Forord...1 Resumé...3 Liste Over Figurer...7 Kravspecifikation...9 Introduktion...10 Funktion beskrivelse af Parallel Fly-back topologi...

Transkript

1 Forord Dette projekt indeholder dokumentation af min final eksamensprojekt Switch Mode Led Driver. Projektet er udført på Ørsted DTU institut. Danmark Teknisk Universitetet, i samarbejde med CB- Svendsen i perioden: fra 19. december 2007 til 14 marts Jeg vil udtrykke en særlig tak til mine vejledere professor Michael Andersen, Ørsted DTU, Mikael Berger Aastrup, CB-Svendsen og lektor Ole Thomsen der hele vejen igennem min praktik og eksamen projekt havde støttet, inspireret, og sat mig altid på den rette spor. 1

2 2

3 Resumé Denne rapport omhandler byggeprocessen og test for en Switch mode Led driver, som skal drive en 7x7 kraftige lys diode matrice til maritim brug. PCB er i forvejen designet. Teori og beregninger er også på plads. I løbet af projektperioden blev komponenterne loddet samtidig med, at teori og beregninger blev revideret. I nogle tilfælde blev der justeret på beregningerne, og rettet på små fejl og ændringer. Efter de forskellige test på del kredsløbe skulle hele systemet testes, og efter nogle små ændringer på komponenter og nogle justeringer i kredsløbet konstateres at LED driveren virker.. 3

4 Forord...1 Resumé...3 Liste Over Figurer...7 Kravspecifikation...9 Introduktion...10 Funktion beskrivelse af Parallel Fly-back topologi...11 Funktion beskrivelse af fly-back topologi...11 Inputfilter...11 Ensretter og glattekondensator...12 Switch elementet...12 Flyback transformer...12 Kontrolkredsløbet...12 Sekundær regulerings kredsløb...12 Optocoupler...12 Fly-backdioden...13 Output filter...13 Auxiliary Power...13 Test...14 Spændingsregulator...14 Feedback...15 Output strøm kontrol kreds...17 Kontroller...19 Forsyning spænding...19 Oscillator...19 Strøm sense signal...20 Input...22 Drain Spænding...23 Sekundær spænding...24 Snubber...25 Udgangs Ripple...26 EMC...27 Loop Gain...29 Effektivitet...31 Konklusion...33 Appendix A...34 Konverteren strøm og spændinger...34 Spændings forløb i konverteren...35 Strøm forløb i konverteren...36 Appendix B...37 Output Strøm Kontrol Kreds...38 Appendix C...39 MathCad...40 Appendix D...41 Endelige PCB-Layout...43 Endelige Skematik...45 Billeder af LED-Driveren prototype

5 Komponentliste...47 Henvisnings Kilder...49 Appendix E...51 Praktik Rapport...52 Forord...53 Resume...53 Krav specifikation...54 Funktion beskrivelse af parallel Fly-back topologi...55 Inputfilter...55 Ensretter og glatte kondensator...55 Switch element...55 Flyback transformer...55 Kontrolkredsløbet...56 Sekundær regulerings kredsløb...56 Optocoupler...56 Flybackdioden...56 Output filter...56 Auxiliary Power...56 Galvanisk adskillelse...57 Diode bro og glatte kondensator...59 Virke måde...59 Magnetisk...63 Temperatur...63 Kerne type...64 Kerne materiale...64 Vindinger...65 LITZE WIRE...66 LITZE-WIRE DATA...66 Switch element...67 koblings tab...67 Indkobling...67 Udkobling...68 Lede tab...68 Diode tab...68 Filter...69 Output Filter...69 Input filter V Spændings Regulator...72 Kontroller...74 UCC Feedback...75 Spændings kontrol på udgangen...75 Strøm kontrol på udgangen...76 Output Strøm kontrol kreds...77 Virkningsgrad...78 Konklosion...80 Praktik Rapport Appendix...81 Fastlæggelse af inputspænding

6 Diode bro og glattekondensator...82 Fastlæggelse af topologi...84 Strømme og spændinger i parallel flyback konverter...86 Bestemmelse af flyback transformer induktion...88 Auxiliary vikling...91 Magnetiske beregninger...92 Bestemmelse af kerne størrelse...92 Beregninger af tab i effekt komponenter...95 MOSFET...95 Lede tab...95 Koblings tab...96 Indkobling...96 Udkobling...96 Fly-back diode beregning...97 Netensretter diode tab...97 Output filter V spændings regulator...99 Output strøm kontrol kreds beregninger...99 PCB-Layout

