Titel: Tema: Projektperiode: Projektgruppe: Deltagere: Vejleder:

Transkript

1

2

3 19. december 2005 Titel: HiFi forstærker med minimeret effektforbrug Tema: Analog elektronik Projektperiode: P3 Projektgruppe: EE - gr.319 Deltagere: Michael Niss Henrik Dalsager Morten Hemmingsen Nikolaj Finnerup Vejleder: Sofus Birkedal Nielsen Afdeling for Kommunikations Teknologi Niels Jernes Vej 12 DK-9220 Aalborg Ø Phone Fax Synopsis: For eksisterende audioforstærkere på markedet er nyttevirkningen meget lav når der ikke spilles højt. Da det er meget sjældent at forstærkerne spiller ved fuld volumen, men oftere ved laveste, går der meget energi til spilde. Med bedre nyttevirkning som udgangspunkt er der lavet en forstærker med et klasse G effektforstærkertrin, samt 3 indgange, henholdsvis CD indgang, Line indgang og en Phono indgang. Derudover er der lavet en tilhørende volumenkontrol, tonekontrol samt en kanalvælger. Teoretisk set skal en forstærker med et klasse G trin, kunne opnå en nyttevirkning på over 80%, når der spilles højest. Dette er dog meget svært at opnå i praksis. Forstærkeren er blevet lavet med 2 plus-minus-forsyninger til effekttrinet, til henholdsvis når der spilles højt og når der spilles lavt. Trinet skifter automatisk mellem forsyningerne når det er nødvendigt. Ved den laveste spændingsforsyning er den største opnåede nyttevirkning for hele forstærkeren på 32% og ved den højeste spændingsforsyning er nyttevirkningen oppe på 64%. Oplagstal: 7 Sideantal: 121 Afsluttet den 19. december 2005 Rapportens indhold er frit tilgængeligt, men offentliggørelse (med kildeangivelse) må kun ske efter aftale med forfatterne. Gruppe: 319 Side 3 af 121

4 19. december 2005 Side 4 af 121 Gruppe: 319

5 19. december 2005 Title: HiFi amplifier with minimized power consumption Theme: Analog electronics Project period: P3 Project group: EE - gr.319 Participants: Michael Niss Henrik Dalsager Morten Hemmingsen Nikolaj Finnerup Supervisor: Sofus Birkedal Nielsen Department of Communication Technology Niels Jernes Vej 12 DK-9220 Aalborg Ø Phone Fax Synopsis: For audioamplifiers already existing on the market the efficiency is very low when playing at low volume. Because the amplifier, very seldom, is playing at full volume, but more often at lowest, much energy is wasted. With better efficiency as starting point, an amplifier with an class G effect amplifier and 3 input devices, respectively CD input, Line input and an input for a record player, has been created. A volume control, a tone control and a channel selector has been made in addition. In theory an amplifier with an class G amplifier should be able to reach an efficiency higher than 80%, when playing as loud as possible. However this is very difficult to achieve in practice. The amplifier has been made with 2 plus-minus-powersupplies for the effect amplifier, for respectively when playing loud and when playing low. The effect step automaticly change powersupply when needed. At the lowest voltage supply the highest reached efficiency for the whole amplifier is 32% and at the highest voltage supply the efficiency is 64%. Issues: 7 Number of pages: 121 Completed the 19th of December 2005 The contents of the report is freely available, but can only be published (with statement of source) as per agreement of the authors. Gruppe: 319 Side 5 af 121

6 19. december 2005 Side 6 af 121 Gruppe: 319

7 19. december 2005 Forord Denne rapport er udarbejdet i P3 projektperioden fra d. 02/ til d. 19/ , på studieretningen Elektronik og Elektroteknik ved Aalborg Universitet. Projektet er blevet udarbejdet af gruppe gruppe 319. Referencer: Referencer er markeret med et tal efter en tekst eller et afsnit. Eksempel: [2, Audio power amplifier design handbook]. Tallet refererer til referencelisten på side 83, hvor referencen kan være en bog, hjemmeside eller lignende. De anvendte hjemmesider kan endvidere findes i PDF-format på den vedlagte cd i mappen Referencer. Henvisninger: Flere steder er der henvist til andre afsnit i rapporten vha. deres nummer. Eksempel: afsnit Figurhenvisninger: Referencer til figurer, tabeller og formler er ligeledes med nummer. Eksempel: figur 2.10, hvor det første tal indikerer kapitlet, og det sidste er fortløbende for hvert kapitel. Appendiks: Er placeret til sidst og indeholder materiale, der supplerer rapportens indhold, dette er målejournaler og matematiske formel-udledninger. Det materiale er ikke nødvendigt for forståelsen af selve produktet, men det giver en dybere forståelse af hvordan teknologien bag produktet virker. Nummereringen er A.1, A.2 osv. Komplet kredsløbsdiagram: Under bilag findes et fold-ud diagram af den komplette HiFi forstærker. CD med materiale: Sidst i rapporten er indlagt en CD med ekstra materiale i form af datablade, kredsløbsdiagrammer, spice simuleringer, reference-hjemmesiderne gemt i PDF-format, samt rapporten i PDF-format. Michael Odgaard Niss Henrik Dalsager Christensen Morten Hemmingsen Nikolaj Sekkelund Finnerup Gruppe: 319 Side 7 af 121

8 19. december 2005 Indhold Forord 7 1 Introduktion Indledning Problemformulering Projektafgrænsning Anvendte metoder Design af HiFi forstærker Krav til HiFi forstærker Krav til indhold i forstærker Krav til signalvejen Generelle krav CD forforstærkeren Krav til CD forforstærker Design af CD forforstærker Simulering af CD forforstærker Verificering af CD forforstærker Line forforstærker Krav til Line forforstærker Design af Line forforstærker Simulering af Line forforstærker Verificering af Line forforstærker Magnetisk pickup forforstærker Introduktion til pickup forstærkere Krav til pickup indgang Design af pickup forforstærker Simulering af pickup forforstærker Verificering af pickup forforstærker Kanalvælger Volumenkontrol Krav til volumenkontrol Design af volumenkontrol Analog del af volumenkontrol Brugergrænseflade til volumenkontrol Clock-generator til tæller Digital styring af volumenkontrol Verificering af volumenkontrol Tonekontrol Krav til tonekontrol Design af tonekontrol Simulering af tonekontrol Side 8 af 121 Gruppe: 319

9 Indhold 19. december Verificering af tonekontrol Effektforstærker Krav til effektforstærker Design af effektforstærker Simulering af effektforstærker Verificering af effektforstærker System opstarts puls Strømforsyning Krav til strømforsyning Design af strømforsyning Konklusion 79 4 Perspektivering 81 Referencer 83 Appendiks 85 A.1 Målejournal for Pioneer forstærker A.2 Målejournal for CD forforstærkeren A.3 Målejournal for Line forforstærkeren A.4 Målejournal for pickup forforstærkeren A.5 Målejournal for volumenkontrollen A.6 Målejournal for effektudnyttelse A.7 Målejournal for tonekontrollen A.8 Målejournal for ind- og udgangsimpedanser A.9 Målejournal for THD for forforstærkerne A.10 Målejournal for THD for effektforstærkeren A.11 Målejournal for THD gennem hele HiFi forstærkeren Bilag 113 B.1 Udledning af formler for en CE-Re transistorkobling B.2 Udledning af formler for en CC transistorkobling B.3 Kredsløbsdiagram over forstærker CD 121 Gruppe: 319 Side 9 af 121

10 19. december 2005 Side 10 af 121 Gruppe: 319

11 19. december 2005 Kapitel 1 Introduktion 1.1 Indledning Forstærkere Flere og flere hjem bliver i dag fyldt med elektronisk udstyr og flere og flere personer går dagligt rundt med mobiltelefoner, mp3-afspillere, bærbare computere eller anden form for elektronisk udstyr til brug i dagligdagen. Dette betyder der bliver brugt mere og mere energi som bliver hentet fra afbrænding, atomkraftværker osv. Denne energi kan ikke fremskaffes uden en vis miljømæssig omkostning såsom CO2-udslip eller atomare affaldsstoffer som man så vidt muligt gerne vil undgå eller mindske på grund af miljø- og helbredsmæssige årsager. Måder hvorpå man kan være med til at gøre den miljø- og helbredsmæssige situation bedre er ved at formindske energiforbruget i de elektroniske hjælpemidler som i dagligdagen gør livet lettere for folk. Største delen af al den elektronik der i dag bliver sendt på gaden indeholder en eller anden form for forstærker. Det er f.eks. de mange hjemmebiografer, som igennem de senere år er blevet særdeles populære, fjernsyns-apparater, bærbare computere, mobiltelefoner og stereoanlæg der alle skal forstærke lyd så det ønskede niveau kan opnås. En forstærkers funktion er altså grundlæggende at forstærke et strøm-, et spændings- eller effekt-niveau op til et andet niveau hvor andre elektroniske apparater kan arbejde med dem. Et eksempel kunne være et HiFi anlæg eller en audioforstærker hvor en spænding fra en cd, plade eller båndafspiller skal forstærkes op til en spænding der er tilstrækkelig stor til at højtalerne spiller højt nok, og samtidig tilføre den strøm som højtaleren har brug for. Undervejs fra indgang til udgang på en HiFi forstærker skal signalet igennem en hvis mængde signalbehandling, både for at harmonere indgangene, men også for at brugeren kan finindstille på lydens klang. Størstedelen af alle disse forstærkere til audio, har en relativt dårlig nyttevirkning, hvilket vil sige forholdet mellem brugt energi og energi omsat til udgangen. Der findes flere forskellige klasser af forstærkere. Klasse betegnelsen referer udelukkende til opbygningen af forstærkerens effekttrin, hvilket er den del af forstærkeren som skal levere strøm til højtaleren. De mest brugte forstærkere er i dag udstyret med enten klasse A, B, eller AB. I klasse A forstærkeren bruger effekttrinet kun en output-transistor der kører konstant, det medfører at der altid bliver afsat effekt i transistoren og derfor bliver der skabt store mængder af varme, som transistoren skal af med. Dette sker oftest via store køleplader og evt. via blæsere som også har et mindre energiforbrug og er med til at gøre nyttevirkningen mindre for denne klasse. Derudover er denne audio forstærker meget stor og tung og som regel meget dyr, da der i sagens natur kræves en meget stor transistor, for at kunne levere strøm nok til en højtaler på 8 Ω. Det gode ved en klasse A forstærker er at lyden er meget ren, idet den ene effekttransistor, der bruges, aldrig kommer ud i de områder hvor den ikke kan lede optimalt. Hvilket betyder at der næsten ingen forvrængning sker. Klasse B forstærkeren bruger, til forskel fra klasse A, 2 transistorer hvoraf den ene tager sig af Gruppe: 319 Side 11 af 121

12 19. december 2005 Kapitel 1. Introduktion den negative del af spændingen og den anden af den positive del. Dette gør at transistorerne der spiller kun er tændt halvdelen af tiden. Transistorerne bliver derfor heller ikke nær så varme og kræver ikke nær så stor køling. Grunden til at denne forstærker ikke i sig selv er klasse A overlegen, til audio, skyldes at, hver gang der sker et skift mellem de 2 transistorer vil der skabes forvrængning i området omkring midten, som gør lydkvaliteten dårligere. Dette er betegnet som crossover støj og forårsages af, at transistoren skal have en hvis spænding inden den begynder at lede. Hvis man tegner crossover støjen, svarer det til at man tegner en sinuskurve, og så trækker en spænding fra. Når det gøres for begge sider, vil sinuskurven mangle et forløb omkring midten. Forskellen på de 2 forstærkeres gengivelse af signaler kan ses på figur 1.1. Her er en klasse A og en klasse B indstillet så de spiller lige højt, rent amplitudemæssigt. Det er tydeligt at B trinet ikke laver lige så ren en forstærkning som klasse A, siden den mangler et stykke af sinuskurven ved midten. Figur 1.1: En klasse A og en klasse B forstærker når de spiller lige højt med samme sinus tone på indgangen. Den gængse løsning på det problem, der kan ses på figur 1.2, er, at tilføje et bias netværk til klasse B, så den ved små signaler opfører sig som en klasse A, det fungerer grundlæggende ved at få hver af de 2 transistorer i klasse B trinet til at lede, lige umiddelbart før den anden transistor lukker. Det kan man opnå ved at tilføje en DC spænding, svarende til hvad der mangler på grafen, til signalet inden det når hver af transistorerne. På den måde kan man også selv justere hvornår de 2 transistorer skal tage over for hinanden. Desto højere DC spænding, desto mere tid spiller man som klasse A, og desto lavere DC spænding desto længere tid med kun 1 transistor, altså som klasse B. Denne variant forstærker kaldes en klasse AB forstærker, fordi den skifter mellem at spille som en klasse A og en klasse B. Figur 1.2: Typisk klasse AB audioforstærker trin med transistorer. Side 12 af 121 Gruppe: 319

13 1.1. Indledning 19. december 2005 Forstærkeres effektforbrug Når der i daglig tale snakkes om strømforbrug er det som regel den afsatte effekt der refereres til. Effekt måles i Watt [W], som også er energi pr. tidsenhed i form af [J/s]. I dette tilfælde hvor det er en audioforstærker der skal opbygges, er det interessant, at kigge på hvor god en audioforstærker er til at udnytte den effekt, der bliver tilført. For at forstå dette udledes hvordan den afsatte effekt kan udregnes. Klasse AB trinet ser ud som på figur 1.2 og består af 2 transistorer der har forsyningsspændingen ±V cc. Transistorerne bliver tilført spændingen der skal forstærkes V i, og på udgangen er det forstærkede signal V o. Udgangen belastes af modstanden R L. Desuden løber der de 2 collectorstømme I C+ og I C. Når dette forstærkertrin påtrykkes en sinusspænding vil den ene transistor forstærke den positive del af sinusspændingen, mens den anden transistor forstærker den negative del af sinusspændingen. På figur 1.3 ses, hvordan en forstærket sinusperiode ser ud på det positive transistortrin mht. strømmen. Figur 1.3: Et forstærket sinussignal på det positive transistortrin med strømamplituden Vo R L og periodetiden fra 0 til 2π. For at udregne strømmen for hele perioden integreres fra 0 til π for sinussignalet, dette areal skal deles ud over hele perioden for at finde middelværdien, så der divideres med 2π. π [ V o I C1 = sin(x)dx = V ] π o cos(x) = 2 V o (1.1) R L R L R L I C1mid 0 = 2 Vo R L 2π = V o R L π Nu kendes middelstrømmen for det positive transistortrin. Af symmetriske grunde er den effekt der bliver afsat i transistortrinene den samme. Effekten der bliver leveret til det positive transistortrin er givet ved: 0 (1.2) P sup = P sup+ (1.3) P sup+ = V cc I C1mid (1.4) P sup+ = V cc V o R L π I og med at det er symmetrisk er den samlede effekt til begge transistortrin: P sup = 2 V cc V o R L π Udnyttelsesgraden for en komplet forstærker er givet ved: (1.5) (1.6) η = P L P sup (1.7) Gruppe: 319 Side 13 af 121

14 19. december 2005 Kapitel 1. Introduktion hvor: η er udnyttelsesgraden [1] P L er effekten afsat i højtaleren [W] P sup er den tilførte effekt fra forsyningen [W] Den effekt der kommer ud af audioforstærkeren og bliver afsat i højtaleren svarer til den effekt der bliver afsat i R L. Den er givet ved: P L = hvor: P L er udgangseffekten [W] R L er belastningsmodstanden [Ω] V o er udgangsspændingens amplitude [V] ( ) 2 2 Vo R L (1.8) Herved kan der opstilles et udtryk for den resulterende effektudnyttelse for en audioforstærker udfra formel 1.7. η = P L P sup = Vo 2 2 R L Vcc 2 Vo R L π = Vo 2 2 R L Vcc 2 Vo R L π = V o 2 2 R L Vcc 2 Vo R L π = V o 2 R L π 2R L 2V cc V o = V o π V cc 4 (1.9) Udfra dette ses at effektudnyttelsen vil være højest, hvis signalets amplitude er lige så stor som forsyningsspændingens amplitude. Derved bliver den teoretisk højeste effektudnyttelse π 4 eller ca. 78%. Dette er dog langt fra opnåeligt i de audioforstærkere der findes på markedet idag. Det skyldes at forstærkerne benytter en fastsat forsyningsspænding. Dette betyder at jo højere der spilles, des højere effektudnyttelse kan der opnåes. Det er dog langt fra tilfældet, at alle der ejer audioforstærkere spiller med fuld volumen hver gang der høres musik, det sker yderst sjældent, så derved vil effektudnyttelsen blive betydelig dårligere. Det er hermed interessant at undersøge effektudnyttelsen i en almindelig HiFi audioforstærker. En måling af effektiviteten for almindelig forstærker giver anledning til grafen på figur 1.4. Det ses tydeligt, at effektudnyttelsen stiger lineært jo højere der spilles. Lineariteten fejler dog i bunden af skalaen, hvor signalets amplitude kommer under 5 V. Dette betyder at i det område er effektudnyttelsen betydeligt dårligere end ellers. Dette er ikke optimalt, da det er i det område der som regel spilles når der høres musik på et normalt niveau. I dette område kommer effektudnyttelsen aldrig op over 5%, hvilket er langtfra tilfredsstillende for den energibevidste forbruger. Figur 1.4: Effektudnyttelsen som funktion af signalamplituden på udgangen af en Pioneer forstærker. Med dette ses at det vil være oplagt at fremstille en audioforstærker med en højere effektudnyttelse især for de lave amplituder. Side 14 af 121 Gruppe: 319

