωcr ) jωcr 23 + (jωc(r 2pot2 + R 24 ) + 1) her forlænges med (scr ) A = (1 + sc(r 2pot2 + R 24 )) (scr 23 + scr ) (sc(r 23 + R 2pot2 + R 24 ) + 1) (scr ) hvilket giver nulpunkter ( ( ) ) 1 1 (( 1 + R 2pot2 + R 24 + R26 1 R )) (C.1) jωc 24 jωc 23 R 23 A = R R jωc R = jωc +R 2pot2+R 24 jωcr 23 jωcr 24+1 jωcr 23 jωc(r 2pot2 +R 24 ) + 1(C.2) = (1 + jωc(r 2pot2 + R 24 )) ((jωcr 23 ) (jωcr 24 ) 1 + 1) (C.3) jωc(r 23 + R 2pot2 + R 24 ) + 1 = (1 + sc(r 2pot2 + R 24 ))) (sc(r 23 + R 24 ) + 1) (sc(r 23 + R 2pot2 + R 24 ) + 1) (scr ) (C.4) jω 2A = 1 C(R 2pot2 + R 24 ), jω 1 2B = C(R 23 + R 24 ) (C.5) og poler jω 2C = 1 C(R 23 + R 2pot2 + R 24 ) jω 2D = 1 C(R ) (C.6) C.2 Beregninger på afstand mellem ω 2C og ω 2B Nedenstående beregninger tager udgangspunkt i, at værdier for komponenter er kendte, hvorved det fremgår at afstanden mellem ω 2C og ω 2B er tilpas lille, således at indflydelsen fra det ekstra sæt poler/nulpunkter kan negligeres. R 23 = R 24 = 2.21Ω R 2pot2 = 10kΩ C = 3.3nF (C.7) R 25 = 1 R 26 = 470kΩjω 2B = C(R 25 + R 23 ) jω 1 2C = C(R 25 + R 2pot2 + R 23 ) (C.8) ω = jω 2B jω 2C (C.9) 117

136 ω = 641 rad s 628rad s = 13rad s f = ω 2 π = 13 rad s 2 π (C.10) = 2Hz (C.11) Hvorved punkterne næsten ligger oven i hinanden, og således udgår fra det større billede.

137 APPENDIKS D. MÅLEJOURNAL OVER RMS UDGANGSSPÆNDING PÅ SIGNALKILDER Appendiks D Målejournal over RMS udgangsspænding på signalkilder D.1 Formål Denne målejournal har til formål at afdække, hvad den effektive udgangsspænding er på almindelige tilgængelige lydkilder. Projektgruppens medlemmer har således målt på deres egne lydkilder, og det antages, at disse repræsenterer et rimeligt udsnit af den gennemsnitlige kilde. De indsamlede data skal blandt andet benyttes til at fastlægge headroom for projektets forstærker. D.2 Apparaturliste Betegnelse Apparat Producent Model Serie nummer MM 1 True RMS multimeter Fluke CD CD - CD-R - Tabel D.1: Apparaturliste for måling af RMS udgangsspænding fra forskellige signalkilder. CD-plade indeholder en 1kHz testtone, 0dB fullscale. D.3 Måleopstilling Nedenstående forsøgsopstilling blev anvendt til forsøget. + Lydkilde MM - 1 CD Figur D.1: Måleopstilling for måling af RMS udgangsspænding fra forskellige signalkilder. 119

138 D.4 Målebeskrivelse MM 1 tilsluttes èn kanal ad gangen på udgangen af CD-afspilleren. CD-pladen afspilles og udgangsspændingen aflæses. Ved måling på computere sættes alt software til maksimal volumen og alle tonekontroller, equalizer mv. slåes fra inden aflæsningen foretages. D.5 Målinger Mærke Model L channel [V ] R channel [V ] Sony CDP Yamaha CDX FIC Lydkort Realtek Acer (Lydkort) Realtek - AC Dell (lydkort) Sigmatel Dell (lydkort) Sigmatel ECS Realtek Denon DVD Gennemsnit Tabel D.2: Resultater for målinger på forskellige signalkilder. D.6 Evaluering af målinger Den målte maks. værdi er 2.387V og den målte min. værdi er 0.658V. Omregnet og sat i relation til dbuskalaen er værdierne hhv dBu og -1.42dBu. Disse resultater skal benyttes i kravspecifikationen til at fastsætte følsomhed samt headroom.