7 Liste Over Figurer Figur 1 Blok diagram af LED driveren...11 Figur 2 spændingsregulator på sekundær siden...14 Figur 3 sekundær side strøm og spænding fejl forstærker...15 Figur 4 Op-Amp udgang spænding...16 Figur 5 design af output strøm kontrol kreds i praktik perioden...17 Figur 6 forholdet mellem inputstrøm og katodespænding...18 Figur 7 output strøm kontrol kreds...18 Figur 8 oscillator...19 Figur 9 UCC Output...20 Figur 10 spænding over sense modstand...21 Figur 11 CS pin3 på UCC Figur 12 UCC2808D-1Current Sense pin Figur 13 diode bro og glattekondensator...22 Figur 14 spændings dobler...22 Figur 15 Drain spænding...23 Figur 16 MOSFET on / off...23 Figur 17 sekundær spænding...24 Figur 18 output spænding...24 Figur 19 sekundær spænding uden snubbers...25 Figur 20 sekundær spænding med snubber...25 Figur 21 Udgangs ripple, uden placering af keramik kondensator...26 Figur 22 Udgangs ripple med placering af keramik kondensator parallel med udgangs elektrolytter...26 Figur 23 EMC Test Line...27 Figur 24 EMCtest neutral...27 Figur 25 Input filter...27 Figur 26 EMC test line...28 Figur 27 EMC test neutral...28 Figur 28 input filter...28 Figur 29 Spænding loop, fase margin...29 Figur 30 Spændings loop Gain margin...29 Figur 31 strøm loop...30 Figur 32 Gain og fase plot for en flyback konverter...30 Figur 33 Effektivitet i forhold til belastning, 110V in...32 Figur 34 Effektivitet i forhold til belastning 240V in...32 Figur 36 PCB-Layout, (alle lag)...43 Figur 37 PCB-Layout top...43 Figur 38 PCB-Layout Bunden...44 Figur 39 komponenter silke tryk...44 Figur 40 Led Driveren top...46 Figur 41 bunden af Led driver kredsløbet...46 Figur 42 Blok diagram af LED driveren...55 Figur 43 Farvspektrum og deres bølgelængde...58 Figur 44 en 7*7 LED matrix Figur 45 eksempel på LED lampe...58 Figur 46 diode bro og glatte kondensator...59 Figur 47 voltage doubler kreds...60 Figur 48 to switch forward

8 Figur 49 Paralleled Fly-back converter...61 Figur 50 E32 coil former...62 Figur 51 EFD Kerne...64 Figur 52 kerne tab i forhold til fluxtæthed 3F3 til venstre og 3C94 til højre...64 Figur 53 De koblede spoles viklinger...65 Figur 54 placering af viklingers pin in og ud på coil former...65 Figur 55 Diagram af en N-channel MOSFET...67 Figur 56 Output kondensator strøm...69 Figur 57 output impedansen af inputfilter(blå prikker), input impedans af konverter (rød kurve)..70 Figur 58 output impedans af input filter målt med gain phase analyzer...71 Figur 59 voltage regulator...72 Figur 60 LP2951 block diagram...73 Figur 61 stabilitet område (output serie modstand i forhold til load strøm)...73 Figur 62 UCC2808 Blok diagram...74 Figur 63 Threshold Voltage UCCX Figur 64 Strøm og spænding fejl forstærker...75 Figur 65 Output strøm kontrol kreds...77 Figur 66 Den minimale og maksimale inputspændings variation...82 Figur 67 tilnærmelse over det mindste inputspænding...82 Figur 68 parallel flybacks diode strøm...89 Figur 69 samlet sekundær strøm...90 Figur 70 plot af effekt tab i forhold til Bmax...92 Figur 71 normaliseret Rdson i forhold til temperatur...95 Figur 72 udgangs kondensator strøm...98 Figur 73 PCB-layout top Figur 74 PCB-layout bunden

9 Kravspecifikation LED driveren skal kunne arbejde med 2 forskellige inputspændinger V in 110Vac-240V ac. Der skal opnås en udgangsspænding V o på 26V, Udgangsstrøm I o skal være mellem 1.74A- 2.5A og disse skal kunne resultere i en udgangseffekt P o på 40-65W. Switch frekvens f s er valgt til 180kHz. Der ønskes en effektivitet på 90%. Desuden skal kredsløbet testes for EMC for maritime standard IEC945 og den nødvendige dæmpning til denne overvejes. Der er ingen krav om spændingsbegrænsning, men implementeres som beskyttelse stabilitet og ydelse i strømbegrænsningen skal behandles. Strømmen på output skal styres ved hjælp af et udefra kommende signal mellem 0V og 10V. Der skal være fokus på pris i forhold til performance som f.eks. EMC, Virkningsgrad og fysisk dimensioner. Der skal være galvanisk adskillelse. 9

