Hi-Fi forstærker med digital styring

Hi-Fi forstærker med digital styring POWER VOLUME VÆLGER BAS DISKANT MUTE OP NED MUTE Klass #39 P3 PROJEKT 008 GRUPPE 39 INSTITUT FOR ELEKTRONISKE SYSTEMER AALBORG UNIVERSITET DEN. 7 DECEMBER 008

Titel: Hi-Fi forstærker Tema: Analog og digital elektronik Projektperiode: P3, Efterårsemesteret 008 Projektgruppe: 39 Synopsis: Institut for Elektroniske systemer Fredrik Bajers Vej 7B 90 Aalborg Ø Telefon 99 40 86 00 http://es.aau.dk/ Deltagere: Anders Pedersen Kåre Nørby Lars Holm Jespersen Simon Hartmann Have Stefan Moeskjær Pedersen Rapporten omhandler opbygningen af en HiFiforstærker, med både analog- og digitaldel. Der vil i opbygningen af forstærkerens kredsløb, blive taget udgangspunkt i opstillede krav, der stammer fra standarderne DIN45500 og IEC6938. HiFi-forstærkeren indeholder en summerende forforstærker der kan omsætte et stereosignal til mono. Der er implementeret tonekontrol, til at variere niveauet på bas og diskant. Opdelingen af disse frekvensbånd er lavet med båndpasfiltre. Herudover er der også lavet volumenkontrol. Der er bygget digital betjeningsdel, der ved hjælp af tællere bestemmer niveauerne i tone- og volumenkontrollen. Betjeningen sker ved hjælp af tre knapper. Et display, der giver brugeren information om de tre niveauer. Et effektrin, der forstærker signalet til at kunne afsætte 0 W i en 8 Ω højttaler. Vejleder: Hans Ebert Oplagstal: 7 Sidetal: 4 Bilagsantal: 8 og CD Afsluttet: 7. december 008 Rapportens indhold er frit tilgængeligt, men offentliggørelse (med kildeangivelse) må kun ske efter aftale med forfatterne. Alle disse forskellige kredsløb er dimensioneret og beregnet og simuleret, før kredsløbene blev bygget og testet. Alle dele er først testet hvert for sig, og derefter testet sammensat. Slutproduktet opfylder alle de opsatte krav med undtagelse af kortslutningsbeskyttelsen.

Forord Denne rapport er udarbejdet af gruppe E39, på Aalborg Universitet, i perioden fra. september til 7. december 008. Rapporten henvender sig til personer der går på 3. semester eller har minimum samme kendskab til elektronik som studerende på dette niveau. Temaet er analog og digital elektronik og der er blevet konstrueret en hifi-forstærker af klassen AB. Der vil igennem rapporten fremtræde kildehenvisninger, og de vil være samlet i en kildeliste bagerst i rapporten. Der er i rapporten anvendt kildehenvisning fra IEEE Transactions det vil sige at der refereres til en kilde i teksten med [Tal]. Denne henvisning fører til kildelisten, hvor bøger er angivet med forfatter, titel, udgave og forlag, mens Internetsider er angivet med forfatter, titel og dato. I nogle tilfælde vil henvisningstallet være efterfulgt af et sidetal, som henviser til en side i den respektive kilde. Figurer og tabeller er nummereret i henhold til kapitel, dvs. den første figur i kapitel 7 har nummer 7., den anden, nummer 7. osv. Forklarende tekst til figurer og tabeller findes under de givne figurer og tabeller. I bilag [A] er diagrammer og komponentlister indsat, der er derudover også indlagt diagrammer så der er mulighed for at have dem liggende imens rapporten læses. Der er vedlagt en CD med nogle af de bilag der er henvist til i rapporten, det vil sige pdf udskrifter af hjemmesider, datablade samt forelæsningslides der er henvist til. I

Indhold Indledning Produktoversigt 3 Krav til Produktet 3 3. Standarder........................................ 3 3. Definition af frekvensområder............................. 4 4 Kravspecifikation 5 I Problemløsning 7 5 Produkt 9 6 Summerende forforstærker 0 6. Test af forforstærker................................... 4 7 Tone og volumenkontrol 7 7. Tonekontrol....................................... 7 7. Volumenkontrol..................................... 4 7.3 Test af tone- og volumenkontrollen........................... 5 8 Digital styring 8 8. Betjening........................................ 8 8. Mute........................................... 44 8.3 Digitalt display..................................... 45 8.4 Delkonklusion...................................... 48 9 Effektforstærker 49 9. Opbygning af effektforstærker............................. 49 9. Udgangstrin....................................... 5 9.3 Forspænding...................................... 5 9.4 Drivertrin........................................ 56 9.5 Temperaturstabilitet................................... 57 9.6 Tilbagekobling..................................... 6 9.7 Stabilitet......................................... 67 9.8 Test af effektforstærker................................. 70 0 Støjfjernelse 74 Produktdesign 78 III

INDHOLD Accepttest 80 II Afslutning 8 3 Perspektivering 84 4 Konklusion 86 Litteratur 87 III Bilag 90 A Diagrammer og komponentlister 9 A. Vælger og clock..................................... 9 A. Tællere......................................... 94 A.3 Display......................................... 96 A.4 Multiplexere....................................... 98 A.5 Summationsfortærker og tonekontrol.......................... 00 A.6 Effektforstærkeren................................... 0 B Klasseinddeling for effektforstærkeren 04 C Valg af powertransistor 06 D Beregninger 07 D. Udregning af overføringsfunktion for tonekontrollen................. 07 D. Beregning af emitter modstand i udgangstrin...................... 0 D.3 Beregning af effekt og nyttevirkning.......................... D.4 Udregning af udgangsmodstand............................ 4 E Målinger 7 E. Målerapport - Mp3-afspiller.............................. 7 E. Målerapport - Bærbar.................................. 9 E.3 Måling af indgangsimpedans.............................. E.4 Måling af udgangsimpedans.............................. 5 E.5 Målerapport - Temperaturtest.............................. 7 E.6 Måling af harmonisk forvrængning og frekvensrespons................ 9 IV INDHOLD

Indledning Hi-Fi forstærkere er en essentiel del af alt der omhandler lyd. I hver et hjem og bil er der oftest mindst én Hi-Fi forstærker der bruges til at høre radio, cd er, lp med mere. I forbindelse med udvikling af Hi-Fi er lydkvalitet det absolut vigtigste aspekt. Der bør ikke være nogen hørbar forvrængning af den forstærkede lyd og for at opfylde Hi-Fi standarderne DIN 45.500 og IEC-6938 må forvrængningen fra indgang til udgang højst være %. Markedet for en Hi-Fi forstærker er indlysende. Musik og lyd bruges til alt fra kommunikation til underholdning og er en stor del af vores daglig dag. I projektet vil der blive beregnet, simuleret og implementeret elektronik der opfylder kravene for Hi-Fi standarderne, som vil blive beskrevet i rapporten. Der vil blive bygget en forforstærker og effektforstærker. Desuden vil der blive konstrueret volumeog tonekontrol. Dette vil blive implementeret digitalt og skal kunne aflæses på display. Desuden skal kontrol af niveauerne kunne styres digitalt. I projekts oplæg står der: I projektet opstilles krav til forstærkning, ind- og udgangsimpedans og frekvensgang for de enkelte dele af Hi-Fi forstærkeren. De enkelte trin dimensioneres, simuleres, konstrueres og testes, hvorefter målinger sammenlignes med beregninger og simuleringer. Den komplette forstærker testes, for at eftervise i hvilken grad den opfylder de stillede krav (specifikationerne). Som udgangspunkt for specifikationen tages DIN 45.500 og/eller de nyere IEC-58-6 og IEC- 6938. DIN (Deutsche Industrie Norm) og IEC normerne kan lånes på biblioteket. [] Processen vil blive beskrevet i ord og billeder. Der vil blive inddraget grafer og datablade for at undersøge og understøtte processen. Der vil blive lagt vægt på en letlæselig rapport der samtidigt går i dybden med den elektroniske proces. Målet med projektet er at få bygget en Hi-Fi forstærker, og i den forbindelse få kendskab til teknologier der bliver undervist i, og hører sig til på 3. semester.

Produktoversigt For at få et overblik over produktet er der blevet lavet et blokdiagram, se figur [.], som viser de grundlæggende dele af produktet. Efter blokdiagrammet vil de enkelte dele blive beskrevet nærmere. Ind og udgangssignalerne er defineret efter standarder og vil blive beskrevet i afsnit [3.]. Figur.: Blokdiagram over Hi-Fi forstærker Forforstærker Forforstærkerens opgave er at forstærke indgangssignalet, således at indgangssignalet kan videre bearbejdes af resten af forstærkeren. Tonekontrol Med tonekontrollen er det muligt at justere bas og diskant på udgangssignalet. Det bliver således muligt at forstærke eller dæmpe bas og diskant på udgangssignalet efter behov. Volumenkontrol og mute For at kunne regulere lydstyrken indbygges der en volumekontrol efter tonekontrollen. Her dæmpes eller forstærkes signalet efter brugerens ønske. En mute knap gør det muligt at dæmpe volumen til et ikke hørbart niveau. Betjening af tonekontrol, volumekontrol og muteknap Der skal i projektet være en styring af volumenkontrollen og tonekontrollen. Det skal være muligt for brugeren at styre volumen, bas og diskant. Display For at skabe overblik over hvorledes volumenkontrollen og tonekontrollen er indstillet, skal der være et display. Her skal det være muligt at aflæse hvordan niveauerne er sat. Effektforstærker Effektforstærkerens opgave består i at forstærke signalet der kommer fra volumenkontrollen, så det kan sendes ud i en højttaler.

Krav til Produktet 3 3. Standarder For at et produkt kan kaldes en Hi-Fi forstærker er der en række standarder der skal overholdes. De allerførste standarder der blev lavet på området stammer fra Tyskland og er skrevet tilbage i starten af 970 erne. De er oversat til dansk, og er beskrevet i standarden DIN45500 []. Der er siden hen blevet udformet nye standarder på området i takt med at producenterne blev i stand til at fremstille produkter af højere kvalitet end det var kravet i DIN45500. I standarden IEC6938 [3] er der beskrevet flere krav for forstærkere og lydsystemer, der er lidt mere tidssvarende end dem beskrevet i DIN45500. Den forskel der har størst betydning for dette projekt er ændringen i indgangsimpedansen der er ændret fra et minimum på 470 kω i DIN45500 til en værdi der skal være mindst kω i IEC6938. I tabellerne [3.] og [3.] vil de værdier fra standarderne, som har mest betydning for dette projekt blive beskrevet. Frekvensområde 40 Hz - 6000 Hz Harmonisk forvrængning <% Udgangseffekt Mono >0 W, Stereo > x 6 W Højttalerimpedans 4 Ω, 8 Ω Indgangsimpedans >470 kω Indgangssignal <0,5 V Tabel 3.: Relevante krav fra DIN45500 Frekvensområde 40 Hz - 6000 Hz Harmonisk forvrængning <% Udgangseffekt Mono >0 W, Stereo > x 6 W Højttalerimpedans 4 Ω, 8 Ω Indgangsimpedans > kω Tabel 3.: Relevante krav fra IEC6938 Da værdierne fra disse to standarder på flere punkter er forskellige, kan der opsættes en ny tabel hvor de strengeste krav fra de to standarder er listet og ud fra dem kan kravene til projektet fastsættes. Se tabel [3.3]. 3

3. Definition af frekvensområder Krav fra standarder Projektets krav Frekvensområde 40 Hz - 6000 Hz 0 Hz - 0000 Hz, ± 3 db Harmonisk forvrængning <% <% Udgangseffekt >0 W mono, Stereo > x 6 W >0 W mono Højttalerimpedans 4 Ω, 8 Ω 8 Ω Indgangsimpedans > kω > kω Indgangssignal <0,5 V <0,5 V Tabel 3.3: Samlede krav fra standarder, samt krav til projektet 3.. Kravene til projektet Kravene fra standarderne gør det muligt at opsætte en række krav der vil hjælpe til at dimensionere det endelige produkt. Som udgangspunkt vil de enkelte krav fra standarderne blive overført til kravene for produktet. Der er dog nogle steder det ikke er tilfældet, og de er her beskrevet. Frekvensområdet er øget til at være mellem 0 Hz og 0 khz for at sikre at hele frekvensområdet fra standarden bliver dækket. Udgangseffekt. Der vil blive fremstillet en mono-forstærker i stedet for en stereo-forstærker, da fremstillingen af en stereo-forstærker basalt set er to mono-forstærkere sat sammen. Kravene vil blive beskrevet yderligere i afsnit [4]. 3. Definition af frekvensområder Frekvensområdet i dette projekt ligger mellem 0 Hz og 0 khz, men ud over dette er der en yderligere inddeling af dette frekvens område, det vil her blive beskrevet. Bas frekvensområdet er mellem 0 Hz og 00 Hz. Mellemtone frekvensområdet er mellem 00 Hz og khz. Diskant frekvensområdet er mellem khz og 0 khz. Denne definition af frekvensområderne skal sikre at der hele vejen gennem projektet er klare retningslinier for de enkelte frekvensområder [4]. 4 3. Krav til Produktet

Kravspecifikation 4 I følgende afsnit beskrives de krav der vil være til det endelige produkt og de enkelte blokke. Tabel [4.] viser de relevante standardsværdier fra kapitel [3]. Dette er de overordnede krav til det endelige produkt. Frekvensområde 0 Hz - 0000 Hz, ± 3 db Harmonisk forvrængning <% Udgangseffekt 0 W mono, kontinuert Højttalerimpedans 8 Ω Indgangsimpedans > kω Indgangssignal for fuld udslag <0,5 V Kortslutningsbeskyttelse Ja, min. 0 sek Tabel 4.: Krav fra afsnit [3.] Afgrænsning og prioritering Projektets fokus vil hovedsageligt være at opnå en så lille forvrængning som muligt. Det er vigtigt at lydens kvalitet er i højsædet og at udgangssignalet er så identisk med indgangssignalet som muligt, dog forstærket. Herudover skal forstærkeren være nem at betjene og menuer i forbindelse med betjening af den digitale styring skal være instiktive. Signal/støj forholdet er ikke medtaget da det er svært at måle. Strømforbrug for hele forstærkeren og forhold til masseproduktion vil ikke blive nævnt i rapporten. Da der ikke er mulighed for at fremstille en hel komplet forstærker er der lavet nogle afgræsninger. Systemet skal kun være mono, da stereo langt hen af vejen vil være at kopiere en monoforstærker. Der vil blive brugt en laboratoriestrømforsyning til projektet, så forstærkeren får ± 0 V. Herunder vil der blive stillet direkte krav til de enkelte blokke fra blokdiammet i figur [.]. Forstærkeren bliver delt op i tre dele. En forforstærker der primært skal gøre signalet klar til videre bearbejdning. En digital tone og volume kontrol, som her er slået sammen da disse vil dele komponenter. Slutteligt skal effektforstærkeren sende et signal ud i en højttaler. Forforstærker Forforstærkeren skal gøre indgangssignalet brugbart for de videre blokke. Signalet som kommer til forstærkeren vil normalt være i stereo, derfor skal dette signal laves om til mono. Derefter skal lydsignalet sendes videre til næste blok med en maksimal amplitudespænding på V. 5

Frekvensområde 0 Hz - 0000 Hz, ± db Harmonisk forvrængning <0,5% Udgangsimpedans 00 Ω Indgangsimpedans > kω Indgangssignal <0,5 V Udgangssignal < V Tabel 4.: Krav til forforstærkeren Digital tone- og volumenkontrol Her skal lyden kunne indstilles på flere måder. Med volumekontrollen skal det være muligt at skrue op og ned for lydstyrken. Indstillingen af volumen skal være lineær i forhold til ørets opbygning. Med en muteknap skal det være muligt at afbryde lyden. Med en tonekontrol skal det være muligt at forstærke eller dæmpe høje og/eller lave toner. Frekvens områderne er delt op i bas, mellem tone og diskant. Frekvensområde 0 Hz - 0000 Hz, ± db Harmonisk forvrængning <0,5% Indgangssignal V Udgangsimpedans Ω Indgangsimpedans 00 kω Udgangssignal V Tabel 4.3: Krav til tone- og volumenkontrol Yderligere krav til de digitale kredsløb, er opstillet i de dertilhørende afsnit. Se afsnit [8.] for betjeningen, og afsnit [8.3] for displayet. Effektforstærker Effektforstærker er det sidste led før lyden sendes ud i højttaleren. Effektforstærkeren skal forstærke signalet der kommer fra en volumenkontrol så meget at den kan sende 0 W ud gennem en 8 Ω s højttaler. Frekvensområde 0 Hz - 0000 Hz, ± db Harmonisk forvrængning <0,5% Udgangseffekt 0 W kontinuert ved V ind Udgangsimpedans < Ω Indgangsimpedans >00 kω Kortslutningsbeskyttelse Ja, min. 0 sek Tabel 4.4: Krav til effektforstærkeren Når alle grænseværdierne er sat op er det nu muligt at gå videre med opbygningen af de enkelte blokke til produktet. 6 4. Kravspecifikation

Problemløsning I 7

Produkt 5 I de følgende afsnit vil der blive beskrevet hvorledes de enkelte blokke vil komme til at se ud, hver del for sig. Afsnittene vil i stor grad være bygget således op: Opstilling af krav for blokken Diskusion af krav og mulige løsningsmuligheder Design herunder beregninger Simuleringer Konskruktion Målinger/test Afrundning af snittet, herunder om kravene er opfyldt. Systemmet er delt op som på figur [5.]. Figur 5.: Blokdiagram over Hi-Fi forstærker Først beskrives forforstærkeren, derefter tone og volumenkontrollen samlet i et afsnit, herefter den digitale styring af tone og volumenkontrollen, altså betjening og display, som reguleres digitalt. Til sidst beskrives opbygningen af effektforstærkeren. Efter opbygningen af det samlede kredsløb sikres det at forstærkeren overholder kravspecifikation ved hjælp af en accepttest. 9

Summerende forforstærker 6 Formål og krav Da indgangssignalet er et stereosignal er det nødvendigt at lave det om til et monosignal, da projektet er afgrænset til at omhandle en monoforstæker. Kravene fra kravspecifikationen er beskrevet i tabel [6.]. Frekvensområde 0 Hz - 0000 Hz, ± db Harmonisk forvrængning <0,5% Udgangsimpedans <00 Ω Indgangsimpedans > kω Indgangssignal <0,5 V Udgangssignal < V Tabel 6.: Krav til forforstærkeren Fra tabel [6.] ses det at indgangssignalet til forforstærkeren højst må være 0,5 V, og da udgangssignalet højst må være V, vil ganges forstærkning være passende. Opbygning Indgangssignalet kan komme fra pc, mp3-afspiller eller lignende. Forstærkeren arbejder kun med et mono signal og derfor skal indgangssignaler i stereo laves om til mono. Hvis dette ikke gøres vil lyden fra den ene kanal forsvinde. Forforstærkeren laves derfor som en summationsforstærker, dvs. en forstærker der summerer to signaler og forstærker det resulterende signal. En summationsforstærker laves med operationsforstærker da dette muliggør stor indgangsimpedans og lille udgangsimpedans. Kredsløbet bygges som en inverterende forstærker hvorpå den inverterende indgang bliver påkoblet indgangssignalet fra begge kanaler i det tilfælde at der er stereo. Input R R3 Input R Roff Output Figur 6.: Summationsforstærker kredsløb 0 --- C:\Program Files\LTC\SwCADIII\Draft.asc ---

Beregninger Forstærkningen for en summerende forstærker med to indgange kan beskrives med formel [6.]. V R + V R = V o R 3 (6.) Der forudsættes herefter at R og R er af samme størrelse. Modstanden vil hedde R i følgende beregninger. V o = (V +V ) R R 3 (6.) V o = R 3 R (V +V ) (6.3) Som det fremgår bliver de to indgangssignaler summeret og forstærket med den faktor som bliver bestemt af R 3 R. Operationsforstærkeren vil blive forsynet med en positiv og negativ spænding og herfor er det ikke nødvendigt at lave DC-offset. Indgangsimpedansen skal ifølge projektets krav [afsnit 4] være større end kω. R og R er herfor valgt til at være 00 kω, hvorved indgangsimpedansen bliver de to i parallel, altså 00 kω og R 3 er valgt til at være 00 kω. Disse værdier vælges for at få en passende kondensatorstørrelse når dette senere skal vælges. Med disse modstandsværdier kan udgangssignalet sættes op som formel [6.4]. 00 kω V o = 00 kω (V +V ) (6.4) Med en udledning af denne formel kan det ses at forstærkningen bliver to gange når to signaler med ens amplitude bliver sendt ind. Her er faktisk tale om en summering. 00 kω V o = 00 kω (V +V ) (6.5) = (V +V ) (6.6) = V V (6.7) Hvis amplituden på begge indgangssignaler for eksempel er 0,5 V, vil det give. V o = 0,5 V 0,5 V (6.8) = V (6.9) Det ses at udgangssignalet er dobbelt så stort som hvert indgangssignal, såfremt selvfølgelig at amplituden de to indgangssignaler er ens. Der vil blive koblet kondensatorer til på begge audioindgange og på udgangen. Dette gøres for at undgå DC signal samt støj. Disse kondensatorer indgår sammen med modstandene i et RC-led. Disse led virker som et højpasfilter og skal derfor dimentioneres så deres knækfrekvens ikke ligger højere end 0 Hz hvor projektets krav om begyndende båndbredde er. For at være sikker på ikke at miste signal vil knækfrekvensen blive beregnet til at være omkring en dekade længere nede, omkring 6. Summerende forforstærker

Hz. Indgangsimpedansen for V og V er deres respektive modstande. RC-ledet består af den forkoblede kondensator og modstanden der sidder i forbindelse med operationsforstærkerens inverterende indgang. Den modstand sidder i serie med impedansen fra den tilkoblede audioenhed. Dette giver udtrykket i formel [6.0] for RC-ledet. C = R Hz π (6.0) Ved at vælge en kondensator udelukkende ud fra den 00 kω modstand kan knækfrekvensen placeres på Hz. En yderligere impedans fra en tilkoblet audioenhed vil blot få knækfrekvensen til at falde til en lavere frekvens. Ved hjælp af formel [6.0] kan C bestemmes. = 397,9 nf (6.) 00 kω Hz π C er herfor bestemt til at være cirka 400 nf eller 0,4 µf. Den nærmeste tilgængeligt kondensator er i værdien 470 nf. Dette gør blot at knækfrekvensen bliver lavere og denne kondensator vil derfor blive brugt. For at minimere DC-offsetfejl fra biasstrømmene bliver der indført en modstand fra den positive indgang på operationsforstærkeren til jord. Modstanden fra den positive indgang på operationsforstærkeren skal være den samme impedans som det inverterende ben "ser"ud i. Da det er DC-offsetfejl der skal rettes vil det ikke være interessant at se på hvilken spænding der kommer fra V og V da disse begge er forkoblede med kondensatorer og herved ikke bidrager til fejlen. V offset = IB + - IB = tilnærmelsesvis 0. Ved at have samme udgangsmodstand på både det inverterinde og ikke inverterende ben vil V offset blive tæt på 0 og der vil kun være en en mindre fejl grundet temperaturdriften. Simulering af summerende forforstærker Simuleringen er lavet i LTspice ved at benytte en ideel operationsforstærker. Opstilling i figur [6.] er simuleret. Input Input C 470n C 470n R 00k R 00k R3 00k Roff 00k Output Figur 6.: Simulering af forforstærker kredsløb Der er på V og V sat sinussignaler på henholdsvis khz og 00 Hz med en amplitude på 0,3 V. Ved at køre AC analyse fåes følgende bodeplot. 6. Summerende forforstærker --- C:\Program Files\LTC\SwCADIII\Draft.asc ---

Bodeplot af summerende forforstærker 0 Forstærkning [db] 3 4 5 0 0 0 0 0 3 0 4 Frekvens [Hz] Figur 6.3: Bodeplot af den summerende forforstærker Som det kan ses på figur [6.3] er forstærkningen lineær fra 0 Hz til 0 khz. Altså vil et audio indgangssignal bliver forstærket ens uanset hvor i frekvensspektrummet det måtte befinde sig. 6.0. Overføringsfunktion for forforstærkeren Det udnyttet at forstærkningen for en inverterende forstærker har følgende formel: V out V in = R f R For at gøre det nemmere at regne på vil der kun forekomme et indgangssignal istedet for to. Der vil komme tilnærmelsesvis den samme størrelse indgangsspænding fra begge signaler og derfor er det muligt at simplificere dette. Input C 470n Z R 00k R3 00k Roff 00k Z Output Figur 6.4: Forforstærker med impedanser Udregning af impedanser: Z = C + R Z = R 3 Udregning af overføringsfunktion. --- C:\Program Files\LTC\SwCADIII\Draft.asc --- V out = Z Z V in V out = R 3 sc + R V in 6. Summerende forforstærker 3

6. Test af forforstærker V out = s C R 3 s C R + V in Da der praktisk set vil være et ekstra indgangssignal multipliceres V i n med to. Der indsættes komponentværdier. V out = s C R 3 s C R + V in H(s) = s C R 3 s C R + H(s) = s 470 0 6 00 0 3 s 470 0 6 00 0 3 + 6. Test af forforstærker H(s) = 88s 94s + Det skal testes om forforstærkeren overholder de krav der er sat op til den i kravspecifikationen. Kravene er listet op i tabel [6.]. Frekvensområde 0 Hz - 0000 Hz, ± db Harmonisk forvrængning <0,5% Udgangsimpedans 00 Ω Indgangsimpedans > kω Udgangssignal < V Tabel 6.: Test af forforstærkeren Hvert krav vil sammen med resultatet blive beskrevet. Frekvensområde Frekvensområdet skal ligge imellem 0 Hz og 0 khz, og der må højst være afvigelser på ± db. Dette kan testes ved at lave et bodeplot af kredsløbet. Testen er lavet ved hjælp af et NI-446 PC kort. Der er i følgende bodeplot både graf for simulerede og målte data. Som det kan ses er forstærkningsgraden fra 0Hz til 0kHz liniær, altså har den bestået kravet. 4 6. Summerende forforstærker