15 1.1. Indledning 19. december 2005 Bedre udnyttelsesgrad i effekttrin Det blev udledt at en forstærker af typen klasse B havde bedre effektudnyttelse end en klasse A. Nyttevirkningen var dog afhængigt af hvor stor en forsyning forstærkeren får i forhold til hvor højt der spilles. Hvis der designes en klasse B forstærker der skal kunne spille meget højt vil den, teoretisk, ved fuld volumen have en effektudnyttelsesgrad på ca. 78%, som vist på figur 1.5. Derimod bliver effektudnyttelsen ved lav volumen langt fra de 78%, alene af den grund at spændingsforskellen mellem amplitude og forsyningsspændingen bliver større. Se figur 1.6, og evt. ligning 1.9. Der er således mulighed for at få endnu bedre effektudnyttelse ved lav volumen end et standard klasse B trin kan give, hvis det er muligt at flytte forsyningsspændingen ned efter, når der spilles ved lav amplitude. Hvis amplitude og forsyning tilnærmer sig hinanden, kan man oftere komme i den situation at man får en effektudnyttelse på 78%. Når en klasse AB forstærker kan skifte forsyningsspænding alt efter signalniveau siges det at den har et klasse G effekttrin. Figur 1.5: Et ideelt klasse B trin, når der spilles med fuld volumen i en halv periodetid. Øverst er plottet udgangsspændingen (blå kurve), og forsyningen (rød linie), nederst er plottet effekten ud (blå) og effekttabet (rød) Figur 1.6: Et ideelt klasse B trin, når der spilles med lav volumen i en halv periodetid. Øverst er plottet udgangsspændingen (blå kurve), og forsyningen (rød linie), nederst er plottet effektten ud (blå) og effekttabet (rød) Der er grundlæggende 2 måder at opnå klasse G på. Den ene er at skifte forsyning afhængig af et maksimum niveau i signalet. Dette sker ved at sammenligne indgangsspændingen med et reference niveau, og skifte forsyning idet signalniveauet stiger over referencen. Den forsyning anvendes derefter i et givet tidsinterval, hvorefter der skiftes til lav igen, med mindre signalet i den periode kommer over referencen igen. Dette er en udemærket løsning hvis der antages at et nummer generelt spilles med lige høj amplitude. En klasse G forstærker med 2 valg vil teoretisk ramme Gruppe: 319 Side 15 af 121

16 19. december 2005 Kapitel 1. Introduktion 78% 2 gange, en gang når den spiller allerhøjest, og anden gang når den præcist matcher den lave forsyning. Det svarer til at skifte mellem flere klasse B trin, og vil for en lav volumenindstilling derfor igen kunne give en effektudnyttelse som på figur 1.8. Selvom det er en markant forbedring af nyttevirkningen for lave lydniveauer, kan klasse G trinet forbedres yderligere. Dette har interesse fordi det kun er få musiknumre som har et jævnt lydniveau hele nummeret igennem. Altså vil man i løbet af et helt nummer kunne opnå en bedre udnyttelsesgrad hvis man kunne skifte forsyning i forhold til signalet. Problemet ved at lave en forsyningsspænding der kan ændres i forhold til signalet er, at musik imidlertid kan ændre sit lydniveau drastisk i løbet af et nummer. Hvis systemet kan håndtere kun at skifte mellem forsyningsspændingerne når lyden spiller højere end den laveste forsyning, vil det ikke kun give en bedre effektudnyttelse for lave volumener, som på figur 1.8, men også for højere volumenindstillinger vil man kunne spare på effekten i forhold til en tilsvarende klasse B. Derfor kan man i teorien komme op på en bedre effektudnyttelsesgrad end klasse B trinets 78%, hvilket kan ses på figur 1.7. Figur 1.7: Et ideelt klasse G trin, når det spiller med fuld volumen i en halv periodetid. Øverst er plottet udgangsspændingen (blå kurve), og den brugte forsyning (rød linie), nederst er plottet effektten ud (blå), effekttab (rød), og den effekt der vindes i forhold til klasse B(grøn). Det kan på grafen ses, at der er et lavere effektforbrug ved klasse G end ved klasse B, selv ved højeste volumen. Figur 1.8: Begge typer af klasse G trinet, når det spiller i en halv periodetid, med præcist den amplitude som den lave forsyning har. Øverst er plottet udgangsspændingen (blå kurve), og den brugte forsyning (rød linie), nederst er plottet effektten ud (blå), effekttab (rød), og den effekt der vindes i forhold til klasse B (grøn). Det kan på grafen ses at der er et lavere effektforbrug ved klasse G end ved klasse B, når der spilles ved lavere volumen. Side 16 af 121 Gruppe: 319

17 1.2. Problemformulering 19. december Problemformulering Efter beskrivelse af problemet med den ineffektive effektudnyttelse, når der spilles ved lav volumen i almindelige klasse A, B og AB HiFi forstærkere, vil der efterfølgende blive opstillet en problemformulering, der præcist kan lede projektet i den rigtige retning. Naturligvis vil et lavere effektforbrug ikke være ret meget værd hvis det går nævneværdigt ud over lydkvaliteten, så der kræves udover det lave effektforbrug at forstærkeren kan leve op til kravene for en standard HiFi forstærker. Hvordan udvikles en HiFi forstærker med en god effektudnyttelsesgrad for alle volumen indstillinger uden at forringe lydkvaliteten, når den samtidig skal overholde gældende standarder for området og kunne vælge mellem flere forskellige typer indgange? 1.3 Projektafgrænsning Formålet med projektet er ikke at bygge en HiFi forstærker der er klar til produktion og salg. Det vil sige at den ikke designes til brug uden for universitetets bygninger, men forstærkeren skal dog kunne fungere og bruges i praksis og leve op til kravene for en HiFi forstærker. Hvis HiFi forstærkeren skulle sælges til privat og kommercielt brug skulle den have en flot og funktionel indpakning i form af opbygning på print og montering i kabinet. Dette bruges der imidlertid ikke tid på i dette projekt, da den tid der bruges på det ikke kommer tilbage i form af en meget bedre forstærker. Samme argument tillader at der kun arbejdes med mono (en lydkanal), eftersom man for at opnå stereo i princippet kan kopiere hele designet og så bare sende kontrol signaler til begge kredsløb fra styringsdelen. Formålet med projektet er derimod, at bygge en HiFi forstærker som indgår i en læreproces over nogle måneder, hvor en gruppe studerende, gennem en udviklingsproces, opnår en større indsigt i såvel den af pensum definerede teori, som det at omsætte denne til praksis. Projektet fokuseres på de kredsløb der direkte skal håndtere lydsignalet gennem forstærkere. Det vil sige forforstærkere og effektforstærkeren. Disse forsøges derfor opbygget udelukkende i diskrete komponenter, og projektets vægt på optimeringen af effektforbruget, gennemføres i effekttrinet. En HiFi forstærker er dog ikke specielt anvendelig uden at brugeren kan tilpasse signalet efter behov, det betyder at der skal fremstilles både en volumenkontrol og en tonekontrol før forstærkeren er klar til brug. Gruppen vurderede ved projektets begyndelse at der ikke var ressourcer nok til at opbygge disse kredsløb i diskrete komponenter, så her er der valgt at bruge operationsforstærkere til at levere råforstærkningen, sådan at arbejdet med at dimensionere kredsløb, der ligger uden for projektets fokus, minimeres. Det samme gælder arbejdet med strømforsyningen hvor der kun fremstilles en meget simpel udgave, da den ikke har betydning for signalgengivelsen hvis bare den kan levere tilpas stabil forsyning. Desuden afgrænses der fra at fremstille enkelte dele af en ellers komplet HiFi forstærker, herunder mikrofon indgang og udtag til høretelefoner. Mere specifikt afgrænses der til kun at bruge 3 forskellige indgange til forstærkeren som alle 3 er analoge indgange. Disse 3 er CD, Line og Phono. Med disse indgange kan der spilles lyd fra mange forskellige lydkilder, idet Line indgangen er en universal indgang. Gruppe: 319 Side 17 af 121

18 19. december 2005 Kapitel 1. Introduktion 1.4 Anvendte metoder Ved fremstillingen af forstærkeren er der nogle faser som de enkelte moduler af forstærkeren har gennemgået for fremstillingen heraf. Ved at holde en nogenlunde ensartet fremgang er det lettere at implementere i rapporten. Det er dog ikke alle faser som er nødvendige for alle moduler. Faserne er: Krav til modul. Design af modul. Simulering af modul. Verificering af modul/delkonklusion. Der er fra starten blevet lavet et blackboxdiagram der indeholder alle de moduler som er i den konstruerede forstærker. Diagrammet der kan ses på side 22 er med til at give et overblik over hvordan den samlede forstærker kommer til at se ud og hvordan den kan opbygges og realiseres. Derudover er der opstillet krav til de enkelte moduler samt grænseflader mellem modulerne. For at fastlægge hvad det enkelte modul skal kunne er der en række krav som skal fastlægges. Det kan være impedanser, spændingsniveauer eller forstærkningsfaktorer. Disse krav står opstillet i starten af Design af HiFi forstærker på side 19 og er delt op i moduler og generelle krav til forstærkeren. Ved specielle krav til det enkelte modul er det dog at finde i starten af selve udregningen af modulet i stedet. Herefter er der blevet foretaget udregninger af de enkelte moduler. Herefter er der blevet udført simuleringer på modulerne således uventede fejl eller andre faktorer er blevet opdaget og rettet inden selve opbygningen af modulet. Simuleringerne udføres i LTSpice 2.16i som er et gratis simuleringsprogram som er kompatibelt med de fleste spice modeller af komponenter. Alle moduler på nær strømforsyningen og effekttrinet er blevet opbygget med wrappemetoden. Wrapning foregår ved at ledningerne snoes på stifter hvor komponenterne er loddet på. Strømforsyningen og effekttrinet er blevet opbygget på sømbræt, da det gør det muligt at bruge større ledninger hvilket er en fordel ved store strømme som kan løbe i disse. Til at forbinde de enkelte moduler er der blevet brugt BNC stik og ledninger da de er skærmede og ikke opfanger nær så megen støj som ikke skærmede kabler vil gøre. Der er dog i et enkelt tilfælde blevet brugt et RJ-11 stik og tilhørende kabel. Ved stel og forsyning er der blevet brugt bananstik. På indgangene til forforstærkerne er der sat et phono hunstik. Verificeringen foregår for modulerne ved målinger heraf og er i nogle tilfælde slået sammen med delkonklusionen. Målingerne er at finde i målejournalerne for de enkelte moduler. Side 18 af 121 Gruppe: 319

19 19. december 2005 Kapitel 2 Design af HiFi forstærker 2.1 Krav til HiFi forstærker For at der kan bygges en HiFi forstærker med minimeret effektforbrug skal der først opstilles nogle krav til hvad den skal kunne, og hvilke krav den skal overholde for at man kan kalde den for en HiFi forstærker. Der findes efterhånden mange standarder for hvordan en forstærker skal se ud, men mange bliver ikke opdateret og forsvinder med tiden, fordi udviklingen på området er eksplosiv. Dog findes der forholdsvis nye krav som der vil blive brugt i dette projekt. Der er valgt kravene fra standarden IEC og IEC IEC står for International Electrotechnical Commission. Der vil nu fastlægges hvad HiFi forstærkeren skal indeholde, og derefter stilles de tekniske krav udfra standarden, samt gruppens egne tekniske krav Krav til indhold i forstærker Forstærkeren skal minimalt indeholde nogle ting så den er funktionel for den almindelige bruger af en HiFi forstærker. Derfor er det vurderet at følgende funktioner er ønskede for at have en funktionel HiFi forstærker. Indgang for CD afspiller Indgang for Line (Universal tilslutning) Indgang for Phono (Magnetisk pickup) Kanalvælger for valg af lydkilde Tonekontrol for justering af akustiske egenskaber Volumenkontrol for valg af lydstyrke Effektforstærker til overføring af lydsignal til højtaler. Herunder skal det minimerede effektforbrug opnåes, da det er her det meste af en HiFi forstærkers tilførte effekt afsættes. Efter IEC standarden er der yderligere krav til ovenstående moduler. Standarden ligger desuden mest vægt på krav til de forskellige indgange. Resten af signalvejen sættes kravene af udviklerne. Kravene fra IEC standarden listes nu for indgangene CD, Line og Phono. Alle kravene der er listede gælder ved frekvensen 1 khz. Der henvises til IEC for yderligere info. Gruppe: 319 Side 19 af 121

20 19. december 2005 Kapitel 2. Design af HiFi forstærker CD afspiller til CD forforstærker Udgangsimpedans: Typisk udgangsspænding: Højeste udgangsspænding (overstyring): Indgangsimpedans: Line udgang til Line forforstærker Udgangsimpedans: Typisk udgangsspænding: Højeste udgangsspænding (overstyring): Indgangsimpedans: 1 kω 0,5 V 2,8 V 10 kω 10 kω 0,5 V 2 V 47 kω Phono udgang til Pickup forforstærker Udgangsimpedans: Typisk udgangsspænding: Højeste udgangsspænding (overstyring): Indgangsimpedans: Krav til signalvejen 2,2 kω 5 mv 35 mv 47 kω 220 pf Disse krav fastsættes af udviklerne af HiFi forstærkeren. Fremgangsmåden er at kravene listes for de dele signalet skal igennem forstærkeren i den rækkefølge de kommer i selve forstærkeren. Fra forforstærkeren skal signalniveauet fastsættes for signalvejen indtil effekttrinet. Signalet skal uafhængigt af hvilken lydkilde det kommer fra, have en amplitude på maksimalt 2,8 V RMS. Dette krav er valgt ud fra at CD afspillerens maksimale signalniveau skal holdes gennem hele forstærkeren fordi det er det absolut største signal der kan forekomme på indgangene, hvilket medfører at der er plads til overstyringen på alle kanaler. Det medfører at de 2 andre forforstærkere skal forstærke op til dette niveau. Forforstærkere Der er generelt ingen grund til at opstille unødvendigt strenge krav til de enkelte blokke, eksempelvis vil det for volumenkontrollen, der er planlagt til at skulle laves omkring en opamp, ikke give de store problemer at fremstille en indgangsimpedans på 10 kω eller derover. Som en god tommelfingerregel, kan udgangsimpedansen fra forforstærkerne altså sættes en faktor 10 mindre, når det antages at kanalvælgeren ikke påvirker impedanser eller signalstyrke. Forforstærkernes udgangsimpedans kan derfor sættes til 1 kω eller mindre. Indgangsimpedans: Bestemt ud fra ovenstående (IEC ) Udgangsimpedans: 1 kω CD forforstærker: A vs = 1 Line forforstærker: A vs = 2,8 2 = 1, 4 Phono forforstærker: A vs = 2,8 35E-3 = 80 Kanalvælger Kanalvælgeren har til formål, at skifte mellem hvilken forforstærker der skal kobles til volumenkontrollen. Det ønskes desuden at minimere evt. intern impedans og få minimeret evt. forvrængning i kanalvælgeren. Teknologi: Digital styring Antal kanaler: 3 Brugergrænseflade: Knapper og lysdioder Side 20 af 121 Gruppe: 319