10 Introduktion Dette er et eksamensprojekt, som er udarbejdet i 10 ugers eksamens periode. Der blev under 18 ugers praktik periode designet en 40-65W LED driver til at drive en kraftige lysdiode-lampe til brug i den maritime sektor, og PCB-layout til denne blev lavet. Til design af Led driveren er der foreslået en parallel Flyback konverter topologi. Desuden blev en to switch forward konverter overvejet. Beregninger på den nødvendige kerne størrelse for begge topologi blev lavet. Hos CB-Svendsen er der en standard for den fysiske dimension. Den maksimale højde på kredsløbet som elektrolytten må have, derfor ud fra kerne højde, den endelige topologi valgtes. Inputfilter skal kunne begrænse støj og beskytte konverter mod overspændinger. Output filter er en elektrolytte, som er valgt ud fra beregning på maksimale ripple på udgangen og beregning på den maksimale ESR værdi. Den magnetiske del indeholder to ens koblede spoler pga. den valgte topologi, parallel flyback konverter. Beregninger til den magnetiske del er lavet. Det samlede tab, kerne tab og kobber tab for den koblede spole er også beregnet. Desuden er der designet en Auxilliary vikling til at forsyne kontroller kredsen på Flyback transformatorerne. Beregninger af tab på den halvleder komponenter er også lavet. Strømmen på udgangen skal styres. Til at måle den strøm der løber gennem lysdioderne er det brugt en sense modstand. Den spænding der bliver dannet over denne modstand bliver så forstærket og sammenlignet med en reference spænding ved hjælp af et andet operationsforstærker. Fejl signalet bliver overført til primær siden ved hjælp af en optocoupler. Spænding på udgang holdes konstant på 26 volt. Til at styre udgangsspændingen er der brugt samme princip som til strøm styring. Der er valgt en passende kontroller til LED-driveren, der kan drive to switche samtidigt. Kontrollerens tilhørende kreds er også designet. Kontrolleren starter ved hjælp af et start op kreds som virker som en strøm generator, derefter vil aux viklingen forsyner kredset. Ved hjælp af Orcad Lay-Out er layoutet til LED Driveren lavet. I eksamens projekt periode er komponenter monteret og der er lavet forskellige test på kredsløbet. Først er det lavet test på hver små blokke af kredsløbet: spændings regulator, kontrolleren, fejl forstærker, strøm kontrol kreds osv. Til sidst bliver hele systemet testet. Undervejes er der lavet nogle ændringer og små justeringer i kredsløbet for at få denne til at virke. Efter at kredsløbet virker som det var ønsket, er laves der en test for loop gain både for strøm loop og for spændings loop. Der laves også nogle EMC målinger med forskellige placeringer af Y kondensator, for at se hvilken placering giver den bedste resultat, så kan den nødvendige dæmpning overvejes.. 10

11 Funktion beskrivelse af Parallel Fly-back topologi Figur 1 viser blok diagrammet af LED-Driveren. Figur 1 Blok diagram af LED driveren Funktion beskrivelse af fly-back topologi 1 Til LED- Driveren er der valgt en parallel fly-back topologi. LED driveren indeholder en input filter, en ensretter og en glattekondensator, to MOSFET, to koblede spoler til hver fly-back konverter, to fly-back dioder på sekundær siden, en strøm og en spænding fejl forstærker, optocoupler og en PWM kontrol kreds. Beskrivelse af hver blok ses i følgende. Inputfilter Filteret skal begrænse støj til et niveau der ligger under en brugers definerede krav, som fx EMC krav. Input filteret er sammensat af en common mode spole og en differentialmode spole. Input filteret skal også beskytte DC-DC konverter imod kortvarige overspændinger, som ofte forekommer på nettet. Disse kortvarige overspændinger kan destruere konverteren. 1 Funktion beskrivelse af parallel fly-back konverter er også med i praktik rapporten, men pga. en bedre overblik kan denne være en god start. 11

12 Ensretter og glattekondensator Ensretteren omdanner 50 Hz vekselspændingen til jævnspænding, overlejret med en rippelspænding. Glattekondensatoren der sidder i ensretter kredsløbet begrænser 100Hz rippelspændingen til et passende lavt niveau. Kondensatoren virker også som et energi lager. Den skal aflevere energi til konverteren når ensretter værdien af vekselspændingen er lav. Switch elementet Switch elementet fungerer som en kontakt der er styret af PWM-kontroldelen. LED Driveren indeholder 2 Switch pga. den valgte topologi, som er parallel flyback konverter. Hver switch har frekvens på 180kHz. Den anvendte switch er en MOSFET. Flyback transformer Den koblede spole omdanner elektrisk energi til magnetisk lagret energi via primærviklingen. Den lagrede magnetiske energi overføres via sekundærviklingen til en anden spænding. Den koblede spole giver den nødvendige galvaniske isolation mellem primærsiden og sekundærsiden. Aux-viklingen leverer en hjælpespænding til PWM-kontrolkredsløbet. Kontrolkredsløbet Kontrol kredsen er sammensat af nogle kredsløb med forskellige funktioner. Den ene er en opstarts kreds der starter kontrolleren op, når det er sket vil kontrol kredsen blive forsynet af hjælpeviklingen V aux. Den anden tilslutning til kontroller kredsen er det fejlsignal der kommer fra fejlforstærkeren på sekundær siden. Sekundær regulerings kredsløb Der er brugt to reguleringskredsløb: en til udgangsspænding og en til udgangsstrøm. Udgangsspændingen kan fastholdes meget præcist ved at anvende dette kredsløb. Udgangsstrømmen kan styres ved hjælp af denne regulerings kreds. Disse kredse er placeret på sekundær siden. Ved hjælp af et optocoupler kan reguleringssignalet overføres til primærsiden. Optocoupler Denne komponent er placeret mellem primær og sekundær siden. Den overholder kravene til galvanisk isolation. Den fungerer ved, at en strøm på dens lysdiode styrer strømmen i transistoren på dens udgang. Den er upræcis og meget ulineær når den starter, men lige så snart der løber strøm nok gennem dioden, vil outputtet være næsten proportional med inputtet. 12