6. Test af forforstærker 8 Bodeplot for summerende forforstærker. 7 Målt data Simuleret data 6 Forstærkning [db] 5 4 3 0 0 0 0 0 0 3 0 4 Frekvens [Hz] Figur 6.5: Bodeplot af forforstærkeren Som det kan ses på bodeplottet vil den forstærke med 6dB. Dette er dog blot fordi at NI-446 kortet måler iforhold til dens udgangsspænding som normalt kun skal være tilsluttet en indgang. I dette tilfælde er den dog tilsluttet to indgange og burde derfor bestemme forstærkningen mellem indgangssignalet multipliceret med to og udgangssignalet. Dette vil resultere i en forstærkning på 0dB. Harmonisk forvrængning Den harmoniske forvrængning må højst være 0,5%. Dette kan testes ved hjælp af et NI-446 PC kort, der sender et signal ind i kredsløbet og måler den harmoniske forvrængningen på udgangssignalet. Testen viste at den harmoniske forvrængning ligger på et acceptabelt niveau som er indenfor projektets krav. Se afsnit [E.6] Udgangsimpedans Udgangsimpedansen bliver defineret af operationsforstærkeren. I databladet for den brugte operationsforstærker, kan det ses at når forstærkningen ligesom her er en, vil udgangsimpedansen være højst 0, Ω, hvilket er under kravet på højst 00 Ω. Indgangsimpedans Indgangsimpedansen er beregnet udfra de to modstande i indgangen der hver er på 00 kω de giver i parallel en modstand på 00 kω, som er over kravet fra kravspecifikationen. Indgangsmodstanden er målt i bilag [E.3], og giver et resultat på 00 kω indtil en frekvens på 000 Hz, herefter falder den og ender på 60 kω ved 0 khz. Dette er lavere end beregnet, men det er dog ikke under kravet fra kravspecifikationen. Delkonklusion Forforstærkeren er konstrueret, og i testen er det verificeret at forforstærkeren fungerer som den skal. Hvilket betyder at kravspecifikationen for forforstærkeren bliver overholdt. 6. Summerende forforstærker 5

6. Test af forforstærker Når stereosignalet er summeret og forstærket, skal det sendes videre til tonekontrollen der skal gøre det muligt at variere bas og diskant. Beskrivelse Krav Bestået Frekvensområde 0 Hz - 0000 Hz, ± db Harmonisk forvrængning <0,5% Udgangsimpedans 00 Ω Indgangsimpedans > kω Udgangssignal < V Tabel 6.3: Kontrolliste for forforstærkeren 6 6. Summerende forforstærker

Tone og volumenkontrol 7 Formål og krav Tone og volumenkontrollen modtager et signal fra forforstærkeren. Denne del skal gøre det muligt for brugeren at skrue op og ned for lydniveauet, samt ændre i forstærkningen af basfrekvenserne og diskantfrekvenserne. Kravene fra kravspecifikationen er specificeret i tabel [7.]. Frekvensområde 0 Hz - 0000 Hz, ± db Harmonisk forvrængning <0,5% Udgangsimpedans Ω Indgangsimpedans 00 kω Indgangssignal < V Udgangssignal < V Tabel 7.: Krav til tone- og volumenkontrol Sidst i afsnittet vil det blive gennemgået hvorvidt kravene er opfyldt eller ej. Dette afsnit er delt op i to forskellige blokke som har hver deres opgave i systemmet. Tonekontrol, som muliggør at regulere på diskant og bas. Volumekontrol, som muliggør at regulere den samlede volumen. 7. Tonekontrol Da der er forskellig smag med henblik på hvor meget bas og diskant der skal være i musikken, skal det være muligt for brugeren at skrue op eller ned for disse to, uafhængigt af hinanden. Det er valgt at det ikke skal være muligt at variere mellemtone frekvensområdet, men det vil dog være muligt at gøre indirekte, da bas og diskant både kan hæves og sænkes. Tonekontrollens overordnede opgave består i at forstærke eller dæmpe frekvenser i diskant og bas frekvensområderne. Der er flere muligheder for hvordan en tonekontrol kan opbygges, derfor vil der nu blive gennemgået en række løsningsforslag for at finde frem til hvilken løsning der vil blive brugt i dette projekt. 7.. Løsning Det første løsningsforslag kommer fra Opamp Handbook [5, s.]. Den består af et højpas og et lavpas filter der samles med en summationsforstærker. Som det kan ses på figur [7.] varierer de to yderkanter af frekvensområdet, således at det kun er diskant og bas der kan variere. 7

7. Tonekontrol Gain [db] Frekvens Figur 7.: Et filter fra opamp håndbogen, der gør det muligt at variere frekvensområderne for bas diskant. Fordelen ved denne løsning er at der kun skal bruges en enkelt operationsforstærker, til forskel fra hvis det skulle sammen sættes af flere enkelte aktive filtre. 7.. Løsning Denne løsning vil bestå af et båndpasfilter der har knækfrekvenser ved 00 Hz og 000 Hz. Derudover skal der bruges et lavpas og højpasfilter hvor forstærkningen kan varieres, som det kan ses på figur [7.]. Signalet fra hvert filter vil blive lagt sammen i en summationsforstærker. Denne løsning koster en mere at benytte end den første løsning, da der skal bruges flere operationsforstærkere. Gain [db] LP MBP HP Frekvens Figur 7.: En opbygning af et lavpas, båndpas og højpas filter, hvor det er muligt at variere lavpas og båndpasfilteret. 7..3 Løsning 3 Som det kan ses på figur [7.3] er denne løsning er stort set magen til løsning to, den eneste forskel er at der i stedet for høj- og lavpas filtre vil blive brugt båndpasfiltre. Dette sikre at alle frekvenser ud over 0 Hz og 0 khz bliver skåret fra. I denne løsning vil signalerne fra hvert filter også blive lagt sammen i en summationsforstærker. Denne løsning kræver også at der bruges flere operationsforstærkere end løsning to. Gain [db] LBP MBP HBP Frekvens Figur 7.3: En opbygning af tre båndpasfiltre, hvor de to yderste båndpasfiltre kan varieres 8 7. Tone og volumenkontrol

7. Tonekontrol 7..4 Valg af løsning Der er tre forskellige muligheder for hvordan tonekontrollen kan opbygges, og de har hver deres fordele og ulemper. Løsning et vil umiddelbart være den mest oplagte løsning da filteret på forhånd er opbygget, men det lader frekvenser over 0 khz komme igennem systemet og de bliver også forstærket. Det er ikke muligt at høre disse frekvenser, men det kan stadig have indflydelse på hvordan systemet virker. Løsning to har det samme problem som løsning et hvor høje frekvenser ikke sorteres fra, tilgengæld er det her relativt nemt at justere forstærkningen da det kan gøres på en enkelt modstand for hvert filter. Dette filter bliver delt op i flere delfiltre og bliver på den måde nemt at opbygge og overskue. Løsning tre er det eneste filter der fjerner frekvenser over 0 khz, men tilgengæld kræver det også væsentligt flere operationsforstærkere end løsning et. Denne type bliver ligesom løsning to også delt op i flere filtre. Det er valgt at bruge løsning 3 da det er den eneste løsning der skærer frekvenser over 0 khz væk. Det er også den løsning hvor der skal bruges flest operationsforstærkere til, men det vil der ikke blive taget hensyn til her. 7..5 Design af tonekontrol Tonekontrollen vil blive delt op i tre delfiltre der alle fungere som båndpasfiltre, disse tre filter vil blive samlet i en summationsforstærker. De enkelte båndpasfiltre vil være ens bortset fra værdierne på de kondensatorer og modstande der definerer hvor knækfrekvenserne er. Båndpasfiltre vil være sammensat af et første ordens højpasfilter og et første ordens lavpasfilter, så konstruktionen er ikke omfattende. De to filtre er inverterende, men det har ikke nogen betydning da det er et audio signal. Sammensat ser båndpasfilteret ud som på figur [7.4]. Modstand R og C bestemmer knækfrekvenserne for højpasfilteret der på figuren er længst mod venste. Knækfrekvenserne for lavpasfilteret bliver bestemt af R 4 og C. R4 Input R C R R3 C Output Roff Roff Figur 7.4: Diagram for båndpasfilteret [6, s.099] Forstærkningen i filteret bliver bestemt efter formel [7.], for højpasfilteret. For lavpasfilteret gælder den samme formel, R er bare byttet ud med R 4 og R med R 3. A = R R (7.) Når signalet er sent igennem de tre filtre skal de samles, dette bliver gjort ved hjælp at en summationsforstærker. Den virker ved at der kommer et signal ind fra hvert filter, se figur [7.5], disse signaler bliver så lagt sammen med det forhold der er mellem den modstand de løber igennem og R f. På den måde er det muligt at forstærke et af signalerne mere end andre. Dette er også på den måde det bliver muligt at skrue op eller ned for bas og diskant signalerne. Summationsforstærkeren er sat op som en inverterende forstærker, men det vil ikke have nogen 7. Tone og volumenkontrol 9

7. Tonekontrol betydning, da det er et audio signal. Bas Mellemtone Diskant R R R3 Rf Roff Output Figur 7.5: Summationsforstærker [6, s.76] Justering af offsetfejl Det ønskes at gøre den harmoniske forvrængning --- C:\Program Files\LTC\SwCADIII\Draft.asc så lille så --- mulig, så kravet fra kravspecifikationen, afsnit [4], på en harmonisk forvrængning der skal være mindre end 0,5%, overholdes. Dette gøres ved at indsætte en modstand mellem det ikke inverterende ben og jord der er af samme værdi som den tilbagekoblede modstand mellem det inverterende ben og udgangen [6, s.04], dette mindsker den harmoniske forvrængning gennem operationsforstærkeren. 7..6 Bestemmelse af komponentværdier Nu bestemmes værdierne for hvert enkelt båndpasfilter til de enkelte frekvensområder. Værdierne vil blive fastsat således at indgangsimpedansen bliver tilstrækkelig høj, så det foregående kredsløb, forforstærkeren, ikke belastes. Værdien af komponenterne bliver bestemt ud fra kondensatorværdierne, da udvalget af kondensatorer der er til rådighed er væsentligt mindre end udvalget af modstande. Bas-båndpasfilter Det første båndpasfilter der skal forstærke eller dæmpe signalet i bas-frekvensområdet, det skal som det er defineret i afsnit [3.] have knækfrekvenser ved 0 Hz og 00 Hz, men da forstærkningen for hele forstærkeren skal ligge inden for ±3 db er det nødvendigt at sætte knækfrekvensen for højpasfilteret på 0 Hz i stedet for 0 Hz, for at sikre at dæmpningen ved 0 Hz ikke bliver mere end ± 3 db. Da lydsignaler under 0 Hz alligevel ikke er hørbart vil det ikke have nogen betydning for det endelige lydsignal. Dette beskrives yderligere i afsnit [7.] Først dimensioneres værdierne for højpasfilteret. Knækfrekvensen for højpasfilteret bestemmes ud fra formel [7.] f 0 = π R C (7.) f 0 = 0 Hz (7.3) C = 0 nf (7.4) Værdierne indsættes og R beregnes 0 Hz = π R 0 nf (7.5) = R = 59 kω (7.6) 0 7. Tone og volumenkontrol

7. Tonekontrol Da udvalget af modstande er efter E96 rækken, bliver værdien af den modstand der benyttes 500 kω, dette giver en frekvens på 0,6 Hz, men det ligger så tæt på 0 Hz at det ikke har nogen betydning. Herefter kan værdien for lavpasfilteret beregnes, den eneste forskel fra beregningen af højpasfilteret er at f 0 er 00 Hz i stedet for 0 Hz. 00 Hz = π R 4 0 nf (7.7) = R 4 = 79,6 kω (7.8) Også i dette tilfælde må R 4 ændres, denne gang dog til 78,7 kω, hvorved frekvensen bliver 0 Hz. Dette rykker knækfrekvensen på lavpasfilteret i bas-båndpasfilteret lidt ned i frekvens, men da det også bevirker at højpasfilteret i mellemtonen bliver flyttet op i frekvens er det ikke noget problem. Mellemtone-båndpasfilter Mellemtone båndpasfilteret kan beregnes på samme måde som båndpasfilteret for bassen, det skal bare have knækfrekvenserne 00 Hz og khz. Det vil sige at det er den samme knækfrekvens for højpasfilteret i mellemtonen som det var for lavpasfilteret i bassen, og dermed kan den samme modstandsværdi benyttes. Til beregning af knækfrekvensen ved khz kan formlen [7.] igen benyttes khz = (7.9) π R 0 nf = R = 7,96 kω (7.0) Modstanden bliver her ændret til 7,87 kω. Diskant-båndpasfilter Diskant båndpasfilteret beregnes ligesom de to andre. Der er dog den forskel at frekvensen for lavpasfilteret bliver hævet til 40 khz for at sikre at forstærkningen ved 0 khz ikke bliver mere end ± 3 db, ligesom ved bassen. 40 khz = (7.) π R 0 nf = R = 398 Ω (7.) Denne modstands værdi bliver ændret til 40 Ω hvorved knækfrekvensen bliver rykket op til 39,6 khz. 7..7 Indgangsimpedans Når alle modstandene er fastsat, kan indgangsimpedansen for det samlede filter beregnes. Dette sker efter formel [7.3] 7. Tone og volumenkontrol

7. Tonekontrol Z i = R + R 5 + R 9 (7.3) Værdierne indsættes 500 kω + 78,7 kω = 7, kω (7.4) + 7,87 kω Det kan ses at indgangsimpedansen bliver 7, kω, hvilket ikke overholder kravet fra kravspecifikationen på mindst 00 kω. Men da udgangsimpedansen fra den summerende forforstærker ikke er over dette niveau har det ikke nogen betydning. 7..8 Overføringsfunktioner For at kunne sammenligne de beregnede resultater med de simulerede og målte, skal der udledes en overføringsfunktion for hvert af båndpasfilterene. Overføringsfunktionerne kan ses herunder, i formel [7.5] ses overføringsfunktionen for bassen, i formel [7.6] ses mellemtonen og i formel [7.7] ses diskanten. Selve udledningen er vedlagt i bilag [D.]. H B (s) = 3 0 6 s s 36 + s 357400 + 0 8 (7.5) H M (s) = 787 0 7 s s 69369 + s 8657 0 6 + 0 3 (7.6) H D (s) = 3935 0 7 s s 5887 + s 436 0 7 + 5 0 4 (7.7) 7..9 Målinger på filter Der er foretaget målinger af kredsløbet, disse målinger vil her blive sammenlignet med de beregnede data ved hjælp af overføringsfunktionerne, og data fra simuleringer lavet i LT-spice. Sammenlingen er sket i Matlab og kan ses på figurene [7.6, 7.7 og 7.8]. 0 Bodeplot af bas båndpasfilter Forstærkning [db] 3 4 5 6 7 Måling Simulering Beregninger 0 0 Frekvens [Hz] Figur 7.6: Sammenligning af beregnede, simulerede og målte data for bas 7. Tone og volumenkontrol

7. Tonekontrol På figur [7.6] ses bodeplottet for bassen. Det ses at beregningerne, simuleringerne og målingerne passer rigtig godt sammen. Det ses dog at forstærkningen er en smule lavere på målingen end på det beregnede og simulerede, men det drejer sig blot om ca. 0, db så dette gør ikke den store forskel. Forstærkning [db] 0 3 4 5 Bodeplot af mellemtone båndpasfilter Måling Simulering Beregninger 6 7 0 0 3 Frekvens [Hz] Figur 7.7: Sammenligning af beregnede, simulerede og målte data for mellemtone Bodeplottet for mellemtonen ses på figur [7.7], her gælder der det samme som på figur [7.7], også her passer beregningerne, simuleringerne og målingerne sammen, og her er forstærkningen også en smule lavere på målingen end på det beregnede og simulerede. Forstærkning [db] 0 3 4 5 Bodeplot af diskant båndpasfilter Måling Simulering Beregninger 6 7 0 3 0 4 Frekvens [Hz] Figur 7.8: Sammenligning af beregnede, simulerede og målte data for diskant På figur [7.8] ses at målingen for diskanten igen er lidt lavere end beregningen og simuleringen. Da det er den samme afvigelse på alle filtrene, kan det skyldes den type operationsforstærker der bliver brugt i LTspice ikke er præcis den samme som den bliver brugt i produktet, da denne ikke findes i LTspice. Afvigelsen er i alle tre tilfælde lille og vil blive set som ubetydelig. 7. Tone og volumenkontrol 3

7. Volumenkontrol 7. Volumenkontrol I dette afsnit vil teori vedrørende ørets opfattelse af lyd, og i den sammenhæng også brugen af decibelskalaen, blive gennemgået. Ørets opfattelse af lyd Øret opfatter tilnærmelsesvis lyd logaritmisk, derfor benyttes decibelskalaen til at måle lydtryk [7]. Formel [7.8] viser hvorledes decibel regnes ud i forhold til lydtryk [8]. L[dB] = 0 log P ac P ref (7.8) L er lydtrykket målt i db, P ac er lydintensiteten i Pascal og P ref er en reference lydintensitet på 0 µpa. For at indikere at det er et lydtryk er i forhold til denne reference skrives der ofte db re 0 µpa. Den svageste lyd et menneske kan høre er ca. 0 db, og 0 db er en meget kraftig lyd lige under smertegrænsen, som indikerer hvornår lydtryksniveauet skaber en smerte i øret. Deruover er der andre relevante forhold; et menneske kan lige nøjagtig høre forskel på to lyde hvis der er db forskel. 3 db er en tydelig forskel, og en forskel på 0 db lyder som en fordobling i mellem de to lyde [4]. Det hørbare område siges at ligge mellem 0 Hz og 0 khz, men som det ses på figur [7.9] varierer det meget hvor høretærskelen er i forhold til frekvensen. Ved 000 Hz ligger høretærskelen på 0 db, og lidt over er den lavere. Det vil sige at det er ved disse frekvenser der høres bedst. Figur 7.9: Høretærsklen for 8-5 årige normalthørende [9] Da øret opfatter lyden logaritmisk, vil det derfor være hensigtsmæssigt at denne Hi-Fi forstærker skruer lyden op logaritmisk, så det for øret vil opfattes som lineært. Hvordan dette lader sig gøre vil blive beskrevet i afsnit [8..]. 7.. Design af volumenkontrol Volumenkontrollen vil blive en inverterende forstærker, se figur [7.0], der modtager signalet fra tonekontrollen. Det vil være muligt at regulere forstærkningen ved at regulere forholdet af de to modstande. Forstærkningen kan beskrives ved formel [7.9]. Da det er en inverterende forstærker vil der forekomme en invertering af signalet, men det vil ikke have nogen hørbar betydning for det 4 7. Tone og volumenkontrol

7.3 Test af tone- og volumenkontrollen endelige lydsignal. A = R ref R (7.9) Input R R Output Roff Figur 7.0: Inverterende forstærker Det vil i afsnit [8..] blive beskrevet hvordan modstanden bliver reguleret, og forstærkningen dermed ændres. Signalet vil efter forstærkningen eller dæmpningen, blive sendt videre til effektforstærkeren. --- C:\Program Files\LTC\SwCADIII\Draft.asc --- 7.3 Test af tone- og volumenkontrollen Nu skal det testes om tone- og volumenkontrollen overholder de krav der er sat op til den i kravspecifikationen. Kravene er listet op i tabel [7.]. Frekvensområde 0 Hz - 0000 Hz, ± db Harmonisk forvrængning <0,5% Udgangsimpedans Ω Indgangsimpedans 00 kω Indgangssignal < V Udgangssignal < V Tabel 7.: Krav til tone- og volumenkontrol Hvert krav og testen der skal vise om det er opfyldt vil blive forklaret for sig. Frekvensområde Frekvensområdet skal ligge imellem 0 Hz og 0 khz, og der må højst være afvigelser på ± db. Dette kan testes ved at lave et bodeplot af kredsløbet. Der blev i afsnit [7..9] lavet målinger på hvert enkelt båndpasfilter. Og sammenlagt kan det ses at de dækker det krævede frekvensområde. Harmonisk forvrængning Den harmoniske forvrængning må højst være 0,5%. På figurene [7.(a), 7.(b) og 7.] kan det ses at den harmoniske forvrængning ikke overskrider grænsen på 0,5%. 7. Tone og volumenkontrol 5

7.3 Test af tone- og volumenkontrollen 0. THD måling af bas båndpasfilter 0.06 THD måling af mellemtone båndpasfilter 0.04 0.5 0.0 THD [%] 0. 0.05 THD [%] 0.0 0.008 0.006 0.004 0.00 0 0 0 3 0 4 Frekvens [Hz] 0 0 0 3 0 4 Frekvens [Hz] (a) THD måling af Bas (b) THD måling af mellemtone 0.03 THD måling af diskant båndpasfilter 0.05 0.0 THD [%] 0.05 0.0 0.005 0 0 0 3 0 4 Frekvens [Hz] Figur 7.: THD måling af diskant Udgangsimpedans Udgangsimpedansen bliver defineret af operationsforstærkeren. I databladet for den brugte operationsforstærker, TLE07 [0], kan det ses at når forstærkningen er under, hvilket den er i dette tilfælde, er udgangsimpedansen højst 0, Ω, hvilket må siges at være under kravet på højst Ω. Indgangsimpedans Indgangsimpedansen er beregnet i afsnit [7..6], og blev her fast til 7, kω dette er væsentligt under kravet på 00 kω som er specificeret i kravspecifikationen. Men det bør ikke have nogen betydelig indvirkning på kredsløbet, da udgangsmodstanden fra forforstærkeren er væsentligt herunder. Delkonklusion Tonekontrollen gør det muligt at variere hvor meget bas og diskant lydsignalet skal indeholde. Derefter kan lydstyrken ændres i volumenkontrollen. Både tone- og volumenkontrollen bliver styret digitalt, der er fire knapper, hvor det er muligt at vælge om det er volumen, bas eller diskant der skal reguleres, samt en mulighed for at skrue helt ned med en muteknap. Samtidig vil det være muligt at aflæse hvordan niveauet af det der varieres på to 7-segments displays. Når lydsignalet nu er ændret skal det forstærkes så det får en effekt på 0 W som det er specificeret i kravspecifikationen - dette foregår i effektforstærkeren. 6 7. Tone og volumenkontrol

7.3 Test af tone- og volumenkontrollen Beskrivelse Krav Bestået Frekvensområde 0 Hz - 0000 Hz, ± db Harmonisk forvrængning <0,5% Udgangsimpedans Ω Indgangsimpedans 00 kω - Indgangssignal < V Udgangssignal < V Tabel 7.3: Kontrolliste for tone- og volumenkontrol 7. Tone og volumenkontrol 7

Digital styring 8 8. Betjening Betjeningen af Hi-Fi forstærkeren skal gøre det muligt for brugeren at regulere det samlede lyd-, bas- og diskantniveau. Tilbagemeldingen til brugeren skal ske via et display der viser de regulerede niveauer. Betjeningen vil fungere ved at brugeren kan trykke på nogle knapper, hvorved det digitale kredsløb vil justere på en modstand der vil ændre forstærkningen af det ønskede signal. Der er her opstillet nogle overordnede krav for hvordan betjeningen skal virke. Betjeningen skal virke ved hjælp af tre knapper, Op, Ned og Vælg Volumen, bas og diskant skal kunne reguleres uafhængigt af hinanden ved hjælp af de tre knapper Volumen, bas og diskant skal være begrænset til at reguleres ud fra et 4-bit signal Displayet skal kunne gengive volumen, bas og diskant niveauet. Ud fra disse krav er det muligt at opstille et kredsløb til betjeningen af forstærkeren. Det tredje krav er indsat for at begrænse omfanget af kredsløbet. Et 4-bit signal gør at volumen, bas og diskant hver vil få 6 fortsærkningstrin. I afsnit [7.] er det forklaret at øret kan høre en ændring på db, hvilket ville gøre omkring 50 forstærkningstrin optimalt. Et kredsløb med 6 trin viser dog fint princippet i hvordan et betjeningskredsløb kan opbygges. Det sidste krav omhandlende displayet er her medtaget, da det er betjeningskredsløbet, der skal sende et signal til displaykredsløbet om hvilke værdier der skal vises på displayet. 8.. Opbygning af de digitale blokke Det overordnede kredsløb består af flere hoveddele. En vælger, der bestemmer om det er volumen, bas eller diskant der skal skrues op eller ned for. Tre tællere, en for hver af de tre variable modstande. Et clock signal, der bestemmer hastigheden hvormed der kan tællers op eller ned, samt et clock modulations kredsløb, der ændrer clocken til noget mere brugervenligt. Derudover er der også de tre knapper: op, ned og vælg, der i dette kredsløb er dem brugeren vil benytte. Alt dette er opstillet i et blokdiagram på figur [8.], for at give et bedre overblik af hvilke blokke der hænger sammen. 8

8. Betjening Figur 8.: Betjenings blokdiagram Vælgeren Det første delkredsløb der her er beskrevet er den vælger der bestemmer om op og ned knapperne skal styre volumen, bas eller diskant. Dette gøres med den tredje knap - vælg knappen. Måden vælgeren er bygget op på er med en simpel binær tæller. Denne tæller er sat til at tælle op når clock inputtet går højt, hvilket sker når der trykkes på vælg knappen. Udgangen fra tælleren er så sat op på følgende måde. 00: Ingen af de to bit er høje, hvilket aktiverer en NOR gate der aktiverer volumen kontrollen. 0: Den første bit er høj, den anden er inverteret til at være høj, hvilket aktiverer en AND gate, der aktiverer bas kontrollen 0: Den anden bit er høj, den første er inverteret til at være høj, hvilket aktiverer en AND gate, der aktiverer diskant kontrollen : Begge ben er høje, hvilket aktiverer en AND gate sat til tællerens master reset, dette får altså tælleren til at resette til 00 igen. Tælleren der her bruges er en 458, denne bruges i dette tilfælde som en ganske almindelig 4-bit tæller. Diagrammet for dette kredsløb kan ses på figur [8.] Vælger knap Volumen 5 V R 4 EN 8 ICa (458) ICc (408) IC4b (4069) IC3a (400) ICa (408) Bas Diskant IC4a (4069) ICb (408) Figur 8.: Diagram over vælger Tællerne De tre tællere er ens af opbygning. Den eneste forskel på dem er hvornår de får et aktiverings input fra vælgeren. Det er kun er en af tællerene der er aktiveret ad gangen. Disse tællere er alle af typen 456, denne type af tællere har nogle flere funktioner end den simplere 458. For eksempel har 456 eren en preset kreds der kunne have været brugt til at sætte en standard værdi for bas og diskant tællerene, 8. Digital styring 9