21 2.1. Krav til HiFi forstærker 19. december 2005 Volumenkontrol For at gøre det nemt at teste de enkelte led som de bliver færdige, harmoniseres kravene til impedanser og signalstyrke, med kravene fra udgangene på forforstærkerne. Teknologi: Indgangsimpedans: Udgangsimpedans: Lydniveau: Brugergrænseflade: Digital styring 10 kω 100 Ω ændringer på ± 1 db fra -62 til 0 db Knapper og lysdioder Tonekontrol Trinet ønskes opbygget efter samme grundprincip som volumenkontrollen, og de generelle krav sættes derfor til de samme for både signalstyrke og impedanser. Det giver også mulighed for at hive et af trinene ud af forstærkeren under test, hvis det er hensigtsmæssigt. Teknologi: Indgangsimpedans: Udgangsimpedans: Ønsket frekvensområde ændring: Brugergrænseflade: Analog styring 1 kω 100 Ω Bas og diskantområdet 2 slidere Effekt og drivertrin Størstedelen af kravene til effektforstærkeren kommer fra standarderne, og kan kun justeres med hensyn til udgangseffekt og effektivitet. Indgangsimpedans: Udgangsimpedans: Udgangseffekt: Forstærkning: Effektivitet: 10 kω 8 3 Ω min. 12,5 W RMS min. 10 V RMS min. 1,25 A RMS min. A vs = 10 V 2,8 V 3, 6 min. 50% ved fuld volumen Strømforsyning Strømforsyningen har den funktion at omforme en 230 VAC spænding til DC spændinger der kan bruges i kredsløbet. Disse spændinger er der krav til fra laboratoriets side, da elever ifølge stærkstrømsbekendtgørelsen ikke må arbejde med spændinger over 25 VAC og 60 VDC. I det der laves en forstærker der kan skifte forsyning, skal der fastsættes flere forsyningsspændinger. Der er i dette tilfælde valgt at bruge en transformer fra laboratoriet der kan levere 2 AC spændinger på henholdsvis 18 V og 6 V. Der er valgt en forsyningsspænding på 15 VDC til alt der kommer før effekttrinet. Kravene til forsyningsspændinger til effekttrinet vil blive listet når denne skal designes Generelle krav For hele forstærkeren stilles også krav til ydelsen. Det er faktorer som forvrængning og frekvensområde. Kravene er taget fra IEC581-6 (Minimumskrav til forstærkere). Frekvensområde: 20 Hz - 20 khz. Total Harmonic Distortion (THD): Forforstærker: 0,5% Effektforstærker: 0,5% For og effektforstærker: 0,7% Nominel udgangseffekt: Mono: 10 W Gruppe: 319 Side 21 af 121

22 19. december 2005 Kapitel 2. Design af HiFi forstærker Figur 2.1: De enkelte dele af HiFi forstærkeren, er på blackbox diagrammet, sat sammen til en komplet HiFi forstærker. På diagrammet er det altså muligt at se den signalvej, som signalet fra den enkelte indgang skal igennem, for at nå til højtaleren. Der er på diagrammet opstillet både kravene til grænsefladerne mellem modulerne, og de generelle krav til forstærkeren. Spændinger er angivet i VRMS Side 22 af 121 Gruppe: 319

23 2.2. CD forforstærkeren 19. december CD forforstærkeren Krav til CD forforstærker Indgangsimpedans: 10 kω Udgangsimpedans: 1 kω Typisk udgangsspænding: 0,5 V Højeste udgangsspænding (overstyring): 2,8 V Forstærkning: A vs = Design af CD forforstærker Til at opnå den ønskede forstærkning og de ønskede impedansforhold er der blevet valgt en BJTkobling som kan ses på figur 2.2. Det valgte forstærkertrin er et Common-Collector forstærkertrin, se bilag B.2 for udledning af formler. Dette skyldes vi skal bruge et forstærkertrin hvor forstærkningen er en og det er den i en Common-Collector. Af andre fordele ved dette trin kan der nævnes at trinet har stor indgangsimpedans samt en lille udgangsimpedans som også er ønskeligt. Figur 2.2: Det valgte kredsløb til CD forforstærkeren. Når kredsløbet er valgt er det vigtig at finde nogle komponenter der opfylder de krav der er stillet til forforstærkeren. I dette tilfælde er der kun en vigtig komponent der skal vælges og det er den BJT-Transistor der skal bruges i det ønskede kredsløb. BJT-Transistor Den valgte transistor er en BC547B. Dette er en almen god transistor der er støjsvag og derfor er god til forstærkning af lydsignaler. Collector-strømmen vælges for nemhedsskyld til den i databladet for BC547B anvendte værdi, nemlig I C = 2 ma, da de fleste andre værdier der skal bruges er angivet i databladet for denne collectorstrøm. V BE = 0, 66 V β DC = h F E = 290 β AC = 330 Dermed kan nogle af transistorparametrene fastsættes: gm = I C = 2E-3 V T 26E-3 = 1 13 (2.1) 1 r π = β DC = = 3, 77E3 gm (2.2) hvor: V T er termospændingen, som er ca. 26 mv gm er transkonduktansen [Ω 1 ] r π er modstanden mellem basis og emitter på transistoren [Ω] Gruppe: 319 Side 23 af 121

24 19. december 2005 Kapitel 2. Design af HiFi forstærker Da vi ved at der på udgangen højest må være 2,8 V RMS er dette også den spænding der som minimum skal være plads til over emittermodstanden. Da minimumsspændingen over RE 303 skal være 4 V sættes den lidt højere til 5 V. Strømmen gennem modstanden RE 303 vil være I C lagt sammen med I B, men da I B er meget lille kan man antage at I RE303 = I C. Vi kan nu da vi kender strøm og spænding over modstanden RE 303 udregne dens størrelse vha. Ohms lov. RE 303 = V RE 303 I RE303 (2.3) RE 303 = 2, 5 kω (2.4) Da forforstærkeren skal have en indgangsimpedans Ri Q301 der ifølge IEC standarden skal være 10 kω eller derover, og da Rib Q301 kan udregnes ud fra data fra databladet til transistoren, er det muligt via følgende formel at udregne biasmodstanden RB 305 : Rib Q301 udregnes via formlen: Ri Q301 = RB 305 Rib Q301 (2.5) Rib Q301 = r π (1 + gm RE 303 RL 304 ) (2.6) Udregningen af gm, og r π samt Rib 306 kan nu laves: Rib Q301 = 3, 77E3 ( ) 2, 5E3 10E3 = 584 kω (2.7) Biasmodstanden RB 305 kan nu udregnes. RB kω 10 kω (2.8) RB ,17 kω (2.9) Ri Q301 sættes til 15 kω og det medfører en RB 305 på 15,40 kω. Udregningen af de 2 modstande R 301 og R 302 som udgør RB 305 udregnes således: I C V BB = V BE + RB RE 303 I C β DC (2.10) V BB = 0, , 40E3 2E-3 + 2, 5E3 2E (2.11) V BB = 5, 77 V (2.12) RB 305 = R 301 R 302 = R 301 R 302 = 15, 40 kω R R 302 (2.13) R 302 = 15, 40E3 R 301 R R 302 (2.14) Disse 2 ligninger kan herefter erstattes i ligningen. V BB = R 302 R R 302 V CC (2.15) Derved kan R 301 og R 302 udregnes. R 301 bliver således 40,02 kω og R 302 bliver 25,02 kω, de vælges til henholdsvis 39,9 kω og 24,9 kω. Side 24 af 121 Gruppe: 319

25 2.2. CD forforstærkeren 19. december 2005 Udregningen af forstærkerens udgangsimpedans ser således ud. ( 1 Ro 310 = RE 303 gm + RS ) 300 RB 305 β AC ( ) 1E3 15, 40E3 Ro 310 = 2, 5E hvor: Ro 310 er udgangsimpedansen for hele trinet (2.16) (2.17) Ro 310 = 15, 75 Ω (2.18) Ved udregningen af forforstærkerens kondensatorer ser man på hvad hver enkelte kondensator ser ind i og udregner kapaciteten der ud fra. Rib Q301 er tidligere udregnet til at blive 584 kω, samt er RB 305 tidligere udregnet til at blive 15,40 kω og det er angivet at RS 300 = 1 kω. R C301 = Rib Q301 RB RS 300 (2.19) R C301 = 584E3 15, 40E3 + 1E3 (2.20) R C301 = 16, 00 kω (2.21) Da der er så lav en forstærkning i CD forforstærkeren sættes knækfrekvensen for begge kondensatorer til 2 Hz da der ikke ønskes at de skal få indflydelse på lydområdet. ( ) 1 C 301 = (2.22) 2π 2 16, 00E3 RL 304 er givet, mens Ro 309 er udregnet, og derfor: C 301 = 4, 97 µf (2.23) R C302 = Ro RL 304 (2.24) R C302 = 15, E3 (2.25) R C302 = 10, 02 kω (2.26) Begge kondensatorer er sat til 10 µf. ( ) 1 C 302 = 2π 2 10, 02E3 (2.27) C 302 = 7, 95 µf (2.28) Gruppe: 319 Side 25 af 121

26 19. december 2005 Kapitel 2. Design af HiFi forstærker Simulering af CD forforstærker Simuleringen af CD forforstærkeren foregår med en sinustone som indgangssignal. Sinustonen har en amplitude på 2,8 V RMS og en frekvens på 1 khz. På figur 2.3 ses henholdsvis kurven for indgangsspændingen og kurven for udgangsspændingen. Det ses at forstærkningen ligger lidt under den ønskede forstærkning. Simuleringen viser ligeledes at der ikke sker nogen klipning af signalet. På figur 2.4 ses frekvensresponset for CD forforstærkeren. Den difference der er mellem den reelle forstærkning og den beregnede er på -0,6 til -0,7 db, som svarer til at forstærkningen er på ca. 0,93 hvor den skulle have været 1. Simuleringsresultaterne for THD kan ses i tabel 2.1. I simuleringen kan kravene til en THD på maksimalt 0,5% for hele frekvensområdet ikke overholdes ved 20 khz. Det skal dog bemærkes at de simulerede THD resultater er meget usikre, da de er meget afhængige af hvor mange punkter der simuleres med samt i hvor lang tid der simuleres. I dette tilfælde er der simuleret fra start 50 ms til 250 ms med et timestep på 0,0001 ms. Figur 2.3: Der vises indgangssignalet (blå) og udgangssignalet (rød), der er ingen tegn på klipning. THD med CD som indgang 20 Hz 200 Hz 1 khz 2 khz 20 khz 2,8 V RMS 0,318% 0,322% 0,284% 0,346% 0,562% 0,5 V RMS 0,089% 0,026% 0,138% 0,262% 0,665% 158 mv RMS 0,077% 0,008% 0,137% 0,264% 0,682% Tabel 2.1: Simulering for CD forforstærker med hensyn til THD. Figur 2.4: CD forforstærkerens frekvensrespons ifølge spice simuleringen. Side 26 af 121 Gruppe: 319

27 2.2. CD forforstærkeren 19. december Verificering af CD forforstærker CD niveauet skulle i princippet ikke dæmpes, der blev dimensioneret et Common Collector kredsløb, efter at få en minimal dæmpning og overholde impedanskravene. Dimensioneringen blev bekræftet af spice-simuleringen, og efterfølgende målt på det fremstillede kredsløb. I tabel 2.2 holdes de målte værdier for forstærkningen og impedanser op imod de beregnede værdier for forstærkeren. Disse indikerer at det konstruerede kredsløb ikke helt lever op til forventningerne om forstærkning på 1 fra udregningerne. Forstærkningen er dog forholdsvis lineær, og tilpas tæt på 1 til at det accepteres. Forstærkningerne er vist både for det simulerede og for det målte på figur 2.4 og figur 2.5. Indgangsimpedansen og udgangsimpedansen overholder kravene, og indgangsimpedansen stemmer også overens med beregningerne, mens udgangsimpedansen varierer en del, hvilket dog langt fra er kritisk, da kravet stadig er overholdt med mere end en faktor 10. Måleobjekt beregnet værdi målt værdi Indgangsimpedans 14,94 kω 15,17 kω Udgangsimpedans 15,75 Ω 57,451 Ω Forstærkning 1 0,9 Tabel 2.2: Måleresultater for CD forforstærkeren. Figur 2.5: CD forforstærkerens frekvensrespons (se evt. tabel A.2 i målejournal for CD forforstærkeren, appendiks A.2). Gruppe: 319 Side 27 af 121

28 19. december 2005 Kapitel 2. Design af HiFi forstærker 2.3 Line forforstærker Krav til Line forforstærker Indgangsimpedans: 47 kω Udgangsimpedans: 1 kω Typisk indgangsspænding: 0,5 V Højeste indgangsspænding (overstyring): 2 V Forstærkning: A vs = 2,8 2 = 1, Design af Line forforstærker Valget af kredsløb i Line forforstærkeren er faldet på et Common-Emitter kredsløb med uafkoblet emitter modstand, se bilag B.1, efterfulgt af et Common-Collector kredsløb, se bilag B.2, som har en forstærkning på én. Da forstærkningerne fra de 2 kredsløb skal ganges sammen for at få den samlede forstærkning, skal Common-Emitterdelen forstærke med 1,4 gange. Udgangsimpedansen er lav fordi der er et Common-Collector trin som udgang. Den samlede Line forforstærker kan ses på figur 2.6. Figur 2.6: Det valgte kredsløb. Af betydelige komponenter bruges der en BJT-Transistor, nærmere bestemt en BC547B, denne er beskrevet i afsnit Derudover sættes loadmodstanden RL 106 til 10 kω og generatormodstanden RS 100 til 10 kω. Da der på udgangen maksimalt må være 2,8 V RMS, er det også denne spænding der skal være plads til over emittermodstanden. V REmin = 2, 8 2 = 4 V (2.29) Det vil sige at der minimum skal være 4 V over emittermodstanden. Der bliver derfor valgt en spænding på 10 V. Det antages at I E for transistoren er lig I C. Dette kan man gøre da I B er meget lille. Det er nu muligt at udregne emittermodstanden RE 105 i det andet forstærkertrin. RE 105 = V RE 105 I RE105 (2.30) RE 105 = 5 kω (2.31) Denne modstand sættes til standardstørrelsen 4,99 kω. Herefter udregnes V B 102 som skal bruges til at udregne collectormodstanden RC 103 i den første forstærkning. V B 102 = V BE + RE 105 I C (2.32) V B 102 = 0, , 99E3 2E-3 (2.33) V B 102 = 10, 64 V (2.34) Side 28 af 121 Gruppe: 319

29 2.3. Line forforstærker 19. december 2005 Nu kan collectormodstanden RC 103 udregnes. RC 103 = V CC V B 102 I C (2.35) RC 103 = 2, 18 kω (2.36) Modstanden vælges til 2,15 kω. Det næste der udregnes er den uafkoblede emittermodstan Re 104 men for at dette kan gøres er der nogle andre ting der skal regnes ud først. Dette er forstærkningen i den anden forstærker så det er muligt at se hvor stor forstærkningen i den første forstærkning skal være for at kravet på 1,4 gange bliver opfyldt. Derudover skal indgangsmodstanden Rib Q102 bruges. Indgangsmodstanden Rib Q102 i transistor Q 102 kan udregnes udfra formlen: Rib Q102 = r π (1 + gm (RE 105 RL 106 ) (2.37) Rib Q102 = 964 kω (2.38) AV Q102 = Rib Q102 Rib Q102 + RC 103 (2.39) AV Q102 = 0, 9999 (2.40) Da denne forstærkning er lige knap gange én, sættes den til 1. Forstærkertrinets forstærkning er nødt til at være på 1,4 gange, for at kravet opfyldes. Dvs. at AV Q101 = 1, 4. For at kunne bestemme størrelsen på Re 104 som bestemmer forstærkningen er det nødvendigt at tage den ønskede indgangsimpedans i betragtning da denne også er afhængig af modstanden Re 104. Derfor sættes den ønskede indgangsimpedans til 100 kω. Udtrykket for forstærkningen er inklusive spændingsdelingen mellem Ri Q101 og Rs 100. AV Q101 = 1, 4 = RC 103 Rib Q102 Re 104 Ri Q101 Ri Q101 + Rs 100 (2.41) Re 104 = 1393 Ω (2.42) Re 104 sættes til 1,4 kω. Ud fra kravet om indgangsimpedansen kan størrelsen på Rb 107 bestemmes, og udfra den kan spændingen V B 101 bestemmes. hvor: Rb 107 er modstandene R 101 og R 102 parallelt Ri Q101 = 100E3 = Rb 107 (r π (1 + gm Re 104 )) (2.43) Rb 107 = 132, 28 kω (2.44) I C V B 101 = V BE + Rb Re 104 I C β DC (2.45) V B 101 = 4, 37 V (2.46) Når spændingen mellem modstandene R 101 og R 102, og den samlede modstand for dem når de sidder parallelt, er kendte, kan de derved bestemmes. R 101 R 102 = Rb 107 (2.47) V CC R 102 R R 102 = V B 101 (2.48) R 101 = 453 kω (2.49) R 102 = 187 kω (2.50) Gruppe: 319 Side 29 af 121