13 Fly-backdioden Fly-back dioden fungerer som en kontakt, der sikrer at energien i den koblede spole overføres til sekundær siden. Output filter Output filteret begrænser høj frekvens ripple spændingen på udgang til et lavt niveau. Desuden fungerer filteret som et energilager der holder udgangsspændingen næsten konstant. Auxiliary Power Auxiliary Power- kredsen leverer 15V DC til kontroldelen. Aux forsyningen henter sin energi fra Aux-viklingen, der findes på begge fly-back transformtorer. 13

14 Test Spændingsregulator Spændingsregulatoren er designet for at forsyne operationsforstærker og optocoupler; og med til at lave en reference spænding på 2.5V på sekundær siden. Den skulle lave et output spænding på 15V. Outputtet af spændingsregulator er målt under forskellige inputspændinger mellem 15V og 28V. Den opnåede outputspænding er meget nøjagtig. Figur 2 spændingsregulator på sekundær siden 14

15 Feedback Feedback på sekundær siden er med til at kontrollere udgangs strøm og spænding, ved hjælp af nogle kompenseret operationsforstærkere og en reference kreds. Figur 3 viser strøm og spænding fejl forstærker på sekundær siden. R sense Op Amp3 Op Amp2 D16 Op Amp1 D15 Figur 3 sekundær side strøm og spænding fejl forstærker R sense 2 måler den strøm der løber gennem lysdioderne. Der vil dannes en spænding over R sense af størrelse 0.087V-0.125V. Denne spænding bliver forstærket 20 gange 3, så vil udgangen af op amp3 få en spænding på 1.74V-2.5V 4. Denne spænding bliver sammenlignet med en reference spænding i op amp2 på 1.74V-2.5V. Hvis forskellen er negativ, vil outputtet på den inverterende op amp2 være høj (6.5V) og dioden D16 vil være i spærre retning. Hvis forskellen er positiv, vil outputtet på den inverterende op amp2 være lav, dioden D16 vil lede, og så vil der løbe en mængde strøm som er proportional med den fejl signal gennem dioden i optocoupleren. 2 Denne kreds er designet i praktik perioden. Der er lavet lidt ændringer i eksamen projekt perioden. 3 Forstærkningen var 25 gang i praktik perioden og derefter justeret til 20 gang. 4 Reference spænding på op amp2 er designet til at være 2.175V-3.125V i praktik perioden 15

16 Ved hjælp af Op amp1 kan udgangsspændingen holdes konstant. Den fungerer på sammen måde som op amp2 bortset fra, at spænding på plus indgangen af op amp1 har en fast reference spænding på 2.5V, som bliver sammenlignet med minus indgang. Minus indgang varierer efter outputs variation. Ændringen i forhold til praktikperiodens design viser, at der kan opnås en højre strøm værdi på udgangen ved at formindske Sense modstand værdi, eller sætte forstærkning ned til 20 gang i stedet for 25. Figuren nedenfor viser målinger af udgangsspænding for operationsforstærker Pin1 og Pin 7 i forhold til udgangsspænding og udgangsstrøm af LED Driveren. Når forskellen operationsforstærkerens indgange (op amp 1) er nul, er spændingen på udgangen ca. 6.5V (højt). Når spændingen falder på udgang af LED Driver, vil spænding på den inverterende indgang af op amp en også falde. Udgangen af Op amp1 (pin1) vil være lav, så vil diode D15 lede og hæve spændingen op til 15V. Den mængde af strøm der løber gennem optocoupleren er proportional med det fejlsignal på minus indgang. Op amp 2 virker på samme måde, men regulerer udgangsstrøm i stedet. Figur 4 Op-Amp udgang spænding 16

17 Output strøm kontrol kreds Ifølge kravspecifikationen, skal strøm begrænsning justeres via modstand eller analog spænding. Udgangsstrømmen skal kunne styres på den made, at hvis der kommer et signal mellem 0 og 10 volt, skal strømmen kunne justeres til henholdsvis 1.74A og 2.5A. Under måling af kredsløbet viste det sig, at den designede kreds i praktik perioden 5 ikke opfører sig helt korrekt, den trækker for meget strøm når inputtet til strøm kontrol kredsen er 10V. I første omgang ændres reference værdi til op amp2, til at være mellem 1.74V - 2.5V over TP5 i stedet for 2.175V-3.125V, så kan strømmen løbe kun den ene vej (figur 5). Med 10V input spænding til denne kreds vil spændingen på TP5 være 3.125V. Der vil løbe strøm mod Vref, samtidig med at der løber strøm gennem R14. Dette resulterer i en stigning af spænding ved Vref. LM431CCM3 ville holde denne spænding konstant på 2.5V, så inputstrømmen til LM431CCM3 bliver alt for højt. Forholdet mellem inputstrøm og katodespænding kan ses på figur 6. Ved at sætte R13 på den anden side af R14 og lidt omdimensionering af strømme og modstands værdier, ville kredsløbet opføre sig meget bedre, og samtidige vil intet påvirke Vref. Det nye kredsløb er vist på figur 7. Mængden af strømmen gennem R10, R12 og R13 modstandene passer nu, og dermed opnås de ønskede spændinger på TP5, når inputspænding til denne kreds er 0V og når den er 10V. Reference spænding V ref er inputtet til plus indgangen på op amp1. Dette kan ses i figur 3. Beregninger til output strøm kontrol kreds på figur 6 kan ses i Appendix B side 38. Op Amp1 +15V Op Amp V-3.125V TP5 R14 R13 Vref R10 R12 C10 R11 LM431CCM3 C11 0V-10V in BZV55-10 Figur 5 design af output strøm kontrol kreds i praktik perioden 5 Side 77 og 99 17