8. Betjening når forstærkeren bliver tændt. Denne løsning bliver dog set bort fra for at afgrænse kredsløbet, og holde det så overskueligt så muligt. Tæller kredsløbet kan ses på figur [8.3] 4 8 Q Q Q4 Q8 Outputs Op/Ned UD R LD EN Op Ned Enable Clock ICa (4069) IC8b (407) IC8c (407) IC7d (408) IC9a (408) IC8a (407) IC3a (4073) C IC (456) Figur 8.3: En af de tre tællere Tælleren er fra standard sat til at tælle op, da OR gaten fra op/ned knapperne hele tiden er aktiveret. Først hvis ned knappen bliver aktiveret, vil OR gaten gå lav, og derved vil up/down benet på tælleren gå lavt. For at sikre at tælleren ikke kan tælle i loop, hvilket den fra standard er bygget til, skal der laves en løsning der umuliggør dette. Altså således at den ikke ved en fejl kan komme til at gå fra niveau 0 til 5 ved at have trykket på ned knappen. Derfor er der indsat to tilbagekoblingskredse, en til op og en til ned knappen. Der er tilbagekoblet to ben til disse kredse. Først er det C benet på tælleren. Dette ben går lavt når tælleren er på 0 eller 5, og derfor er udgangs benet Q0 også tilbagekoblet, så op kredsen kun går lav ved 5, og ned kredsen kun går lav ved 0, og derved stadig tillader tælleren at tælle som normalt, dog uden at kunne loope. Disse kredse er sammen sat ind i en AND gate, hvor aktiverings signalet fra vælgeren og clock signalet også er koblet til. Først når alle disse signaler er høje, kan tælleren tælle videre. For at få et bedre overblik over hvornår tællerene kan tælle op eller ned, samt finde kritiske tilstande for tællerene, er der her i tabel [8.] opstillet en sandhedstabel for en af tællerenes indputs samt tilbagekoblinger. Op og Ned er indputs fra knapperne, Q og C er tilbagekoblingerne fra tælleren. X i tabellen er output fra kredsen, der bestemmer om der kommer signal igennem eller ej 30 8. Digital styring

8. Betjening Op Ned Q Q C X 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 Tabel 8.: Sandhedstabel for tælleren Ud fra tabellen kan det aflæses at tælleren ikke vil aktivere med mindre der trykkes på en af knapperne, samt at der ikke kan tælles under 0 eller over 5 ved aktivering af en enkel knap. Dog kan det også aflæses at hvis der bliver trykket på begge knapper på en gang, vil tælleren tælle lige meget hvilket signal der er fra tilbagekoblingen. Altså vil tælleren også kunne tælle over hvis begge knapper bliver aktiveret. Dette er selvfølgelig en kritisk tilstand der eventuelt kunne afværges ved at sætte en AND gate på begge knapper, og sætte denne til enable benet på tælleren, hvilket derved vil fjerne disse kritiske tilstande. Dette problem er hermed gennemgået, men det er valgt ikke at fokusere mere på dette problem, og vil ikke blive en del af den endelige løsning. Grunden til dette er endnu engang fordi at målet med betjeningskredsløbet er at lave en fungerende digitaldel til forstærkeren, og den betjeningsfejl bliver hermed nedprioteret, pga tidpress. For at teste om det er den mest optimale måde tællerkredsen er opbygget på, er der opstillet et karnaughkort ud fra sandhedtabellen. Se figur [8.4]. Ud fra karnaughkortet kan der opstilles en formel for hvornår der skal komme et output X fra tilbagekoblingskredsen. Q op C ned 00 0 { op 0 C { 00 0 0 0 0 0 0 0 0 { Q { ned Figur 8.4: Karnaughkort for tæller 8. Digital styring 3

8. Betjening X = Op Q + Op C + Ned C + Ned Q (8.) X = Op( Q +C) + Ned(Q +C) (8.) Formlen for hvornår tællerene skal aktiveres er herover opstillet og reduceret, det kan ud fra den reducerede formel ses at et kredsløb opstillet efter denne formel er magen til det oprindelige. Kredsløbet kan altså ikke umiddelbart reduceres yderligere. Dette kredsløb er igennem sandhedstabellen og karnaughkortet eftervist til at virke som skal, med undtagelse af de tilfælde hvor begge knapper bliver aktiveret på samme tid. Clock signal og modulation Clock kredsløbet er som set på figur [8.5] delt op i to dele. Den venstre del der genererer clocken, i dette tilfælde opbygget af en astabil multivibrator, og den højre del der modulerer clocksignalet, her opbygget af en timer. Denne modulations kreds er indsat for at gøre det videre clocksignal mere brugervenligt. Forstået sådan at tælleren ikke bare begynder at tælle hurtigt med det samme enten op eller ned knapperne bliver aktiveret. Modulationen gør netop at der når en knap aktiveres, først kommer én lang clock, hvorefter det almindelige signal fra timeren bliver sendt igennem. Igen benyttes 456 tælleren her, koblet op til at tælle som normalt på et højt signal. Op Ned ICb (4069) Clock IC8a (407) Q Clock modulation IC7b (4066) EN 5 V 6, kω 0 µf 9,5 kω 7,4 kω 0 nf IC7a (4066) EN 5 V IC4c (4069) 4 8 UD R LD EN Q Q4 Q8 C IC5 (456) IC8d (407) IC7c (408) ICa (407) Clock output Figur 8.5: Clock signal med modulation Den første kreds var som beskrevet den der genererede et clock signal. Dette gøres med en 555 timer, koblet som en astabil multivibrator se figur [8.6]. Modstanden R ses i første omgang bort fra, da denne kun er aktiv sammen med clock-modulationen. C Vdd Vdd R R GND TRIG Vcc DIS AMV_out Vdd OUT THRS NE555 RST CV C C R Figur 8.6: 555 timer 3 8. Digital styring counter&clockv.8.cxt: Scene 3 Page

8. Betjening Formlerne for periodetiden, samt formlerne for op og afladnings tiderne kan findes i databladet for National Semiconductors LM555 timer [,s.8]. T op = 0,7 (R + R ) C (8.3) T ned = 0,7 R C (8.4) F =,44 (R + R ) C Det ønskes hertil at have en frekvensen på det almindelige clocksignal et sted imellem,5 og 3 Hz, dette frekvensspektrum er fundet igennem senere tests, se afsnit [8..]. Det skal hertil også være muligt at ændre periodetiden for kredsløbet. Det sker ved at indsætte potentiometre i stedet for almindelige modstande når kredsløbet bygges. Periodetiden findes ved at lægge tiden hvor signalet er højt sammen med tiden hvor det er lavt. Da opladningen af kredsen sker igennem to modstande, og afladningen kun igennem en enkel modstand skal tiden hvor signalet er højt være længere end den tid hvor signalet er lavt, dette skal der tages højde for når tiderne defineres. Den anden del af kredsløbet er clock modulationen. Denne er opbygget af en tæller. Når tællerens første udgangs ben går højt, ved tallet et, forbliver signalet lavt, dette er lavet for at sørge for at de tællere clocksignalet bliver sendt videre til, har nået at sætte deres op/ned ben korrekt inden clocksignalet bliver sendt igennem. Herefter vil udgang to og tre på tælleren gå højt fra tallene to til og med syv. Her vil udgangssignalet være højt, dette er den lange puls der tidligere blev beskrevet. Se figur [8.7]. Når den sidste udgang går højt, ved tallet otte vil tælleren slå fra, og det almindelige clocksignal bliver ladet igennem uden modulation. (8.5) O O 3 O 0 O 4 8 t Figur 8.7: Det ønskede clock signal Det at tælleren skal tælle til otte inden clocksignalet bliver ladet igennem uden modulation skaber dog et mindre problem, da clockmodulation tælleren selv bruger clockensignalet til at tælle med. Dette medfører at det vil tage tre til fire sekunder fra der bliver trykket på en knap, til det almindelige clocksignal bliver sendt igennem. Derfor er der sammen med R på clock generatoren, sat en parallel modstand ind R, så denne er aktiveret sammen med tælleren, og kan gøre at frekvens timeren generere støre eller mindre efter behov. I dette tilfælde ønskes det at frekvensen skal forøges, så det kun tager omkring et sekund for tælleren at tælle til otte. Efter tælleren er kommet op på otte, kobler den parallelle modstand ud, så det clock signal der bliver sendt igennem igen ligger imellem,5 og 3 Hz. Frekvensen clocksignalet har før og efter det bliver sendt igennem, kan varieres ud fra tre modstande. Disse frekvenser skal kunne varieres efter behov, og implementeres derfor som potentiometre. Derfor er udregningerne herunder lavet med nogle arbitrere værdier, for at vise hvordan modstandsværdierne findes. Udregningerne er lavet så det almindelige clocksignal har en frekvens på ca.,7 Hz og frekvensen imens tælleren er aktiveret er sat til 6 Hz. 8. Digital styring 33

8. Betjening Udregninger for det almindelige clocksignal Størrelsen på kondensatoren er på forhånd fastsat, og modstandene R og R udregnes udfra formlerne [8.7 og 8.8] der er givet i databladet, opstillet sådan at det er modstandsværdierne der udregnes. Herefter udregnes frekvensen for at sikre at udregningerne passer. C = 0 µf (8.6) R = 0,07 s 0,7 0 µf R = 5000 Ω (8.7) R = 0,3 s 0,7 0 µf R = 6,4 kω (8.8),44 =,74 Hz (R + R ) 0 µf (8.9) Udregninger for modstande og frekvenser med parallelmodstanden tilkoblet Her er den ønskede frekvens fastsat, og R er kendt da denne ikke ændres når der sættes en parallelmodstand til R. Derved kan den samlede modstand for R og R findes, så clocken får en frekvens på 6 Hz. Først findes den samlede modstand udfra formel [8.0], og derefter findes den modstand der skal sættes parallelt med den kendte R, for at få det ønskede resultat. 6 Hz =,44 (R + R ) 0 µf (8.0) R = kω (8.) R findes R = 5 kω R 5 kω + R (8.) R = 3,33 kω (8.3) Udgangssignaler Udgangssignalerne fra betjeningskredsløbet er i første omgang de udgangssignaler der kommer fra de tre tællere, disse tre gange 4-bit signaler er outputs der bestemmer hvilken modstand ene skal give. Det andet udgangssignal er til displayet. Dette signal er en af de tre 4-bit signaler, alt efter om der på vælgeren er valgt volumen, bas eller diskant. Derfor er dette udgangssignal genereret ved hjælp af switches. Disse switches er sat på alle output signalerne fra tællerene, og sat på enable signalet fra vælgeren. Dette betyder at det signal der kommer igennem switchene er fra den tæller der igennem vælgeren er aktiveret. Simulering Hele det samlede kredsløb er simuleret i programmet Crocodile Clips, der er et program hvori forskellige gates og andre digitale kredse kan simuleres, og sættes sammen til et samlet kredsløb. I Crocodile Clips virker kredsløbet til fulde. I simuleringen er det ligeledes muligt at følge clocksignalet når der bliver trykket på en knap igennem clockmodulationen, og til clocksignalet bare bliver sendt direkte igennem til tællerene. 34 8. Digital styring

8. Betjening Test af betjeningskredsløbet Det samlede betjeningskredsløb skal her gennemtestes. Derfor er der opstillet nogle krav til de forskellige tests, disse krav skulle gerne vise om alle delene af betjeningskredsløbet fungerer som forventet. Tiderne på de forskellige tryk hastigheder er målt i laboraroriet, og defineret ud fra hvor længe spændingen er høj nok til at sætte input benet på de forskellige gates og tællere højt.. Trykke på vælg knappen gentagende gange. En basal test af vælgerkredsløbet, der bestemmer om denne skifter korrekt imellem de forsellige tællere, samt kun aktiverer en tæller ad gangen. Der er her opstillet et krav om at vælgeren skifter mindst 95 ud af 00 tryk.. Trykke på op knappen, og derefter trykke på ned knappen, gentagende gange. Denne test skal udføres med almindelige tryk, hvilket på forhånd er målt til cirka 300 ms. Meningen med denne test er at give et udgangspunkt på hvor ofte op og ned knapperne virker. Ved 00 tryk på hver knap, skal der være reaktion på mindst 95 af disse. 3. Trykke på op knappen, og derefter trykke på ned knappen (hurtigt). Denne test skal udføres med hurtige tryk, målt til cirka 50 ms. Testen her er stillet op for at se om tællerene også virker hvis der trykkes på knapperne hurtigt. Her stilles der ikke lige så høje krav som til normale tryk, men der er stadig et krav om reaktion ved mindst 75 af 00 tryk på hver knap. 4. Trykke på op knappen, og derefter trykke på ned knappen (langsomt). Denne test skal udføres med langsomme tryk, målt til cirka 500 ms. Denne langsomme tryktest, er sat op for at dokumentere om der er reaktioner oftere når der trykkes langsomt, i forhold til almindelige tryk. Der er et krav om at have reaktion ved 95 af 00 tryk på hver knap. 5. Placere tælleren på 5, og trykke op gentagende gange. Hvor herefter at placere tælleren på 0, og trykke ned gentagende gange. Denne test vil vise om tællerene ved tryk på en enkel knap vil kunne tælle i loop, altså gå fra 0 til 5 ved at trykke ned, eller fra 5 til 0 ved at trykke op. Gentagende tryk foretages for at sikre et eventuelt positivt resultat på det første antal tryk ikke bare er et tilfælde. Der er derfor sat det krav at der ikke må være nogen reaktion overhovedet ud af 00 tryk i hvert af de to tilstande. 6. Trykke op i 0 sekunder, og herefter trykke ned i 0 sekunder. Testen her er opstillet på samme grundlag som den foregående test, samt at teste om op- og nedtælling ved et længerevarigt tryk på en knap, vil få tællerene til at tælle op og ned korrekt. Kravet til denne test er igen at der ikke må have været loop tilfælde efter 00 tryk. 7. Forsøge at standse på et bestemt værdi ved at holde knappen i bund, og give slip og stoppe på denne værdi. En test der laves for bestemme om frekvensen på clocken, når dette sendes direkte igennem til tællerene, går for hurtigt eller langsomt, samt at vurdere om tiden en knap skal holdes i bund, indtil tællerene tæller videre ligeledes er for kort- eller langvarigt. Kravet til denne test er at den rigtige værdi rammes i 95 af 00 forsøg. Resultater af tests Udførelsen af de forskellige tests hvor en visuel aflæsning af resulatet er behøvet, er der på disse udgangssignaler tilsluttet en diode igennem en modstand til jord. Dette betyder at et højt signal på en pågældende udgang vil få dioden til at lyse, og værdierne på for eksempel tællerene skal herefter bare aflæses binært. Resultatet på de forskellige tests er herunder opstillet i samme rækkefølge som forklaringen ovenfor. Trykke på vælg knappen gentagende gange Krav Resultat Afvigelse Bestået 95% 97% +,% 8. Digital styring 35

8. Betjening Resultatet på den første test er tilfredsstillende, altså er kravet opfyldt. De få gange knappen ikke reagerede kan skyldes at denne ikke blev trykket helt ind, og derved ikke dannede forbindelse i tid nok til at aktivere clocksignalet. Trykke på op knappen, og derefter trykke på ned knappen Krav Resultat Afvigelse Bestået 95% 98% +3,% Tilfredsstilende resultat. Ved almindelige tryk reagerer tællerene næsten hver gang. Grunden til de få undtagelser kan ligesom i den første test skyldes at knapperne ikke bliver trykket helt ind. Trykke på op knappen, og derefter trykke på ned knappen (hurtigt) Krav Resultat Afvigelse Bestået 75% 9% +,6% Dette resultat er også tilfredsstillende. Problemet der her kunne have været opstået, ligger i at clocksignalet, ved en frekvens på 6 Hz skal have 66 ms til at sende et clocksignal igennem til tællerene. Derfor blev denne frekvens på forhånd sat til 8 Hz for at løse problemet. 8 Hz kræver kun 5ms for at sende et signal igennem. Som resultatet viser hænder det stadig ved 8 Hz at der ikke var nogen reaktion på tællerene. Trykke på op knappen, og derefter trykke på ned knappen (langsomt) Krav Resultat Afvigelse Bestået 00% 00% - Endnu en gang er resultatet tilfredsstillende. Med langsomme tryk aktiverede clocksignalet og tællerene alle 00 ud af 00 gange. Forskellen på denne test og den første ligger i måden knapperne bliver trykket på, trykkes der bevidst langsomt, bliver knappen også trykket helt ind hver gang. Placer tælleren på 5, og trykke op gentagende gange. Hvor herefter at placere tælleren på 0, og trykke ned gentagende gange Krav Resultat Afvigelse Bestået 0% 0% - Denne tests resultat er også tilfredsstillende. Ikke en eneste gang talte en af tællerene i loop. Hvilket betyder at tilbagekoblingen der forhindre tællerene i at tælle over eller under fungerer efter hensigt ved tryk på en enkel knap. Ved tryk på begge knapper vil tællerene altid tælle op, og kan desværre her tælle over fra 5 til 0. En måde hvorpå dette kunne være undgået, er tidligere gennemgået i afsnit [8..]. 36 8. Digital styring

8. Betjening Trykke op i 0 sekunder, og herefter trykke ned i 0 sekunder Krav Resultat Afvigelse Bestået 0% 0% - Igen var der ikke nogen loop tilfælde, hvilket betyder at testen er tilfredsstillende. Også at tællerene kunne tælle videre automatisk ved et konstant tryk på en knap virkede optimalt. Forsøge at standse på en bestemt værdi ved at holde knappen i bund, give slip og stoppe på denne værdi Frekvens Krav Resultat Afvigelse Bestået 4,0 95% 70% -6,% - 3,0 95% 95% 0%,5 95% 00% +5,% Forsøget blev forsøgt med forskellige frekvenser på clocksignalet, der bestemmer hvor hurtigt tælleren kører. Ud fra disse test kan det vurderes at frekvensen skal være under 3 Hz for at opfylde kravet, og imellem,5 og 3 Hz for at det hverken virker for hurtigt eller for langsomt for brugeren. Dette er selvfølgelig kun en vurdering, da dette varierer fra person til person. Delkonklusion Der blev i starten af det overordnede afsnittet opstillet nogle krav til de digitale blokke, disse krav omhandlede helt overordnet hvordan betjeningskredsløbet skulle fungere. Det vil i dette afsnit blive konkluderet hvor godt disse krav er blevet opfyldt med det opstillede kredsløb. Herudover vil der også blive konkluderet på hvordan de forskellige tests af kredsløbet gik. For først at vurdere på de overordnede krav er det her først indsat, og derefter vurderet på. Betjeningen skal virke ved hjælp af tre knapper, Op, Ned og Vælg. Dette krav er blevet opfyldt fint, alle fuktionerne i betjeningskredsløbet er styret af disse tre knapper. Volumen, bas og diskant skal kunne reguleres uafhængigt af hinanden ved hjælp af de tre k- napper. Dette krav er også opfyldt, da der til hvert af de tre funktioner er opstillet en tæller der kun er aktiveret når denne er valgt i vælgerkredsløbet. Displayet skal kunne gengive volumen, bas og diskant niveauet. Dette krav er ikke helt opfyldt i dette afsnit, da displayet er opbygget i et andet kredsløb, men outputtet til displaykredsløbet fra betjeningskredsløbet er et 4-bit signal der ændrer sig efter hvilken tæller der er aktiveret. Dette gør den videre process med displayet meget lettere end først at skulle vælge imellem indputs i displaykredsløbet. De opstillede tests blev alle opfyldt tilfredssstillende. Vælgerkredsløbet virker optimalt, og skifter imellem tællerene som forventet. Clocksignalet samt dennes modulation virker ligeledes som forventet. Den syvende test blev lavet hvor clocksignalet havde forskellige frekvenser, for at finde den mest optimale frekvens. Denne frekvens blev fundet til at skulle ligge imellem,5 og 3 Hz, da dette frekvensspektrum opfylder kravet til at kunne stoppe på et givet niveau, uden at virke for langsomt. Kredsløbet til at forhindre loop på tællerene virker også som udtænkt, da testene på kredsen ikke viste en eneste gang hvor tællerene kunne tælle over 5 eller under 0. Alle testene på kredsløbet 8. Digital styring 37

8. Betjening er udført, og et tilfredsstillende resultat er opnået. Det overordnede betjeningskredsløb virker altså som det skal. De endelige clockfrekvenser blev sat til,7 Hz for det almindelige clocksignal, og 8 Hz imens clockmodulation tælleren er aktiveret. Dette medfører at det vil tage sekund fra der begyndes at trykke på op eller ned knappen, og til det almindelige clocksignal bliver sendt igennem. 8.. Digital modstand Der kommer fra den digitale del tre 4-bit signaler der styrer volumen-, bas- og diskantniveauet. Dette signal skal omsættes til en modstand der indgår i en summeringskreds og herved regulerer forstærkningen. Løsning : Multiplexer-modstand En løsning er at skifte digitalt imellem forskellige modstande med forskellige værdier. Dette kan blandt andet gøres ved at bruge en multiplexer der modtager et 4-bit signal og herved muliggør at signalet kan løbe igennem den, videre ind i den valgte modstand og videre. Hvis der ikke er nogen modstand i multiplexeren vil den modstand som strømmen løber igennem være lig den der er tilkoblet på den specifikke udgang på multiplexeren. I cmos serien forefindes 4067 - en 6 kanals analog multiplexer. Det fremgår af databladet [, s.5] at der er intern modstand i multiplexeren. Dets højere spænding multiplexeren har som forsyning dets mindre vil den interne modstand være. Baseret på den viden ville det være ideelt at køre med 5 V og derved opnå den mindst mulige interne modstand. Dette er dog ikke muligt i praksis da resten af den digitale del vil arbejde med at høj er 0 V og lav er tilnærmelsesvis 0 V. Ved test af komponenten var det klart at hvis den kørte 5 V forsyningsspænding ville den ikke reagere på 0 V som høj. Derfor vil 0 V som forsyningsspænding være et maksimum og vil også være medførende til en acceptabel intern modstand der kan kompenseres for når modstandsværdierne skal vælges. Den interne modstand er mellem 40 og 50 Ω. Det vil være muligt at kompensere for dette ved simpelthen vælge modstande i kω størrelsen og herved få at den interne modstand til at udgøre en meget lille procentdel der vil ligge under eventuelle komponenttolerencer. Multiplexeren leder igennem komponenten fra én indgang til en specificeret udgang. Ved at modtage 4-bit signal er der mulighed for at diregere et signal til 6 forskellige udgange. Dette gøres på baggrund af multiplexerens sandhedstabel der ses på figur [8.]. 38 8. Digital styring

8. Betjening Inputs Channel Ē A 3 A A A 0 on 0 0 0 0 0 Y 0 0 0 0 0 Y 0 0 0 0 Y 0 0 0 Y 3 0 0 0 0 Y 4 0 0 0 Y 5 0 0 0 Y 6 0 0 Y 7 0 0 0 0 Y 8 0 0 0 Y 9 0 0 0 Y 0 0 0 Y 0 0 0 Y 0 0 Y 3 0 0 Y 4 0 Y 5 X X X X None Tabel 8.: Sandhedstabel for multiplexer Multiplexeren og modstandende vil blive koblet som på figur [8.8]. IN 4067 OUT BIT styring a b c d Figur 8.8: Opkobling for multiplexer Løsning : Lysstyret LDR modstand Det er muligt at regulere modstanden i filteret ved at bruge en modstand af LDR-typen. Den fungerer ved at en spænding styrer en lille glødelampe, som lyser ind på en lysfølsom modstand. Des kraftigere lys des mindre modstand. Det vil sige når lyset er helt slukket vil der være en teoretisk uendelig modstand, praktisk set er den på dog på mange MΩ. På figur [8.9(a)] kan det ses hvordan dette ville blive implementeret. Fordelen ved denne løsning er at det relativt let at implementere og det er en nem måde at regulere en modstand ved hjælp af en spænding. Desuden skaber denne løsning ikke særlig meget forvrængning. 8. Digital styring 39

8. Betjening (a) Glødepære-styret LDR (b) Kasse med glødepære og ldr En prototype er blevet konstrueret hvor en lystæt plastik boks er blevet udstyret med en glødepære der lyser direkte ind i en LDR. Ved at variere spændingen og foretage målinger på LDR erens modstand er det muligt at udlede et forhold mellem spændingen og modstanden. Glødepæren er fastsat til et maximum på,5 V og 0, A fra producentens side. Praktisk set virker den dog uden problemer op til 3 V. Den brugte LDR er en NORP fra RS Components. Kassens indvendige mål er,8,8,3 cm. Der er i den ene ende af kassen boret et hul til en pærefatning, og i den anden ende boret to små huller til benene på modstanden. Se figur [8.9(b)]. Ved måling på LDR-modstanden er det tydeligt at små spændinger skaber en ulinaritet mellem spændingen og modstanden. Praktisk virker forholdet tilnærmelsesvis liniært når spændingen er større end, V. Dette bliver derfor fastsat som minimumsspændingen over pæren. I tabel [8.3] herunder kan resultaterne fra, V til,8 V ses. Det er tilnærmet at have en modstandsværdi for hver 0, V. Spænding [v],0,99,40,500,6,708,797,90,999 Modstand [Ω] 868 705 573 496 43 375 338 304 77 Spænding [v],07,97,40,499,604,700,804 3,03 Modstand [Ω] 33 8 03 9 80 7 6 53 Tabel 8.3: Tabel over ldr modstand i forhold til spændingen over pæren Ved at plotte målingerne i et diagram kan det visuelt afgøres om metoden er liniær nok til at være acceptabel. 800 Modstand [ohm] 600 400 00 0..4.6.8..4.6.8 3 3. Spænding [V] Figur 8.9: Graf over ldr modstand i forhold til spændingen over pæren For at denne løsning skal fungere må der nødvendigvis være et, V DC-offset på udgangssignalet fra D/A-konverteren for at få et udgangspunkt hvor LDR-modstanden virker liniært i forhold til spændingen over pæren. Hvis det vælges at have en referencespænding på D/A-konverteren på,6 V vil dette passe overens med de,8 V som er vurderet til at være tæt på pærens maximum. 40 8. Digital styring

8. Betjening Løsning 3: Spændingsstyret transistor En n-kanal JFET kan bruges som en spændingsstyret modstand. Spændingen på gaten skal være mellem -Vp og 0. Der imellem styrer gaten FETen i det ohmske område og kan derved bruges som en variabel modstand. Symbolet for en JFET ses på figur [8.0]. Input D/A-konverter Output Figur 8.0: En n-kanal JFET Denne løsning har det problem at der skabes--- C:\Program en Files\LTC\SwCADIII\Draft7.asc del støj --- gennem transistoren. Valg af løsning som digital modstand Det er valgt at implementere den digitale modstand ved at bruge multiplexer metoden. Der spares ved denne metode en D/A-konverter da signalet fra counteren ikke behøver at blive analogiseret. Derudover er det nemt at lave logoritmisk liniært da der kan vælges helt specifikke modstande fra E96 serien. 8..3 Design af digitalmodstand Udgangsspændingen fra forforstærkeren er V ved et indgangssignal på 0,5 V. Herefter passerer signalet igennem tre filtre der skiller bas, mellemtone og diskant fra hinanden. Forstærkningen i denne del er cirka en og derfor vil signalet højst være V ud af hvert filter. Hvis indgangsspændingen på hvert filter er højst V vil det sammenlagt give et udgangsignal på 3 V. Effektforstærkerens indgangsspænding skal være højst V rms. Dette kan opnåes ved at have en forstærkning på /3. Der vil i værste fald være en udgangsspænding på V fra hvert af filterne hvilket ved summering og forstærkning vil resultere i V rms. Det er muligt med denne viden at bestemme hvilken forstærkningsgrad der skal være for hvert volumentrin. Spændingen på udgangen af summeringsforstærkeren må ikke overgå V og dette er derfor det maximale volumentrin (5). Ved volumetrinet mute (0) skal der være en forstærkning på volumen på nul, altså ingen spænding ud af volumenforstærkeren. De 6 volumentrin skal være jævnt fordelt og derfor er det valgt at falde 3 db pr. trin fra det højeste trin og til trin. Ved volumentrin 0 vil signalet ikke passere da der her udnyttes at multiplexeren kan lave en tilnærmelsesvis uendeligt stor modstand. Det er kun bas og diskant der skal kunne reguleres i det summerende kredsløb. Mellemtonens signal vil konstant være på en middelværdi. Dette resulterer i tabel [8.4] med værdier over forstærkning i db og gain. Derudover er modstandværdier udregnet og sammenlignet med hvilke der er til rådighed i E96-rækken og den maksimale udgangsspænding. 8. Digital styring 4