30 19. december 2005 Kapitel 2. Design af HiFi forstærker Begge disse størrelser findes i den tilgængelige modstandsrække, så de anvendes selvfølgelig. Til slut kan de to kondensatorer udregnes. Ved udregningen af forforstærkerens kondensatorer ser man på hvad hver enkelte kondesator ser ind i og udregner kapacitansen derudfra. Fra tidligere beregninger er Ri Q101 sat til 100 kω og RS 100 er sat til 10 kω ud fra IEC standarden. R C101 = Ri Q101 + RS 100 (2.51) R C101 = 100E3 + 10E3 (2.52) R C101 = 110 kω (2.53) 1 C 101 = 2π 2 110E3 (2.54) C 101 = 723 nf (2.55) Modstandene RE 105 og RL 106 er begge angivet til at være henholdsvis 4,99 kω og 10 kω. Derimod er Roe Q102, som er modstanden fra udgangen af det sidste forstærkertrin, ikke blevet udregnet endnu og skal derfor udregnes. Roe Q102 = 1 gm + RC 103 β AC (2.56) 2, 15E3 Roe Q102 = (2.57) Roe Q102 = 19, 52 Ω (2.58) R C102 = RL RE 105 Roe Q102 (2.59) R C102 = 10E3 + 4, 99E3 19, 52 (2.60) R C102 = 10, 019 kω (2.61) 1 C 102 = 2π 2 10, 019E3 (2.62) C 102 = 7, 94 µf (2.63) Da forstærkeren har en så lille forstærkning som den har, er begge frekvenser i udregningen af kondensatorerne sat til 2 Hz Simulering af Line forforstærker Simuleringen af Line forforstærkeren foregår med en sinustone som indgangssignal. Sinustonen har en amplitude på 2 V RMS med en frekvens på 1 khz. På figur 2.7 ses henholdsvis kurven for indgangsspændingen og kurven for udgangsspændingen, hvor der er en 180 faseforskydning imellem de 2 kurver. Forstærkningen er en smule mindre end de 1,4 ganges forstærkning, som forforstærkeren i kravene er sat til at skulle kunne forstærke. Dette skyldes, at forholdet mellem collector modstanden og den uafkoblede emittermodstanden i Common-Emittertrinet, er mindre end hvad det burde være for at få den korrekte forstærkning, men da der ved ændring på en af de 2 vil ske andre ændringer såsom spændingsniveauer, og da den nuværende forstærkningen ikke er meget mindre end de 1,4 gange ændres der ikke herpå. Derudover vises der ingen tegn på klipning af signalet. På figur 2.8 kan det ses at forforstærkeren forstærker linæert i hele frekvensspektret med en forstærkning på lidt over 2,5 db, som svarer til ca 1,35 ganges forstærkning THD simuleringen viser at kravet på maks 0,5% THD kun forekommer ved en frekvens på 20 k- Hz og med en amplitude på 158 mv RMS se tabel: 2.3. Men endnu engang skal der, som i THD målingen for CD forforstærkeren, gøres opmærksom på at antallet af punkter og tidperiode for simuleringen har stor indvirkning på THD tallet. Igen er starttidspunktet for simuleringen 50 ms og sluttidspunktet 25 ms og igen er timestep på 0,0001 ms. Side 30 af 121 Gruppe: 319

31 2.3. Line forforstærker 19. december 2005 Figur 2.7: Figur der viser indgangssignalet(grøn) og udgangssignalet(rød). Der sker ingen klipning af signalet ved overstyring på indgangen. Der er 180 faseforskydning. THD med Line som indgang 20 Hz 200 Hz 1 khz 2 khz 20 khz 2 V RMS 0,241% 0,251% 0,193% 0,279% 0,279% 0,5 V RMS 0,081% 0,005% 0,133% 0,262% 0,426% 158 mv RMS 0,085% 0,0006% 0,136% 0,264% 0,607% Tabel 2.3: Simulering for Line forforstærker med hensyn til THD. Figur 2.8: CD forforstærkerens frekvensrespons ifølge spice simuleringen. Det konkuderes at der i den beregnede Line forforstærker ikke bør opstå klipning af signalet ved overstyring. Det at forforstærkeren ikke forstæker helt så meget som beregnet bliver der ikke gjort mere ved da det ikke er så stor en forskel at det kan svare sig. Da målingen af THD kun er for høj ved 20 khz med en amplitude på 158 mv RMS bliver der ikke ændret mere herpå. Det skyldes at det kun er de færreste der kan høre toner i dette frekvensleje samt at det er ved en forholdsvis lav amplitude. Gruppe: 319 Side 31 af 121

32 19. december 2005 Kapitel 2. Design af HiFi forstærker Verificering af Line forforstærker Ved sammenligning af tallene fra dimensioneringen og målingen, kan der ikke spores ret store afvigelser, og slet ikke nogen der er så drastiske, at forstærkeren bør optimeres, hvilket kan ses i tabel 2.4. Hvis man desuden sammenligner bodeplottet, der blev simuleret og tegnet på figur 2.7 for forstærkeren, med de rigtige målinger fra figur 2.9, ser begge fint lineære ud inden for det ønskede område. Ind og udgangsimpedanser overholder også kravene, og stemmer pænt overens med de beregnede værdier. Måleobjekt beregnet værdi målt værdi Indgangs impedans 100 kω 100,6 kω Udgangs impedans 19,58 Ω 28,643 Ω Forstærkning 1,4 1, Tabel 2.4: Måleresultater for Line forstærkeren,. Figur 2.9: Line forforstærkerens forstærkning i db ved forskellige frekvenser.(se evt. tabel A.3 i målebladet om Line forstærkeren, appendiks A.3) Side 32 af 121 Gruppe: 319

33 2.4. Magnetisk pickup forforstærker 19. december Magnetisk pickup forforstærker Introduktion til pickup forstærkere Den første optagelse af lyd, blev udført på en phonautograph, dette var en opfindelse af Leon Scott De Martinville, der oversatte lydbølgerne til en visuel bølge tegnet uden på en roterende cylinder. Bølgen blev således tegnet fra side til side i forhold til den arm der tegnede. Dette havde imidlertid rent forskningmæssige idealer, og det var først da Thomas Alva Edison i 1877 fik fingre i idéen, og byggede den første phonograph, at den optagede lyd kunne afspilles igen. Grammofonens opfinder Emile Berliner var dog af den overbevisning, at en flad skive var bedre til at gemme lyd på end en cylinder. [5][RIAA.com - historie] Langsomt blev Berliner s grammophone den foretrukne form til lydoptagelser, selvom at man ved de anvendte 78 omdrejninger i minuttet, kun havde 3 minutters optage tid, var det mere end Edisons phonograf, som kun havde 2 minutter. Der blev desuden eksperimenteret både med vertikal og horisontal optagelse, da det ved de 78 omdrejninger i minuttet var meget vigtigt, at finde en måde at få mest muligt musik komprimeret ned på pladen. I sidste ende viste det sig, at vertikale lydspor i overfladen kunne indeholde flest minutter. I starten af det 20. århundrede, blev der udviklet mange varianter af grammofonen, og hurtigt opstod der et problem. Problemet lå i at man kun kunne afspille plader fra den samme udgiver, som man havde købt sin afspiller fra. Dette nåede toppen i slutningen af 1940 erne hvor og 45 omdrejninger blev indført for længere spilletider, med helt op til 20 min for en side. Imidlertid var der mange forskellige idéer til hvordan pladen skulle skæres, for at få den bedste lydgengivelse, og der voksede flere frekvens karakteristikker frem, som man skulle indstille sin afspiller efter. Så i 1952 satte de største producenter sig sammen og blev enige om en fælles standard for metoden til at gravere lyden med. Dette resulterede i RIAA karakteristikken. RIAA kurven angiver hvordan lydgengivelsen på pladen er graveret, da dette ikke er gjort gennem en direkte translatering til mediet. Derimod er der forsøgt at lave et kompromis mellem bedst gengivelse og mindst slitage. Da det havde vist sig at magnetiske pickups var at foretrække med hensyn til slitage, skulle kurven passe med at disse gav en frekvensafhængig amplitude gengivelse. På det signal der kommer ud fra en pladespiller er bassen dæmpet og diskanten forstærket i forhold til mellemtoner, hvilket er den inverse kurve af den viste på figur Figur 2.10: RIAA kurvens frekvensrespons plottet i frekvensdomænet. Kurven svarer til den frekvensrespons der skal være i en pickup forforstærker. Gruppe: 319 Side 33 af 121

34 19. december 2005 Kapitel 2. Design af HiFi forstærker Krav til pickup indgang De standarder der er gældende i dag, giver nogle faste krav til pickup indgangen på en forstærker som skal overholdes, for at andre producenters udstyr kan anvendes i sammenhæng med forstærkeren. Det første af disse krav er den, i afsnit 2.4.1, omtalte RIAA-karakteristik. For at overholde denne karakteristik kræves det, af forstærkeren, at den har et frekvensrespons der kan beskrives med kurven på figur 2.10, denne kurve har 2 poler og et nulpunkt og forstærkningen kan beskrives med formlen [3][Platenspeler.com]: GG = (1 + jωt 3 ) (1 + jωt 1 )(1 + jωt 2 ) (2.64) hvor: GG er forstærkningen [1] t 1 er den første tidskonstant som er lig 3180 [µs] t 2 er den anden tidskonstant som er lig 75 [µs] t 3 er den tredje tidskonstant som er lig 318 [µs] ω er frekvensen [rad/s] Hvis amplituden ønskes i db kan formlen omskrives til følgende, dog skal det bemærkes at karakteristikken normalt ses med 0 db ved 1 khz, og for at dette kan opfyldes skal værdien som formlen giver ved 1 khz lægges til. A f = 10 log(1 + (318E-6 ω) 2 ) 10 log(1 + (3180E-6 ω) 2 ) 10 log(1 + (75E-6 ω) 2 ) (2.65) hvor: A f er forstærkningen [db] Ligeledes er der krav til impedanser og spændinger for en pickup indgang. For at overholde IEC 268 skal følgende være opfyldt ved en frekvens på 1 khz, indgangsimpedansen være større eller lig med 47 kω parallelt med 220 pf. Udgangsimpedansen for en typisk pladespiller er 2,2 kω og udgangsspændingen kan ligge fra 2 mv til 35 mv og ligger typisk på 5 mv. Da pickup indgangen skal fungere i samspil med andre indgange er der opstillet krav om at forforstærkeren skal give et maksimalt output signal på 2,8 V og have en udgangsimpedans som er mindre eller lig 1 kω. Den efterfølgende enhed skal have en indgangsimpedans på 10 kω eller derover Design af pickup forforstærker For at opfylde kravene skal der opnås en forstærkning ved reference frekvensen, 1 khz, på: GG = 2, 8 V 35 mv (2.66) GG = 80 (2.67) A f 38 db (2.68) Ved den laveste frekvens, 20 Hz, er kurven steget med 20 db i forhold til referencen, dermed er det nødvendigt med en forstærkning på 800 gange. Denne forstærkning er det ikke muligt at opnå med en enkelt standard transistor, og derfor vælges at anvende to transistortrin. Det opstillede kredsløb kan ses på figur Den første transistor (Q 201 ) kobles som en Common Emitter med uafkoblet emitter modstand (CE-Re), se bilag B.1, da dette trin giver mulighed for at styre forstærkningen som et forhold mellem collector og emitter modstandene. Anden transistor (Q 202 ) laves som en Common Emitter med spændings parallel tilbagekobling da det er en kobling der kræver meget få komponenter. For at opnå det rigtige frekvensrespons som opfylder RIAA karakteristikken laves en tilbagekobling over begge transistorer, også kaldet et beta-netværk. Side 34 af 121 Gruppe: 319

35 2.4. Magnetisk pickup forforstærker 19. december 2005 Figur 2.11: Kredsløbsdesignet for pickup forforstærkeren. Da der er to inverterende trin passer det med at tilbagekoblingen går ind på emitteren på den første transistor (Q 201 ) og bliver en negativ tilbagekobling. Af betydelige komponenter bruges der en BJT-Transistor som er en BC547B og som er beskrevet i afsnit Til de efterfølgende beregninger anvendes de typiske karakteristika for transistorerne hentet fra databladet for collectorstrømmen 2 ma. V BE = 0,66 V β DC = h F E = 290 β AC = 330 Første skridt i at designe forforstærkeren er at fastsætte arbejdspunkter for transistorerne og udregne modstande så det fastsatte arbejdspunkt effektueres. Collectorstrømmen (I C ) sættes til 2 ma og collector-emitter spændingen sættes til 5 V. For at stabilisere arbejdspunktet er det nødvendigt at have en tilpas spænding over emitter modstanden, denne spænding (V e 203 ) sættes til 2 V, hvorved der bliver 8 V tilbage over collectormodstanden (RC 203 ), som nu udregnes: RC 203 = V CC V CE V e 203 I C (2.69) RC 203 = 4 kω (2.70) Denne sættes til nærmeste standard modstand i E96 rækken, da dette er den tilgængelige, nemlig 4,02 kω. Gruppe: 319 Side 35 af 121

36 19. december 2005 Kapitel 2. Design af HiFi forstærker Ligeledes kan emittermodstanden udregnes idet der ses bort fra basisstrømmen da den er meget mindre end collectorstrømmen: RE 204 = V e 203 I C (2.71) RE 204 = 1 kω (2.72) Basis spændingen (V b 201 ) kan ikke bestemmes endnu, da den er afhængig af den strøm der kommer til at løbe gennem beta-netværket. Derfor kan modstandene R 201 og R 202 ikke bestemmes før størrelserne i beta-netværket er kendt. Da det maksimale ønskede signalsving på udgangen er 3,96 V p (2,8 V rms ) dimensioneres andet trin efter at der skal ligge 5 V over transistoren (V CE ), så der er en lille margin, dette giver en spænding på 10 V over RC 209. Der regnes med at den strøm der løber gennem modstanden er lig I C, som igen sættes til 2 ma, da resten af strømmene er meget små i forhold. RC 209 = V CC V CE I C (2.73) RC 209 = 5 kω (2.74) Nærmeste standard værdi er 4,99 kω. Gennem modstanden RF 208 skal løbe transistorens basis strøm, og ud fra denne beregnes modstanden. RF 208 = V CE V BE I B (2.75) RF 208 = (V CE V BE)βDC I C (2.76) RF 208 = 629, 3 kω (2.77) Denne vælges til 634 kω. Næste skridt i at designe forstærkeren er at beregne beta-netværket bestående af modstandene R 205 til R 207 og kondensatorerne C 205 og C 206. Først opstilles et udtryk for 1 β som bekendt beskriver den samlede forstærkning hvis råforstærkningen A er tilstrækkelig stor, og det antages at råforstærkningen i dette kredsløb er høj nok. A f = βa >> 1 A f 1 β A 1 + βa (2.78) (2.79) Formlen for 1 β bliver: 1 1 Re β = sc R sc R 206 Re 207 (2.80) 1 β = Re R sc + R 205R sc 206R Re 207 (2.81) 1 β = Re 207(sC 205 R )(sC 206 R ) + (sc 205 R )R (sc 206 R )R 205 Re 207 (sc 205 R )(sC 206 R ) (2.82) Først sættes emittermodstanden Re 207 til 100 Ω da dette vil give en fornuftig forstærkning i første transistortrin, herefter ses det at der i udtrykket er to poler, se evt. figur 2.10, som er det ønskede for at opfylde karakteristikken. Udtrykkene løses så kondensatorerne bliver udtrykt vha. polerne Side 36 af 121 Gruppe: 319

37 2.4. Magnetisk pickup forforstærker 19. december 2005 og modstandene. hvor: f p1 er den første pol ved 50 Hz. f p2 er den anden pol ved 2122 Hz. s C 205 R = 0 (2.83) 1 C 205 = j 2π f p1 R 205 (2.84) s C 206 R = 0 (2.85) 1 C 206 = j 2π f p2 R 206 (2.86) Når disse udtryk indsættes i nævneren i formel 2.82, og værdien for det ene af de to nulpunkter indsættes, så kan R 206 løses som en funktion af R 205. Dette kan gøres da det kun er det ene af nulpunkterne der kommer til at ligge i det område hvor karakteristikken er vigtig, nemlig f n1 som skal være ved 500 Hz. ( ) ( ) R 205 R j 2π j 2π j 2π 50 R 205 j 2π 2122 R 206 ( ) ( ) R 205 R j 2π R j 2π R 205 = 0 j 2π 50 R 205 j 2π 2122 R 206 (2.87) R 206 = R 205 (2.88) Der ønskes en forstærkning på 38 db ved 1 khz, hvilket betyder at hvis denne frekvens indsættes skal formel 2.82 være lig med 38 db. Når udtrykkene i formel 2.84, 2.86 og 2.88 indsættes kan der udregnes en værdi for R 205 da denne er eneste ukendte og dermed resten af beta-netværket. 1 β = s=j 1038/20 2π 1E3 (2.89) R 205 = Ω (2.90) R 206 = 6250 Ω (2.91) C 205 = 42, 73 nf (2.92) C 206 = 12, 00 nf (2.93) Igen vælges nærmeste standard værdier, hvilket betyder at frekvensresponset ikke bliver helt korrekt. R 205 sættes til 74,1 kω, R 206 til 6,26 kω, C 205 til 47 nf og C 206 til 10 nf. Nu hvor størrelserne i beta-netværket er kendt kan størrelserne for R 201 og R 202 beregnes. Først opstilles et udtryk der indeholder alle de steder hvor strømmen gennem beta-netværket vil løbe. Strømmen gennem beta-netværket kan bestemmes ud fra udtrykket. 15 V = RC 209 ( I β + I C + I C β DC ) + (R R 206 )I β + (Re RE 204 ) ( I β + I C + I C β DC ) (2.94) I β = 33, 97 µa (2.95) Dermed kan R 201 og R 202 bestemmes, dette gøres ud fra et ønske om at de parallelt skal give 1 MΩ da deres indvirkning på indgangsimpedansen så ikke bliver af særlig betydning. For at lette udregning opstilles et Thevenin ækvivalent for spændingsdelingen. Gruppe: 319 Side 37 af 121