18 Figur 6 forholdet mellem inputstrøm og katodespænding Op Amp1 +15V Op Amp2 1.74V-2.5V TP5 R13 R14 Vref R10 R12 C10 R11 LM431CCM3 C11 0V-10V in BZV55-10 Figur 7 output strøm kontrol kreds 18

19 Kontroller Kontrolleren er testet med dens periferi komponenter. Der sættes en forsyningsspænding på ca. 13V og konstaterer om der er de forventede spændinger i de forskellige steder. Forsyning spænding Aux power leverer for meget energi til kontrol kreds. Den er designet til at levere 15V til PWM kontrol kreds. PWM kontrol kreds har absolut maksimum rating supply voltage på 15V. Med en så høj spænding kan PWM kredsløb hurtigt destrueres. Kontrolleren starter med en spænding på 12.5V så en forsyning spænding på 13V siges at være rigeligt. Ved hjælp af en modstand er forsyning spænding til kontrolleren formindsket til ca. 13V. Oscillator Kontrollerkredsen er beregnet til at drive 2 MOSFET, dvs. den har 2 output, som er 180 fase forskudt fra hinanden. Der ønskes en switch frekvens på 180kHz. For at opnå denne frekvens skal oscillator pin designes til den dobbelte frekvens dvs. 360kHz. Figur 8 oscillator 19

20 Figur 9 UCC Output Figur 8 viser den programmeret oscillator, som er opnået ved hjælp af nederste beregninger fosc = R C C T timing kondensator skal vælges mellem 100pF og 1000pF. CT vælges til at være 180pF, og RT bestemmes. = 1.41 R = Ω C f k T T osc Der vælges en Modstand på 22kΩ. Modstandsværdi skal være mellem 10kΩ og 200kΩ. Figur 9 viser det opnået output. På billedet ses at outputtet er 180 fase forskudt fra hinanden og hver har det forventede frekvens dvs. det halve af oscillator frekvens. T T Strøm sense signal Figur 10 viser spænding over sense modstanden. Når MOSFET er on, så vil spænding over sense modstand stige indtil MOSFET går i off tilstand. Spændingen falder så til nul. På figur 10 kan ses at flyback konverteren er i CCM mode. På ethvert start opstår der en spike. Denne spike resulterer fra switch transienter. Kontrolleren sanser og kontrollerer peak strømmen, så hvis denne spike er for højt (dvs. over 500mV), vil CS peak strøm komparator detektere en for højt peak strøm, og kontrollere kreds vil så slukkes inden den opnår peaken. Dette ville resultere i en forkert regulering, og den opnået udgangsstrøm ville ikke være så højt som ønsket. Til at løse problemet, er der sat en kondensator i parallel med sense modstand for at formindske denne spikes til en værdi under 500mV. Figur 10 viser den resulterende signal, efter en 100pF kondensator sat i parallel med sense modstand. 20

21 Figur 10 spænding over sense modstand Figur 11 CS pin3 på UCC Resterende høj frekvens signal er filtreret ved hjælp en RC filter. Spændingssignal over CS pin på UCC er målt. Det kan ses på figur 11, at spændingskurven indeholder samme signal, men højfrekvens spike er filtreret. Figur 12 viser CS pin på UCC2808D-1, RC filter, Rsense og de tilhørende signaler. Figur 12 UCC2808D-1Current Sense pin 3 21

22 Input Input spænding til strømforsyning er ( ) Vac ±15% (net spændingsstabilitet i skib). Der er anvendt en diode bro og to glatte kondensator i serie til at ensrette og udglatte net spænding. For 240V +15% inputspænding er spænding over glatte kondensator beregnet til 390V. Denne spænding kunne desværre ikke måles, fordi vario transformers maksimum spænding grænse var på 260Vac og der var brug for 276Vac. V p _ 240V = V p _ 240V = 390V 2 Der er målt med en inputspænding på 260Vac, som resulterer en spænding på 375V over glattekondensator. Figur 13 diode bro og glattekondensator Der loddes en MELF modstand (KL) til at teste spændingsværdi over glattekondensator (figur 13) når input spænding er 110 V. Ved hjælp af denne modstand kan ensretter bro og glattekondensator topologi ændres til en spændingsdoubler, for at danne den nødvendige dobling af spænding over glattekondensator. Spændingsdoubler kan ses på figur 14. V p _ 110V = V p _ 110V = 248V 2 Figur 14 spændings dobler Den målte værdi er den samme som den beregnet, ca. 250V. 6 6 Virke måde af kredset for de to input er beskrevet i Appendix E, Praktik Rapport side og beregninger til inputspænding findes i Appendix E side