8. Betjening db Gain R & R3 R Modstand % afvigelse RF Vout 0 X X X 95,30 X X 5,76 0V -4,0 0,0 79,08 95,30 750,00,87 5,76 0,076-39,0 0,0 55,3 95,30 536,00,05 5,76 0,08 3-36,0 0,0 368,7 95,30 374,00,43 5,76 0,09 4-33,0 0,0 64,30 95,30 67,00,0 5,76 0,04 5-30,0 0,03 89,6 95,30 9,00 0,73 5,76 0, 6-7,0 0,04 3,33 95,30 33,00 0,5 5,76 0,47 7-4,0 0,06 94,95 95,30 95,30 0,36 5,76 0,8 8 -,0 0,09 66,33 95,30 66,50 0,5 5,76 0,34 9-8,0 0,3 47,4 95,30 47,50 0,8 5,76 0,303 0-5,0 0,8 33,96 95,30 34,00 0,3 5,76 0,399 -,0 0,5 3,68 95,30 3,70 0,09 5,76 0,547-9,0 0,35 6,89 95,30 6,90 0,06 5,76 0,74 3-6,0 0,50,09 95,30,0 0,05 5,76,03 4-3,0 0,7 8,45 95,30 8,45 0,03 5,76,44 5 0,0,00 6,04 95,30 6,04 0,0 5,76,968 Tabel 8.4: db, gain, modstandsværdier for tonekontrollen. Alle modstande er i kilo ohm. Som det fremgår af tabellen er der også udregnet procentvisafvigelse fra den beregnede værdi af modstandsværdien til den modstandsværdi der kunne forefindes i praksis. Procentværdierne er forholdsvis lave og vurderes til at være ubetydelige i forhold til praktisk anvendelse. Mellemtonens modstandsværdi skal være på trin 7 - hvilket betyder en modstand på 95,3 kω. Derfor er Vout også udregnet via følgende formel: Vout = v( 5,76 R + 5,76 R 3 + 5,76 95,3 ) I det næste trin vil volumen blive reguleret. Her kan der ved højst være en indgangsspænding på ca. V. Derfor vil signalet blive dæmpet med 3 db pr. trin fra trin 5 til trin og trin 0 vil være en total dæmpning. Tabel [8.5] danner et overblik over værdier for forstærkning i db og Gain. Derudover er modstandværdier udregnet, samt fundet hvilke værdier der er til rådighed og den maksimale udgangsspændingen kan aflæses. 4 8. Digital styring

8. Betjening db Gain R4 Modstand % afvigelse RF Vout 0 X X X X X 5 0V -4 0,0 69,46 634 0,7 5 0,0-39 0,0 445,63 44 0,8 5 0,0 3-36 0,0 35,48 36 0,7 5 0,03 4-33 0,0 3,34,05 5 0,04 5-30 0,03 58, 58 0,07 5 0,06 6-7 0,04,94 0,73 5 0,09 7-4 0,06 79,4 78,7 0,69 5 0, 8-0,09 56,0 56, 0,8 5 0,8 9-8 0,3 39,7 40,, 5 0,5 0-5 0,8 8, 8 0,4 5 0,35-0,5 9,9 0 0,48 5 0,49-9 0,35 4,09 4 0,65 5 0,70 3-6 0,50 9,98 0 0,4 5 0,99 4-3 0,7 7,06 7,5,4 5,39 5 0,00 5,00 4,99 0,0 5,97 Tabel 8.5: db, gain, modstandsværdier for volumenkontrollen. Alle modstande er i kilo ohm. Herudover er der ved volumentrin 0 skrevet X hvilket indikerer en modstand så stor at der ikke vil være et hørbart signal. Dette kan gøres ved at sætte multiplexerens inhibit (3ende) ben til høj og herved afskære signalet fra at komme igennem. Dette vil blive udnyttet ved mute funktionen. Den samlede kobling for kredsløbet vil se ud som på figur [8.] Bas Mellemtone R R 95.3k R3 vcc+ R-ref 0k R4 vcc+ R-ref 5k Output Diskant vcc- vcc- Figur 8.: Summerende volumekredsløb Som det kan ses ændres forstærkningen af bas og diskant i første del af summeringskredsen. I anden del forstærkes signalet på input fra volumen niveauet via en simpel inverterende forstærker. Da signalet er dimentioneret efter "worst case"eller maximal værdi vil det muligvis være nødvendigt at forstærke signalet. Dette kan gøres ved at udskifte tilbagekoblingsmodstanden på volumenkredsen med en større eller indsætte et større potentiometer. Test af digitalmodstand Multiplexeren virker som bekendt ud fra et 4-bit signal fra betjeningskredsløbet. Dette 4-bit signal bliver så omsat til en modstandsværdi, der bestemmer forstærkningen eller dæmpningen af tone- og volumen signalerne. For at teste om multiplexerene virker som de skal, er der her opsat en test. Generere et tilfældig signal. En basal test der er stillet for at teste om multiplexerene omsætter et 4-bit signal til den rigtige modstandsværdi. Det er helt essentiel at multiplexeren omsætter indputsignalet til den rigtige modstandsværdi, da displayet og resten af den digitale del, skal passe sammen med de givne modstande. 8. Digital styring 43

8. Mute Resultater af tests Generere et tilfældig signal. Krav Resultat Afvigelse Bestået 00% 00% - Dette resultat er som forventet tilfredsstillende. Multiplexerkredsløbet virker som forventet, og omsætter det 4-bit signal der kommer fra betjeningsdelen, til en modstandsværdi. Test af THD Der er ikke opstillet noget direkte krav til den digitale modstand med hensyn til harmonisk forvrængning. Der er dog opstillet et krav til tone- pg volumenkontrollen, som multiplexeren indgår i. Dette betyder at den harmoniske forvrængning for tone- pg volumenkredsløber, og multiplekser kredsløbet tilsammen højest må være på 0,5 % 0.0 THD for multiplexerkredsløbet 0.08 0.06 Harmonisk forvrængning THD [%] 0.04 0.0 0.0 0.008 0.006 0.004 0.00 0 0 0 3 0 4 Frekvens [Hz] Figur 8.: THD for en af multiplexerene Den første peak på grafen [figur 8.] ligger udenfor forstærkerens frekvensområde, og kan derfor ses bort fra. Altså kommer den harmoniske forvrængning ikke over 0,0 % på noget tidspunkt i forstærkerens frekvensområde. 8. Mute Ved at trykke på en knap på forstærkeren skal mute funktionen aktiveres, altså en dæmpning af volumen til et minimumsniveau. Der er flere måder at gøre dette på, men for at gøre det simpelt er det valgt at der blot vil være en knap der vælger mute og en diode der lyser når mute er valgt. Det vil ikke kunne aflæses på displayet at mute er valgt da dette vil være en større ændring af den digitale opybygning. Hvis inhibitbenet Ē på multiplexeren bliver sat højt, i stedet for at være sat til jord, vil der ikke længere være gennemgang for signaler, se sandhedstabel [8.] Der vil derfor blive lavet et kredsløb 44 8. Digital styring

8.3 Digitalt display der ved aktivering af muteknappen kontinuerligt sender et højt signal ud, indtil knappen igen bliver aktiveret hvorefter signalet vil være lavt. Dette kan opnåes ved et simpelt kredsløb med tæller. En tæller som 456 skifter værdi fra høj til lav på udgangsben et (Q ) hver gang at der kommer en høj puls ind på clock benet. Ved at forbinde clockbenet til knappen vil den skifte status på udgangsben når knappen bliver aktiveret. Fra udgang et vil der være forbindelse til multiplexerens inhibitben og til den diode der viser at mute er aktiveret. 4 8 Q Q Q4 Q8 499 Ω 0 V UD R LD EN C IC (456) Til inhibit ben Figur 8.3: Mute switch 8.3 Digitalt display Det digitale display der i dette afsnit bliver gennemgået, er den visuelle respons brugeren får tilbage efter at have givet forstærkeren input via knapperne. 8.3. Opbygning af displayet Selve displayet er opbygget af to 7-segments displays, der sammen skal vise niveauet på volumen, bassen eller diskanten, alt efter hvilken der er valgt til at skulle reguleres. Altså skal displayet kunne vise alle tallene fra 0 til 5, da det er disse niveauer volumen, bas og diskanten kan reguleres imellem. Selvom der er forskellige inputs fra de forskellige reguleringer, er det hele tiden det samme 4-bit signal displayet måler på, da skiftet imellem inputs til displayet foregår i switch kredsen, og displayet får herfra sendt det ønskede input. Det 4-bit signal displayet skal måle på, er i praksis 4 ledninger, der enten kan være høje eller lave. Dette betyder at disse fire ledninger giver et binært signal til displayet, med tal fra 0 til og med 5 der skal skrives ud på de to displays. untitled: Scene Page Figur 8.4: To 7-segmenters display 8. Digital styring 45

8.3 Digitalt display Disse displays er som det kan ses på billedet bestående af syv dioder der tilsammen danner det ottetal, der fremkommer når alle syv dioder lyser, der er i de fleste 7-segments display også en ottende diode der kan vise et komma. Dette er dog ikke nødvendigt i dette tilfælde. Styringen til de 7-segmenter er i første omgang meget overskueligt, da en præfabrikeret binær til 7-segment konverter i første omgang kan indsættes. Denne konverter kaldet en BCD, kan altså konvertere et binært signal, over til hvilke dioder der skal lyse i et 7-segment display, ved et givent input. Får BCD en for eksempel et binært signal på 000 ind, hvilket svarer til tallet fire, vil dette blive konverteret til at dioderne: f, g, b og c vil lyse, og derved danne et firetal. BCD en virker dog kun for et 7-segment, og kan derved kun vise tallene 0-9, og den eneste måde flere BCD er kan sammensættes på er ved at have en forprogrammeret kreds, der sættes ind på 4-bit signalet, og herefter sender separate signaler til de forskellige BCD er. Da det ønskes at udvikle et produkt ved hjælp af kendte teknikker, fravælges brugen af en forprogrammeret kreds, og i stedet benyttes en anden mulighed hvori der er lavet styringerne af tallene fra 0-5 manuelt. En mulighed var at lave disse styringer ved hjælp af gates. Disse gates skal have samme funktion som BCD en, altså at give et signal til de forskellige dioder i de to 7-segmenter, alt efter hvilket input der kom ind. For at gøre dette så overskueligt som muligt, blev der taget et udtag fra 4-bit signalet til hvert tal fra 0-5, hvor det display der krævede mest arbejde var det der skulle vise tallene 0-5, altså det samme display der før viste tallene fra 0-9. Der tages her udgangspunkt i tallet 0 der binært er vist ved 00, altså to høje og to lave signaler. Ved at sætte invertere på de to lave signaler, vil alle signalerne herefter være høje, sættes disse til en AND gate, vil denne and gate kun gå højt når tallet 0 bliver sendt ind. Herefter blev de dioder der i det første display sat til outputtet fra AND gaten, i dette tilfælde til dioderne: a, b, c, d, e og f, der herved danner et nul på displayet. Der blev til hver diode også sat en OR gate ind til hver, dette gør det muligt at få dioderne til at lyse på forskellige inputs, hvilket var nødvendigt da der i dette tilfælde var syv forskellige kredse, der alle krævede adgang til flere af dioderne, BCD kredsen samt de seks tal kredse. Denne metode blev gentaget til tallene -5, hvilket gav seks forskellige kredse, ét til hvert tal fra 0-5. Dette var alt sammen dog kun for styring til det andet ciffer i tallene. Styringen til det andet display var dog ikke nær så omfangsrigt, da der fra hvert AND gate, kunne tages et udtag og føre over i en ny OR gate, hvilket betød at hvis en af de seks kredse blev aktiveret, ville denne OR gate også gå højt. Alt der var tilbage at gøre, var at sætte denne OR gate til b og c dioderne på det andet display, hvilket danner -tallet i tallene 0-5. Der er herunder opstillet en sandhedstabel for hele displayet. Dette gør hele display skemaet mere overskueligt, da det herved er muligt at se hvilke dioder der skal aktivers på hvilket tal. Dette vil også gøre det muligt at opstille et karnaughkort for hver diode, og derved lave et samlet kredsløb for alle dioderne. Denne løsning bruges dog ikke, da BCD eren tager sig af tallene fra 0 til 9, og har altså et kredsløb indbygget til disse tal, hvilket gør det unødvendigt at lave et samlet kredsløb for alle dioderne ved hjælp af karnaughkort, men bare at opstille de resterende kredse, for tallene 0 til 5, hvilket er gjort på den mest ligefremme måde som forklaret tidligere, hvorefter outputtet fra BCD en er koblet sammen med disse kredse, til hver diode. 46 8. Digital styring

8.3 Digitalt display Inputs Tal Output D D I 3 I I I 0 O a O b O c O d O e O f O g O b O c 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 3 0 0 0 0 0 0 0 4 0 0 0 0 0 0 0 5 0 0 0 0 0 0 6 0 0 0 0 0 7 0 0 0 0 0 0 0 0 0 8 0 0 0 0 9 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 3 0 0 0 4 0 0 0 5 0 0 Tabel 8.6: Sandhedstabel for display Dette skema er også ideelt til fejlfinding på det samlede kredsløb, da sandhedstabellen viser direkte hvilke udgangssignaler der forventes på forskellige indgangssignaler. 8.3. Simulering Kredsløbet her er ligesom betjeningskredsløbet simuleret i programmet Crocodile Clips der er beregnet til at simulere digitale kredsløb. I simuleringen er der stedet for et indput signal fra betjeningskredsløbet indsat en enkel tæller for at sumulere dette signal. Displaykredsløbet omsatte fint det 4-bit signal den indsatte tæller sendte, til en værdi på displayet. 8.3.3 Test af display Afsnit [8.], omhandlede betjeningen og den digitale opbygning af denne.der Blev der opstillet et krav til displayet. Displayet skal kunne gengive volumen, bas og diskant niveauet. Displayet skal altså kunne gengive disse tre niveauer ud fra et 4-bit signal der er indput til displaykredsløbet. Dette 4-bit signal kan skifte meget hurtige til helt forskellige værdier, da displayet skifter alt efter om der i betjeningskredsløbet er balgt volumen, bas eller diskant, derfor er det meget vigtigt at displayet kun viser niveauet ud fra indput signalet. For at teste om displayet opfylder dette, er der her opstillet en test, måden testen af displayet er opstillet på er så indput signalet er genereret ved at sætte forskellige de forskellige indputben til forsyningsspændingen. Generere et tilfældig signal. En basal test der er stillet for at teste om displayet altid viser det 8. Digital styring 47

8.4 Delkonklusion forventede. Da displayet er tilbagemeldingen til brugeren, er det derfor vigtigt at displayet er til at stole på. Kravet til denne test er at displayet viser det korrekte niveau 00 af 00 gange. Resultater af tests Generere et tilfældig signal. Krav Resultat Afvigelse Bestået 00% 00% - Dette resultat er som forventet tilfredsstillende. Det viser at hele display kredsløbet virker som det skal, og at BCDeren virker sammen med de kredse der blev opstillet manuelt. 8.4 Delkonklusion Med de digitale kredsløb opstillet er det hermed muligt at regulere nogle modstande ud fra en op og en ned knap. Hertil er der også lavet et clockmodulationskredsløb, der ændrer måden clocksignalet kommer ind i tælleren på, så der først kommer et langt signal, og herefter det almindelige clocksignal. Det er derudover også muligt at vælge om det er volumen- bas- eller diskantniveauet der skal justeres på med op og ned knapperne, dette sker ved hjælp af et vælgerkredsløb. Ved at bruge multiplexer løsningen til at variere modstanden blev det undgået at bruge AD-konverter. Det er med denne løsning også helt fastsat hvilken modstandsværdi der er valgt. Ved modstanden der var reguleret vha. en pære og LDR modstand var der mere usikkerhed omkring hvilken værdi denne ville have. Ved at modstandsværdien er helt fastlagt blev det nemt at lave det logoritmisk hvilket betyder at hvert trin op er en fordobling af lydstyrken. En mute funktion er også implementeret via en simpel digital kreds og udnyttelse af multiplexerens mulighed for at begrænse signalgennemgangen til nul. En simpel, men effektiv implementering af dette. Udgangssignalet fra den digitale del til brugeren sker på et display bestående af to 7-segmenter. Dette display viser niveauet på de tre tællere for volumen, bassen og diskanten, alt efter hvilken af disse der fra vælgeren er aktiveret. Displaystyringen er bygget ved hjælp af en BCD, der automatisk omsætter indput signalet til displayet for tallene fra 0-9. Derudover er kredsene for tallene fra 0-5 manuelt bygget op af gates. 48 8. Digital styring

Effektforstærker 9 9. Opbygning af effektforstærker Formål og krav I følgende afsnit vil der blive beskrevet hvorledes effektforstærkeren er designet. Effektforstærkeren skal sørge for at der bliver leveret nok strøm til højttaleren, således at det bliver muligt at overholde kravene til udgangen for forstærkeren. Kravene er beskrevet i kravspecifikation, som her er vist igen på tabel [9.]. Frekvensområde 0 Hz - 0000 Hz, ± db Harmonisk forvrængning <0,5% Udgangseffekt 0 W kontinuert Udgangsimpedans < Ω Indgangsimpedans >00 kω Indgangsignal V Kortslutningsbeskyttelse Ja, min. 0 sek Tabel 9.: Krav til effektforstærkeren Opbygning Den overordnede opbygning ses på figur [9.]. Dette er lin topologien [3], som er en måde hvorpå en forstærker kan bygges op på. Den består af tre dele, som er beskrevet herunder. Differensforstærker, denne skal forstærke forskellen mellem de to indgangsben, dette gør det muligt at bruge negativ feedback. Spændingsforstærkning, her forstærkes spændingen til det ønskede niveau for at opnå den ønskede udgangsspænding. Strømforstærkning, her forstærkes strømmen således at det bliver muligt at drive en højttaler. Differensforstærkning og spændingsforstærkning kan udføres af en operationsforstærker [3]. 49

9. Opbygning af effektforstærker + Diff. V-amp. C-amp. A d A v A i - ß Figur 9.: En figur som viser opbygningen af en forstærker med lin topologien. Den stiplede linje viser hvad der kan erstattes af en operationsforstærker. Ud fra kravene til effektforstærkeren kan der udledes flere krav som skal overholdes for at sikre at de endelige krav til effektforstærken overholdes. Formel [9.] og [9.] er de krav som er taget fra kravene til effektforstærkeren. P udgang = 0 W (9.) R L = 8 Ω (9.) Formel [9.3], [9.5], [9.7] og [9.6] er formler der bruges til udregning af den maksimale strøm og spændingen. P = I R (9.3) 0 W I outmax = 8 Ω =, A rms =,58 A peak (9.4) U = R I (9.5) U outmax = 8 Ω, A rms = 8,94 V rms =,64 V peak (9.6) I formel [9.7] og [9.8] udregnes den øjeblikkelige maksimale effekt afsat i højttaleren. P max = I U (9.7) P max =,58 A peak,64 V peak = 0,00 W (9.8) Effektforskærker klasse Effektklasser beskriver hvordan en forstærker er opbygget og de tilhørende teoretiske maksimale virkningsgrader. De enkelte klasser er beskrevet i bilag [B]. Til dette projekt er der valgt at fremstille en klasse AB forstærker, da den har en lav hvilestrøm, men minimal crossover forvrængning. 50 9. Effektforstærker

9. Udgangstrin 9. Udgangstrin Transistorer Til udgangstrin er der valgt at bruge power bjt-transistor koblet op som på figur [9.]. Der bruges i alt fire transistorer, koblet op to og to. Q og Q er powertransistorer der har til formål at sørge for at større strømme kan sendes til højttaleren. Q3 og Q4 er mindre transistorer som er koblet op i en darlington kobling som skal forstærke strømmen fra driveren. Dette gør at strømmen ind i transitorene Q3 og Q4 skal være lille, da transistorene har en stor forstærkning. R og R er indsat for at fjerne lækagestrømme fra Q3 og Q4. I bilag [C] er der skrevet teori om power transistorere, samt valg af type. Vcc Multiplier Q3 Q R RE Output RE R Q Multiplier Q4 Vee --- C:\Program Files\LTC\SwCADIII\Draft.asc --- Figur 9.: Principet for udgangstrinet 9.3 Forspænding I dette afsnit beskrives hvorledes det sikres at der undgåes crossover forvræning i forstærkeren. Dette gøres ved at lave V BE som danner en spænding som er lig med V BE for de fire transistore, plus en lille hvilestrøm for at sikre at der ikke er nogen crossover. V BE Multiplier En V BE multiplier er en transistor samt et par modstande sat op således at modstandene danner en spændingsdeler imellem collector-emitter, der forsyner base. Derved opnåes en spændingforskel over collector-emitter, V CE, der tilsvarer spændingen over base-emitter multipliceret. Den reelle multiplificeringsfaktor er bestemt af forholdet imellem de to modstande. For at fremme forståelsen af V BE multiplieren, er det en fordel at forklare virkemåden ud fra en afbildning af et V BE multiplier kredsløb. 9. Effektforstærker 5

9.3 Forspænding R Q R Figur 9.3: Afbildning af et V BE multiplier kredsløb [6, s.47] På Figur [9.3] ses en V BE multiplier. V BE multiplieren består som sagt af en transistor, Q, to modstande, R og R, og bliver forsynet af en strømmen I BIAS, der senere vil blive erstattet med en konstantstrømsgenerator i form af et strømspejl. En V BE multiplier bruges til at bidrage med en justerbar spænding til Darlington transistorerne. Justeringen foregår vha. et potentiometer, der senere vil blive omtalt yderligere. Der ønskes designet en V BE multiplier, hvori der bruges en BC547B transistor. I BC547B transistorens datablad er der fundet V BE på 0,66 V ved 5 ma [4]. Spændingen V BB ønskes at kunne variere inden for et specifikt interval, og til dette bruges et potentiometer på kω, som der senere vil blive omtalt yderligere. Strømmen I BIAS ønskes fordelt over multiplier forløbet således at 0 af strømmen løber igennem modstandene, og 0 9 løber igennem transistoren. Den bidragende strømgenerator, er et strømspejl der senere vil dokumenteres. Denne konstantstrømsgenerator er designet til at levere 5 ma. Derved fås en I R på 500 µa, og en I C på 4,5 ma. Herunder vil der beregnes på V BE multiplieren. Der ønskes at V BB spændingen har en middel værdi på,4 V. R a er bestemt i formel [9.9]. R a = V BE I R (9.9) R a = 660 mv 500 µa =,3 kω (9.0) R b er justeret med et potentiometeret, se figur [9.4]. Dette sættes til kω, og er defineret som følgende. 5 9. Effektforstærker

9.3 Forspænding R R3 Q R Figur 9.4: Afbildning af brugen af et potentiometer R b = R a R pot (9.) R b =,3 kω kω = 30 Ω (9.) For at bestemme R modstanden i V BE multiplieren gøres der brug af en omskrivning af sætningen for V BB : V BB = I R (R a + R b ) (9.3) Hernæst kan R a, justeret mht. potentiometeret, bestemmes: R b = V BB I R R a (9.4) R b =,4 V,3 kω = 3,48 kω (9.5) 500 µa R a = R b R pot (9.6) R a = 3,48 kω kω Dette giver os modstandene R og R på hhv.,3 kω og,48 kω. =,48 kω (9.7) Potentiometeret tillader at variere spændingen V BB efter behov. Dette er for at justere på spændingen således at crossover fjernes ved præcis den nødvendige spænding. Dertil skal det siges at der ved at kortslutte indgangen på operationsforstærkeren skal løbe 0 ma over den tidligere omtalte R E modstand for at sikre mindst muligt crossoverforvrægning. Som afrunding kan den relevante sætning mht. V BE multiplieren udledes. Netop den sætning der lægger navn til V BE multiplieren. Den spænding, V OUT, der bliver leveret til Darlington transistorerne er lig spændingen V CE hvilket yderligere er lig spændingen over R samt over R. Dertil ses det fra sætning [9.9] at: I R = V BE R (9.8) Vendes der tilbage til sammenhængen imellem V OUT og V CE kan der skrives at: V OUT = V CE = I R (R + R ) (9.9) 9. Effektforstærker 53

9.3 Forspænding V OUT = V BE R (R + R ) (9.0) V OUT = V BE ( + R R ) (9.) V OUT min = 0,66 V ( + V OUT max = 0,66 V ( + Derved opnåes V BE multiplieren der muliggør styring af V OUT.,48 kω ) =,37 V (9.),3 kω 4,48 kω ) = 9,9 V (9.3) 0,3 kω Ydermere kobles der en modstand til +V CC og en til strømspejlet, for at bias kredsløbet vil kunne fungere. Disse modstande, R 3 og R 4, bestemmes således. Den V OUT der regnes med svarer til 4 basis emitter overgange, på 0,6 V, i alt,4 V.,74 R 3 = V CC V OUT I BIAS R 4 = V CC V OUT 5 V I BIAS = 0 V,4 V 5 ma = 3,74 kω (9.4) = 0 V,4 V 5 V =,74 kω (9.5) 5 ma 9.3. Konstantstrømsgenerator Konstantstrømsgeneratoren er et strømspejl bestående af to BJT transistorer sat base til base. Dertil bruges en enkel modstand R til at justere den strøm I re f, der ønskes på 5 ma, og som derved spejles over i strømmen I O. Strømspejlet kobles, som tidligere nævnt, til V BE multiplier kredsløbet, og fungerer som en konstantstrømsgenerator. Resultatet ses på figur [9.5]. R4 R R pot Q Vcc R R5 R3 Q3 Q Vee Vee Vcc Figur 9.5: V BE multiplier med tilkoblet strømspejl. 54 9. Effektforstærker