38 19. december 2005 Kapitel 2. Design af HiFi forstærker I C V BB V BE + R B + R E β DC V BB 0, E6 2E E3 ( I C + I ) C + I β β DC ( 2E-3 + 2E , 97E ) (2.96) (2.97) V BB 9, 60 V (2.98) R 202 V BB = V CC (2.99) R R ( 202 ) VCC R 201 = 1 R 202 (2.100) V BB R B = R 201R 202 (2.101) R R ( 202 ) VCC V BB 1 R 202 R B = V CC (2.102) V BB R 202 = V CC V BB R B V CC V BB 1 (2.103) R 202 = 2, 776 MΩ (2.104) R 201 = 1, 563 MΩ (2.105) Der vælges for R 201 standard størrelsen 2,70 MΩ og for R 202 vælges 1,50 MΩ. Efter at alle modstande er udregnet skal de resterende kondensatorer udregnes så de ikke får indvirkning på området mellem 20 Hz og 20 khz. Først udregnes kondensatorerne C 201 og CE 202 samlet da de får indvirkning på hinanden. Til bestemmelse af disse, tages der udgangspunkt i, den i kurset Analog Elektronik 2.5 udleverede note om lavfrekvensdimensionering af en forstærker med bipolær transistor. Der tages udgangspunkt i den formel som har med polerne fra kondensatorerne C 1 og C E at gøre, da de i denne forstærker svarer til C 201 og CE 202. (s 2 + a 1 s + a 0 ) = (s + p 1 )(s + p 2 ) = s 2 + s(p 1 + p 2 ) + p 1 p 2 (2.106) a 1 = 1 ( ) β AC + CE 202 RE 204 r π + (1 + β AC )Re R 201 R 202 Rs ( ) 1 (2.107) C 201 Rs (r π + (1 + β AC )Re 207 ) R 201 R 202 ( a 0 = CE 202 C 201 RE 204 Rs (r π + (1 + β AC )Re 207 ) R 201 R 202 ) 1 + β AC + (Rs (r π + (1 + β AC )Re 207 ) R 201 R 202 )(R 201 R r π + (1 + β AC )Re 207 ) (2.108) hvor: p 1 og p 2 er polerne givet fra kondensatorerne. Der opstilles et ønske om en poladskillelse (K 4 ) på en decade, så der kan placeres en pol ved 7 Hz og en ved 0.7 Hz. De 7 Hz vælges da det er ca. en halv decade under det ønskede lydområde så polen kun skulle få minimal indvirkning. Da alle modstande er fastsat kan der udregnes Side 38 af 121 Gruppe: 319

39 2.4. Magnetisk pickup forforstærker 19. december 2005 konstanter for de dele af udtrykkene der indeholder disse, så følgende bliver gældende. a 1 = 1 K K 2 CE 202 C 201 (2.109) 1 a 0 = K 3 CE 202 C 201 (2.110) hvor: K 1 = 9,4731E-3 K 2 = 26,5166E-6 K 3 = 35,2835E-9 Efterfølgende findes nulpunkter i udtryk 2.111, som giver et løsningsområde for X = CE202 C201. ( ) 2 0 X 2 2K 1 K 2 K 3 K K 4 + X + K 2 2 ( K1 K 2 ) 2 (2.111) X 1 = 29, 86 X 2 = 4273, 69 (2.112) Da udtrykket i dette tilfælde har to nulpunkter betyder det at X skal vælges så den ligger under det laveste af dem, eller over den højeste. Den billigste løsning er at vælge en løsning hvor X er mindre eller lig med det mindste nulpunkt X = CE202 C 201 8, 12. Ud fra formel hvor C 201 = CE202 X 1 indsættes findes CE 202. ( ) ( 1 1 ω n p 2 = K ) K 2 K 4 CE 202 C 201 (2.113) 1 CE 202 = ) (K 1 + X 1 K 2 ) (1 + 1K4 p 2 (2.114) CE 202 = 212, 17 µf (2.115) hvor: p 2 = 2π 7 Hz Når CE 202 vælges til nærmeste større standard værdi, altså 220 µf, betyder det at C 201 skal være: C 201 = CE 202 X 1 (2.116) C 201 = 7, 37 µf (2.117) For at overholde kravet skal C 201 sættes til nærmeste større værdi, så den sættes til 10 µf. Efterfølgende udregnes C 203 ud fra tidskonstant metoden, til denne udregning er det nødvendigt at kende indgangsimpedansen på trin 2. Denne indgangsimpedans udregnes først, der tages udgangspunkt i hybrid-π modellen der også kan ses på figur Gruppe: 319 Side 39 af 121

40 19. december 2005 Kapitel 2. Design af HiFi forstærker Figur 2.12: Ækvivalent for kredsløbet omkring transistoren Q202, regnet ud fra tilbagekoblingsteori. Z ibq202 = Z ib Q202f 1 + β Y A Z (2.118) Z ibq202f = r π RF 208 (2.119) β Y = 1 RF 208 (2.120) A Z = V o I i = I b I i β AC RC 209 RL 210 (R R R 207 ) RF 208 (2.121) A Z = RC 203 RF 208 r π β AC RC 209 RL 210 (R R R 207 ) RF 208 r π (2.122) Z ibq202 = 2024 Ω (2.123) hvor: Z ibq202 er indgangsimpedansen indregnet tilbagekoblingen. Z ibq202f er indgangsimpedansen uden tilbagekoblingen. β Y er beta-faktoren for den lokale tilbagekobling. A Z er forstærkningen i dette trin inden tilbagekoblingens indvirkning. V T er termospændingen 26 mv. Nu kan C 203 udregnes. R x = RC Z ibq202 (2.124) R x = 6044 Ω (2.125) 1 C 203 = 2π f R x (2.126) C 203 = 13, 17 µf (2.127) hvor: R x er den modstand som kondensatoren ser ind i. f er frekvensen for polen, som sættes en decade under lyd området, ved 2 Hz. C 203 sættes til standard værdien 22 µf. Kondensatoren C 204 kan ligeledes udregnes med tidskonstant metoden, det antages her at der kan ses bort fra udgangsimpedansen for Q 202, da den er meget mindre end RL 210, fordi den bliver tilbagekoblet to gange, og derfor bliver meget lille. hvor: f = 2 Hz Kondensatoren C 204 sættes til 10 µf. 1 C 204 = 2π f RL 210 (2.128) C 204 = 7, 96 µf (2.129) Side 40 af 121 Gruppe: 319

41 2.4. Magnetisk pickup forforstærker 19. december 2005 Råforstærkningen gennem forforstærkeren ønskes bestemt, for at kontrollere om antagelsen i formel 2.79 er gyldig. Råforstærkningen i de to trin er givet ved følgende, i første trin er den spændingsdeling der bliver mellem Rs 200 og indgangsimpedansen på forstærkeren taget med. Råforstærkningen på trin 1 regnes uden belastningen fra trin 2, da deres indbyrdes belastning medtages i råforstærkningen på trin 2. R iq201 = R 201 R 202 (r π (1 + gm R 211 )) (2.130) R iq201 = Ω (2.131) A vs1 = RC 203 R 211 hvor: gm er givet ved I C VT = 1 13 r pi er givet ved β DC gm = 3, 77 kω R 211 er givet ved Re 207 (R R 206 ) R iq201 R iq201 + Rs 200 (2.132) A vs1 = 38, 31 (2.133) A Z A vs2 = (2.134) 1 + RC203 RF 208 A Z A vs2 = 127, 02 (2.135) A vs = A vs1 A vs2 = 4853, 48 (2.136) Eftersom råforstærkningen ligger så højt er antagelsen i formel 2.79 god nok, da der kun bliver en lille fejl, da forskellen ved f.eks. 1 khz ville være: A vs A x = 1 + βa vs (2.137) A x = 78, 93 (2.138) A f = 80 (2.139) A x A f (2.140) Det skal nævnes at kondensatoren C 207 er sat på for at båndbegrænse Q 201 for at mindske risikoen for selvsving ved høje frekvenser som ligger uden for lyd området. Der ønskes dog kontrolleret om der er fare for at forforstærkeren går i selvsving, derfor udregnes de nøjagtige knækfrekvenser for alle kondensatorerne så råforstærkningen kan tegnes op sammen med 1 β for at undersøge punkterne hvor closed loop forstærkningen når 0 db. De to poler for C 201 og CE 202 kontrolleres ud fra formel 2.106, først udregnes a 0 og a 1 (formel og 2.107), disse indsættes og nulpunkter i ligningen findes. a 1 = 45, 71 (2.141) a 0 = 16, 04 (2.142) s 2 + a 1 s + a 0 = 0 (2.143) f CE202 = 7, 22 Hz f C201 = 56, 28 mhz (2.144) For kondensatorerne C 203 og C 204 anvendes de allerede udregnede modstandsværdier i formel og formel f C203 = = 1, 20 Hz 2π E-6 (2.145) 1 f C204 = = 1, 59 Hz 2π 10E3 10E-6 (2.146) Gruppe: 319 Side 41 af 121

42 19. december 2005 Kapitel 2. Design af HiFi forstærker Før forstærkningen kan tegnes op er det nødvendigt at kende kredsløbets respons for høje frekvenser, og her er det transistorernes interne kondensator effekter der er relevante. Ud fra databladet kan værdier aflæses som kan anvendes til at finder de interne kondensator effekter i transistoren. Der aflæses til C µ = 3, 5 pf og ω T = 300 MHz. ω T = gm C µ + C π (2.147) C π = gm ω T C µ ω T (2.148) C π = 37, 31 pf (2.149) Hvis der laves miller transformation af C 207 og C µ bliver små-signal modellen for Q 201 som vist på figur Figur 2.13: Små-signal model for Q201. I det følgende anvendes Re 207 og effekten af resten af beta-netværket negliseres, da de andre impedanser er store i forhold til. Miller ækvivalenter for kondensatorerne udregnes: hvor: K er spændingsforstærkningen i selve transistoren [1] K = RC 203 Z ibq202 Re 207 (2.150) K = 13, 46 (2.151) C µ = C µ (1 K) (2.152) C µ = 50, 62 pf (2.153) ( C µ = C µ 1 1 ) (2.154) K C µ = 3, 76 pf (2.155) C 207 = C 207 (1 K) (2.156) C 207 = 1, 45 nf (2.157) ( C 207 = C ) (2.158) K C 207 = 107, 43 pf (2.159) Side 42 af 121 Gruppe: 319

43 2.4. Magnetisk pickup forforstærker 19. december 2005 Nu kan den relevante knækfrekvens udregnes ved hjælp af tomgangs-tids-konstant metoden. T C µ = C µ((r π (1 + gm Re 207 )) R 201 R 202 Rs 200 ) (2.160) T C µ = 104, 13E-9 (2.161) T C µ µ(rc 203 Z ibq202 ) (2.162) T C = 5, 06E-9 µ (2.163) T C 207 = C 207((r π (1 + gm Re 207 )) R 201 R 202 Rs 200 ) (2.164) T C 207 = 2, 98E-6 (2.165) T C = C (RC 203 Z ibq202 ) (2.166) T C 207 = 144, 62E-9 (2.167) T Cπ = C π (r π (r π gm Re R 201 R 202 Rs 200 )) (2.168) T Cπ = 125, 49E-9 (2.169) 1 f Q201 = 2π(T C µ + T C µ C T C 207 C π ) (2.170) f Q201 = Hz (2.171) Hvis der igen laves miller transformation af C µ bliver små-signal modellen for Q202 som vist på figur Miller ækvivalenter for kondensatorerne udregnes: Figur 2.14: Små-signal model for Q 202. K = gm(rc 209 (R R Re 207 ) RL 210 ) (2.172) K = 245, 89 (2.173) C µ = C µ (1 K) (2.174) C µ = 864, 13 pf (2.175) ( C µ = C µ 1 1 ) (2.176) K C µ = 3, 51 pf (2.177) (2.178) hvor: K er spændingsforstærkningen i selve transistoren [1] Gruppe: 319 Side 43 af 121

44 19. december 2005 Kapitel 2. Design af HiFi forstærker Nu kan den relevante knækfrekvens udregnes ved hjælp af tomgangs-tids-konstant metoden. T C µ = C µ(r π RF 208 RC 203 ) (2.179) T C µ = 956, 50E-9 (2.180) T C µ µ(rc 209 RL 210 (R R Re 207 )) (2.181) T C = 11, 23E-9 µ (2.182) T Cπ = C π (r π RF 208 RC 203 ) (2.183) T Cπ = 41, 30E-9 (2.184) 1 f Q202 = 2π(T C µ + T C µ C π ) (2.185) f Q202 = 157, 73 khz (2.186) Nu da alle knækfrekvenser i råforstærkningen er kendt kan der optegnes et diagram som viser forstærkningen fordelt over frekvenser, se figur 2.15 og et tilhørende diagram som viser fasedrejningen ved de samme frekvenser, se figur De steder man skal være opmærksom på når det skal undersøges om den går i selvsving er de punkter hvor kurven for råforstærkningen og for 1 β krydser hinanden, da det er her forstærkningen i den lukkede sløjfe er en. Ved disse to punkter må fasedrejet ikke have nået 180, da den så vil gå i selvsving. Desværre viser figuren her at forstærkeren burde gå i selvsving, selv om virkeligheden forholder sig anderledes, dette problem vil blive bearbejdet yderligere i verificeringsafsnittet, se afsnit Figur 2.15: Diagram over forstærkningen i råforstærkningen og over beta-netværket. Figur 2.16: Diagram over fasedrejet i råforstærkningen og i beta-netværket. Side 44 af 121 Gruppe: 319

45 2.4. Magnetisk pickup forforstærker 19. december Simulering af pickup forforstærker Ved simulering af pickup forforstærkeren anvendes sinus toner som indgangs signal. På figur 2.17 er kurverne for det beregnede og for det simulerede sammenlignet, det kan tydeligt ses på simuleringen at forstærkningen er for lille ved de lave frekvenser. Dette kan muligvis skyldes at råforstærkningen er for lille i forhold til den forstærkning der er behov for, det har dog ikke været muligt at finde nogen endelig forklaring på om det forholder sig sådan. Det er dog valgt at acceptere det som det er, da det overordnet fungerer efter hensigten og problemet ikke har været muligt at finde. Det skal også bemærkes at det i simuleringerne ikke har været muligt at fremprovokere det problem som beregningerne antyder, med at kredsløbet burde gå i selvsving. Dette tyder på at der er en fejl i beregningerne som blot ikke har kunnet findes, der vendes igen tilbage til problemet i afsnit Når der laves en transient analyse er det muligt at få simuleringsprogrammet til at beregne hvor høj en total harmonisk støj (THD) der er. Denne er simuleret ved forskellige amplituder og frekvenser og resultatet kan ses i tabel 2.5. De fleste af THD simuleringerne ligger under 0,1% så det er ikke noget der vil blive gjort mere ud af. 20 Hz 1000 Hz Hz 1 signal 0,0709% 0,0766% 0,0484% 1 4 signal 0,0180% 0,0588% 0,0268% 1 16 signal 0,0052% 0,0631% 0,1022% signal 0,0017% 0,1568% 0,1706% 1 64 Tabel 2.5: THD simuleret på pickup forforstærkeren. Det kan konkluderes at simuleringerne til en vis grad passer med beregningerne, dog skal det siges at for at opnå større overensstemmelse mellem disse, så skulle beregningerne laves med de præcise udledninger i stedet for de tilnærmede. Ud over dette bekræfter simuleringerne at det med dette kredsløb er muligt at opnå de ønskede forstærkninger ved alle de høje frekvenser. I det lavere område er der dog et problem med at forstærkningen ikke er helt høj nok, det synes dog ikke umiddelbart muligt at gøre denne højere med det opstillede kredsløb. Hvis der skulle opnås den rigtige forstærkning ved alle frekvenser ville det kræve en større råforstærkning, og dermed et ekstra transistortrin. Figur 2.17: Phono forforstærkerens forstærkning i db ved forskellige frekvenser. Gruppe: 319 Side 45 af 121