23 Drain Spænding Figur 15 Drain spænding Figur 15 viser Drain spænding. I on periode er spænding nul. I off perioden er drain spændingen lig inputspænding plus primær spænding, som er outputspænding reflekteret tilbage til inputtet. Værdien aflæses til ca. 540V og det er næsten det samme som den beregnede. 1: V Vout=26V 325V - 1: Drain spænding er 1 VDS = Vin + Vo n V V DS DS = 325V + 26V = 542V Figur 16 MOSFET on / off Der er en peak hver gang MOSFET går i off tilstand. Denne overspænding ligger over snubberen. I off tiden bliver strømmen på primær siden transformeret til sekundær siden. Der sidder en seriespole i serie med den koblede spole. Strømmen i seriespole løber gennem snubberen, skyldes denne overspænding. 23

24 Sekundær spænding Figur 17 viser spænding på sekundær siden. Når en MOSFET er on, så spænding på den koblede spole i sekundær siden til den tilhørende flyback konverter er -39V, i mens den anden MOSFET er off, så vil den tilhørende flyback konverters koblede spole sekundær spænding være 26V. Figur 16 viser denne situation i forløbet. På outputtet af Fly-back dioden er spænding ca. 26V. Output spænding kan ses på figur 18. Figur 17 sekundær spænding Figur 18 output spænding 24

25 Snubber For at fjerne de ringninger fra sekundær spænding sættes en snubber kreds hen over flyback dioden, der består af en modstand og en kondensator. Snubber kreds bliver anvendt hen over højspænding switch komponenter og ensretter dioder til at reducerer ringninger, switch stress og EMI problemer i løbet af disse komponenters on eller off tilstand. Måden til at eliminere disse ringninger på, er at der aflæses først på en ringnings periode. Derefter sættes så meget kapacitet i parallel med spærre kapacitet C, som er kapacitet i en slukket halvleder, støj komponenter at ringningsfrekvensen bliver halveret. En kondensator med værdi 1nF halverede frekvensen. Værdien for snyltekapacitet er 1/3 af den kapacitet der er tilføjet. C 1nF = 3 snylte _ kap = 333 Impedansen af den snyltekapacitet kan beregnes ved hjælp af formlen pf Z = 1 = 14. Ω 2 π f 3 C snylte _ kap Der er sat en modstand i serie med den eksterne kondensator af værdi 10Ω. De uønskede svingninger er nu dæmpet. Dette kan ses på figur 20. Figur 19 sekundær spænding uden snubbers Figur 20 sekundær spænding med snubber 25

26 Udgangs Ripple Udgangs ripple er for højt i forhold til den opgivet kravspecifikationen Ripple<100mV p-p. Det er ca. 2V p-p (figur 21). Udgangskondensators ESR værdi er højre end den beregnede, derfor besluttet at sætte to keramisk kondensator i parallel for at formindske den samlede ESR værdi på udgangen. Ved hjælp af 2 keramik kondensator kan udgangs ripple formindskes med ca. 1V p-p (figur22). Der forventede en højre formindskelse af udgangs ripple. Når de keramisk kondensator er ens bliver deres samlede ESR værdi halveret. Den anvendte elektrolytte har et andet værdi. Dette vil på nogle frekvens områder have påvirkning afhængig af arbejdspuktet. Men på nogle andre frekvens områder vil denne slet ikke have indflydelse. Der overvejes at bruge en udgangskondensator der har et laver ESR værdi end den valgte i praktik perioden, ellers vælges andre kondensator til parallel placering. Figur 21 Udgangs ripple, uden placering af keramik kondensator Figur 22 Udgangs ripple med placering af keramik kondensator parallel med udgangs elektrolytter 26

27 EMC EMC eller Electro Magnetic Compatibility omfatter I praksis de tiltage der skal sikre at elektriske og elektroniske apparater og systemer ikke forstyrrer hinanden. Switch Mode strømforsyninger giver anledninger til uønsket udstråling af høj frekvens felter, som kan forstyrre andre apparater. De harmoniske frekvenser af switchen ledes ud på forsynings net, hvor de udbredes og kan forstyrre andre apparater. En sådan uønsket udstråling af støj kaldes Emission. Strømforsyning bliver også selv udsat for en række uønsket påvirkninger fra omgivelserne. Et apparats evne til at tåle uønsket påvirkninger kaldes apparatets IMMUNITET. 7 Minimum niveau reguleret gennem lovgivning. Med årene blev EMC systematiseret i form af standarder, som beskrev målemetoder samt regler for planlægning. Der var her tale om individuel planlægning for enkelte systemer.[7] Standarden for den maritime sektor kaldes EN60945 efter europæiske eller IEC 945 efter international standard. Figur 23 EMC Test Line Figur 24 EMCtest neutral Figur 25 Input filter Der er lavet forskellige EMC tests, under forskellige placeringer af Y kondensator på input filter. Den bedste resultat er givet efter at placere Y kondensator på den måde som vises på figur IMMUNITET test kunne ikke udføres pga. manglende absorbere rum. 27