9.3 Forspænding Modstanden R 5 bestemmes: R 5 = V CC V BE I re f = 0 V 660 mv 5 ma = 7,8 kω (9.6) De gange V CC skyldes at der bruges -0 V til 0 V. 9.3. V BB temperatursammenhæng Det er nødvendigt at se på hvorledes V BB påvirkes at temperaturen. Normalt vil collectorstrømmen i multiplierens transistor Q stige når temperaturen stiger, dog vil det tilkoblede strømspejls transistor Q bidrage med en konstantstrøm til Q, og derfor vil V BE falde når temperaturen stiger. Derved mindskes V BE multiplierens output spænding hvilket kompenserer for temperaturændringer i udgangstrinnet. Dette er kaldet Bias Temperature Compensation [5], og modvirker reduktion af V BE, hvilket hjælper imod termisk runaway i udgangstrinnet. Sammenhængen imellem V BB og temperaturen angives i mv o C. Denne sammenhæng kan beregnes vha. følgende sætning der bruges til at bestemme V BB [6]. For at opnå temperatursammenhængen differentieres sætningen med hensyn til temperatur. dv BB dt V BB = ( + R R ) V BE (9.7) = d dt (( + R R ) V BE ) (9.8) dv BB dt = ( + R ) dv BE R dt V BB T = ( + R ) V BE R T (9.9) (9.30) V BE T mv er ca. - o C for en BJT [6]. Yderligere afhænger sammenhængen af hvorvidt potentiometeret, er sat til maximum eller minimum. I det tilfælde at potentiometeret er sat til minimum, vil følgende sammenhæng findes: V BB T V BB T 30 kω = ( +,48 kω = ( + R b ) V BE R a T ) mv o C = 3,87 mv o C (9.3) (9.3) Og ligeledes for potentiometeret sat til maxmimum: V BB T V BB T 0,3 kω = ( + 4,48 kω = ( + R a ) V BE R b T ) mv o C =,4 mv o C (9.33) (9.34) Dvs. at ved V BBmin er temperaturkoefficienten på -,4 mv o C, og for V BBmax er V BB T mv på -3,87 o C. For at opnå den bedst mulige ydelse, skal transistoren Q kobles termisk med output transistorerne. Da det primert er de to power transistore som bliver varme, er der to transistorer som skal have mindre V BE. Optimalt skulle spændingsændringen pr. Kelvin være -4 mv/k. Dette er ikke kritisk da der også er taget andre tiltag i forbindelse med temperaturstigninger i form af R E modstand og 9. Effektforstærker 55

9.4 Drivertrin kølepladser. 9.4 Drivertrin Som beskrevet i afsnit [9.] skal den første del af effektforstærkeren bestå af et drivertrin. Drivertrinet består af en differensforstærker, som skal forstærke forskellen mellem de to indgangsben, hvilket gør det muligt at bruge negativ feedback. Derudover skal drivertrinet også lave en spændingsdeling for at opnå den ønskede udgangsspænding. Der er en række krav drivertrinet skal overholde for at effektforstærkeren kan fungere efter hensigten. De væsentligste krav til drivertrinet er her beskrevet. Kravene er ikke alle sammen yderligere specificeret, men mere en vurderingssag om disse krav er overholdt eller ej. Høj Spændingsforstærkning Høj Slew rate Høj Båndbredde Høj CMRR Lav THD Lav Støj Det er muligt at lave differensforstærkningen og spændingsforstærkning med en operationsforstærker [3] såfremt den overholder kravene der er listet herover. Den benyttede operationsforstærker er en TLE07C, den overholder ifølge databladet [0] disse krav. Det vil her blive gennemgået betydningen af nogle af disse krav. Den høje spændingsforstærkning er krævet for at sikre at der er rigeligt med råforstærkning, dette er nødvendigt for at sikre at der er en masse forstærkning at koble tilbage over. For den valgte operationsforstærker er råforstærkningen 7 db, såfremt belastningsmodstanden er 0 kω. Hvis modstanden er højere stiger råforstærkningen. Slew rate bliver defineret efter formel [9.35]. SR = dv o dt (9.35) V o = V peak sin(ωt) (9.36) dv o = V peak cos(ωt) ω dt (9.37) SR max = V peak ω = π f V peak (9.38) Formel [9.38] er den maksimale slew rate i forhold til frekvensen. Det er specificeret i kravspecifikationen at den maksimale frekvens er 0 khz, og V peak er i afsnit [9.] beregnet i forhold til effekten, til,64 V peak. Indsættes det i formlen giver det en slew rate på,6 V µs. I databladet kan slew raten for operationsforstærkeren aflæses til en typisk værdi på 40 µs V, så dette er fuldt overholdt. En høj båndbredde sikre at operationsforstærkeren ikke risikere at skære i signalet, samt at der skal være mulighed for at indlægge en dominerende pol, uden at miste for meget forstærkning. Båndbredden for den valgte operationsforstærker er 0 MHz hvilket betyder at hvis der bliver lagt en dominerende pol ind ved 0 khz, vil forstærkningen stadig være cirka 54 db. 56 9. Effektforstærker

9.5 Temperaturstabilitet Den harmoniske forvrængning skal være så lav som muligt, da der er et overordnet krav til Hi-Fi forstærkeren, at den harmoniske forvrængning kun må være %. Derfor er det også meget vigtigt at operationsforstærkeren ikke bidrager væsenligt med dette. For operationsforstærkeren er den 0,008% hvilket er passende. Indgangsfilter For at mindske offset fejl på indgangsignalet sættes et højpasfilter ind, se figur [9.6]. IND C C R R FB U Ud Figur 9.6: Højpasfilter på indgang til operationsforstærkeren Der ønskes en knækfrekvens på Hz, da dette ligger en dekade under grænsen på 0 Hz. Knækfrekvensen kan udregnes med [9.39]. Kondensatoren sættes til 470 nf. Modstanden udregnes i formel [9.4]. f = R C π (9.39) R = f C π (9.40) R = Hz 470 nf π (9.4) R = 6934 Ω (9.4) R E96 69 kω (9.43) Et andet tiltag der er gjort for at mindske offsetfejl, er at mindske DC forstærkning og kun forstærke AC. Hvorledes dette er ført ud i forstærkeren er beskrevet i afsnit [9.6]. Operationsforstærkeren bliver koblet op så indgangssignalet fra volumenkontrollen kommer gennem et højpasfilter og derefter ind på det ikke inverterende ben, udgangssignalet sendes videre til V BE -multiplieren. Udgangssignalet af hele effektforstærkeren bliver derpå koblet tilbage til det inverterende ben på operationsforstærkeren. Dermed fungerer den som en differensforstærker. 9.5 Temperaturstabilitet I dette afsnit beskrives hvilke tiltag der er taget for at mindske temperaturændringer og termisk runaway. Temperaturændringerne sker i de transistorer der leder meget strøm, fordi en del af strømmen omdannes til varme. En varm transistor kræver en mindre V be spænding. Hvis den ikke får mindre spænding, vil der løbe en større hvilestrøm igennem transistoren og mere varme vil blive afsat i denne. Endvidere stiger forstærkningen i transistorerne i takt med at temperaturen stiger, hvilket vil medfører større strøm og mere varme. 9. Effektforstærker 57

9.5 Temperaturstabilitet Design af køleplade I de følgende udregninger vil der blive fastlagt kravene til kølepladerne der skal køle powertransistorene. Hvilestrøm tages ikke med i beregningerne ligesom effekten som brændes af i R E modstanden heller ikke medregnes. Først udregnes den termiske modstand mellem powertransistoren og dens kasse. I databladet for en af poweretransistorerne findes figur [9.7]. 05 90 P C [W], POWER DISSIPATION 75 60 45 30 5 0 0 5 50 75 00 5 50 75 T C [ o C], CASE TEMPERATURE Figure 4. Power Derating Figur 9.7: Power derating kurve for power transistoren Θ jc = α derating (9.44) α derating = y x = 0 W 75 W 50 o C 5 o C = 0,6 W K (9.45) Θ jc = 0,6 W =,67 K W K (9.46) Efter at Θ jc er fundet kan den effekt der afsættes i transistoreren findes. P udgang = 0 W (9.47) I middel = π,7 V p 8 Ω (9.48) I middel = 0,503 A (9.49) P indgang = V cc I middel (9.50) P indgang = 0 V 0,503 A (9.5) P indgang = 0, W (9.5) P spild = P indgang P udgang (9.53) P spild = 0 W 0 W = 0 W (9.54) P spild = P transistor + P transistor (9.55) P transistor = 5 W (9.56) (9.57) P transistor er den effekt der afsættes i en powertransistor når der bliver spillet 0 W kontinuert i højttaleren. Nu kan der opstilles et strømækvivalent for hvor effekten afsættes, se figur [9.8]. 58 9. Effektforstærker

9.5 Temperaturstabilitet o Tj = 74,6 C PD 5W jc,67 K/W cs,5 K/W o Ts = 60 C s 6 K/W o Ta = 30 C Figur 9.8: Et ækvivalentdiagran for effektstrømmen i powertransistorne --- C:\Program Files\LTC\SwCADIII\Draft.asc --- Som udregnet er den afsatte effekt 5 W. Denne sættes ind som en strømgenerator. De termiske modstande er her elektroniske modstande. Potentialet i de forskellige knudepunkter er temperaturen mellem de forskellige modstande. Den maksimale temperatur i transistoren er 50 o C. Lufttemperaturen er sat til maksimalt 30 o C. Endvidere må kølepladen ikke blive varmere end 60 o C. Mellem transistoren og kølepladen lægges der et stykke termisk dielektrisk materiale med en Θ cs =,5 o C/W. T j max = 50 o C (9.58) T a max = 30 o C (9.59) T s max = 60 o C (9.60) θ as = T s max T a max = 60 o C 30 o C = 6 o K/W 5 W 5 W (9.6) θ ja = θ jc + θ cs + θ sa = 6 K/W +,67 K/W +,5 K/W = 8,9 K/W (9.6) T j = T a + P θ ja (9.63) T j = T a + 5 W 8,9 K/W (9.64) = 74,6 o C (9.65) Kølepladen skal have en termisk modstand på mindre end 6 o C/W. Hvis den termiske modstand er 6 o C/W for køleprofilen bliver transistorens temperatur 74,6 o C, som er langt fra 50 o C der er den maksimale temperatur for transistoren. 9.5. R E modstand Modstanden R E er sat ind for at mindske termisk runaway. En måde termisk runaway kan ske på er ved at der løber en hvilestrøm igennem Q eller Q, placeringen kan ses på figur [9.]. Denne strøm får temperaturen i transistorene til at stige og derved behøver de mindre V be spænding. Transistorerne får den samme V be spænding og dermed kommer der til at løbe en større hvilestrøm, som gør transistorene varmere. Ved at indsætte R E begrænses V be pga negativ feedback. Større modstand skaber mere begrænsning. Desværre er en stor R E ikke ønskværdigt, da den ellers brænder unødvendig effekt af. Modstanden skal beregnes i forhold til værdier af køleplader og forsyningsspænding. R E er beregnet i til at være 0,47 Ω. Beregningen kan ses i bilag [D.]. Kortslutningsbeskyttelse For at forhindre power transistorerne i at brænde af, ved en kortslutning af udgangen, indsættes en kortslutningsbeskyttelse. En R E modstand er indsat i forbindelse med forhindring af termisk run- 9. Effektforstærker 59

9.5 Temperaturstabilitet away. Denne er sat ind imellem udgangen og power transistoreen. Denne hjælper lidt, men ikke nok. Derfor er en direkte kortslutningsbeskyttelse nødvendig. På figur [9.9] ses kortslutningsbeskyttelsen. Powertransistorerne kan maksimalt holde til 0 A [7]. Den maksimale strøm i udgangstrinet er,58 A p. Derfor skal den strøm som skal aktivere kortslutningsbeskyttelse være imellem,58 A og 0 A, og vælges til at være 6,5 A. R E modstanden er 0,47 Ω og spændingsfaldet over denne kan udregnes med Ohms lov. U = Rİ (9.66) U = 0,47 Ω 6,5 A = 3,06 V (9.67) Transistorerne til kortslutningsbeskyttelsen har en typisk V be på 0,66 V[4]. Derfor skal der laves en spændingsdeling, således at de 3,06 V bliver til 0,66 V. Beregninger for spændingsdelingen er beskrevet i formel [9.68] til formel [9.74] R = 665 Ω (9.68) R = 370 Ω (9.69) R + R = 3035 Ω (9.70) U R = I (9.7) 3,06 V = ma 3055 Ω (9.7) U = R I (9.73) 665 Ω ma = 0.665 V (9.74) Q3 BC337 Vcc Q3 BC547 R k R R5 k Q MJE3055 5k R 0.47 Out Figur 9.9: Diagram for kortslutningssikring, der er kun vist for den positive transistor. Ud over denne kortslutningsbeskyttelse benyttes der også sikringer, da kortslutningsbeskyttelsen fungere ved at brænde effekten af i transistorne. Hvis dette forsætter for lang tid vil transistorerne blive for varme og brænde af. Derfor indsættes sikringer som springer ved længere varende kortslutninger. Sikringerne skal være 6.3 A træg, således at er går lidt tid før disse springer. 60 9. Effektforstærker

9.6 Tilbagekobling 9.6 Tilbagekobling For at sikre at effektforstærkeren ikke kan blive ustabil, og for at formindske forvrængningen er det nødvendigt at lave en tilbagekobling af udgangssignalet til operationsforstærkeren. Hvordan det bliver dimensioneret vil nu blive beskrevet. En forstærker har åbensløjfeforstærkning, eller råforstærkning på A, og tilbagekoblingsfaktoren kaldes β, bliver lukketsløjfeforstærkningen A f som beskrevet i formel [9.75]. A f = A + β A (9.75) I den forbindelse skal det bemærkes at, hvis βa >> kan lukketsløjfeforstærkningen beskrives efter formel [9.76]. A f = β (9.76) Dermed kan det ses at ved en stor åbensløjfeforstærkning afhænger lukketsløjfeforstærkningen udelukkende af β, og dermed tilbagekoblingen. I dette projekt er åbensløjfe forstærkningen afhængig af forstærkningen i transistorene, samt forstærkningen i operationsforstærkeren. Forstærkningen i operationsforstærkeren kan findes i databladet i forhold til belastningsmodstanden, det vil sige indgangsmodstanden i transistorene. Denne estimeres til at være 0 kω, og dermed kan forstærkningen aflæses til 7 db [0]. Spændingsforstærkningen i udgangstransistorne approximeres til at være 0 db. A v opamp = 7 db (9.77) A v trans = 0 db (9.78) A = A v opamp + A v trans (9.79) A = 7 db + 0 db = 7 db = 707945,78gg (9.80) Så det kan her ses at åbensløjfeforstærkningen rent faktisk er meget større en, og derfor kan formel [9.76] benyttes. Det er valgt at benytte tilbagekoblingen i figur [9.0]. Her føres udgangssignalet gennem tilbagekoblingskredsløbet og sendes ind i den inverterende indgang på operationsforstærkeren. Denne form for tilbagekobling kaldes serie-shunt, det vil sige spænding-spænding, og det giver her en negativ tilbagekobling. Indgang R R Z Udgang C Z Figur 9.0: Tilbagekoblings kredsløbet AC-forstærkningen vil i denne kobling afhænge af forholdet mellem modstandene, hvorimod DCforstærkningen vil være, da kondensatoren her vil fungere som en afbrydelse. For at kunne regne på kredsløbet, skal komponentværdierne bestemmes. Der opstilles derfor et udtryk for tilbagekoblingen, formel [9.8], og impedanserne indsættes heri. 9. Effektforstærker 6

9.6 Tilbagekobling H β = Z Z + Z (9.8) Z = R + sc (9.8) Z = R (9.83) H β = R + sc R + R + sc (9.84) s R + C = s (R + R ) + C = R s + C R R + R s + C (R +R ) (9.85) (9.86) Ud af formel [9.86] ses det at tilbagekoblingsfaktoren ved middelfrekvenser kun afhænger af forholdet mellem modstandene. Den nødvendige lukketsløjfeforstærkning kan beregnes. Først findes udgangsspænding ud fra den fastsatte effekt. V o = R L P (9.87) = 8Ω 0 W (9.88) =,64 V peak (9.89) Da den maksimale indgangsspænding er V RMS kan lukkesløjfeforstærkningen beregnes. A f = V o V i (9.90) =,64 V peak V RMS (9.9) = 4,469 = 3 db (9.9) Når lukketsløjfeforstækningen er fastsat til 3 db, kan tilbagekoblingsfaktoren, β, fastsættes. A f = β (9.93) Dermed er tilbagekoblingsfaktoren bestemt. β = A f (9.94) = = 3 db (9.95) 4.469 9.6. Beregning af modstande Når tilbagekoblingsfaktoren nu er bestemt, er det muligt at bestemme værdierne af modstandene til tilbagekoblingen, ud fra formel [9.76]. 6 9. Effektforstærker

9.6 Tilbagekobling A f = β (9.96) = R R +R (9.97) = R + R R (9.98) Værdierne af modstandene kan nu fastsættes da lukketsløjfeforstærkningen er kendt. Der skal desuden tages hensyn til at det RC led tilbagekoblingen består af, ikke må have en knækfrekvenser der ligger over 0 Hz, da det kan risikere at klippe af det hørbare signal. Der benyttes en µf kondensator, og for at knækfrekvensen skal være passende, vælges R til 0 kω hvorved knækfrekvensen kommer til at ligge på 8 Hz. Når R nu er bestemt, kan R beregnes. A f = R + R R (9.99) 4,469 = 40 kω + R 40 kω (9.00) 4,469 = R 40 kω + (9.0) 3,469 = R 40 kω (9.0) R = 3,469 0 kω = 38,76 kω (9.03) A f = 40 kω + 38,76 kω 40 kω = 4, 469 (9.04) Nu er alle værdierne for tilbagekoblingskredsløbet bestemt, og det er kontrolleret at forstærkningen er korrekt. 9.6. Beregning af ind- og udgangsimpedanser For at fastsætte ind- og udgangsimpedanserne startes der med at lave et ækvivalent diagram for tilbagekoblingen [8]. I I I h I V z z V V hv + h I h V Figur 9.: Ækvivalentdiagram for tilbagekoblings kredsløbet [8] Hvor h = z z h = z z + z (9.05) h = z z + z h = z + z (9.06) Med disse parametre kan der opsættes et ækvivalent diagram for hele effektforstærkeren. 9. Effektforstærker 63

9.6 Tilbagekobling V s + S + z if V i S V + f z s + V i h A kredsløb z o O + z of z i µ Vi h z L O + Vo + + βv o β kredsløb Vo Figur 9.: Ækvivalent for effektforstærkeren [8] Indgangs- og udgangsimpedansen med tilbagekobling, Z i f og Z o f, kan beregnes. Z i f V s = V s (9.07) I V i i Z i = Z i V s V i (9.08) = Z i V i + βav i V i (9.09) = Z i ( + Aβ) (9.0) Hvor Z i = z s + z i + h. z s er udgangsimpedansen fra signalgeneratoren, denne antages for at være meget lille og medregnes derfor ikke. z i er indgangsimpedansen i operationsforstærkeren som fungerer som differenstrin og spændingsforstærker. Denne er opgivet i databladet til 0 Ω. h er en h-parameter, der er defineret som er z og z i parallel. Z i f (s) = (z s + z i + z z z + z )( + Aβ) (9.) = (z i + (R + sc ) R (R + sc ) + R )( + Aβ) (9.) = (0 Ω + (0 kω + s MΩ) 69,38 kω (0 kω + )( + 707945,78 0,38) (9.3) s MΩ) + 69,38 kω = (0 Ω + (0 kω + s MΩ) 69,38 kω (0 kω + ) 5844 (9.4) s MΩ) + 69,38 kω Det kan dermed ses at indgangsimpedansen er frekvensafhængig. 64 9. Effektforstærker

9.6 Tilbagekobling For at finde Z o f sættes V s til nul, og der sættes en test spændingsforsyning på udgangen, kaldt V t. Derefter kan Z o f beregnes. Z o f V t I (9.5) I = V t A V i Z o (9.6) V i = βv o = βv t (9.7) I = V t Aβ V t Z o (9.8) Z o f = Z o + β (9.9) Hvor Z o = z o z L h. z o er udgangsimpedansen for effektforstærkeren, den er 0,3 Ω, beregnet i bilag [D.4]. z L er impedansen på belastningen, i dette tilfælde højttalerens impedans der er 8 Ω. h er de to impedanser i tilbagekobling lagt sammen. Når alle variablerne er fastlagt kan udgangsimpedansen beregnes. Z o f (s) = z o z L h + Aβ = z o z L h z o + z L + h + Aβ = 0,3 Ω 8 Ω (0 kω + s MΩ + 69,38 kω) 0,3 Ω + 8 Ω + (0 kω + s MΩ + 69,38 kω) + 707945,78 0,38 = 0,3 Ω 8 Ω (0 kω + s MΩ + 69,38 kω) 0,3 Ω + 8 Ω + (0 kω + s MΩ + 69,38 kω) 5844 (9.0) (9.) (9.) (9.3) Det ses her at også udgangsimpedansen er afhængig af frekvensen. Ved at indsætte ligningerne for impedansene i en grænseværdibetragtning er det muligt at se hvor store udsving impedanserne kan lave. Først undersøges de højefrkvenser ved at lade s gå mod uendelig. lim Z i f (s) 0 (9.4) s lim Z o f (s),5 0 5 (9.5) s Dernæst sættes s til at gå mod nul, for på den måde at se hvad impedanserne bliver ved lave frekvenser. lim Z i f (s) 0 Ω (9.6) s 0 lim Z o f (s),5 0 5 Ω (9.7) s 0 Det ses af de fire udtryk af indgangsimpedansen er 0 Ω, og udgangsimpedansen er på 5 µ Ω. Udgangsimpedansen inkluderer her belastnings modstanden, det tages der højde for med formel 9. Effektforstærker 65

9.6 Tilbagekobling [9.8] R out = z o f R L (9.8) R out = 5 0 5 Ω 8 Ω (9.9) = 5 µω (9.30) Det ses at dette ikke ændrer noget på udgangsmodstanden. Det samme gør sig gældende med indgangsimpedansen, her er impedansen fra det foregående kredsløb, R s, men da denne er sat til at være ubetydelig lille, og den skal trækkes fra Z i f har den ikke nogen betydning. Det vil sige at kravet til uddgangsimpedansen på højst Ω og kravet til indgangsimpedansen på minimum 00 kω fra kravspecifikationen er overholdt, i forhold til beregningerne. 9.6.3 Udregning af indgangsimpedansen Den endelig udgangsimpedans med højpasfilter bliver udregnet her. Udgangsimpedansen består af en kondensator i serie med en parallel forbindelse af 69 kω og operationsforstærkerens indgangsimpedans, se figur [9.6]. Z in (s) = Z in (s) = s C + Z op + Z jord (9.3) s 470 nf + 0 kω + 69 kω (9.3) Z in (s) = + 69 kω s 470 nf (9.33) For at få en graf for impedansen tages længden af denne og tegnes i figur [9.3]. Grafen er kun tegnet op til 30 Hz, da den herefter er konstant omkring 69 kω. Det passer meget godt med at indgangsimpedansen er høj ved de lav frekvenser pga. højpasfilteret. Det vil sige at jævnstrøm møder en næsten uendelig indgangsimpedans. 4 x 05 3.5 Impedans [0 5 Ohm] 3.5.5 5 0 5 0 5 30 Frekvens [Hz] Figur 9.3: Indgangsmodstanden i forhold til frekvens. Der vises kun frekvenser op til 30 Hz, da modstanden derefter er konstant. 66 9. Effektforstærker

9.7 Stabilitet 9.6.4 Overføringsfunktion For at finde overføringsfunktionen for tilbagekoblingen benyttes formlen [9.86], og de fundne værdier indsættes. A f (s) = β = R s+ C R R +R s+ C (R +R ) (9.34) = R + R s + C (R +R ) R s + C R (9.35) = 0k + 69,38k 0k = 4,469 s +,88 s + 50 s + µ (0k+69,38k) s + µ R (9.36) Hvis der laves et bodeplot af overføringsfunktionen vil det se ud som på figur [9.4]. (9.37) Magnitude (db) 5 0 5 0 5 0 5 90 Bode Diagram Phase (deg) 60 30 0 0 0 0 0 0 0 0 3 Frequency (Hz) Figur 9.4: Bodeplot af tilbagekoblingen 9.7 Stabilitet I forbindelse med emnet om tilbagekobling vil der i dette afsnit blive gennemgået elementer vedrørende stabiliteten i en forstærker, hvori der bruges tilbagekobling. Det er vigtigt at have styr på forstærkerens frekvensområde i forhold til fasedrejet, også for frekvenser udenfor det hørebare område. Da det menneskelige øre kun kan høre til omkring de 0 khz, vil det være unødvendigt at forstærkeren kan klare mere end dette. Derfor ønskes der et frekvensområde der ellers ville opnås, afskåret til at være maximum omkring 5 khz. Dette ses afbilledet på figur [9.5]. 9. Effektforstærker 67

9.7 Stabilitet ß _ ß 0 5kHz MHz Figur 9.5: Graf over den ønskede begrænsning Tilbagekobling kan foresage ustabilitet og selvsving, dog er det sjældent at en konstruktion der teoretisk fungerer optimalt, i praksis skaber problemer. Det der kan ske i forstærkeren er at ved en bestemt frekvens bliver fasedrejet 80 O, hvilket hovedsageligt vender tilbagekoblingen rundt, og dette fører direkte til selvsving [9]. Dette er kaldet positiv tilbagekobling, hvis forstærkning er over. For at undgå at dette forekommer, kobles en kondensator til udgangen på spændingsforstærkeren, og den inverterende indgang på operationsforstærkeren. Dette ses afbilledet på figur [9.6]. Vcc C Vee Figur 9.6: Kobling af kondensator Ved at indsætte en kondensator tillades de højefrekvenser at bliver tilbagekoblet direkte og dermed bliver de ikke forstærket. Brugen af denne metode er kompliceret i det omfang at denne kondensators kapacitet er meget kompleks at udregne. Kapasisteten findes derfor bedstt eksperimentalt. Et simuleret bodeplot er vist på figur [9.7] og som det kan se er der en stor båndbredde på forstærkeren. Der er et fald på db forstærkning er ved cirka 950 khz. Der er ikke indsat en kondensator ved dette bodeplot. Fasemarginen er cirka 30 grader, hvilket er i underkanten, da der normalt ønskes en fasemargin på mindst 45 grader. 68 9. Effektforstærker

9.7 Stabilitet 50 Forstærkning [db] / Fasedrej [grader] -50-00 -50 0 Fasedrej Forstærkning -00 0 0 0 0 4 0 6 0 8 Frekvens [Hz] Figur 9.7: Simuleret bodeplot uden kompenseringskondensator Ved at indsætte en kondensator på pf bliver der et fald på db ved cirka 7 khz, hvilket ligger passende tæt på de ønskede 0 khz. 50 0 Fasedrej Forstærkning 50 00 50 00 0 0 0 0 0 3 0 4 0 5 0 6 0 7 0 8 0 Frekvens [Hz] Figur 9.8: Simuleret bodeplot med kompenseret kondensator, den stiplede bodeplot er uden kompenseret kondensator 9. Effektforstærker 69