46 19. december 2005 Kapitel 2. Design af HiFi forstærker Verificering af pickup forforstærker Problemet med beregningerne skyldes muligvis at den råforstærkning der er tegnet er helt fra indgang til udgang af pickup forforstærkeren, det skulle muligvis have været råforstærkningen fra punkterne på begge sider af beta-netværket i stedet, dvs. punkterne V e 203 og V c 205. Dette begrundes med at closed-loop forstærkningen kun skulle være relevant i den lukkede kreds som strækker sig over dette område. Dette ville betyde at polerne fra kondensatorerne C 201 og C 204 ikke ville blive medtaget i selvsvingskontrollen, dette har dog kun betydning for de lave frekvenser og løser ikke problemet i det øvre frekvensområde. Råforstærkningen vil ligeledes ændre sig, der er lavet forsøg med at simulere hvad råforstærkningen ville være mellem de to nævnte punkter, det så dog ikke ud til at problemet vil blive løst ved at se på det på denne måde, derfor er der ikke gjort yderligere ud af at regne på denne situation. Kredsløbet er alligevel blevet bygget op i virkeligheden og ser ud til at fungere uden at gå i selvsving. Målingerne der er lavet på forforstærkeren kan ses i appendiks A.4. Som det kan ses på figur 2.17, ligger de målte værdier meget tæt op af de simulerede, kun med få afvigelser. Ved 50 Hz er der målt en lidt højere forstærkning end simuleret, dette skyldes formentlig støj fra lysnettet, det er dog så lidt at der ikke vælges at gøre noget yderligere ud af det. 2.5 Kanalvælger Idet at der skal kunne vælges imellem flere lydkilder på forstærkeren designes en kanalvælger. For at kunne vælge lydkilde er der flere løsningsmuligheder. Der kan f.eks. bruges relæer til at koble signalet ind med, eller der kan bruges multiplexere der kan styres digitalt. Uanset hvilken løsning der vælges skal der designes en brugergrænseflade så det er nemt og funktionelt for brugeren at vælge lydkilde. Fra kravene er det sat at der skal bruges trykknapper til at vælge kanal med. Trykknapper giver kun en kortvarig puls, og det er nødvendigt at systemet kan huske hvilken knap der er trykket på sidst. Det ville være muligt at anvende relæer som bistabile elementer, da de selv kan huske hvad de er sat til sidst. Imidlertid virker det ikke logisk at introducere et relæ til kredsløbet siden det er en mekanisk løsning på et elektronisk problem, og i ren fysisk størrelse fylder en del mere end en løsning med en multiplexer gør. Da fordelene ved et relæ er små, vælges der en løsning med en multiplexer. Så til at huske hvad der blev valgt sidst, bruges der en RS flip-flop, da denne kan huske hvad der sidst er sket, indtil der sker noget nyt. Knapperne er koblet til de andre flip-flops gennem dioder, sådan at de kan nulstille de andre kanaler når der trykkes på en knap. Det er en meget simpel logik, der ikke tager højde for at der kan trykkes på flere knapper samtidigt, dette betyder at det kan lade sig gøre at vælge 2 kanaler samtidig hvis knapperne holdes nede, dog vil den knap man slipper sidst være udslagsgivende da den jo vil resette resten af flip-flopsene. Problemet opstår derfor kun momentant mens der vælges, eller hvis det lykkes at slippe knapperne samtidigt. Dette antages at ske så sjældent at designet anvendes alligevel. Volumenkontrollen kan nulstilles til en prædefineret værdi, det sker ved at give den en puls. Den puls kan føres tilbage til kanalvælgerens flip-flops, så der altid vælges den samme kanal ved opstart, det kan være praktisk da der ellers er risiko for at der vælges flere kanaler på en gang når forstærkeren tændes. Designet indrettes sådan at den samme puls vil kunne nulstille til en valgt kanal. Det gøres ved at lede signalet gennem en diode ind på kontaktens udgang, sådan at pulsen kan påvirke flip-flop en ligesom en kontakt ville gøre det. Det betyder at der inden flip-flop en bliver 2 diode spændingsfald. Dog ligger tærskel spændingen for et højt bit, for en CMOS kreds, længere nede, så det får ikke nogen betydning. Der er valgt en 4043 RS latch, da der er nok flip-flops til alle 3 kanaler i en pakke, og der er desuden valgt en 4066 som multiplexer, da dens 4 switche kan styres parallelt og individuelt fra hinanden, se evt. kredsløbet på figur Da volumenkontrollens 4051, kanalvælgerens 4066 og den inverterende forstærker i volumenkontrollen, ikke kan arbejde med signaler under 0 V, er kanalvælgeren desuden lavet så den hæver Side 46 af 121 Gruppe: 319

47 2.5. Kanalvælger 19. december 2005 signalerne til at ligge omkring midten af forsyningen eren i kanalvælgeren, bruges også til at mute med. Det er en funktion der indbygges her, da kanal vælgeren i sin opbygning har en ledig kanal åben i 4066 eren. Idéen er at lade volumenkontrollen styre om kanalvælgeren overhovedet skal lade lyden komme frem til volumen kontrollens egen indgang, så man tager udgangen fra kanalvælgeren og lader den passere igennem endnu en switch, og så kobles den på volumenkontrollens logik. Det færdige kredsløb til kanalvælgeren kan ses på figur Figur 2.18: Kredsløbsdiagram for kanalvælgeren. Det er konstateret at kanalvælgeren kan skifte kanal efter hensigten, derefter er den ikke testet yderligere, da dens funktion blot er at fungere som DC niveau og kontakt. Der er i volumenkontrol målingen bevis for at den indre modstand i 4066 eren reelt er som beskrevet i databladet, omkring de 120 Ω. Der er desuden ikke målt støj på tværs af kanaler, da det ikke kunne registreres under test af systemet samlet. Gruppe: 319 Side 47 af 121

48 19. december 2005 Kapitel 2. Design af HiFi forstærker 2.6 Volumenkontrol Krav til volumenkontrol Teknologi: Indgangsimpedans: Udgangsimpedans: Lydniveau: Brugergrænseflade: Design af volumenkontrol Digital styring 10 kω 100 Ω ændringer på ± 1 db fra -62 til 0 db samt mute funktion Knapper og lysdioder For at regulere lydstyrken er der flere løsningsmuligheder. Hvis man designer volumenkontrollen så den dæmper signalet giver det mulighed for at undertrykke evt. indstrålet støj, modsat en løsning hvor man holder et meget lavt signal og så forstærker det gennem volumenkontrollen. Den simpleste løsning er derfor at tage et potentiometer og indsætte så det bliver en spændingsdeling mellem det og en fast modstand kan man hurtigt regne ud at modstandsstørrelsen bestemmer hvor meget signalet dæmpes. Den lidt mere avancerede løsning, er at benytte en operationsforstærker og så udelukkende arbejde med et tilbagekoblingsnetværk der resulterer i en dæmpning, dette har den umiddelbare fordel at man får en meget lav udgangsimpedans, og derfor kan belaste volumenkontrollen uden at bekymre sig synderligt over om man påvirker den. Dette kunne realiseres som på figur Figur 2.19: Simpel opamp kobling der kan forstærke med forholdet mellem de 2 modstande. Denne kobling giver en forstærkning som, ud fra antagelsen om at det er en ideel opamp, kan beregnes som: hvor: Av er forstærkningen [1] R f er tilbagekoblingsmodstanden [Ω] R ind er indgangsmodstanden [Ω] Av = R f R ind (2.187) Antagelsen om en ideel opamp virker umiddelbart fornuftig da operationsforstærkeren arbejder relativt langt under Gain Bandwidth og ikke forstærker signalet, men dæmper det Analog del af volumenkontrol Konfigurationen tillader umiddelbart 2 forskellige måder at styre volumen på, den ene er en forholdsvis simpel styring hvor man lader brugeren direkte styre forstærkningen med et potentiometer placeret som R f. Normalt vil man foretrække et dæmpningsforløb der følger en db-skala da det Side 48 af 121 Gruppe: 319

49 2.6. Volumenkontrol 19. december 2005 bedre passer med ørets opfattelse af lydstyrker, så det kræver et potentiometer der er indrettet efter db skalaen. Alternativet er selv at definere dæmpningen i db gennem en digital styring, dette giver mulighed for at man senere kan implementere en udlæsning til et display eller lign. I konfigurationen med en opamp kan man således beregne en dæmpning i db efter forholdet mellem de 2 modstande. ( ) Rf A = 20 log (2.188) R ind hvor: A er forstærkningen [db] R f er tilbagekoblingsmodstanden [Ω] R ind er indgangsmodstanden [Ω] For at give brugeren mulighed for at indstille volumen bedst muligt, er det valgt at lave en opløsning på 1 db pr. trin. For at styre volumen digitalt og stadig beholde konfigurationen med en opamp, er det valgt at bruge en multiplexer til at vælge mellem faste modstande for at lave dæmpningen 1 db lavere pr. trin. Dette giver, med en 4051 der har 8 switche, mulighed for at lave de første 7 db gennem tilbagekoblingsvalget. Der er taget udgangspunkt i kravet om 10 kω eller større indgangsimpedans, og hvis man sætter indgangsmodstanden til 10 kω fremkommer værdierne vist i tabel 2.6. Ændring af tilbagekoblingsmodstanden 0 db -1 db -2 db -3 db -4 db -5 db -6 db -7 db 10 kω 8,91 kω 7,94 kω 7,08 kω 6,31 kω 5,62 kω 5,01 kω 4,47 kω Tabel 2.6: De første 8 db dæmpning hvis en multiplexer bruges til at vælge tilbagekoblingsmodstanden. Dette er ikke en synderlig stor dæmpning, de 8 db s ændring, 0 db er også et valg, er dog relative til hinanden, og derfor vil de genskabe alle de 7 db s dæmpning for en tilfældig indgangsmodstand, derfor kan man ved at regulere indgangsmodstanden opnå mange flere valg end 8, for at opretholde en simpel gennemskuelighed bruges igen en Der kan opstilles en ny tabel hvor indgangsmodstanden ændres så der kommer trin på hver 8 db, se tabel 2.7. Ændring af indgangsmodstanden 0 db 10 kω -8 db 25,12 kω -16 db 63,10 kω -24 db 158,5 kω -32 db 398,1 kω -40 db 1 MΩ -48 db 2,512 MΩ -56 db 6,310 MΩ Tabel 2.7: Dæmpningen der kan opnås ved at ændre på indgangsmodstanden i forhold til en 10 kω tilbagekobling. Tabel 2.6 og tabel 2.7 kan samles for at kontrollere om antagelsen om relativ dæmpning passer. De resulterende dæmpninger kan ses på tabel 2.8 Opløsningen med -63 db virker fornuftig, da det er en relativ stor dæmpning. Derudover kan den laves ret simpelt, som illustreret på figur 2.20, dog vil man i denne opstilling ikke kunne slukke for lyden (mute), så den funktion skal indbygges i systemet. En måde er, at lade mute funktionen koble ind selv, når der er skruet helt ned. Gruppe: 319 Side 49 af 121

50 19. december 2005 Kapitel 2. Design af HiFi forstærker 64 indstillingsmuligheder 10 kω 8,91 kω 7,94 kω 7,08 kω 6,31 kω 5,62 kω 5,01 kω 4,47 kω 10 kω ,12 kω ,10 kω ,5 kω ,1 kω MΩ ,512 MΩ ,310 MΩ * Tabel 2.8: Komplet tabel over de enkelte indstillingsmuligheder ved de beregnede modstande. Figur 2.20: Kendt konfiguration som på figur 2.19, der nu kan ændres digitalt ved at styre 4051 multiplexerne. Det giver en 64 db opløsning på volumen kontrollen, fra 0 til -63 db. Da modstandene, der kræves, se tabel 2.8, ikke findes i standard rækkerne, men kan tilnærmes rimelig fornuftigt er der valgt modstande der ligger tæt på. Disse valg giver nogle tal der ligger tæt op af de ideelle, se tabel 2.9. Værdierne i tabellen kan realiseres som på kredsløb Det skal her bemærkes at tilbagekoblingen nu er fremstillet som parallelkoblinger, da det generelt ikke er optimalt at afbryde tilbagekoblingsnetværket helt. Da opampen uden tilbagekobling vil sende sin udgang til enten stel eller fuld forsyning, indtil den næste modstand er koblet ind, hvilket er ikke en ønskværdig situation. Denne situation kan forhindres ved at parallelkoble tilbagekoblingen og kun skifte den ene af modstandene, i modsætning til at skifte mellem modstande. 64 indstillingsmuligheder 10k 10k 82,5k 10k 38,3k 10k 24,3k 10k 16,9k 10k 12,7k 10k 10k 10k 8,06k 10k 0-0,994-2,015-2,994-4,037-5,045-6,021-7,008 24,9k -7,924-8,918-9,939-10,918-11,961-12,968-13,945-14,932 63,4k ,036-18,057-19,036-20,079-21,086-22,062-23, k -23,973-24,967-25,988-26,967-28,011-29,018-29,994-30, k -31,866-32,860-33,881-34,860-35,903-36,910-37,886-38,873 1M ,994-42,015-42,993-44,037-45,045-46,020-47,008 2,2M -46,849-47,842-48,863-49,842-50,886-51,893-52,869-53,856 6,8M -56,650-57,644-58,665-59,644-60,688-61,695-62,678-63,658* Tabel 2.9: Komplet tabel over de enkelte indstillingsmuligheder ved de valgte modstande. Side 50 af 121 Gruppe: 319

51 2.6. Volumenkontrol 19. december 2005 Figur 2.21: Kredsløbet fra figur 2.20 med reelle komponenter Brugergrænseflade til volumenkontrol Det vælges at skrue op og ned mellem niveauerne ved hjælp af 2 trykknapper, for at holde brugergrænsefladen simpel. Der er valgt at volumenkontrollen skal kunne skifte én indstilling hvis der blot trykkes på knappen og slipper den igen. Men hvis knappen holdes inde skal volumenkontrollen blive ved med at skifte indstilling indtil enden er nået eller knappen slippes. Funktionen med at skifte flere indstillinger når knappen holdes, laves ved hjælp af en clock-frekvens som sørger for at skifte tællerens indstilling med passende mellemrum. Der skal med de 2 knapper både fortælles, i hvilken retning der skal indstilles, og hvor meget der skal skrues op eller ned. Retningen er ret simpel, hvis begge knapper kobles, så de har en pull down modstand når de ikke er sluttede, kan de begge bruges som logiske operatorer. Retningsvalget fungerer ved at den holdes lav hele tiden, indtil der trykkes på opad knappen. Når der trykkes på knappen skal der dog lige tages højde for prel, da det ellers risikeres at tællerne kan nå at skifte retning flere gange mens den skal starte med at tælle. Der indføres en modstand (R 517 ) og en kondensator (C 503 ) der kobles så kondensatoren skal lades op gennem modstanden før retningsvalget skifter indstilling, for at mindske prel. τ = R 517 C 503 = 3, 3 ms (2.189) ( t = τ ln 1 V ) C (2.190) V cc t = 4, 36 ms (2.191) hvor: τ er tidskonstanten [s] V C er den spænding den logiske kreds ser som høj, her 11 V [V] V cc er forsyningsspændningen [V] At lave en puls til tælleren er derimod lidt mere avanceret, da denne skal trigge tælleren lidt efter der er valgt retning, så der skal laves en lille forsinkelse, der sikrer at der er valgt retning inden der gives en puls. Gruppe: 319 Side 51 af 121