139 APPENDIKS E. MÅLEJOURNAL FOR INDGANGSVÆLGER Appendiks E Målejournal for indgangsvælger E.1 Formål Formålet ned denne målejournal er at verificere indgangsvælgerens funktionalitet i forhold til teori og simuleringer i kapitel 4 på side 11. Der udføres i alt syv målinger, hvor parametrene udgangsimpedans, T HD, frekvensrespons, kanalisolation, klipning, kanalseparation samt udgangstrømmen I b,highstate fra de tre XOR gates ønskes bestemt for indgangsvælgeren. I denne målejournal gennemgåes forsøgene enkeltvis. E.2 Apparaturliste Betegnelse Apparat Producent Type AAU nummer M ultimeter Multimeter BBC Goerz Unigor A MV 1 Millivoltmeter Radiometer RV MV 2 Millivoltmeter Radiometer RV V s Funktionsgenerator B&O TG V f Funktionsgenerator Phillips PU DM Distortion meter Radiometer BKF OSC oscilloskop Agilent 54621A V CC Strømforsyning Hameg HM AM P HI-FI forstærker Pioneer SA Tabel E.1: Apparaturliste for målejournal på indgangsvælger. E.3 Måleopstilling I dette afsnit ses de 5 forskellige forsøgsopstillinger, der er anvendt til målingerne. 121

140 P P O E.3.1 Forsøg 1 - måling af udgangsimpedans R out V s Rs A M Indgangsvælger + R L M u lt i m et er - Figur E.1: Opstilling til måling af udgangsimpedans. E.3.2 Forsøg 2 - måling af knækfrekvens f H V f Rs Indgangsvælger R L M V 1 Figur E.2: Opstilling til måling af 3dB knækfrekvens. E.3.3 Forsøg 3 - måling af harmonisk forvrængning THD S C Indgangsvælger V s R s R L D M Figur E.3: Opstilling til måling af harmonisk forvrængning. E.3.4 Forsøg 4 - måling af klipning V s Rs A M Indgangsvælger R L O S C Figur E.4: Opstilling til måling af klipning.

141 E.3.5 Forsøg 5 og 6 - måling af kanalisolation og kanalseparation V s Rs Indgangsvælger R L M V 2 Figur E.5: Opstilling til måling af kanalisolation samt kanalseparation. E.4 Målebeskrivelse Alle målinger er foretaget på kanal 1 af indgangsvælgeren. Til målingen af I b,highstate indsættes et multimeter i serie mellem XOR gatens udgang og basisbenet på transistor Q 1 på figur M.1. Alle resultater er indført i tabel E.2. E.4.1 Forsøg 1 - måling af udgangsimpedans R out I dette forsøg ønskes udgangsmodstanden R out for indgangsvælgeren fundet. Dette gøres ved at sætte en variabel belastningsmodstand R L på udgangen af kredsløbet som vist figur E.1. Herefter sendes et indgangssignal fra V s til forstærkeren AMP og ind i indgangsvælgeren. Grunden til, at der benyttes en forstærker mellem V s og indgangsvælgeren er, at funktionsgeneratoren V s har en forholdsvis stor udgangsimpedans (>50Ω), hvorimod forstærkeren ideelt set har en udgangsimpedans på 0Ω. Belastningsmodstanden R L sidder i serie med udgangsmodstanden i indgangsvælgeren, hvilket betyder, at når spændingen V s /2 ligger over belastningsmodstanden, så vil dennes modstandsværdi være den samme som med kredsløbet udgangsmodstand. Således bestemmes modstanden R out ved at variere på modstandsværdien af R L. E.4.2 Forsøg 2 - måling af knækfrekvens f H I dette forsøg ønskes knækfrekvensen f H for indgangsvælgeren fundet. Dette gøres ved at sende et indgangssignal fra V f på 775mV (0dBu) ind i indgangsvælgeren. På udgangen måles spændingen med Millivoltmetret MV 1. Nu hæves frekvensen gradvist indtil MV 1 viser en spænding på -3dB i forhold til start. Her aflæses den øvre knækfrekvens f H på V f. E.4.3 Forsøg 3 - måling af harmonisk forvrængning THD I dette forsøg ønskes indgangsvælgerens forvrængning (T HD) bestemt. Indstillingen af apparaterne forud for denne måling er en smule omstændig, hvorfor denne beskrives herunder: 1. Udgangen på kredsløbet forbindes både til x-kanalen på OSC og til indgangen på DM 2. Udgangen på DM forbindes til y-kanalen på OSC 3. OSC sættes til x-y visning. 4. På DM justeres frekvensen indtil den cirkelagtige visning på OSC bliver så lukket som muligt. 5. På DM justeres balancen indtil visningen på OSC står vandret på skærmen. 6. Udlæsningsskalaen på DM justeres med level knappen, indtil visningen bliver 1. Herefter kan T HD aflæses på DM i procent. Der er først målt separat på funktionsgeneratoren og derefter på indgangsvælgerkredsløbet.