9.8 Test af effektforstærker Nu ønskes stabiliteten undersøgt ved at kikke på et Nyquist plot. 00.5 Im 50 0 50 00 Im 0.5 0 50 00 0.5 FM 50 50 00 50 00 50 0 50 00 50 00 Re (a) Et Nyquist plot er forstærkeren.5.5 0.5 0 0.5.5 Re (b) Nyquist plot ved zoom på centrum. Der måles at der ved -80 grader er en forstærkning margen på cirka -50dB og forstærkeren har en fase margin på 05 grader. Dette er væsenligt bedre end før der blev indlagt en kondensator. Under initerende forsøg af effektforstærkeren, som der ikke er taget med her, blev der lavet en frekvensrespons. Denne viste at den øvre knækfrekvens lå for lavt og dermed skar nogle frekvenser væk. For at undgå dette blev den pf kondensator udskiftet med en 5 pf kondensator. Der kan være mange grunde til hvorfor simuleringen og virkeligheden ikke passer sammen. Simuleringen er begrænset af at den ikke er bedre end den model den er bygget på. Virkeligheden har afvigelser i komponenter. I de efterfølgende test er der brugt en 5 nf kondensator. 9.8 Test af effektforstærker I dette afsnit vil kravene for effektforstærkeren blive gennemgået, for at teste om alle kravene fra kravspecifikationen er blevet overholdt. Disse er listet i tabel [9.] og vil blive gennemgået et for et. Frekvensområde 0 Hz - 0000 Hz, ± db Harmonisk forvrængning <0,5% Udgangseffekt 0 W kontinuert ved V ind Udgangsimpedans < Ω Indgangsimpedans >00 kω Kortslutningsbeskyttelse Ja, min. 0 sek Tabel 9.: Krav til effektforstærkeren 70 9. Effektforstærker

9.8 Test af effektforstærker Frekvensområde Frekvensområdet forstærkeren skal arbejde indenfor er 0 Hz til 0 khz med maksimalt db sving. I bilag [E.6] er der lavet et bodeplot over forstærkningen, dette kan ses på figur [9.9]. 3.5 Bodeplot af effektforstærker 3.4 Forstærkning [db] 3.3 3. 3. 3 0 0 3 0 4 Frekvens [Hz] Figur 9.9: Bodeplot af effektforstærker Som det kan ses på figuren kommer forstærkningen op på 3,48 db og forstærkningen varierer ikke mere end db inden for frekvensområdet 0 Hz til 0 khz. Dermed er kravet overholdt. Harmonisk forvrængning Den harmoniske forvrængning må højst være 0,5%. Dette måles med et NI-446 PC kort, det er gjort i bilag [E.6]. Dette gav grafen over den harmoniske forvrængning som kan ses i figur [9.0]. 0.5 THD måling 0. THD [%] 0.5 0. 0.05 0 0 0 3 0 4 Frekvens [Hz] Figur 9.0: THDmåling af effektforstærker Med en harmonisk forvrængning på højst 0,% overholder effektforstærkeren kravet fra kravspecifikationen [afsnit 4 på side 5] på højst 0,5%. Det skal dog bemærkes at der ikke kan måles har- 9. Effektforstærker 7

9.8 Test af effektforstærker monisk forvrængning over en frekvens på khz. Udgangseffekt THD målingerne er lavet med en udgangseffekt på 0 W. THD målingen var under 0,5% ved 0 W i udgangen, det viser at udgangseffekten minimum er 0 W, hvilket er kravet. Derudover skal kravene for temperaturstabilitet også overholdes før det kan konkluderes at effektforstærkeren kan levere minimum 0 W. Udgangsimpedans I formel [9.8] blev udgangsmodstanden beregnet til 5 µω. I bilag [E.4] er impedansen forsøgt målt, resultatet blev 7 mω. Dette resultat er ikke nødvendigvis den korrekte udgangsimpedans da nøjagtigheden på måleudstyret er begrænsede, når området der skal måles er meget lille. Det viser at udgangsimpedansen ligger inden for kravet på højst Ω fra afsnit [4]. Indgangsimpedans Som det er beskrevet i afsnit [9.6.3] er indgangsimpedansen beregnet til 69 kω bortset fra hvis frekvenserne er under 0 Hz, herunder er impedansen stigende dets lavere frekvensen bliver. I målerapporten, bilag [E.3], er indgangsimpedansen målt. Denne måling viser det modsatte af det beregnede. Den viser at indgangsimpedansen stiger med frekvensen, i disse målinger er fasen ikke medregnet, da det ikke lykkes at måle denne. Dette forklare ikke hvofor den målte indgangsimpedans er forskellig fra den beregnet. Det antages at den beregnede impedans er den mest korrekte. Begge impedanser er målt til at være over over 60 kω. Temperatur I bilag [E.5] er der lavet en temperaturtest. Her blev der trukket 0 W ud af effekttrinnet og effekttransistorernes temperatur blev derefter målt, efter temperaturen var stabil. Kravene mht. temperatur er at ved en lufttemperatur på 30 grader må kølepladerne ikke blive varmere end 60 o C. Målingerne viste at temperaturen på kølepladerne blev 54,5 o C hvilket er udemærket i forhold til de 60 o C. Selve transistoren blev 80,3 o C hvilket er lidt højere end beregnet på 74,6 o C. Dette kan skyldes at overgangen mellem transistoren og kølepladen ikke er så god som brugt i beregningerne. Dette kan gøre at transistoren bliver varmere, mens kølepladen bliver lidt koldere end beregnet. Kravet er opfyldt. Kortslutningsbeskyttelse Denne blev testet. Først blev et signal sendt igennem effekttrinet således at der blev afsat 0 W i højttaleren. Derefter blev udgangen kortsluttet. Der gik cirka 0 sek, hvorefter effekt modstandene begyndte at ryge og testen blev stoppet. Der blev der trukket henholdvis,5 A og A fra positive og negativ spændingsforsyning. Efter forsøget blev der forsøgt afspillet lyd i forstærkeren igen, hvilken lod sig gøre. Det er derfor ikke muligt at sige om kortslutningsbeskyttelsen kan holde i 0 sek. Kortslutningsbeskyttelsen har beskyttet transistorerne imod at brænde sammen. Da kortslutningsstrømmen er under 6 A har den indsatte kortslutningsbeskyttelsen ikke nogen virkning. 7 9. Effektforstærker

9.8 Test af effektforstærker Delkonklusion Her vil der kort blive gennemgået hvilke krav fra kravspecifikationen som effektforstærkeren overholder. Beskrivelse Krav Bestået Frekvensområde 0 Hz - 0000 Hz,± db Harmonisk forvrængning <0,5% 3 Udgangseffekt 0 W kontinuert ved V ind 4 Udgangsimpedans < Ω 5 Indgangsimpedans >00 kω 6 Kortslutningsbeskyttelse Ja, min. 0 sek - Tabel 9.3: Kontrolliste for effektforstærker De første fem krav er overholdt og dermed bestået. Frekvensresponsen holdes inden for db afvigelse. Den totale harmoniske forvræningen er under 0,5 % og dermed bestået. Der er blevet trukket 0 W ud af effektforstærkeren og derefter blev der målt THD som var under kravet. Derudover blev kølepladerne ikke varmere end beregnet ved en times brug. Ind og og udgangsimpedansen er blevet beregnet og målt, disse viste en del forskel, men kravene er blevet overholdt. Kortslutningsbeskyttelsen blev ikke testet fuld ud, da der er efter 0 sekunder kom røg fra udgangsmodstandene. Efter denne test virkede forstærkeren stadig. En meget kort kortslutning vil dermed ikke ødelægge transistorerne, men det er uvist om de kan holde til 0 sekunders kortslutning. 9. Effektforstærker 73

Støjfjernelse 0 For at opnå bedst mulig lyd er det vigtigt at der gøres tiltag for at begrænse støj. Der er forskellige former for støj og deres oprindelse kan komme fra forskellige kilder. Ved at identificere disse kilder kan der gøres de nødvendige tiltag for at begrænse dem. Mest udbredte støjkilder: 50 Hz støj fra lysnettet. Forsyningsstøj Støj fra knapper / prelstøj. 0.0. 50 Hz støj Lysnettet er en 50 Hz vekselsstrøm. Denne støj giver en karateristisk "brummen"og kan fjernes ved flere tiltag. En af mulighederne er at indsætte et resonansfilter der har en meget smal båndbredde og med en centerfrekvens på 50 Hz. Det er vigtigt at båndbredden er yderst smal da det ellers vil fjerne de audiosignaler der ønskes forstærket i dette område. Et simpelt LC filter laves ved at sætte en spole og en kondensator i serieforbindelse til jord imellem indgang og udgang. Input R R Output L C Figur 0.: Passivt resonansfilter --- C:\Program Files\LTC\SwCADIII\Draft.asc --- Den frekvens som filteret skal arbejde ved er resonansfrekvensen. Den findes ved følgende formel. f o = π LC (0.) LC = π f o (0.) Den frekvens der skal dæmpes er 50 Hz, dette indsættes derfor som f o. 74

LC = π 50 (0.3) LC = ( π 50 ) (0.4) (0.5) Den største kondensator der stadig vil være praktisk er vurderet til at være uf. L = ( π 50 ) 0 6 (0.6) L = 0 H (0.7) Ved simulation fåes bodeplottet på figur [0.]. 5 Bodeplot for passivt resonansfilter Forstærkning[dB] 0 5 0 0 30 40 50 60 70 80 90 00 Frekvens[Hz] Figur 0.: Bodeplot for passivt resonansfilter En spole med så stor induktionsevne vil dog være meget stor, upraktisk og sandsynligvis selv bidrage til støj. Den anden oplagte mulighed der er vil være at udnytte en operationsforstærker til at få en smallere båndbredde og en bedre dæmpning. Et kredsløb kan se således ud som på følgende figur [0.3]. R3 Input R C R4 R C Output Figur 0.3: Aktivt resonansfilter --- C:\Program Files\LTC\SwCADIII\Draft.asc --- Ved simulation med ideel operationsforstærker fåes bodeplottet på figur [0.4]. Modstands- og kondensatorværdier tilpasset 50 Hz er indsat. 0. Støjfjernelse 75

5 Bodeplot for aktivt resonansfilter Forstærkning[dB] 0 5 0 0 30 40 50 60 70 80 90 00 Frekvens[Hz] Figur 0.4: Bodeplot for aktivt resonansfilter Hvorpå det kan ses er der en væsentlig reduktion af signaler omkring 50 Hz. Desværre er båndbredden ikke smal nok til at de omkringliggende frekvenser ikke bliver berørt. Dette vil betyde at signaler der indeholder bas omkring denne frekvens vil blive dæmpet, hvilket ikke er ønskværdigt. Det er vurderet at selvom en reduktion i støj fra lysnettet vil blive opnået er der for meget signaltab og da implementationen samtidigt både koster penge og tid er det ikke en løsning der vil bruges. En anden løsning der ikke kræver nogle komponenter er at have en stor stel overflade der vil absorbere en stor del af den udefrakommende og uønskede støj. Ved at bygge et kabinet til forstærkerdelene og herefter montere hver del af forstærkeren med en ledning fra jord til kabinettet vil der være en stor stel overflade til at absorbere. Der vil i afsnit [] om produktdesign være mere information om dette. 0.0. Forsyningsstøj For at minimere støj fra de digitale og integrerede kredse vil der blive indsat afkoblingskondensatorer forskellige steder i kredsløbet. Det er essentielt for at undgå at strømmen ændrer sig for kraftigt. Hvis der pludseligt bliver bliver trukket meget mere eller meget mindre strøm end der blev øjeblikket før, vil det give et overskud eller underskud af strøm og det vil give store sving i strømmen og herved støj. Afkoblingskondensatorene er af størrelsen 00 nf. De vil blive monteret mellem V ee og V cc på de digitale og integrerede kredse. 0.0.3 Støj fra knapper / prelstøj Der bruges i projektet knapper til regulere op, ned, vælger og mute. De digitale kredse der styrer disse funktioner har muligheden for at skifte tilstand mange gange i sekundet. Når en knap bliver aktiveret eller deaktiveret kan der komme uønsket prel når strømmen bliver ledt igennem luften. Dette vil være spikes der går fra høj til lav eller omvendt. Hver gang en spike bliver registreret af den digitale kreds vil kredsen skifte tilstand. Det gør at selvom en knap kun bliver aktiveret en gang har den digitale kreds måske skiftet tilstand flere gange. Dette problem kan løses ved at indsætte en prelfjerner mellem knappen og den digitale kreds. Herved vil der være overensstemmelse mellem aktivering af knappen og den tilstand som den digitale kreds befinder sig i. En simpel, men effektiv prelfjerner. 76 0. Støjfjernelse

Input R 0k R 00k Output C µ Figur 0.5: Prelfjerner Signalet vil blive udglattet og herved fjerne diverse spikes og andet støj der vil være medvirkende til at digitale kreds kommer i en forkert tilstand. Denne metode vil blive implementeret ved alle knapper. --- C:\Program Files\LTC\SwCADIII\Draft.asc --- 0. Støjfjernelse 77

Produktdesign Som tidligere nævnt i afsnittet omhandlende støjfjernelse [0] er det en essentiel del af støjfjernelsen af minimere støjen fra lysnettet. Dette kan gøres i forbindelse med udformningen af produktdesignet. Udover støjfjernelsen vil et godt og overskueligt layout fungere til at betjeningen vil blive nemmere..0.4 Valg af layout Layoutet er valg til at være et standard rektangulært kabinet hvor forsiden vil fungere som betjeningsmodulet og bagsiden til tilslutninger..0.5 Valg af materiale For at kunne definere hvilket materiale der skal bruges til at lave kabinettet må der opstilles nogle krav til materialet og dets egenskaber. Ud fra disse krav vil der blive indgået det bedst mulige kompromis. Det skal være en god elektrisk leder for at kunne være god som afskærmning. Det skal rentabelt. Det skal være holdbart. Aluminium er valgt. Det opfylder alle tre krav og er tilgængeligt..0.6 Design af front Figur.: Fronten Layoutet af fronten er opbygget til at være overskueligt og nemt at betjene. Layoutet er lavet i AutoCAD og blevet skåret ud af en CNC fræser..0.7 Afskærmning og indbygning af moduler i kabinet For at lave bedst mulig afskærmning er det optimale at kabinettet er komplet - altså at alle sider er tillukkede. Herefter vil de forskellige moduler som forstærkeren er bygget op af blive sat på afstandstykker og monteret i kabinettet. Ved at lave forbindelse mellem hvert boards jordforbindelse og 78

aluminiumskabinettet vil der dannes en stor steloverflade hvor størstedelen af de uønskede signaler vil forsvinde i. Figur.: Board jordet i kabinettet.. Produktdesign 79

Accepttest For at sikre at kravene i kravspecifikationen [afsnit 4] bliver overholdt vil der i dette afsnit blive opsat og gennemført en række tests af systemet. Der vil blive gennemført tests indenfor følgende områder Digitaldelen Frekvensområde Harmonisk forvrængning Udgangseffekt Kortslutningsbeskyttelse Hvert enkelt af disse områder vil nu blive beskrevet hver for sig. Digitaldel Som beskrevet tidligere [afsnit 8.. og 8.3.3] virker digitaldelen som den skal og opfylder derfor de krav der er sat til den. Derfor har delen også bestået acceptesten. Frekvensområder I kravspecifikationen [afsnit 4] står der at frekvensområdet skal være indenfor 0-0000 khz ± 3 db. Der vil blive lavet et bodeplot for hele systemet for at sikre at dette er overholdt. Testen er foretaget med et NI-446 PC kort der sweeper igennem frekvenserne og herefter genererer et bodeplot. Følgende bodeplot er resultatet: 7 Bodeplot for komplet forstærker 6 5 Forstærkning [db] 4 3 0 0 0 3 0 4 Frekvens [Hz] Figur.: Bodeplot for den komplette forstærker 80

Som det kan ses på bodeplottet er den nedeste forstærkningsgrænse på omkring 3dB og den øverste omkring 5dB. Altså overholder den kravet om ± 3 db og har båstået acceptesten. Harmonisk forvrængning Den harmoniske forvrængning gennem hele kredsløbet må ikke overstige %. Dette kan kontrolleres med et NI-446 PC kort. Kredsløbet tilsluttes kortet og et medfølgende program afmåler forvrængningen. Forvrængningen er målt ved en udgangseffekt på 0W. Følgende graf viser resultatet for målingen: THD for komplet forstærker 0.3 Harmonisk forvrængning THD [%] 0.5 0. 0.5 0. 0.05 0 0 0 3 0 4 Frekvens [Hz] Figur.: Harmonisk forvrængning af den komplette forstærker Som det kan ses opfylder systemet kravet da den maximale THD er omkring 0.3%. Udgangseffekt Et meget essentielt emne er udgangseffekten, den skal minimnum være 0 W, kontinuert. Som det kan ses på THD målingen på figur [.] er forvrængningen acceptabel ved 0W udgangseffekt. Når samtidigt at temperaturen i udgangstransistorene er acceptabel [bilag E.5] er der intet der begrænser forstærkeren fra at kunne spille 0W kontinuert. Kortslutningsbeskyttelse Forstærkeren skal indeholde en kortslutnings sikring. Denne kan nemt testes ved at kortslutte systemet og afprøve om det brænder sammen. Som beskrevet tidligere [afsnit 9.8] virker kortslutningsbeskyttelsen ikke optimalt. Den er testet og vudereres til at kunne holde til cirka 0 sekunder kortslutning og består derfor ikke kravet på 0 sekunder.. Accepttest 8

Afslutning II 8

Perspektivering 3 Der blev indledende valgt at lave en Det hafunktionsdygtig mono forstærker. Dette blev gjort for at begrænse projektet. En stereoforstærker er at fortrække, da oplevelsen af lyden bliver bedre. For at kunne fremstille en stereoforstærker vil det kræve to bas, diskant og volumenkontrol og derefter en balancejusteringsmulighed efter volumenkomtrollen. Til sidst skulle der sættes to effekttrin, som kan være bygget lige som den der er blevet fremstillet i projektet. Herudover ville det have været muligt at lave en kanalvælger. Den nuværende løsning har kun en indgang og denne er specificeret til et forholdsvis specifikt område mht. spænding og forstærkning. En mulighed kunne fx. have været at bygge en ekstra kanal til en RIAA forstærker som bruges til pladeafspillere eller en forforstærker til en mikrofon. Filtrene konstrueret i tonekontrollen er meget enkle. Det ville være muligt at lave mere avancerede filtre, det vil sige nogen der behandlede lydsignalet på en mere hensigtsmæssig måde. Da kurset om filtre første kommer på et senere semester har kendskabet til andre typer ikke været til stede. Desuden kunne selve opbygningen af filtret også være anderledes. Den digitale del, som er betjeningen og displayet, kan udbygges på mange måder. Det digitale kredsløb er lavet så simpel som muligt, og er lavet for at vise princippet i hvordan digital styring af en forstærker kan opbygges. De forskellige dele af de digitale kredsløb er opstillet herunder, og nogle af mulighederne for at udbygge disse er forklaret. Knapperne Vælgeren Tællerene Display Disse moduler kan hvert for sig udbygges. Grunden til at den digitale del kan udbygges meget, er at i den digitale del findes de fleste luksusfunktioner. Moderne forstærkere har en helt masse luksusfunktioner, der bliver brugt i større eller mindre grad. Fejl der forekommer ved forkert brug kan også forhindres, da én ting er at vide hvordan forstærkeren skal betjenes, og en anden ting er hvordan den bliver betjent i praksis. Først of fremmest blev produktet afgrænset til at kun at have tre betjeningsknapper, plus en mute knap. Dette er en større afgrænsning i funktioner fra den digitale del. Normalt vil der til en standart forstærker være mere end 4 knapper der kan trykkes på. Mange nyere forstærkere har også en digital menu, til at styre forskellige funktioner og indstillinger. Med hensyn til vælgeren, er udvidelsesmulighederne begrænset. Der er i produktet set bort fra den meget udbredte funktion med at skifte tilbage til volumen, altså så hvis der bliver skiftet til bas og ændret på denne, vil kredsen selv efter nogle sekunder skifte tilbage til volumen. Dette er en funktion vælgeren i dette tilfælde mangler. Tællerene kan også udbygges mere end det opstillede kredsløb. De tællere der i kredsløberet bliver benyttet er 4-bit tællere, hvilket medfører at volumenkontrollen vil have 6 trin, og som tidligere 84

beskrevet i afsnit [7.] er dette ikke helt nok, da hvert trin derved vil blive 3 db for at få en passende forstærkning. Derfor ville en 6-bit tæller i dette tilfælde være mere hensigtsmæssigt da 6-bit giver 64 trin, og hvert trin kommer ned under db. Rettelse af fejl i tælleren kan også udbedres. Der kan fremkomme en fejl ved tryk på både op og ned knappen samtidigt og dette skal rettes i en færdig forstærker. En preset kreds til bas- og diskantniveauet kan også konstrueres, så disse ikke starter på 0 når forstærkeren bliver tændt, men nærmere en middelværdi. Den sidste del af det digitale kedsløb er displayet. Displayet er en essentiel del af den digitale del, da displayet er tilbagemelding til brugeren og derfor skal et display ofte udover tal også kunne vise tekst og indikation af at forskellige funktioner er aktiveret. Derfor stilles der på moderne forstærkere langt større krav til displayet, end der i dette tilfælde er blevet. Det er derfor heller ikke tilstrækkeligt at det opbyggede display kun kan vise tallene fra 0 til 5, specielt ikke hvis tællerene bliver udbygget til at have 64 trin. En eventuel anden opbygning af displaykredsløbet kunne være at opbygge dette med en PIC, så hele displayet bliver styret ud fra denne programmerbare enhed. En PIC vil også kunne vise forskellig tekst på et større display, direkte indput fra vælgeren vil kunne afgøre hvilken tæller der er aktiveret, og derved hvad der skal vises på displayet. En helt anden måde displayet kan udbygges på er at have forskellige visninger af forskellige funktioner. Dette betyder at displayet ikke vil vise f.eks. det basniveau den respektive tæller står på, men derimod 0 ved en middelværdi. Brugeren har derved bedre overblik over hvornår bassen er forstærket eller dæmpet. Effektforstærkeren fungere udemærket som den er bygget, men som altid er der plads til forbedringer. Den mest oplagte forbedring er at øge nyttevirkningen af udgangstrinet. Effekttrinet har cirka en nyttevirkning på omkring 50%, ved at sænke forsyningsspændingen kan nyttevirkning hæves. Udgangseffekten er 0 W, nogle brugere vil måske ønske en større udgangseffekt, dette vil kræve en helt ny dimensionering af effekttrinet. En effektiv kortslutningssikring som slår effekttrin fra ville også være en god udvidelse. 3. Perspektivering 85

Konklusion 4 Efter alle de forskellige dele er opbygget, og accepttesten er færdiggjort, kan det nu vurderes om alle testene har overholdt de opstillede krav, se afsnit [3] samt de krav der ellers er opstillet i starten af de forskellige kredsløbs afsnit. Digitaldelen af produktet fik i starten af afsnit [8.] opsat nogle overordnede krav, for hvilke funktioner skulle indeholde. Kravet om at forstærkeren skulle kunne betjenes ud fra tre knapper, op, ned og vælg er overholdt som forventet. En mute knap blev dog tilføjet, en knap der ved et enkelt tryk fjerner lyden til højttaleren. Tællerene er opbygget til at generere hvert deres 4-bit signal. Derudover virker alle delkredsløbene af betjeningsdelen som forventet, og resultatet på alle de opstillede tests var tilfredsstillende. Der er dog et par kritiske stadier ved fejlbetjening, disse blev nedprioteret, for at holde det endelige kredsløb så simpelt som muligt. Den anden del af digitaldelen er displayet. Denne del styres udelukkende ud fra inputs fra betjeningskredsløbet. Det opstillede displaykredsløb virker som forventet, og viste ikke forkerte værdier på noget tidspunkt i testen. Der er ligeledes ikke nogen mulighed for fejlbetjening af denne del. Overordnet set virker hele det digitale kredsløb som simuleringen, hvilket er tilfredsstillende. Forforstærkeren indgår, i modsætning til den digitale del, i et større signalbehandlingsforløb. Derfor er det vigtigt at den harmoniske forvrængning i kredsløbet ikke er større end 0,5%, samt at ind- og udgangsimpendanserne er fastsatte, for at kunne regne på det overordnede kredsløb. Her er alle de fastsatte krav overholdt, og sammensat virker kredsløbet som forventet. Tone- og volmenkonrollen indgår, ligesom forforstærkeren, i behandling af indputsignalet til forstærkeren. Igen er der opstillet nogle krav til den harmoniske forvrængning, samt ind- og udgangsimpedanserne. Her opfyldte kredsløbet kravene for harmonisk forvrængning og udgangsimpedans, dog bliver kravet til indgangsimpedansen ikke overholdt. Kravet til denne var fastsat til at være mindst 00 kω, men var i praksis kun 7, kω. Denne fejl bør dog ikke have nogen indvirkning for det samlede kredsløb, da udgangsmodstanden fra forforstærkeren er meget mindre. Effektforstærkeren er den sidste del af det samlede kredsløb. Det er her signalet bliver forstærket mest, hvilket giver en større chance for at overskride kravet om max. 0.5% harmonisk forvrængning. Det er ligeledes stadig vigtigt at have ind- og udgangsimpedansen defineret. Disse krav overholder effekttrinet alle sammen tilfredsstillende. De opstillede krav til kølepladerne stemmer i testene også næsten overens med beregningerne. Dog var transistorene lidt varmere end ventet, og kølepladerne lidt koldere, dette kan skyldes forbindelsen imellem transistorene og kølepladerne. Afvigelserne er dog begrænsede til ca. 5 o C fra beregningerne, så testens resultat er derfor acceptabelt. Kortslutningsbeskyttelsen fungerer ikke efter hensigten. Den opstillede test blev stoppet, da effektmodstandene begyndte at ryge. Kredsløbet trak langt fra den forventede kortslutningsstrøm, og det må altså hermed konkluderes at kredsløbet ikke bestod det opstillede krav. Det skal hertil tilføjes at kredsløbet under testen klarede en kortslutning i ca. 0 sekunder, og effektforstærkeren virker stadig 86

efterfølgende. Afslutningsvist var der også opstillet en række krav til det samlede kredsløb, og det er testet hvorvidt de er overholdt. Dette indbefatter også en test af den samlede harmoniske forvrængning, samt krav om at frekvensområdet skal være indenfor 0-0000 khz ± 3 db. Det samlede kredsløb lever op til begge disse krav. Den samlede harmoniske forvrængning er nær den samme som for effektforstærkeren, da forvrængningen i forforstærkeren samt tone- pg volmenkonrollen er meget lav. Altså er kravet om en samlet harmoniske forvrængning for kredsløbet på max. % overholdt. En anden test af kredsløbet var at få forstærkeren til at levere 0 W kontinuert, for at teste om transistorene i udgangstrinet blev for varme. Efter en time var transistorene stadig indenfor en acceptabel temperatur. Den samlede forstærker overholdt altså næsten alle de opstillede krav til fulde, dog med undtagelse af kortslutningsbeskyttelsen og indgangsimpedansen af tone- og volmenkontrollen. De to krav der ikke blev overholdt bevirker ikke hvordan forstærkeren spiller. Kun ved en kortslutning af udgangen i mere end 0 sekunder, skaber det et problem at kortslutningsbeskyttelsen ikke lever op til de opstillede krav. Alt i alt lever produktet op til næsten alle de opstillede krav, og kan afspille musik med en harmoniske forvrængning på 0,3 % eller derunder, for alle frekvenserne i det bestemte frekvensområde. 4. Konklusion 87