52 19. december 2005 Kapitel 2. Design af HiFi forstærker Ud fra den betragtning at der er 64 volumenindstillinger, og der kunne ønskes at komme hurtigt fra den ene ende til den anden, tilføjes som førnævnt en funktion til hurtig tælning når knappen holdes nede. Dette system skal først sætte ind endnu senere end den første clock puls, så der nemt kan finjusteres ved enkelte tryk på knappen. Til timingen af clocken bruges en kondensator (C 504 ) der oplades gennem en modstand(r 521 ) når der trykkes på knappen, dette eliminerer både prel på clocken og giver mulighed for at time de 2 clock funktioner. Ved at komperere spændingen på kondensatoren med en kendt spænding (K 501 & K 502 ), se evt. diagram for interfacet på figur 2.22 og en skitsering af opladningsforløbet på figur 2.23, kan timingen beregnes efter kondensatorens opladning til de enkelte spændingsniveauer, som ved en normal opladning af en kondensator. Der skal dog tages højde for, at der bruges 2 transistorer som switche til at styre op eller afladningen, de går naturligt nok i mætning, og kan derfor ikke lade kondensatoren helt op til forsyningen. Hele kredsløbet kan ses på figur ( ) Vsup V 0 V sat t = τ ln (2.192) (V sup V sat ) V (t 1 ) ( ) Vsup V 0 V sat t = τ ln (2.193) (V sup V sat ) V (t 2 ) hvor: t er tiden i sekunder [s] τ er tidskonstanten, her R 521 C 504 [s] V 0 er start spændingen [V] V sat er typisk mætningsspænding for transistoren [V] V (t 1 ) er referencespændingen for komperator K 501 [V] V (t 2 ) er referencespændingen for komperator K 502 [V] V sup er forsyningsspændningen [V] Det giver en tid fra knappen er trykket til funktionerne, som kan indstilles både på reference spændingen, kondensatoren og modstanden. Der indstilles en opladningstid efter den sidste funktions timing, først findes der en reference spænding, som skal være minimum Q 501 s mætningsspænding mindre end Vcc. Derefter findes en τ-værdi for opladningen, det er fundet at 1 sekunds ventetid er passende. V (t 2 ) < V cc V sat (2.194) V (t 2 ) < E-3 (2.195) V (t 2 ) < 14, 8 V (2.196) V 0 = 200 mv (2.197) ( ) 14, 8 0, 2 1 = τ ln (2.198) 14, 8 14 τ = 344, 333E-3 (2.199) Der vælges 2 passende komponenter der ganget sammen giver 344,333E-3, her giver standard komponenterne 1 MΩ og 330 nf, tæt på 344E-3. Derefter fastsættes den anden funktions starttidspunkt, og der findes det dertil hørende spændingsniveau V (t 1 ). Tiden er fremkommet ved forsøg, og svarer til en spænding på 3,8 V, det giver en tid på: ( ) 14, 8 0, 2 t = 330E-3 ln (2.200) 14, 8 3, 8 t = 93, 4 ms (2.201) Der findes størrelsen af de 2 modstande der laver spændingsdelingen til hver af de 2 komperatorer, og siden opampen der bruges her næsten ingen strøm trækker, bruges der meget store modstande. Side 52 af 121 Gruppe: 319

53 2.6. Volumenkontrol 19. december 2005 Opampens indgangsmodstand vil belaste og få reference spændingen til at falde lidt. Derved bliver funktionernes timing lidt hurtigere end her beregnet, men da disse tider ikke har andet formål end at lade brugeren vente lidt før der sker noget med knappens funktion, er den nøjagtige tid ikke essentiel. Derfor vælges at se bort fra dette, og derfor estimeres tiden efter en spændingsdeling mellem 2 modstande. Modstanden R 525 sættes til 10 kω, mens R 522 sættes til 1 MΩ V (t 2 ) = 14, 8 V (2.202) R 524 V (t 2 ) = V cc R R 524 (2.203) R 524 = 140 kω (2.204) V (t 1 ) = 3, 8 V (2.205) R 522 V (t 1 ) = V cc R R 522 (2.206) R 523 = 2, 95 MΩ (2.207) R 523 sættes til 2,7 MΩ. Der er her lidt afvigelser for begge sæt kondensatorer fra de ønskede spændinger, men med en kondensator værdi der afviger på op til 30% er disse afvigelser ikke store i forhold. Til afladningen af kondensatoren kortsluttes der gennem en transistor. Her var der mulighed for at bruge en af de gates der var i overskud fra designet af logikken. Derfor bruges to ens transistorer omkring en inverter. Der er valgt en BC547 til det formål, siden denne transistor i forvejen bruges som standard komponent i forstærkeren, og der efter en betragtning over hvor meget strøm der maksimalt kan trækkes fra kondensatoren når der kortsluttes gennem Q 502, ikke er nogen grund til at finde en større: Q = C V (2.208) Q t = C V t (2.209) I maks = C V t (2.210) I maks = 1E-6 14, 8 1 (2.211) I maks = 14, 8 µa (2.212) (BC547 kan klare 200 ma som spids belastning, 100 ma ved drift) Herefter er det påkrævet med noget logik for at begge komperatorerne kan få indflydelse på clocken ud til den resterende logik. Signalet ud fra begge komperatorerne inverteres, da dette giver mulighed for at anvende flere af de eksisterende gates der er tilovers fra resten af logikken til at sørge for at begge funktionerne påvirker den samme clock ud. Logisk tabel for det der styrer clocken Komp1 Komp2 Clk in Clk out 0 0 X X X Tabel 2.10: Tabellen viser logikken for hvordan de 2 clock funktioner påvirker clock frekvensen En logisk tabel som denne kan bygges med en AND og en NAND gate, hvor Komp1 går til en AND gate, og Komp2 går til en NAND der har fat i AND gatens anden indgang. Dette giver en simpel logik der virker effektivt fordi Komp1 altid er høj indtil der igen skal stoppes Gruppe: 319 Side 53 af 121

54 19. december 2005 Kapitel 2. Design af HiFi forstærker Figur 2.22: Kredsløbet der lader brugeren styre logikken. Figur 2.23: Opladnings kurven for kondensatoren, med linier for kompererings niveauer Clock-generator til tæller Den clock frekvens der skal bruges til at skrue op og ned hurtigt, fremstilles ved hjælp af en astabil multivibrator. Denne er designet med en opamp som et bistabil element. På den måde er der en konstant clock der kører hele tiden, som kan anvendes efter behov. Ved at tilbagekoble udgangen fra opampen, til den inverterende ingang gennem en modstand, og koble en kondensator til en kendt reference spænding, opnår man at kondensatoren kan op og aflade i forhold til reference spændingen ved hjælp af udgangen. Hvor meget den så skal op/aflades kan bestemmes ved at spændingsdele mellem den kendte reference spænding og udgangen, hvilket giver et feedback til den ikkeinverterende ingang på opampen, og derved et niveau for den opladende kondensator, som får udgangen til at skifte til den anden tilstand. Resultatet er en puls, der er bestemt ved den tid det tager at oplade kondensatoren til reference spændingen ± tilbagekoblingsniveauet. Det giver en duty cycle på 50% og en clock frekvens der er nem at justere på. Hvis der antages at spændingen på den ikkeinverterende indgang varierer med afstanden til reference spændingen, kan ligningen beskrives som: hvor: T er periodetiden [s] τ er tidskonstanten, her R C [s] T = 2 τ ln(3) (2.213) Side 54 af 121 Gruppe: 319

55 2.6. Volumenkontrol 19. december 2005 Det vurderes i laboratorie tests, at frekvensen ved manuelle tryk, ikke overstiger 5 Hz, og normalt ligger under 3 Hz. Det betyder at clocken skal trigge tælleren oftere end ved de 5 Hz for at det skal give mening at vente på at den går i gang. Til gengæld må tælleren ikke tælle så hurtigt at man ikke som bruger kan følge med. Forsøg i lab har vist at hastigheden for clocken er bedst omkring 20 Hz. Hvis modstanden R 528 sættes til 10 kω. C 505 sættes til 2,2 µf. 1 = 2 τ ln(3) 20 (2.214) τ = R 528 C 505 (2.215) C 505 = 2, 28 µf (2.216) Digital styring af volumenkontrol For at omsætte knapperne til at kunne styre de 2 multiplexere der sidder omkring opamp en, er det nødvendigt med en styring der kan tælle op på tilbagekoblingsmodstandene indtil den når toppen, vælger næste trin på indgangs modstanden, og derefter tæller op igen. Dette svarer til en sandhedstabel som vist i tabel Der kan i tabellen ses en sammenhæng mellem det binære talsystem og multiplexernes indstillinger. Dette gør det nemt at styre multiplexerne, ved at opbygge en 6bit binær op/ned tæller til at styre dem med. Da det ønskes at kunne vise hvor højt man spiller, og der ikke er lagt vægt på at bygge et display system, er det nemt at vende multiplexerne så de tæller den modsatte vej af hvad man kunne forvente. Derfor bliver det sådan, at for 0 db skal alle bits være høje og for -63 db skal alle bits være lave. På den måde kan der udlæses binært gennem lysdioder hvor højt der spilles, og derved opnå, at desto højere lyd, desto større binær værdi vises på lysdioderne. Sandhedstabel for multiplexerne Indgangsmodstand Feedbackmodstand 0 db db db db db db db db db db db db Tabel 2.11: Udsnit af den resulterende tabel for styring af multiplexere, der ses en tydelig sammenhæng med det binære tal system er en CMOS kreds i 4000 serien, for at sikre sig kompabillitet mellem de digitale komponenter, er det derfor meget naturligt at kigge i samme serie efter en komponent der kan tilnærme sig sandhedstabellen. Derved kan man opbygge hele logikken uden at bekymre sig om spændingsniveauerne er overholdt. Da man på CMOS har baseret indgangene på FET transistorer er der næsten uendelig indgangsmodstand, og med en udgangsmodstand på nogle få hundrede ohm, er der meget åbne muligheder for kredsløbsdesign. Gruppe: 319 Side 55 af 121

56 19. december 2005 Kapitel 2. Design af HiFi forstærker Der er her valgt en 4029 binær op/ned tæller, da denne har mulighed for at tælle både op og ned efter behov. Den har imidlertid kun 4 bit, og selvom den kan kobles i kaskade, er det valgt at lave denne funktion eksternt. Dette demonstrerer en del af logikken i en tæller og viser mulighederne for at bruge gates til at styre mange informationer på. Der kan opstilles en tabel som beskriver de funktioner, der er brug for i logikken, til at koble de 2 tællere sammen, se evt. tabel Der skal tages højde for at tællerne skal stoppe efter alle 6 bit høje eller lave, desuden skal den ene fortsætte hvor den anden stopper, i begge retninger. Logisk tabel for tæller styring Inputs til logik Outputs fra logik Up/Down 4029a 4029b EN a EN b EN clk XX XXXX XXXX XXXX XX XX XXXX XXXX XXXX XX Tabel 2.12: Tabellen giver et overblik over den logik der skal fremstilles. Her vælges det at skille stop tæller, fra den anden funktion der skal lade den ene tæller fortsætte hvor den anden slutter. Til dette anvendes ikke EN på nogen af tællerne, det gøres i stedet ved at enable eller disable clocken. Derfor kan man lave en tabel der beskriver hvornår tæller b skal overtage fra tæller a uden at tænke på denne funktion, se tabel I implementationen af de valgte states vist i tabellen forsøges det imidlertid at holde sig til flest mulige ens gates, for at kunne samle flere funktioner i samme fysiske IC. Desuden forsøges det kun at bruge de mest gængse gates. Én funktion implementeres af gangen for, at opnå en rimelig overskuelig implementations rutine. Først undersøges hvornår tæller b skal enables, se tabel Logisk tabel til tæller b enable Up/Down 4029a EN b XXXX XXXX Tabel 2.13: Tabellen viser logikken der kræves for at enable tæller b, her tages ikke højde for hvornår tælleren skal stoppe siden det foregår ved at fjerne clocken. Side 56 af 121 Gruppe: 319

57 2.6. Volumenkontrol 19. december 2005 Tabel A 4029a Q0 4029a Q1 4029a Q2 4029a Q3 A X X X X Tabel B 4029a Q0 4029a Q1 4029a Q2 4029a Q3 B X X X X Tabel 2.14: Tabellen illustrerer hvordan kolonnen 4029a i tabel 2.13 forkortes fra 4 bit til 1 bit. Tabel A beskriver hvad der sker i området A på figur 2.24, og Tabel B viser for området B. Retningen for tællerne Up/Down A B EN b * 1* 1* 1* * 1* 1* 1* Tabel 2.15: Tabellen sætter A og B fra tabel 2.14 sammen og tager højde for retningen for tælleren. Det viste sker i område EN b på figur Felter markeret med en* kan ikke forekomme, og er derfor irrelevante for logikken, men beskriver hvordan logikken ville opføre sig hvis der var fejl i kredsløbet og den alligevel fik de inputs. Outputtet fra de to AND gates i blokken EN b vil være højt når der, for en retning, skal sættes EN b lav. Derfor samles de med en OR gate og inverteres efterfølgende. Alt det ovenstående er implementeret på kredsløbsdesignet på figur Figur 2.24: Logikken fra tabel 2.13 implementeres, bemærk hvordan Up/Down kun tillader det ene sæt af alle bits høj detektion -logik at enable tæller b, og det er kun når der er henholdsvis alle bits lave eller høje som i tabel De markerede områder henviser til tabel A og B i 2.14 og tabel Punkterne C og D er udtag til den logik der skal stoppe i bund og top. Hvis den nu implementerede logik bruges til at opbygge grundlaget for at bestemme stop funktionen, er der samtidig taget højde for at man skal kunne aktivere tælleren i modsat retning, når den når et stop punkt. Når man opstiller logikken for dette kredsløb, som i tabel 2.16, kan man hurtigt se at det bliver meget nemt at implementere den. Det ses i tabel 2.16 at der kan bruges 1 Gruppe: 319 Side 57 af 121

58 19. december 2005 Kapitel 2. Design af HiFi forstærker OR gate til at sammenligne de to separate linier, og derved samle stop funktionerne til en udgang. Logisk tabel for stop i top/bund A B 4029b EN CLK 0 1 XX XXXX XX XXXX XX XXXX XX11 0 Tabel 2.16: Tabellen viser logikken der skal stoppe clocken fra at påvirke tælleren når den når top og bund, det er implementeret så clocken får lov at nå frem til tælleren når EN CLK er 1. Figur 2.25: Logikken fra tabel 2.16 implenteres, sådan at udgangen herfra fjerner clocken når en af de to logiske systemer går høje. Logikken udvides desuden for at kunne mute når der er skruet helt ned. Her er der i logikken allerede en nem adgang til information om, om der er skruet helt ned. Da denne udgang skal have fat i en 4066, der afbryder signalet hvis den får lav signal på indgangen, og åbner signal hvis den får høj kan signalet hentes næsten direkte fra NOR gaten på figur Det eneste der skal gøres er at signalet skal inverteres. Der er i logikken når den er bygget som i dette design, en NAND gate ledig, som kan bruges til formålet. Dette er implementeret på den komplette kredsløbstegning over logikken i bilag B.3 og kan også ses indikeret på figur 2.25 og figur 2.24 som ledninger med teksten mute out på Verificering af volumenkontrol Det digitale kredsløb og det analoge kredsløb blev testet i laboratoriet, efter en devise om at man kun kan skrue op og ned hvis det digitale logik virker, og kun kan definere den korresponderende forstærkning hvis det analoge virker. Forstærkningen er målt for flere spring, og holdt op imod den beregnede og den ideelle dæmpning i tabel Flere måleresultater kan findes i målebladet for volumenkontrollen, se appendiks A.5. Under målingerne på volumenkontrollen blev det konstateret at clock-generatoren, der laver frekvensen til at skifte indstilling hurtigt, overlejrede støj på signalet. Denne støj skyldes at den har fælles forsyning med andre dele af kredsløbet, og på denne forsyning overlejres støjen. Støjen har konstant styrke og er ikke afhængig af volumenindstilling eller signalniveau. Der er gjort flere forsøg på at fjerne denne støj, men det er ikke lykkedes. Side 58 af 121 Gruppe: 319