28 Figur 23 og 24 viser EMC test for LED Driver i forhold til maritime sektor standard IEC 945. Støjen i lav frekvens område er differentiale mode støj. Der er anvendt 2 differentiale mode spoler på hver linie i inputtet, men måling viser, at differentiale mode dæmpning ikke er stor nok til at dæmpe denne støj. Løsning kan være et større differentiale mode spole eller en større X kondensator. Støjen i højere frekvens områder er common mode støj. Denne kan fjernes med en større common mode spole, som har en større selvinduktion, eller sætte 2 common mode spoler lige efter hinanden. Nogle gang kan spredning i common mode spole erstatte differentiale mode filter. Der er mange andre metoder for at formindske denne støj. Common mode støj fremkommer af strømmen der løber gennem kapaciteten og hen til omgivelserne f.eks. køleplade. Der er en stor kapacitet i mellem drain og kølleplade, som driver strøm gennem kapaciteten og ud til jord. Denne støj kan formindskes ved at gøre kapaciteten meget mindre. Det er at anvende siliciumoxid i stedet for isolationsskive i mellem kølleplade og drain. Siliciumoxid er lidt tykkere end isolationsskive, men har lige så godt termisk egenskaber. Med siliciumoxid kan kapaciteten mellem drain og kølleplade formindskes. Figur 26 og 27 viser EMC test for line og neutral, hvis der sættes Y kondensator hver på en side af common mode spole som det er vist i figur 28. Effekten af Y kondensator kan ses bedst, når begge er placeret på højre side af common mode filter som det er vist på figur 25. Figur 26 EMC test line Figur 27 EMC test neutral Figur 28 input filter 28

29 Loop Gain Figur 29 viser spændingsloop. Plottet er taget i område fra 10Hz til 100kHz og fasen fra 180 til 180. Gain er 10dB/DIV. Resultatet er meget tilfredsstillende. Gainet i lavt frekvens område er meget højt. Der er et nul punkt i frekvens område ved 100Hz. Dette kan ses ud fra fase ændring. På figur 29 kan fase margin aflæses til 89.2 og figur 30 aflæses gain margin til 21dB. Figur 29 Spænding loop, fase margin Figur 30 Spændings loop Gain margin En flyback konverter indeholder et nulpunkt i højre halve af s plan. Figur 32 viser gain og fase plot for en typisk flyback konverter. I flyback konverter er gain i lave frekvens områder ikke er linear. Gain falder med 40dB/dec og fasen bliver 180. Pga. Udgangs kondensator serie modstand dannes der et nulpunkt som øvre gain, så gainet falder med 20dB/dec og fasen øves til 90. Når frekvensen når til den højre halvplan nulpunkt begynder gain at flatte ud i mens fasen aftage til 180, derfor er det meget nødvendige at have nok gain og fase margin når kompensation kreds designes.[5]. Plotte på Figur 29 kan sammenlignes med flyback gain fase plot på figur 32. Gain falder med omkring 40dB/dek indtil den når en frekvens på ca. 100Hz, så falder gainet med 20dB/dek. Fra 2kHz begynder kurve at flade ud i mens fasen stiger. Dette er effekten af højre halv plan nulpunkt. Figur 31 viser en plot af gain og fase for strøm loop. Gain margin kunne ikke aflæses, men fase margin er aflæst til 69. Dette er også acceptabelt. 29

30 Figur 31 strøm loop Højre halv plan nulpunkt Højre halv plan nulpunkt Figur 32 Gain og fase plot for en flyback konverter 30

31 Effektivitet Der er opnået en effektivitet på maksimum 84%. Den beregnede effekt tab udgør en effektivitet på 90%. Den målte effekt tab er 11.3W. Det beregnede tab er 7.05W. Forskellen er 4.25W. Ved effektivitet beregning er der ikke taget højde for effekt tabt i snubber på primær siden og sekundær siden. Primær snubberens modstandens får en temperatur stigning på ca. 75º - 80º. Denne kan give en effekt tab på ca. 1 W for primær sidens to snubber modstand. Snubber på sekundær siden er den næste kreds der afsætter effekt. Effekt tabet på inputfilter ikke er beregnet. Den maksimale opnået outputs strøm Io = 2. 4A Output spænding Vo = 24. 8V 70.81W 59.52W = 11.3W 11.3W 7.05W = 4.25W Output effekt 2.4A 24.8V = W Den maksimale effektivitet er P P o in 59.52W = 70.81W η = 84% = 0.84 Komponenter Beregnet effekt tab Start op kreds 373mW Elektrolytter på primær siden 59mW Output kondensator 31mW 2 Fly-back Transformer 1.406W UCC2808D-1 PWM 13mA LP2951 spændings regulator 29mW 40CTQ150S Flyback diode 1.824W 2 SS16 Dioder Auxilary 38mW 2 Diode bro 8 321mW S3K LM2902Q Op Amp 15mW 2 FQB6N80TM MOSFET 1.486W 2 Sense modstand effekt tab Pri. 776mW 1 Sense Modstand effekt tab Sec mW Total Modstand effekt tab sek. 371mW Total Effekt tab 7.05W Tabel 1 viser beregnet effekt tabet i forskellige komponenter 8 Der er valgt diode type S3K til diode bro, men pga. en forkert footprint montage er STTH208U monteret på PCB- Layout i stedet for. 31