Litteratur [] Ole Kiel Jensen, High Fidelity (Hi-Fi) forstærker med digital styring. AAU, Filnavn på CD: HiFiForstaerkeroplæg.pdf. [] DIN45500, DIN45500. Tysk standard, 973. [3] Dansk standard, DS/EN 6938 - Audio-, video- og audiovisuelle systemmer - Indbyrdes forbindelser og matchende værdier - Foretrukne matchende analoge signalværdier. Dansk standard, 997. [4] Department of Acoustics, Fakta om lyd. AAU, Filnavn på CD: Fakta om lyd.pdf URL: http://acoustics.aau.dk/research/lf/soundfacts.html. [5] Fredrick W. Hughes, Op-amp Handbook. Prentice Hall,. ed., 986. [6] Sedra/Smith, Microelectronic Circuits. Oxford, 5. ed., 004. [7] The University New South Wales, Ørets opfattelse af lyd. The University New South Wales, Filnavn på CD: UNSW - What is a decibel.pdf URL: http://www.phys.unsw.edu.au/jw/db.html, 006. Downloadet: 6.0.008. [8] The Clemson University, Decibelskalaen. The Clemson University, Filnavn på CD: CVEL - Working with Decibels.pdf URL: http://www.cvel.clemson.edu/emc/tutorials/db_notes/db_notes.html, 008. Downloadet: 6.0.008. [9] Department of Acoustics, Lidt om lyd - uden formler. AAU, Filnavn på CD: Lidt om lyd - uden formler.pdf URL: http://acoustics.aau.dk/welcome/lidtomlyd.html. [0] Texas Instruments, TLE07X. Texas Instruments, Filnavn på CD: TLE07x.pdf. [] National Semiconductor, LM555 Timer. National Semiconductor, Filnavn på CD: LM555.pdf. [] Philips Semiconductors, 4067. Philips Semiconductors, Filnavn på CD: 4067.pdf. [3] Jan Mikkelsen, Analog elektronik forelæsning 4.5. AAU, Filnavn på CD: AEL4.5.slides.pdf. [4] Philips Semiconductors, BC547. Philips Semiconductors, Filnavn på CD: BC547.pdf. 88

LITTERATUR [5] NationMaster, VBE temperatur. Filnavn på CD: NationMaster Voltage source URL:http://www.nationmaster.com/encyclopedia/Voltage-source, 005. Downloadet: 30.0.008. [6] Stephen R. Fleeman, Electronic Devices. Prentice-Hall, 990. [7] Fairchild Semiconductor Corporation, MJE955. Fairchild Semiconductor Corporation, Filnavn på CD: MJE955.pdf. [8] Palle Andersen, Tilbagekobling mm. AAU, Filnavn på CD: Tilbagekoblingmm.pdf. [9] Benny P. Jørgensen, Byg din egen Hi-Fi forstærker. Filnavn på CD: Byg din egen forstærker.pdf URL: http://hjem.getnet.dk/bencar/bdef/bdef_4.htm, 998. Downloadet: 3..008. [0] Jan Mikkelsen, Analog elektronik forelæsning 3.5. AAU, Filnavn på CD: AEL3.5.slides.pdf. [] Eddy Bøgh Brixen & Jan Voetmann, Praktisk Elektroakustik. Musikforlaget,. ed., 004. [] Wikipedia, Class G and H. URL:http://en.wikipedia.org/wiki/Electronic_amplifier#Class_G_and_H. [3] Jan Mikkelsen, Analog elektronik forelæsning 4.4. AAU, Filnavn på CD: AEL4.4.slides.pdf. [4] Ole Kiel Jensen, Måleteknik forelæsning.5. AAU, Filnavn på CD: MTEK.5.slides.pdf. LITTERATUR 89

Bilag III 90

Diagrammer og komponentlister A I dette afsnit er komponentlisterne for de forskellige kredsløb opstillet i tabeller med komponentværdier for alle komponenterne på de forskellige diagrammer. Disse diagrammer er her vedlagt. Fælles for alle kredsløbene er at der på alle ICerne er sat en afkoblingskondensator fra forsyning til jord. Disse afkoblingskondensatorer er alle 00 nf keramiske kondensatorer, og er ikke indtegnet på diagrammerne. A. Vælger og clock Navn Komponent Beskrivelse IC LM555 Timer, TTL-Compatibel IC 4069 Hex INVERTER IC3 4066 Quad analog SWITCH / MULTIPLEXER IC4 456 Binary up / down COUNTER IC5 407 Quad -input OR IC6 408 Quad -input AND IC7 458 Dual BCD up / down COUNTER IC8 7809 Positiv regulator 9V/A C 0 nf C µf C3 µf C4 µf C5 µf C6 00 µf C7 µf R 50 kω Potentiometer R 0 kω Potentiometer R3 0 kω Potentiometer R4 0 kω R5 0 kω R6 0 kω R7 00 kω R8 00 Ω R9 00 Ω Tabel A.: Komponentliste til vælger og clock 9

A. Vælger og clock 4 VDD VSS 4 VDD VSS IC5P IC3P 7 7 4 VDD VSS 4 VDD VSS IC6P ICP 7 7 8 6 VDD VSS IC4P 8 6 VSS VDD S S R4 R5 3 IC5D ICC 5 6 ICE 0 ICD 9 8 8 9 3 IC6C 0 IC6D ICB 3 4 C C IC TR Q 3 4 R DIS 7 5 CV THR 6 GND V+ 8 3 3 R 3 IC5A R8 Vcc & Gnd IC7P JP ON ON R7 C3 C4 Plus og Minus knapper JP3 ON S3 R6 R9 C5 Switch output IC7A CLK EN 7 RES Q0 Q Q Q3 3 4 5 6 3 JP4 J 3 4 IC8 GND IN OUT C7 C6 4 IC6B 6 5 Clock JP 5 C 4 A IC3B B 3 IC4 4 P0 P 3 P 3 P3 PE 5 CIN 0 U/D 5 CLK 9 RES Q0 Q Q Q3 CO 6 4 7 5 6 IC5B 4 IC6A 3 8 9 IC5C 0 3 R3 ICA 3 R IC3A A C B Figur A.: Vælger og Clock diagram A. Diagrammer og komponentlister 93

A. Tællere A. Tællere Navn Komponent Beskrivelse IC 4069 Hex INVERTER IC 407 Quad -input OR IC3 456 Binary up / down COUNTER IC4 456 Binary up / down COUNTER IC5 456 Binary up / down COUNTER IC6 4073 Triple 3-input AND IC7 407 Quad -input OR IC8 407 Quad -input OR IC9 408 Quad -input AND IC0 408 Quad -input AND IC 4066 Quad analog SWITCH / MULTIPLEXER IC 4066 Quad analog SWITCH / MULTIPLEXER IC3 4066 Quad analog SWITCH / MULTIPLEXER Tabel A.: Komponentliste for tællere 94 A. Diagrammer og komponentlister

A. Tællere JP JP JP3 3 JP4 ICA 3 4 ICB 5 6 ICC 9 8 ICD 7 4 ICP VDD VS S 3 ICA 5 6 4 ICB 8 9 0 ICC 3 ICD 7 4 ICP VDD VS S PE Q3 P3 3 P0 4 CIN 5 Q0 6 CO 7 RES 9 U/D 0 Q P P 3 Q 4 CLK 5 IC3 8 6 IC3P VDD VS S PE Q3 P3 3 P0 4 CIN 5 Q0 6 CO 7 RES 9 U/D 0 Q P P 3 Q 4 CLK 5 IC4 8 6 IC4P VDD VS S PE Q3 P3 3 P0 4 CIN 5 Q0 6 CO 7 RES 9 U/D 0 Q P P 3 Q 4 CLK 5 IC5 8 6 IC5P VDD VS S 8 9 IC6A 3 4 5 6 IC6B 3 0 IC6C 7 4 IC6P VDD VS S 3 IC7A 5 6 4 IC7B 8 9 0 IC7C 7 4 IC7P VDD VS S 3 IC8A 5 6 4 IC8B 8 9 0 IC8C 7 4 IC8P VDD VS S 3 IC9A 5 6 4 IC9B 8 9 0 IC9C 3 IC9D 7 4 IC9P VDD VS S 3 IC0A 5 6 4 IC0B 7 4 IC0P VDD VS S 3 4 5 6 7 8 9 0 3 4 CON A B C 3 ICA A 4 B 3 C 5 ICB A 8 B 9 C 6 ICC A B 0 C ICD 7 4 ICP VDD VS S A B C 3 ICA A 4 B 3 C 5 ICB A 8 B 9 C 6 ICC A B 0 C ICD 7 4 ICP VDD VS S A B C 3 IC3A A 4 B 3 C 5 IC3B A 8 B 9 C 6 IC3C A B 0 C IC3D 7 4 IC3P VDD VS S 3 4 JP5 Vcc & Ground Plus og Minus knapper Enable Clock Output til multipleksere Output til display Figur A.: Tællere A. Diagrammer og komponentlister 95

A.3 Display A.3 Display Navn Komponent Beskrivelse IC 408 Dual 4-input AND IC 408 Dual 4-input AND IC3 408 Dual 4-input AND IC4 4069 Hex INVERTER IC5 4069 Hex INVERTER IC6 407 Dual 4-input OR IC7 407 Dual 4-input OR IC8 407 Dual 4-input OR IC9 407 Dual 4-input OR IC0 407 Dual 4-input OR IC 407 Dual 4-input OR IC 45 BCD TO 7-SEGMENT LATCH / DECODER / DRIVER IC3 407 Dual 4-input OR IC4 7809 Positiv regulator 9V/A C µf C 00 µf Tabel A.3: Komponentliste for display 96 A. Diagrammer og komponentlister

E F A.3 Display 3 IC3B 3 4 5 LT BI LE G IC 7 IA IB IC 6 ID A B C D BCD Indput fra betjeningsboard JP 3 4 0 9 IC3A 3 5 4 9 7 3 5 7 Forsyning 3 4 5 IC4 J VI GND VO C 3 C 3 4 VDD VDD VDD 4 VDD 4 VDD 4 VDD IC3P IC4P IC5P ICP ICP IC3P VS S7 VS S8 VS S8 VS S7 VS S7 VS S7 3 0 9 5 4 IC5D 0 IC5C 6 IC5A IC5B 4 IC4C 6 IC4B 4 IC4A 6 VDD ICP VS S8 3 4 5 9 0 3 4 5 9 0 3 4 5 9 0 ICA ICB 3 ICA ICB 3 IC3A IC3B 3 4 VDD IC6P VS S7 4 VDD IC7P VS S7 4 5 3 4 5 3 4 5 3 4 5 3 4 5 3 4 VDD IC8P VS S7 3 9 0 ICB ICA 3 9 0 IC0B 4 5 3 IC0A 3 9 0 IC9B IC9A 3 9 0 IC8B IC8A 3 9 0 IC7B IC7A 3 9 0 IC6B IC6A 4 VDD 4 VDD 4 VDD IC9P IC0P ICP VS S7 VS S7 VS S7 Output til 7-segmenter CON 0 9 8 7 6 5 4 3 Figur A.3: Diagram for display A. Diagrammer og komponentlister 97

A.4 Multiplexere A.4 Multiplexere Navn Komponent Beskrivelse Navn Komponent IC 4067 6-channel analog MUX R & R8 47,5 kω IC 4067 6-channel analog MUX R3 & R9 34 kω IC3 4067 6-channel analog MUX R4 & R30 3,7 kω IC4 TLE07 Excalibur JFET Low noise R5 & R3 6,9 kω IC5 TLE07 Excalibur JFET Low noise R6 & R3, kω IC6 7809 Positiv regulator 9V/A R7 & R33 8,45 kω IC7 7909 Negativ regulator 9V/A R8 & R34 5,76 kω C3 00 nf Afkoblingskondensator R35 - C4 00 nf Afkoblingskondensator R36 634 kω C5 00 nf Afkoblingskondensator R37 44 kω C6 µf R38 36 kω C7 00 µf R39 kω C8 00 µf R40 58 kω C9 µf R4 0 kω R3 & R9 - R4 78,7 kω R4 & R0 750 kω R43 56, kω R5 & R 536 kω R44 40, kω R6 & R 374 kω R45 8 kω R7 & R3 67 kω R46 0 kω R8 & R4 9kΩ R47 4 kω R9 & R5 33 kω R48 0 kω R0 & R6 95,3 kω R49 4,99 kω R & R7 66,5 kω R50 4,99 kω Tabel A.4: Komponentliste for multiplexere 98 A. Diagrammer og komponentlister

A.4 Multiplexere Bit input CON 6 5 4 3 0 9 8 7 6 5 4 3 Fra filtre CON 0 9 8 7 6 5 4 3 X X X IC INH A B C D X0 X X X3 X4 X5 X6 X7 X8 X9 X0 X X X3 X4 X5 IC INH A B C D X0 X X X3 X4 X5 X6 X7 X8 X9 X0 X X X3 X4 X5 IC3 INH A B C D X0 X X X3 X4 X5 X6 X7 X8 X9 X0 X X X3 X4 X5 5 0 4 3 3 0 9 8 7 6 9 8 7 6 5 4 3 5 0 4 3 3 0 9 8 7 6 9 8 7 6 5 4 3 5 0 4 3 3 0 9 8 7 6 9 8 7 6 5 4 3 R 3 R 4 R 5 R 6 R 7 R 8 R 9 R 0 R R R 3 R 4 R 5 R 6 R 7 R 8 Mux R 5 R 9 R 0 R R R 3 R 4 R 5 R 6 R 7 R 8 R 9 R 30 R 3 R 3 R 33 R 34 Mux R 35 R 36 R 37 R 38 R 39 R 40 R 4 R 4 R 43 R 44 R 45 R 46 R 47 R 48 R 49 R 50 Mux 3 3 7 4 8 IC4 3 6 5 6 5 7 4 8 IC5 Udgang til effektforstærker JP R R Opamp Opamp S trømforsyning + C5 C4 C3 ICP 4 VS S VDD 4 VS S VDD ICP 4 VS S VDD C8 C9 + IC7 IC3P GND 3 VO VI 3 VO VI GND J 3 4 IC6 + C7 + C6 Figur A.4: Diagram for multiplexer A. Diagrammer og komponentlister 99

A.5 Summationsfortærker og tonekontrol A.5 Summationsfortærker og tonekontrol Navn Komponent Beskrivelse IC TLE07 Dual Excalibur JFET Low noise, high speed Op-Amp IC TLE07 Dual Excalibur JFET Low noise, high speed Op-Amp IC3 TLE07 Dual Excalibur JFET Low noise, high speed Op-Amp IC4 TLE07 Dual Excalibur JFET Low noise, high speed Op-Amp IC5 795 Negativ regulator 5V/A IC6 785 Positiv regulator 5V/A C 0 nf C 0 nf C3 0 nf C4 0 nf C5 0 nf C6 0 nf C7 00 µf C8 5 µf C9 5 µf C0 00 µf R 00 kω R 00 kω R3 00 kω R4 00 kω R5 500 kω R6 500 kω R7 500 kω R8 78,7 kω R9 78,7 kω R0 78,7 kω R 78,7 kω R 78,7 kω R3 78,7 kω R4 7,87 kω R5 7,87 kω R6 7,87 kω R7 7,87 kω R8 7,87 kω R9 7,87 kω R0 40 Ω R 40 Ω R 40 Ω Tabel A.5: Komponentliste for summationsfortærker og tonekontrol 00 A. Diagrammer og komponentlister

A.5 Summationsfortærker og tonekontrol IC5 C9 C7 GND IN OUT JP JP GND 4 3 J IN OUT C8 C0 GND IC6 R R R4 3 8 4 R3 ICA R5 R7 R C3 R7 C R9 3 C6 8 4 R8 R3 3 8 4 IC3A R 3 8 4 ICA R6 R8 IC4A R0 R6 R4 R0 5 6 C R9 R 5 6 C4 R5 ICB 7 5 6 C5 R IC3B 7 7 IC4B 4 6 8 0 CON 3 5 7 9 Figur A.5: Diagram for summationsforstærker og tonekontrol A. Diagrammer og komponentlister 0

A.6 Effektforstærkeren A.6 Effektforstærkeren J 3 4 C8 C9 C4 IC C5 GND IN OUT IN OUT C6 C7 GND IC3 JP C R8 R7 C3 4 3 7 C 6 IC R6 R5 3 Q9 R4 R R 3 R0 R3 R9 Q7 Q8 Q5 Q6 R7 R8 Q3 R5 R4 R3 R6 Q4 F R R F Q Q JP Figur A.6: Diagram for effektforstærker 0 A. Diagrammer og komponentlister

A.6 Effektforstærkeren Navn Komponent Beskrivelse R 0,47 Ω W modstand R 0,47 Ω W modstand R3,37 kω R4,37 kω R5 kω R6 kω R7 665 Ω R8 665 Ω R9 3,74 kω R0,49 kω R kω Potentiometer R,33 kω R3,74 kω R4 7,68 kω R5 00 kω Potentiometer R6 40, kω R7 40, kω R8 69 kω Q MJE3055 Q MJE955 Q3 BC337-6 Q4 BC37-6 Q5 BC337-6 Q6 BC37-6 Q7 BC547B Q8 BC547B Q9 BC547B IC TLE07 Dual Excalibur JFET Low noise, high speed Op-Amp IC LM788 Positiv regulator 8V/A IC3 LM798 Negativ regulator 8V/A C 5 pf C 470 nf C3 uf C4 00 uf C5 uf C6 00 uf C7 uf C8 mf C9 mf F 6,3 A Træg F 6,3 A Træg Tabel A.6: Komponentliste for effektfortærker A. Diagrammer og komponentlister 03

Klasseinddeling for effektforstærkeren B Grundet de forskellige behov der er til designet af forskellige produkter, findes der ligeledes forskellige klasser af forstærkere. Forskellen mellem disse forstærkerer er tomgangsforbruget, dvs. tomgangsstrømmen i udgangstrinnet, nyttevirkning og kompleksitivitet. Denne er på figur [B.] illustrueret for diverse klasser. I o ønskes værende så lavt som muligt, ikke mindst for at holde spildeffekten nede og dermed også energiforbruget. Dertil spiller crossover forvrængning og virkningsgrad en stor rolle. Virkningsgrad fortæller som navnet antyder hvor høj en virkningsgrad der forefindes for den enkle klasse. Virkningsgraden angives i procent, og beskriver hvor mange procent af energi der bliver afsat i højttalerne i forhold til hvor meget energi der tilføres forstærkeren. Den resterende energi vil blive afsat i forstærkeren i form af varme. i o A B D Q A Q D Q B Q AB Mætning Figur B.: Graf over de relevante klasser [0] Klasse A Klasse A forstærkeren er den forstærker som tilbyder det bedste resultat mht. crossover forvrængning, da det slet ikke findes i en klasse A forstærker [9]. Dette skyldes at der bruges én transistor som dækker både den positive og den negative del af et signal. Signalet skaber således varitioner af hvor meget strøm der løber i transistoren og i højttaleren. Hvilestrømmen er derfor nød til at være lige så stor som peak udgangsstrømmen. Dette giver meget spildeffekt, samt en meget lav virknings- 04

grad, på kun ca. 5%. Klasse B En klasse B forstærker, har to transistore, som hver forstærker 80 grader strømvinkel - 80 grader til den positive og 80 grader til den negative del af et signal. Dette gør den mere økonomisk, da der ikke er nogen hvilestrøm. Der kan dog opstå cross-overforvrængning, som ikke lyder godt. Virkningsgraden vil grundet den mere energivenlige anordning være på omkring 79% se bilag [D.3]. Klasse AB Klasse AB forstærkeren er en kombination af de to ovennævnte forstærkerklasser. Her vil begge transistorer ikke lede hele tiden som i klasse A, dog vil de dække over hinanden omkring 0 volt i modsætning til klasse B, og derved mindskes cross-over forvrængningen til nær minimum. Nyttevirkningsgrad er svær at beskrive, da den afhænger af hvor stor hvilestrømmen er, men nyttevirkningen er mindre end for en klasse B forstærker. Klasse D Klasse D er en digital forstærker. Forstærkningen i en klasse D forstærker foregår ved at indgangssignalet samples med et trekantssignal, og differencen imellem de to signaler forstærkes uendeligt mange gange og sendes igennem et effektlavpasfilter. Nytteværkning er omkring 90% [, s. 69] Klasse G og H Forstærkerene minder meget om en klasse AB forstærker, men har en variabel strømforsyning og har dermed en højere virkningsgrad, da den kan sænke forsyningsspændingen. Desværre gør det også forstærkeren mere kompleks. En Klasse G forstærker kan variere forsyningen mellem f.eks to niveauer og dermed øges virkningsgraden se figur [B.(a)]. En klasse H forstærker er en uvidelse af en klasse G forstærker, som forstærker ved at skifte imellem flere spænding-rails, hvor den nærmeste rail til signalet bruges, se figur [B.(a)]. (a) En klasse G forstærker [] (b) En klasse H forstærker [] B. Klasseinddeling for effektforstærkeren 05

Valg af powertransistor C Der vil i dette afsnit gennemgåes brugen af power transistorer, mere præcist power BJT og power MOSFET, samt deres fordele og virkemåde. Power BJT En power BJT er en transistor der er beregnet til at kunne klare store strømme. For at få BJT transistoren til at lede større strøm er der indgået kompromis med nogle af transistorens andre egenskaber, så som større V be og mindre forstærkning. Det essentielle ved en power BJT er den store mængde effekt, P D, den kan afsætte i collector-base overgangen. Det er denne effekt der begrænser BJT transistoren i hvor meget den kan forstærke. Desto mere effekt der afsættes i BJT transistoren, desto mere varmere bliver denne. BJTeren kan højst klare omkring 50-00 C. En kølerplade vil gøre at transitoren kan klare større strømme. Power MOSFET Den største fordel ved en power MOSFET er den høje breakdown voltage kombineret med den høje strømevne, på henholdsvis 600 V og 50 A. En mosfet bliver ligeledes varm når der afsættes effekt i denne, men en mosfet har intet second breakdown area og kan dermed holde til mere. Sammeligning af power BJT og MOSFET BJT Begrænset SOA (Safe Operating Area), pga. second breakdown. Har en ohmsk basisimpedans. Lavere operationshastighed end MOSFET. Mere robust end MOSFET MOSFET Ingen second breakdown. Har en capacitiv basisimpedans. Højere operationshastighed end BJT. Mindre robust end BJT. Tabel C.: BJT sammenlignet med MOSFET En af de mere nævneværdige forskelle er den sidstnævnte, omkring forskellen imellem de to transistorers robusthed. Det er en fordel at der bruges nogle transistorer der kan tåle en del, når der skal eksperimenteres med transitorer. Derfor vil det være oplagt at bygge udgangstrinnet op således at der bruges BJT istedet for MOSFET. 06

Beregninger D D. Udregning af overføringsfunktion for tonekontrollen Der vil her blive udledt en overføringsfunktion der kan gælde for alle tre båndpasfiltre ved at indsætte de respektive komponentværdier. Båndpasfiltrene er alle tre opbygget som på figur [D.]. R4 Vi R C R R3 C Vo Figur D.: Båndpasfilter Ved at transformere kredsløbet i figur [D.], så impedanserne for alle komponenter i serie eller parallel bliver samlet til en enkelt impedans, kommer kredsløbet til at se ud som på figur [D.]. Vi Z Z Z3 --- C:\Program Files\LTC\SwCADIII\Draft.asc --- Z4 Vo Figur D.: Båndpasfilter med impedanser Når først kredsløbet ser således ud er det enkelt at finde overføringsfunktionen. Først findes udgangssignalet for højpasfilteret, den første del af figuren, dette gøres med formel --- C:\Program Files\LTC\SwCADIII\Draft.asc --- [D.]. V o = Z Z V i (D.) Impedanserne udregnes. Z = R + s C Z = R (D.) (D.3) Disse indsættes i formel [D.], og reduceres til den endelige overføringsfunktione for højpasfilteret. 07

D. Udregning af overføringsfunktion for tonekontrollen V o = R R + s C V i = s C R s C R + V i (D.4) (D.5) Når overføringsfunktionen for højpasfilteret nu er fundet, kan overføringsfunktionen for lavpasfilteret findes på samme måde. Også her bruges formel [D.], det er blot andre impedanser der indsættes. Z 3 = R Z 4 = s C R 4 R 3 (D.6) (D.7) V o = s C R 4 R 3 R 3 V i (D.8) R 4 R 3 = s C R 4 + V i (D.9) Da indgangssignalet til lavpasfilteret er udgangssignalet for højpasfilteret skal de to overføringsfunktioner multipliceres sammen for at finde den samlede overføringsfunktion for båndpasfiltret. Den samlede overføringsfunktion findes her og kan ses i formel [D.]. R 4 R 3 V o = s C R s C R + s C R 4 + V i s C R R 4 = s C R R 3 + s V i C C R R 3 R 4 + s C R 3 R 4 + R 3 s C R R 4 H(s) = s C R R 3 + s C C R R 3 R 4 + s C R 3 R 4 + R 3 (D.0) (D.) (D.) D.. Overføringsfunktion for bas Til at finde overføringsfunktionen for bassen bruges den netop udledte formel [D.], værdierne for komponenterne indsættes, og udtrykket reduceres. R = R = 500 kω R 3 = R 4 = 78,7 kω C = C = 0 nf H B (s) = 3 0 6 s s 36 + s 357400 + 0 8 (D.3) (D.4) (D.5) (D.6) D.. Overføringsfunktion for mellemtone Overføringsfunktionen for mellemtonen findes på samme måde som bassen. 08 D. Beregninger