142 E.4.4 Forsøg 4 - måling af klipning I dette forsøg ønskes klipningsgrænsen for indgangsvælgeren fundet. Dette gøres ved at sende et spændingsmæssigt justerbart indgangssignal fra V s gennem en forstærker til indgangsvælgeren. På udgangen sidder oscilloskopet OSC. Mens spændingen hæves, observeres på OSC, hvornår kredsløbet begynder at klippe. E.4.5 Forsøg 5 - måling af kanalisolation I dette forsøg ønskes kanalisolationen V off på kanal 1 bestemt, når denne er slukket(off). Dette måles på udgangen af kanal 1 med millivoltmetret MV 2. Forholdet imellem 0dBu og spændingen udtrykkes i db og er at betragte som signal/støj forholdet. E.4.6 Forsøg 6 - måling af kanalseparation I dette forsøg ønskes indgangsvælgerens kanalseparation bestemt. Ved kanalseparation forstås den udgangsspænding der, ved aktivering af en kanal, udsendes på de kanaler der ikke er aktiveret. Dette udføres i praksis ved at tænde for kanal 2, mens millivoltmetret måler udgangspændingen på kanal 1. Begge kanaler har indgangssignal på 0 dbu. Udgangsspændingen på kanal 1 sættes i forhold til 0 dbu og udtrykkes i db. E.5 Målinger R out f H T HD indgangsvælger T HD V s Klipning V o ff Kanalseparation I b,highstate 43Ω 6.75M Hz 0.05% 0.03% 11.7V 60 µv 600 µv 0.5mA E.6 Beregninger Et spændingsfald på -3dB svarer til: Tabel E.2: Målinger fra de 6 forsøg på indgangsvælger 0.775V gg = 0.775V 10 db/20 = 0.775V 10 3/20 = 0.548V (E.1) Off isolationen (V off ) på indgangsvælgeren bliver i db: ( ) 60µV 20 log = 82.2dB (E.2) 775mV Kanalseparationen på indgangsvælgeren bliver i db: ( ) 600µV 20 log = 62.2dB (E.3) 775mV E.7 Evaluering af målinger Målingerne på udgangsimpedans, I b,highstate, kanalseparation og V off ligger alle tæt på de simulerede og teoretiske værdier, og deres minimale afvigelser kommenteres derfor ikke. Knækfrekvensen f H fra forsøg 2 lå betydeligt tidligere end forventet. Dette skyldes formodentligt forsøgsopstillingen, hvor hele kredsløbet var opsat i et protoboard med brugen af uskærmede ledninger. Derfor er frekvenser på flere hundrede M Hz ikke realistiske at måle ved. Målingen af T HD i forsøg 2 viste en forvrængning på 0.05%, men det skal i den forbindelse bemærkes, at funktionsgeneratoren alene havde T HD på 0.03%. Dette giver indgangsvælgerkredsløbet i sig selv en T HD på 0.02%. Så lave målinger i T HD ligger tæt på det benyttede måleudstyrs begrænsninger, og det kan ikke afvises at bedre udstyr kunne ændre resultatet. Desuden foregår indstillingen af måleudstyret til dette forsøg jvf. afsnit E.4.3 efter aflæsning af oscilloskopet.