32 Figur 33 og 34 viser effektivitet i forhold til belastningsstrøm med 110V og 240V input. Ved 50% til 100% belastning er effektiviteten over 80%. Kredsløbet virker næsten ens med begge input. Maksimum effektivitet 110Vin 90 Effektivitet % Vin 0 0,2 0,4 0,6 0,8 1 1,2 1,4 1,6 1,8 2 2,2 2,4 2,4 2,4 2,4 2,4 2,2 Belastningsstrøm Io Figur 33 Effektivitet i forhold til belastning, 110V in Maksimum effektivitet 240Vin Effektivitet % Vin ,2 0,4 0 0,6 0,8 1 1,2 1,4 1,6 1,8 2 Belasningsstrøm Io 2,2 2,4 2,4 2,4 2,3 2,2 Figur 34 Effektivitet i forhold til belastning 240V in 32

33 Konklusion Der er lykkedes at designe og bygge en 40-65W Switch Mode Led Driver, der kan arbejde med to forskellige input. Der kunne desværre ikke måles inputspænding for 240V +15%, for vario trafo var begrænset til 260V. Med denne input kunne spænding over glattekondensator aflæses til 375V. Den forventede spænding er 368V. Den er ca. 2 % højere. Dette kan være usikkerhed ved måle instrumenter, ved aflæsning af værdi fra oscilloskopet eller vario trafo spændings værdi. Dette er acceptable i en sådan høj spænding. Når inputspænding er 110V -15 % opnås en meget nøjagtige spænding over glatte kondensator i forhold til den beregnede som er ca. 250V. Strømmen på outputtet kan styres til det ønskede, 1.7A og 2.4A ved 0V og ved 10V input. Der er også lykkedes at lave spænding begrænsning til Led driveren. EMCen er ikke overholdt. Der kan anvendes en større common mode spole, som dæmper støjen i højfrekvens områder. Common mode filter har en serie induktion. Med denne selvinduktion kan common mode filter sandsynligt også erstatte differentiale mode spole, dvs. dæmpe støj på den lave frekvens områder. Støjen skulle kunne dæmpes ca. 25dB. Den opnået effektivitet er laver end det der er opgivet i kravspecifikation eller den der er beregnede. Det er meget svært at opnå en effektivitet over 90% med den valgte topologi. Der er alt for meget stress på komponenter i fly-back konverter topologi. Jeg har lært at anvende Mathcad i min praktik perioden. Mange af beregninger er udført i Mathcad. Der var en stor fordel at anvende dette program i forhold til håndberegning. Programmet er meget simple at anvende. En meget god fordel ved dette program, at der kan fås et stort overblik over hvordan tingene hænger sammen. Der er meget nemt og hurtigt at undersøge hvad det sker med f.eks. tab ved at ændre på en parameter. 33

34 Appendix A Konverteren strøm og spændinger Outputs spænding Outputs strøm Output effekt Input Dutycycle spænding V o _ max = 26V I o _ max = 2. 5A P o _ min = 65W V in _ max = 390V D max = V o _ min = 23V I o _ min = 1. 74A P o _ min = 40W V in _ min = 248V D min =

35 Spændings forløb i konverteren Switch 1 Uin + n Uo Uo Uin Uin n Uo n 35

36 Strøm forløb i konverteren id Strøm i sekundær siden t1 T t Figur 35 forløb af strøm og spænding i konverter 36

37 Appendix B 37

38 Output Strøm Kontrol Kreds Først beregnes kredset med et analog input på 0V, dvs. en ref. spænding på 1.74V på TP5. R 112 sættes til 27 kω og R 111 til 41.7kΩ. 15V 1.74V I R 112 = = mA 27kΩ 1.74V I R 111 = = mA 41.7kΩ I R = 0.491mA 0.042mA mA 110 = Nu kan værdien for R 110 bestemmes. 1.74V R 110 = = 3872Ω 0.449mA Nu kontrolleres om det fundet strøm og modstand værdier også passer, når analog input spænding på 10V. 15V 2.5V I R 112 = = mA 27kΩ Der ønskes en reference spænding på TP5 på 2.5V strømmen som løber gennem R111 er beregnes til 10V 2.5V I R 111 = = 0. 18mA 41.7kΩ I R = 0.463mA 0.18mA mA 110 = spænding over denne modstand bliver V ref = 3872 Ω 0.643mA = 2. 49V 38

39 Appendix C 39

40 MathCad 40

41 Appendix D Følgende figur viser EMC test af kredsløbet med forskellige placeringer af Y kondensator. 41

42 Ved at placere Y kondensator på den måde som er vist på figur bliver lavfrekvens støj højere. Støjen på høj frekvens fra 20MHz til 30MHz bliver dæmpet. Den bedste resultat opnås ved at sætte begge Y kondensator på højre side af common mode spole som det er vist på figur. 42