D. Udregning af overføringsfunktion for tonekontrollen R = R = 78,7 kω R 3 = R 4 = 7,87 kω C = C = 0 nf H M (s) = 787 0 7 s s 69369 + s 8657 0 6 + 0 3 (D.7) (D.8) (D.9) (D.0) D..3 Overføringsfunktion for diskant Overføringsfunktionen for diskanten bestemmes på samme måde som de to andre. R = R = 7,87 kω R 3 = R 4 = 40 Ω C = C = 0 nf H D (s) = 3935 0 7 s s 5887 + s 436 0 7 + 5 0 4 (D.) (D.) (D.3) (D.4) Disse tre overføringsfunktioner kan nu bruges til at lave en graf over det beregnede bodeplot, for hvert enkelt båndpasfilter. På den måde er det muligt at sammenligne det beregnede signal, med det simulerede og det målte. Dette er beskrevet i afsnit [7..9]. D. Beregninger 09

D. Beregning af emitter modstand i udgangstrin D. Beregning af emitter modstand i udgangstrin For at forhindre termisk run-away indsættes der en modstand i udgangstrinet, placeringen kan ses på figur [D.3]. Vcc Multiplier Q3 Q R RE Output Figur D.3: R E modstandens placering i udgangstrinet Værdien skal beregnes i forhold til en række --- C:\Program parametre Files\LTC\SwCADIII\Effektudgangstrin.asc for udgangstrinet, --- og vil blive udledt her. Basis-emitter spændingen med en emitter feedback modstand beregnes ved formel [D.5] [3]. dv BE = R E di C (D.5) Ved ændringer i temperaturen gælder formel [D.6]. dv BE = g m di C + K dt j (D.6) K er ændringen af V BE i forhold til temperaturen, for silicium er den - mv/c o [6, s. 5]. T j er transistorens temperatur og kan beregnes efter formel [D.7]. T j = P D Θ ja + T a dp D = dt j Θ ja (D.7) (D.8) Hvor P D er effekten afsat i komponenter og køleflader, Θ ja er den termiske modstand fra transistoren til luften og T a er rumtemperaturen. Formel [D.5] og [D.6] kan skrives sammen til formel [D.9]. di C R E = gm di C + K dt j di c dt j = K g m + R E (D.9) (D.30) 0 D. Beregninger

D. Beregning af emitter modstand i udgangstrin For at opnå stabilitet gælder det at dp Q dt j dp D dt j = Θ ja (D.3) dp Q = d(v CC I C R E ) I C = V CC I C R E di C di C (D.3) dp Q = dp Q di c dt j di C dt j (D.33) K (V CC I C R E ) g m + R E Θ ja (D.34) Ved hjælp af formel [D.35] kan udtrykket omskrives yderligere, og R E kan isoleres. = V T g m I C K (V CC I C R E ) V T IC + R E Θ ja R E K (V CC I C R E ) Θ ja V T I C (D.35) (D.36) (D.37) Hvis det gælder at V CC» I C R E, hvilket det gør i dette projekt kan formel [D.37] approximeres til formel [D.38]. R E K V CC Θ ja V T I C (D.38) Når formlen nu er udledt kan de kendte værdier indsættes. Nogle af værdierne er fundet tidligere i rapporten I C er defineret i formel [ 9.49 på side 58], Θ ja er defineret i afsnit [ 9.5 på side 58]. K er defineret fra [6, s.5] K = mv o C V CC = 0 V o C Θ ja = 8.9 W V T = 5 mv I C =, A (D.39) (D.40) (D.4) (D.4) (D.43) R E mv o o C 0 V 8.9 C 5 mv = 0,355 Ω (D.44) W, A R E 0,47 Ω (D.45) Modstanden R E er dermed 0,47 Ω. Effekten I modstanden beregnes i formel [D.46]. (, A) 0,47 Ω = 589 mw (D.46) D. Beregninger

D.3 Beregning af effekt og nyttevirkning D.3 Beregning af effekt og nyttevirkning I dette afsnit beregnes effekten afsat i transistorerne, højttaleren samt nyttevirkningen. Fra afsnit [ 9. på side 49] er følgende værdier beregnet eller defineret. V o peak =,64 V R L = 8 Ω V CC = 0 V (D.47) (D.48) (D.49) Der bruges dobbelt strømforsyning. Med disse værdier kan det maksimale udsving af strøm amplituden beregnes. I o peak = V o peak R L (D.50) =,58 A (D.5) Med denne værdi kan den gennemsnitlige strøm ved 0 V forsyning beregnes. I o avg = I o peak π (D.5) = 0,503 A (D.53) Middel effekten afsat i højttaleren, P L, samt effekten fra forsyningen, P S, beregnes. P L = V RMS R L (D.54) = V o peak R L (D.55) = 9,986 W (D.56) P S = V CC I o avg (D.57) = V CC π Vo peak R L (D.58) = 0,7 W (D.59) Med disse værdier kan nyttevirkningen beregnes. η = P L P S (D.60) = π 4 Vo peak V CC (D.6) = 49,637% (D.6) D. Beregninger

D.3 Beregning af effekt og nyttevirkning Den teoretiske nyttevirkning, hvis V o peak = V CC, beregnes. η = P L P S V o peak = V CC η = π 4 = pi 4 Vo peak V CC (D.63) (D.64) (D.65) (D.66) = 78,5% (D.67) Det undersøges nu hvornår der er mest effekt afsat i transistorene. P D er den effekt der er afsat i komponenter, hoveddelen heraf er i transistorene. P D = P S P L (D.68) Denne differentieres og sættes lig nul for at finde ud af hvor det maksimale udsving er. dp D dv o peak = 0 (D.69) π VCC R L V o peak R L = 0 (D.70) V o peak = π V CC Det er ved,7 V der afsættes mest effekt i transistorene. (D.7) =,73 V (D.7) I koordinatsystemet i figur [D.4] er der indsat en graf for effekten tilført og afsat i højttaler og transistorer. Den teoretiske samt endelige nyttevirkning er markeret. Desuden er der trukket en linie hvor V o peak er. 35 30 P S Effekt [W] 5 0 5 0 5 Nyttevirkning = 78% P L Nyttevirkning = 50% P D V o peak 0 0 5 0 5 0 Vout [V] Figur D.4: Effekt i forhold til spænding D. Beregninger 3

D.4 Udregning af udgangsmodstand D.4 Udregning af udgangsmodstand Her beregnes udgangsmodstanden af effekttrinet, for at sikre at kravet for udgangsmodstanden, på højst Ω, bliver overholdt. Vcc Multiplier Q3 Q R RE Output Figur D.5: Principet for udgangstrinet Der startes med at skrive nogle nøgleformler ned, som bruges gennem udregningen. gm = I c --- C:\Program Files\LTC\SwCADIII\Effektudgangstrin.asc --- r π = V T β gm (D.73) (D.74) Herefter udregnes udgangsmodstanden for en fælles kollektor kobling. Der bruges en småsignals model og der er gjort nogle tilnærmelser gennem udregningerne. r o trans antages at være så stor at den ikke medregnes. r s er den modstand transistor Q3 ser ud i. R s er den modstand transistor Q ser ud i, det vil sige udgangsmodstanden for transistor Q3. En test generator med spændingen V x og strømmen I x indsættes på R L s plads. Med Ohms lov kan udgangsmodstanden beregnes. V x = V i V π i x gm V π r o = V x i x r o = V i V π gm V π V i r o = + V π gm V π gm V π V i I r o = b + gm Vπ Ib gm r o = r s β + gm (D.75) (D.76) (D.77) (D.78) (D.79) (D.80) (D.8) Nu kan formel [D.8] bruges til udregne udgangsmodstanden på forstærkeren. r o = V x I x r o = R s + β gm (D.8) (D.83) 4 D. Beregninger

D.4 Udregning af udgangsmodstand R s er udgangsmodstanden for transistor Q3 i udgangstrinet. Her kan formel [D.8] bruges igen. R s = r s β 3 + gm 3 (D.84) r s bliver delt med β 3 som er stor, dermed er dette led meget lille og betraktes som ubetydeligt. gm 3 er afhæning af kollektor strømmen i Q, relation mellem I c og I c3 er beskrevet i formel [D.85]. I c3 = I c β (D.85) Nu kan det samlede udtryk for r o opstilles. r o = r o = gm 3 + = β gm V T β Ic β V T i c β β + gm + V T I c = V T I c (D.86) (D.87) Den endelig udgangsmodstand kan nu beregnes. Der er udgangsmodstanden fra transistorne i serie med R E modstand. Derudover er det hele i parallel, da der er to transistore og to R E modstande, derfor ganges det hele med en halv for at få den samlede udgangsimpedans. r o = 0.5 V T I c + 0.5 R E = V T I c + 0.5 R E r o = V T I c + 0.5 R E (D.88) (D.89) Så er udtrykket for udgangsimpedansen udledt, så kan der sættes værdier ind i udtrykket. V T er en konstant defineret til 5 mv. R E er emittermodstanden, i bilag [D.], beregnet til 0,47 Ω. I c er strømmen der løber gennem transistor Q, den kan variere mellem 0,0 A hvis der ikke er noget signal der skal forstærkes. Hvis den skal forstærke et signal til en effekt på 0 W, vil strømmen være, A RMS. Sættes de værdier ind i formel [D.89] giver det en udgangsmodstand som på figur [D.6]. D. Beregninger 5

D.4 Udregning af udgangsmodstand Udgangsmodstand i forhold til kollektorstrøm.8.6.4 r o [Ohm]. 0.8 0.6 0.4 0. 0 0. 0.4 0.6 0.8. I c [A] Figur D.6: Udgangsmodstand i forhold til kollektorstrøm Det kan ses at når der ikke er noget signal at forstærke, er kollektorstrømmen på sit laveste, det vil sige 0,0 A. Her er udgangsmodstanden ret høj, det vil sige ca. Ω. Dette har dog ikke nogen betydning da højttaleren i dette tilfælde ikke har noget signal at gengive. Når der kommer et signal der skal forstærkes falder modstanden, og ved 0 W, hvilket svarer til, A, falder udgangsmodstanden til 0,5 Ω. Udfra grafen vurderes det at det er tilladeligt at fastsætte udgangsmodstanden til at ligge på 0,3 Ω. På den måde er det muligt at regne videre med denne værdi, og fastsætte den endelige udgangsmodstand med tilbagekobling. 6 D. Beregninger

Målinger E E. Målerapport - Mp3-afspiller Formål At undersøge udgangsspændingen fra en normal mp3 afspiller, i dette tilfælde en Apple ipod Touch. Dette gøres for at kunne dimentionere forstærkeren og især forforstærkeren. Måleopstilling CH CH Oscilloscope ipod Touch Minijack Probe Figur E.: Måleopstilling Anvendt udstyr Instrument Navn AAU nummer Oscilloscope Agilent 546A B-0-J-6 Tabel E.: Anvendt udstyr Måleprocedure Oscilloscopet tilsluttes jord og den ene kanal fra minijackstikket som efterfølgende bliver tilsluttet ipoden. Volumen på ipoden indstilles til maximum og der afspilles herefter en tone på henholdsvis 0 Hz, khz og 0 khz. 7

E. Målerapport - Mp3-afspiller Hver af de overstående frekvensers RMS værdi bliver målt. På en diskette gemmes.csv filer for hver måling. Resultater Resultaterne i tabel [E.] blev aflæst på oscilloscopet. Frekvens V out (RMS-Værdi) 0 Hz 83 mv khz 8,5 mv 0 khz 8,5 mv Tabel E.: RMS Værdier Det kan ses at RMS-værdien er 8,5 mv for samtlige frekvenser, med små afvigelser. 8 E. Målinger

E. Målerapport - Bærbar E. Målerapport - Bærbar Formål Denne gang er formålet at undersøge udgangsspændingen fra en bærbar. Helt specifikt en IBM Lenovo x60s. Dette gøres for at yderligere kunne dimentionere forstærkeren og især forforstærkeren, i sammenhæng med forrige målerapport med mp3-afspilleren. Måleopstilling CH CH Oscilloscope Probe Bærbar Minijack Figur E.: Måleopstilling Anvendt udstyr Instrument Navn AAU nummer Oscilloscope Agilent 546A B-0-J-6 Tabel E.3: Anvendt udstyr Måleprocedure Oscilloscopet tilsluttes jord og den ene kanal fra minijackstikket som efterfølgende bliver tilsluttet bærbaren. Volumen på bærbaren indstilles til maximum og der afspilles herefter en tone på henholdsvis 0 Hz, khz og 0 khz. Hver af de overstående frekvensers RMS værdi bliver målt. På en diskette gemmes.csv filer for hver måling. Resultater Resultaterne i tabel [E.4] blev aflæst på oscilloscopet. E. Målinger 9

E. Målerapport - Bærbar Frekvens V out (RMS-Værdi) 0 Hz 367,8 mv khz 370, mv 0 khz 359,4 mv Tabel E.4: RMS Værdier Det kan ses at RMS-værdien svinger omkring 365 mv, for samtlige frekvenser, med små afvigelser. 0 E. Målinger

E.3 Måling af indgangsimpedans E.3 Måling af indgangsimpedans E.3. Formål For at verificere at beregningen af indgangsimpedansen er korrekt, og dermed sikre at kravet specificeret i kravspecifikationen er overholdt, laves der nu en måling af indgangsimpedansen i forforstærkeren. E.3. Anvendt udstyr Instrument Navn AAU nummer Strømforsyning Hameg HM704 33877 PC-kort NI-PC-446 4368 Computer Fujitsu Siemens 75370 Tabel E.5: Anvendt udstyr E.3.3 Måleopstilling Figur E.3: Opstilling NI-PC-446 kort [4] E.3.4 Fremgangsmåde Som forelæst i måleteknik forelæsning.5 [4] er det muligt at måle indgangsimpedansen i et kredsløb ved hjælp af et NI-PC-446 kort. Som det kan ses på figur [E.3] laver kortet et udgangssignal som sendes ind i kredsløbet, og udgangssignalet fra kredsløbet sendes ind i kortet, som et indgangssignal. Kortet kobles op med kredsløbet som på figur [E.3], hvor udgangen kobles på en modstand, her er der valgt en 0 kω s modstand, og modstanden er derpå koblet til indgangen på kredsløbet. Indgangen til kortet kobles direkte på indgangen tilkredsløbet, det vil sige at kortet måler spændingsfaldet over modstanden. Det medfølgende program Swept Sine FRF VI køres og data gemmes. Denne måling fører til følgende sammenhæng. E. Målinger

E.3 Måling af indgangsimpedans V Ai = Z idut Z Ai V Ai0 R + Z idut Z Ai R V Ai V Ai0 = Z idut Z Ai ( V Ai V Ai0 ) Z idut Z Ai = R V Ai V Ai0 V Ai V Ai0 (E.) (E.) (E.3) Da det er indgangsimpedansen i kredsløbet, og impedansen i PC-kortet ønskes det nu at finde impedansen i kortet, så det er muligt at trække det fra. Kortet kobles op så udgangen sidder på den ene side af modstanden, indgangen på den anden, og kredsløbet er slet ikke inkluderet. På den måde er det muligt at måle pc-kortets indre impedans. Dette giver følgende formel. Z Ai = R V Ai V Ai0 V Ai V Ai0 (E.4) En opdeling af parallelforbindelsen giver så. Z idut = ((Z idut Z Ai ) Z Ai ) (E.5) E.3.5 Beregninger Målingerne fra PC-kortet bliver gemt på computeren og vil derpå blive beregnet i Matlab, men det vil kun kort blive gennemgået hvordan beregningerne foregår. Først finde forskellen mellem udgangen og indgangen på kortet dette gøres ved hjælp af data om forstærkning og fase der er gemt på kortet. V forskel = 0 Gain[dB] 0 e Fase[deg] 80 π (E.6) V forskel Z = R V forskel (E.7) Både parallelforbindelsen mellem kortet og kredsløbet samt kortets indre impedans kan beregnes ved hjælp af formel [E.6 og E.7]. Derpå kan kredsløbets indgangsimpedans beregnes ved hjælp af formel [E.5]. E.3.6 Resultater Indgangsimpedansen forforstærkeren er målt og beregnet i Matlab, og kan nu aflæses på grafen. Den aflæses som den reele del, da det ikke har været muligt at medregne den imaginære del. E. Målinger

E.3 Måling af indgangsimpedans Forforstærker Matlab beregningen giver figur [E.4], som det kan ses er indgangsimpedansen 00 kω i frekvenser indtil 000 Hz, men det ses at ved 0 khz er indgangsimpedansen faldet til 60 kω. Imaginary part [Ohm] Real part [Ohm].5 x 05 0.5 0 3 0 0 Input impedance 0 0 3 0 4 Frequency [Hz] 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 Frequency [Hz] Figur E.4: Indgangsimpedans forforstærker Effektforstærker Matlab beregningen giver figur [E.5], som det kan ses er indgangsimpedansen 65 kω i frekvenser indtil 5000 Hz, herfra stiger impedansen til 30 kω ved 0 khz..4 x 0 5 Input impedance Real part [Ohm]..8.6 0 0 3 0 4 Frequency [Hz] Imaginary part [Ohm] 0 4 0 4. 0 4.3 Frequency [Hz] Figur E.5: Indgangsimpedans for effektforstærker E.3.7 Usikkerheder og fejlkilder Da der benyttes en computer med et PC-kort til denne måling begrænser det mulighederne for fejl og usikkerheder. Der benyttes dog en 0 kω modstand, der har en komponent tolerance for på højst %. E. Målinger 3

E.3 Måling af indgangsimpedans Der er også mulighed for at der kan ske en fejl når resultatet skal aflæses på grafen. Derudover er det valgt at se bort fra den imaginære del, da det ikke er lykkes at få et resultat heraf som kunne beregnes. 4 E. Målinger

E.4 Måling af udgangsimpedans E.4 Måling af udgangsimpedans E.4. Formål For at verificere at beregningen fra bilag [D.4] af udgangsimpedansen er korrekt, og dermed sikre at kravet specificeret i kravspecifikationen er overholdt, laves der nu en måling af udgangsimpedansen i effektforstærkeren. E.4. Anvendt udstyr Instrument Navn AAU nummer Signalgenerator Navn Nummer Effektmodstand 8 Ω Navn Nummer Multimeter Fluke 37 Nummer Strømforsyning Hameg HM704 33877 Tabel E.6: Anvendt udstyr E.4.3 Måleopstilling DUT S Vs Vout Figur E.6: Måling DUT S Vs RL VLout Figur E.7: Måling E.4.4 Fremgangsmåde Funktionsgeneratoren indstilles til at udsende et sinussignal på V RMS, khz. Ved måling, figur [E.6], måles udgangsspændingen uden modstanden R L, dette svarer til at måle spændingsfaldet over den interne modstand i multimeteret. Det antages her at den interne modstand er meget større end udgangsmodstanden. Denne værdi noteres som V. Dernæst måles spændingsfaldet over modstanden R L, figur [E.7], og noteres V. E. Målinger 5

E.4 Måling af udgangsimpedans E.4.5 Beregninger Udgangsmodstanden kan beregnes ud fra formel [E.8]. Z o = V R L V R L V (E.8) E.4.6 Resultater De målte resultater er listet i tabel [E.7]. V V R L 9,09 V 9,06 V 8, Ω Tabel E.7: Anvendt udstyr Z o = 9,09 V 8 Ω 9,06 V 8 Ω 9,06 V Z o = 0,07 Ω (E.9) (E.0) 6 E. Målinger

E.5 Målerapport - Temperaturtest E.5 Målerapport - Temperaturtest Formål Formålet med denne måling er at teste hvorledes temperaturen udvikler sig for forstærkeren, primært power transistorerne, da det dem der bliver varme. Måleopstilling Anvendt udstyr Apperat Model AAU-nr. Temp. måler Norma D40 0875 Spænding fors. Hameg Hm 704 33877 Tone generator B&O RC-Oscillator TG7 0849 Multimeter Fluke 37 4949 Effektmodstand 8, Ω 8W Måleprocedure Indstilling af V be multiplieren De to indgange til darlingtonkoblingerne sættes sammen udenom V be multiplieren. Derudover sættes indgangen til jord. Dette sikre at der der er ikke er nogen hvilestrøm. Strømforbruget kan nu aflæses på strømforsyningen. Nu sættes V be multiplieren til og denne indstilles således at der trækkes 0 ma mere strøm fra strømforsyningen. Dette er hvilestrømmen der indstilles her. Indstilling af tonegenerator Tonegeneratoren indstilles til at give et sinussignal ud med spændingen V rms. Indstilling af Spændingsforsyningen Spændingsgeneratoren indstilles til at give en spænding ud på to gange 0 V. således at der er -0 V, 0 V og 0 V. For ikke at få blæst trommehinderne istykker bruges en 8, Ω effektmodstand. Denne kan trække den samme effekt som en højttaler, men effekt bliver afsat som varme. For at der bliver afsat 0 W i effektkmodstand skal spændingen være 9,05 V, dette er udregnet i fomel [E.3]. Effektforstærker Termometer Belastningsmodstand Figur E.8: Et billede af forsøgsopstillingen til temperaturtest. E. Målinger 7

E.5 Målerapport - Temperaturtest P = U R P U = R U = 0 W8, Ω = 9,05 V (E.) (E.) (E.3) Signalet fra tonegenratoren sættes til effektforstærkeren. Signalet fra effektforstærkeren sendes ind i effektmodstanden. Spændingen over effektmodstanden måles med multimeteret. Forstærkningen af effekttrinet indstilles således at der er et spændingsfald over effektmodstanden på 9,05 V. Opstillingen kører i denne tilstand en time, hvorved det regnes for at temperaturen ikke stiger mere i systemet. Temperaturen måles på kølepladen en cm fra transistoren. Temperaturen på selve transistoren måles også, her måles der på metallet på transistoren. Lufttemperaturen måles ligeledes. Resultater Temperaturmålinger Måleusikkerhed Luft 3,8 o C ±,8 K Kølepladen 54,5 o C ±,8 K Transistoren 80,3 o C ±,8 K 8 E. Målinger

E.6 Måling af harmonisk forvrængning og frekvensrespons E.6 Måling af harmonisk forvrængning og frekvensrespons E.6. Formål For at sikre at kredsløb ikke skaber for meget THD (Harmonisk forvrængning), skal der laves en måling heraf. Der skal laves en måling af THD i samtlige delkredsløb, samt for det samlede kredsløb. I samme omgang laves en måling af frekvens responset, for at se om kravet angående frekvensområdet er overholdt. Fremgangsmåden er den samme for alle kredsløb. E.6. Anvendt udstyr Instrument Navn AAU nummer Strømforsyning Hameg HM704 33877 PC-kort NI-PC-446 4368 Computer Fujitsu Siemens 75370 Tabel E.8: Anvendt udstyr E.6.3 Måleopstilling In DUT Out Figur E.9: THD målesoptilling E.6.4 Fremgangsmåde PC-kortet kobles op til kredsløbet der skal måles som illustreret på figur [E.9]. Det tilhørende program, Swept Sine FRF VI, indstilles, så frekvensområde og amplituden af inputtet dækker kredsløbets funktionsområde. Programmet køres og dataene gemmes. Den data der kommer ud er i forhold til frekvensen. Dette kan nu plottes og der er så muligt at aflæse den højeste. Det skal bemærkes at PC-kortet kun kan lave målinger op til en frekvens på 4 khz, dette medføre at THD kun kan måles op til en frekvens på cirka khz. E. Målinger 9

E.6 Måling af harmonisk forvrængning og frekvensrespons E.6.5 Resultater Målingerne er blevet indlæst i Matlab, og her vil de blive plottet. Resultaterne vil blive gennemgået for hver for sig. Forforstærker THD 0.0 THD for forforstærker 0.009 0.008 Harmonisk forvrængning THD [%] 0.007 0.006 0.005 0.004 0.003 0.00 0.00 0 0 0 3 0 4 Frekvens [Hz] Figur E.0: THDmåling af forforstærker Som det kan ses på figur [E.0] kommer den harmoniske forvrægning ikke over 0,006 %. Effektforstærker THD THD måling 0.5 0. THD [%] 0.5 0. 0.05 0 0 0 3 0 4 Frekvens [Hz] Figur E.: THDmåling af effektforstærker Som det kan ses på figur [E.] kommer THD for effektforstærkeren højst op på 0,% ved en 30 E. Målinger

E.6 Måling af harmonisk forvrængning og frekvensrespons frekvens omkring khz. Frekvensrespons 3.5 Bodeplot af effektforstærker 3.4 Forstærkning [db] 3.3 3. 3. 3 0 0 3 0 4 Frekvens [Hz] Figur E.: Bodeplot af effektforstærker Det kan ses på figur [E.] af forstærkningen højst ligger på 3,48 db og at den inden for frekvensområdet 0 Hz til 0 khz højst variere 0,5 db. Tonekontrol Harmonisk forvrængning Bas 0. THD måling af bas båndpasfilter 0.5 THD [%] 0. 0.05 0 0 0 3 0 4 Frekvens [Hz] Figur E.3: THDmåling for bas båndpasfilter E. Målinger 3

E.6 Måling af harmonisk forvrængning og frekvensrespons Mellemtone 0.06 THD måling af mellemtone båndpasfilter THD [%] 0.04 0.0 0.0 0.008 0.006 0.004 0.00 0 0 0 3 0 4 Frekvens [Hz] Figur E.4: THDmåling for mellemtone båndpasfilter Diskant 0.03 THD måling af diskant båndpasfilter 0.05 0.0 THD [%] 0.05 0.0 0.005 0 0 0 3 0 4 Frekvens [Hz] Figur E.5: THDmåling for diskant båndpasfilter Ud fra figurene [E.3, E.4 og E.5] kan det ses at den harmoniske forvrængning ikke kommer over 0,5%, det er bassen i figur [E.3] der kommer tættest på, da den kommer op på cirka 0,8%. 3 E. Målinger

E.6 Måling af harmonisk forvrængning og frekvensrespons Frekvensrespons Bas 0 Bodeplot af bas båndpasfilter Forstærkning [db] 3 4 5 6 7 0 0 Frekvens [Hz] Figur E.6: Bodeplot for bas båndpasfilter Mellemtone 0 Bodeplot af mellemtone båndpasfilter Forstærkning [db] 3 4 5 6 7 0 0 3 Frekvens [Hz] Figur E.7: Bodeplot for mellemtone båndpasfilter E. Målinger 33

E.6 Måling af harmonisk forvrængning og frekvensrespons Diskant 0 Bodeplot af diskant båndpasfilter Forstærkning [db] 3 4 5 6 7 0 3 0 4 Frekvens [Hz] Figur E.8: Bodeplot for diskant båndpasfilter Figurene [E.6, E.7 og E.8] viser frekvensområderne for de enkelte filtre, og det kan ses at de overholder specifikationerne for de enkelte båndpasfiltre. Dette er specificeret yderligere i afsnit [ 7..9 på side ]. E.6.6 Fejlkilder og usikkerheder Det er et problem at PC-kortet ikke kan måle frekvenser over 4 khz, da det hermed heller ikke er muligt at måle THD op til 0 khz, det vil sige at det ikke er muligt at slå fast hvorvidt kravspecifikationen for THD bliver overholdt helt op til 0 khz. Der vil alligevel blive konkluderet på de data der er til rådighed. 34 E. Målinger