143 APPENDIKS F. MÅLEJOURNAL FOR VOLUMENKONTROL Appendiks F Målejournal for volumenkontrol F.1 Målebeskrivelse Formålet med dette afsnit er at teste, hvorvidt udlæsningen samt forstærkeren i volumenkontrollen opfører sig efter hensigten. Afsnittet er delt op i målinger på udlæsning og målinger på forstærker. F.2 Udlæsning F.2.1 Apparaturliste Der er i måleopstillingerne benyttet følgende udstyr: Betegnelse Apparat Producent Model AAU nr. V CC Strømforsyning Hameg HM OSC Oscilloskop Agilent 54621D Tabel F.1: Apparaturliste for måling på udlæsning. F.2.2 Målinger på udlæsning Ved testen blev der udført målinger på følgende situationer i tællespærrekredsløbet: 1. Nedre grænse ved -57dB (57=høj) 2. Spær ignoreres ved -06dB (06=høj og P/M=lav) 3. Retning-skift ved 0dB (00=høj) 4. Øvre grænse ved 6dB (06=høj og P/M=høj) Herudover er der lavet måling på INC delay (forsinkelse) Automatisk tælling (MP 0=høj) Puls Double kredsløbet Alle målingerne er foretaget med oscilloskopets logiske indgange D0 til D7 (det har 16 indgange ialt) med undtagelse af INC delay målingen, som er fortaget med de to analoge indgange. Alle målingerne kommenteres herunder, dog kun nogle få sammen med screenshot. De øvrige screenshots kan findes under bilag på CDrom en. Alle måle-resultaterne er samlet i tabel F

144 F.2.3 Måleopstillinger Ved måling på udlæsning blev benyttet opstilling jvf. figur F.1. OS C m. 8 i n p u t s S t r ø m f o r s y n i n g VCC Vo l u m e n k o n t r o l COUNT P/M I NC U/D D5 D4 D3 D2 D1 D0 Figur F.1: Måleopstilling for test af tællespærrekredsløb. Ved måling på automatisk tælling blev benyttet opstilling jvf. figur F.2. O S C m. 8 i n p u t s S t r ø m f o r s yn i n g VCC Vo lu m en k o n t r o l U P DO W N I N C _0 Delay M P _0 M P _1 M P _2 I N C _2 D7 D6 D5 D4 D3 D2 D1 D0 Figur F.2: Måleopstilling for test af automatisk tælling (MP 0=høj). Ved måling INC delay blev benyttet opstilling jvf. figur F.3. O S C m. 8 i n p u t s VCC S t r ø m f o r s y n i n g Vo l u m e n k o n t r o l INC_2 INC_3 D1 D2 Figur F.3: Måleopstilling for test af INC delay. Måling af INC delay Denne måling er foretaget på INC 2 og INC 3 jvf. figur F.3. Det ses af målingen på figur F.4, at INC delay er målt til 380ns, hvor den beregnede værdi er på 760ns. Dette giver en afvigelse på 50%. Måling af nedre grænse 57dB (57=høj) Resultat for situationen, hvori den nedre grænse 57=høj, kan ses på figur F.5, som er et screen-shot fra oscilloskopet.

145 Figur F.4: Måling af INC delay. Figur F.5: Måleresultat for nedre grænse (57=høj). Som det ses af figuren, så opfører kurverne sig efter hensigten. Det kan lade sig gøre at tælle opad men ikke nedad, idet COUNT kun går lav, når U/D går lav. Dvs, at spærringen nedad fungerer som den skal. De meget korte periodiske spidser ved P/M skyldes sandsynligvis støj fra den astabile multivibrator, idet periodetiden er identisk med denne. Men det må stå i det uvisse, hvordan de bliver overført, idet spidserne kun kan måles på udgangen af D-latch 01, og ikke på nogen af indgangene af samme. Men det skal nævnes, at spidserne ingen betydning har for funktionaliteten.