59 2.7. Tonekontrol 19. december 2005 Dæmpning V RMS (Beregnet) V RMS (Målt) A (Målt) A (Beregnet) db 0 mv 0 mv db db -60 db 1,00 mv 0,969 mv -60,2 db -60,688 db -40 db 10,00 mv 10,0 mv -40 db -40 db -8 db 398,11 mv 402 mv -7,91 db -7,924 db -4 db 630,96 mv 613 mv -4,25 db -4,037 db 0 db 1,00 V 969 mv -0,273 db -0 db Tabel 2.17: Flere måleresultater for volumenkontrollen kan ses i tabel A.5. Det ses i tabel 2.17 at der er rimelig overensstemmelse mellem den valgte forstærkning (kolonnen Dæmpning) den dertil beregnede, og den reelt målte, men alligevel skal det kommenteres at der generelt er lidt for meget dæmpning for næsten alle indstillingere. Forklaringen herpå kan delvist findes i det faktum at der for meget store modstande skiftes fra E96 til E12 rækken, og det at 4051 eren har en intern modstand på Ω, hvilket får indvirkning for de små dæmpninger, det forklarer dog ikke at der ikke er forstærkning på 1 for 0 db indstillingen. En forklaring herpå kan findes i at kanalvælgeren er tilsluttet volumenkontrollen og denne ikke er indregnet i modstands beregningerne, her er der et modstands netværk, og ere på Ω. Indvirkningen herfra kan tilnærmes som: R f + R 4051ON V out = V in R ind + R 4051ON + R kanal (2.217) 10E V out = 10E (2.218) V out = 977 mv (2.219) Der blev målt 969 mv og der skulle når kanalvælgeren regnes med have været 977 mv men det er dog en fejl der kan tolereres. Ved volumenkontrollens digitale kredsløb er der dog et alt for højt strømforbrug, der ikke umiddelbart lader sig forklare ud fra diagrammerne, men bortset fra det forhøjede strømforbrug gør volumenkontrollen som forventet. 2.7 Tonekontrol Krav til tonekontrol Teknologi: Indgangsimpedans: Udgangsimpedans: Ønsket frekvensområde ændring: Brugergrænseflade: Design af tonekontrol Analog styring 1 kω 100 Ω Bas og diskantområdet 2 slidere Tonekontrollens funktion er at dæmpe eller forstærke, henholdsvis bas og diskant, i forhold til mellemtoner. Altså at fungere som et filter, der ændrer på lydens karakteristik, sådan at brugeren af forstærkeren kan justere klangen efter rummet, højtalerens lydgengivelse samt personlig præferencer. Der er flere måder at opbygge den slags filtre på, der kan laves en serie passive filtre der dæmper alle 3 frekvens områder, mere eller mindre, alt efter hvordan de justeres, og der kan laves delefiltre, separate forstærkninger med eferfølgende summationer, eller lign. Her er der valgt at lave en opbygning der i sin grundlæggende struktur minder om princippet fra volumenkontrollen se f.eks. figur 2.19, det er altså en forstærker, der ved hjælp af tilbagekobling, kan forstærke eller dæmpe i forhold til indgangssignalet. Tilbagekoblingsnetværket er her dog Gruppe: 319 Side 59 af 121

60 19. december 2005 Kapitel 2. Design af HiFi forstærker noget mere avanceret end en enkelt modstand, der er tilføjet kondensatorer så netværket skaber en frekvensafhængig forstærkning. Hvis der ligeledes ændres på indgangen til opampen med kondensatorer, kan der laves en frekvens afhængig dæmpning, ved at kombinere disse kondensatorer både i tilbagekoblingsnetværket og ved indgangen med variable modstande kan der nemt justeres på hvordan filtrene opfører sig. Der er selvfølgelig ingen idé i at der både dæmpes og forstærkes f.eks. diskant samtidig, så derfor er målet at fremstille et kredsløb hvor en variabel modstand, kan justere på både tilbagekobling og indgang samtidig. Hvis midterudtaget fra den variable modstand kobles til indgangen på operationsforstærkeren, og der kombineres med den samme kondensator i både indgangsnetværket og tilbagekoblingsnetværket, opnås det, at der, i forhold til en forstærkning på 0, vil blive blive justeret ensartet både opefter eller nedefter, hvis der drejes lige meget på potentiometeret. Det kan direkte ses ud fra standard formlen for forstærkning omkring en operationsforstærker: hvor: Z ind er indgangsimpedansen [Ω] Z f er tilbagekoblingsimpedansen [Ω] V out er udgangsspændingen [V] V ind er indgangsspændingen [V] V ud = Z f Z i V ind (2.220) Hvis man her lader indgangsimpedansen falde lige så meget som man lader tilbagekoblingsmodstanden stige, eller omvendt, kan forstærkningen nemt beregnes, og se at den i begge tilfælde fjerner sig fra midten efter en sammenhæng der minder om en db skala, se tabel Forstærkning bestemt af en variabel modstand R ind R f Gain i db 1 kω 9 kω 9 19,09 2 kω 8 kω 4 12,04 3 kω 7 kω 2,333 7,36 4 kω 6 kω 1,5 3,52 5 kω 5 kω kω 4 kω 0,666-3,52 7 kω 3 kω 0,429-7,36 8 kω 2 kω 0,25-12,04 9 kω 1 kω 0,111-19,09 Tabel 2.18: Tabel med eksempler på flere forstærkninger, her er brugt en lineær 10 kω variabel modstand, der viser hvordan der er en sammenhæng mellem dæmpning og forstærkning der minder om en db skala. Der kan nu laves 2 kredsløb der arbejder med henholdsvis bas, se figur 2.26, og diskant, se figur 2.27, det skal bemærkes at der udenom diskant netværket er sat en modstand i serie med den variable modstand. Dette skyldes at den ellers kunne kortslutte en af siderne, hvilket ikke er hensigtsmæssigt, da der så fremkommer en DC værdi på udgangen ud i stedet for en forstærkning. Hvis de to kredsløb skal arbejde sammen, kan de selvfølgelig sættes umiddelbart efter hinanden, men hvis der kigges på diskant kredsløbet, ses at det sættes helt ud af drift ved de laveste frekvenser, siden signalet skal gennem en kondensator i begge retninger. Så der vil være en fordel i at samle de 2 kredsløb, sådan at der ikke behøves at køre dem parallelt og bagefter summere to parallelle kredsløb. Hvis dette skal gøres, kan der laves 2 parallelle netværk, og samle dem med en modstand, og benytter sig af at der, i parallel koblinger, næsten kan ses bort fra visse dele under beregningen hvis komponentværdierne i den ene del er tilpas meget større end den anden. Det giver et kredsløb Side 60 af 121 Gruppe: 319

61 2.7. Tonekontrol 19. december 2005 Figur 2.26: Principtegning for bas justeringskredsløb. Figur 2.27: Principtegning for diskant justeringskredsløb. som på figur 2.28, bemærk her at der er en spændingsdeling på den ikke inverterende indgang, dette bruges til at flytte DC offsettet til samme niveau som signalet har inden tonekontrollen. Da det ikke har indvirkning på AC forstærkningen, er forstærkningen regnet som hvis de var koblet på stel, hvilket de også vil være rent AC mæssigt, da der ikke løber nogen strøm ind i opampen, ideelt set, og der derfor ikke vil være noget spændingsfald over modstandene. Figur 2.28: Kredsløbstegning for tonekontrollen når både bas og diskant er sat sammen, også kaldet en Baxandall tonekontrol [4][University of St. Andrews]. Ved lave frekvenser vil C 603 og C 604 fungere som afbrydelser, og hvis der antages at det er en ideel opamp, vil der ikke løbe nogen strøm ind i opampen, og dermed vil der ikke være noget spændingsfald over R 607, og det vil derfor være muligt at se bort fra den. Dette har den fordel at man kan tillade sig at se på de enkelte filterdele selvstændigt. Der kigges i det efterfølgende på en filterkomponent af gangen. Det skal bemærkes at antagelsen om at kondensatorerne gør at man kan se bort fra noget af kredsløbene i forhold til hinanden, er en antagelse som er indført for at gøre beregningerne meget simplere. Derfor giver det ikke de nøjagtige overføringsfunktioner, men et rimeligt billede at dimensionere efter. Det er derfor vigtigt at gennemføre en simulering for at verificere om tallene er brugbare. Bas forstærkning Først kigges på bas forstærkning, der tages udgangspunkt i fuldstændig bas forstærkning, derved kortsluttes den ene side af potentionmetret og dermed den kondensator der var sat over den ene del af den. Det betyder at kredsløbet kan forkortes, i det at en del af baskredsløbet bliver sat ud af funktion. Diskantkredsløbet kan for disse frekvenser også fjernes. Kredsløbet, der er tilbage når der er skruet helt op for bas forstærkningen, er som på figur 2.29, hvilket minder om et lavpas filter, der dog ikke dæmper høje frekvenser, men i stedet kun forstærker de lave, det kan ses på figur R 607 er på kredsløbet ikke tegnet med, siden der ikke løber strøm ind i opamp en og derfor er der ingen spændingsfald over den, hvilket giver 0 V i V a. Gruppe: 319 Side 61 af 121

62 19. december 2005 Kapitel 2. Design af HiFi forstærker Figur 2.29: Tilnærmet kredsløbsdiagram, hvis der kun ses på hvilke komponenter der bruges til at forstærke bas. Der opstilles først knudepunktsligninger for punkterne V a, V b og V out, der omskrives til formen V out V in, så der kan skrives en overføringsfunktion for filteret. V out V b V b 0 V out 0 + = 0 (2.221) R 602 R R 605 Z C601 R 605 sr 605C = R R 605 Z C601 = R (2.222) R 602 R 602 = sr 605R 601 C R R 605 sr 605 R 602 C R 602 (2.223) Overføringsfunktionenen bruges nu til at finde poler og nulpunkter for forstærkningen, sådan at filteret senere kan dimensioneres i forhold til de andre filtre i netværket. Der findes også den forstærkning som kredsløbet vil have ved så lave frekvenser at kondensatorerne ikke er begyndt at virke endnu. S N1 = R R 605 R 605 R 601 C 601 (2.224) R S P 2 = = R 605 R 602 C 601 R 605 C 601 (2.225) A L1 = R R 605 R 602 (2.226) hvor: S N1 er nulpunktet for basforstærkningens lavpasfilter [rad/s] S P 2 er polen for basforstærkningens lavpasfilter [rad/s] A L1 er forstærkningen for meget lave frekvenser [1] Filtrets poler og nulpunkter er indtegnet på figur 2.30 Figur 2.30: Basforstærkningens poler og nulpunkter skitseret i et bodeplot. Bas dæmpning Så kigges der på bas dæmpning, hvis der udregnes for fuld basdæmpning, bliver den anden halvdel af baskredsløbets kondensatorer kortsluttet af den variable modstand, mens den tilbageblevne Side 62 af 121 Gruppe: 319

63 2.7. Tonekontrol 19. december 2005 kondensator bliver sat sammen med hele modstandsværdien, og nu dannes i stedet et højpas filter som skitseret på figur Se evt. på figur 2.31 hvordan kredsløbet der udregnes på vil se ud. Figur 2.31: Tilnærmet kredsløbsdiagram for tonekontrollen, hvis der kun ses på hvilke komponenter der bruges til at dæmpe bas. Der opstilles knudepunktsligninger for kredsløbet, som omskrives til overføringsfunktionen for kredsløbet ligesom for basforstærkningen. V b 0 R R 605 Z C602 + V out 0 R 601 = 0 (2.227) V out V b R 601 = = R R 605 Z C602 R R 601 R 605 sr 605C sr 605 R 601 C R 601 = (2.228) sr 605 R 602 C R R 605 (2.229) Og efterfølgende opstilles ligningerne for polerne og nulpunkterne. Disse giver et højpas filter, som det kan ses på figur Dæmpningen for DC med denne indstilling findes også R S N3 = = (2.230) R 605 R 601 C 602 R 605 C 602 S P 4 = R R 605 (2.231) R 605 R 602 C 602 R 601 A L2 = (2.232) R R 605 hvor: S N3 er nulpunktet for basdæmpningens højpasfilter [rad/s] S P 4 er polen for basdæmpningens højpasfilter [rad/s] A L2 er gain for DC [1] Figur 2.32: Basdæmpningens poler og nulpunkter skitseret i et bodeplot. De to udtryk for DC forstærkninger ved de to indstillinger, bruges til at finde et udtryk for Gruppe: 319 Side 63 af 121

64 19. december 2005 Kapitel 2. Design af HiFi forstærker hvordan den ønskede forstærkning findes i begge retninger. A L1 = R R 605 = 10 R 602 = 0, 1(R R 605 ) (2.233) R 602 R 601 A L2 = = 0, 1 R 601 = 0, 1(R R 605 ) R R 605 (2.234) 10R 601 R 605 = R 602 (2.235) 0, 1(R R 605 ) = 10R 601 R 605 1, 1R 605 = 9, 9R 601 (2.236) R 605 = 9R 601 = 9R 602 (2.237) Det ønskes at forstærkningens nulpunkt og dæmpningens pol er ens, sådan at de i forhold til mellemtoner knækker det samme sted, hvilket også lader dem ophæve hinanden når modstanden står i midter position. S P 4 = S N1 (2.238) R R 605 R 605 R 602 C 602 = R R 605 R 605 R 601 C 601 C 602 = C 601 (2.239) Det viser sig at de to kondensatorer bør være ens, hvilket giver fin mening, i forhold til forstærkningsforholdet i tabel 2.18, der opstilles et udtryk, hvor formel anvendes, til at dimensionere kondensatorerne efter. S P 4 = R R 605 = R R = C 602 = 10 (2.240) R 605 R 602 C 602 9R 602 R 602 C 602 9R 602 C 602 S P 4 R 605 Komponentværdier bas-del Der er nu opstillet nok kredsløbsligninger til at kondensatorerne i baskredsløbet kan dimensioneres, hvis der vælges et passende potentiometer. R 605 vælges til et standard lineært potentiometer. R 605 vælges til 50 kω. Det giver ifølge ligning en værdi til R 602 : R 602 = R 601 = 5, 56 kω (2.241) Disse vælges til 5,49 kω. Centerfrekvensen sættes til 1 khz og for ikke at bas og diskant skal indvirke på hinanden, sættes deres knæk så der er en dekade til centerfrekvensen, det giver for bas: f N5 = 10f N1 (2.242) f c = f N1 f N5 f c = f N1 10f N1 = 10f N1 (2.243) 1000 Hz f c = 1 khz f N1 = 316 Hz 10 (2.244) f N5 = 10f N1 3, 16 khz (2.245) 10 C 601 = C 602 = 100, 73 nf (Fra formel 2.240) j 2π kω (2.246) Kondensatorerne vælges til 100 nf. Der er nu fastsat både knækfrekvenser for bas og diskant, og fundet kondensatorer for bas filtret, så mangler de modstande der sætter forstærkningsgraden for mellemtonen at blive dimensioneret, men det kan dog først gøres efter at have undersøgt om diskantkredsløbet har en indvirkning på de modstande, der skal bruges her. Diskant forstærkning Modsat baskredsløbet kan det ikke ignoreres, at der er et andet kredsløb end diskantens, når dette regnes. Det er alene af den grund at ved så høje frekvenser, vil kondensatorene fra bas kredsløbet Side 64 af 121 Gruppe: 319

65 2.7. Tonekontrol 19. december 2005 være kortsluttede, og modstanden R 605 vil derfor være mulig at fjerne, men til gengæld kobles R 601 og R 602 ind i netværket. R 603 er sat ind for ikke at kortslutte de høje frekvenser helt, når der skrues helt op for diskanten. Som det blev fundet i starten ved betragtningerne om forstærkningen omkring en opamp, se afsnit 2.7.2, er det en god idé at holde symmetri så der indføres en modstand R 604 som får samme værdi som R 603, disse vælges til 1 kω. Ligesom for bassen ses der på forstærkningen først, og dæmpningen bagefter. Kredsløbet der er tilbage når der er skruet helt op for diskanten kan ses på figur Dette frembringer et filter, der er mere kompleks at udregne end for bas, men som er domineret af en pol og et nulpunkt, der får tonekontrollen til at danne et højpas filter, der forstærker høje frekvenser, og lader lavere passere igennem uændret. Dette kan ses skitseret på figur Der findes en modstandsstørrelse til R 606, der er så stor at den kan begrænse strømmen i halvdelen af diskant netværket nok til at man også kan se bort fra dette, da 100 kω skulle være rigeligt til at opfylde dette krav, vælges her at bruge et 100 kω potentiometer. Figur 2.33: Tilnærmet kredsløbs diagram, hvis der kun ses på hvilke komponenter der bruges til at forstærke diskant. Igen opstilles der knudepunktsligninger for kredsløbet og der findes en overføringsfunktion. Der er dog her ikke mulighed for at smide en kondensator væk fra kredsløbet, ligesom man kunne med bas beregningerne. Der ses her desuden kun på den dominerende kondensator, der bliver C 604. Dette skyldes den variable modstand R 606, da strømmen gennem denne og R 603 og C 603 vil blive meget lille i forhold til resten af strømmene i kredsløbet. V b V a + V out V a R 602 V a 0 R R 601 V b 0 R V a R 607 = 0 (2.247) = 0 V a = V br 607 sc 604 R (2.248) sc 604 (2.249) Vi ved allerede fra bas udregningerne at modstandende fra basnetværket, er ens, så de sættes igen lig med hinanden, og knudepunktsligningerne sættes derefter sammen til en overføringsfunktion. R 602 = R 601 (2.250) V out = sc 604(R R R 607 ) + 1 V b sc 604 R (2.251) Ud fra denne overføringsfunktion findes forstærkningen ved uendelig høj frekvens, og der findes poler og nulpunkter. Gruppe: 319 Side 65 af 121

66 19. december 2005 Kapitel 2. Design af HiFi forstærker 1 S N5 = C 604 (R R R 607 ) (2.252) 1 S P 6 = C 604 R 603 (2.253) A H1 = R R R 607 R 603 (2.254) hvor: S N5 er nulpunktet for diskantforstærkningens højpasfilter [rad/s] S P 6 er polen for diskantforstærkningens højpasfilter [rad/s] A H1 er gain for uendelig frekvens i diskantforstærkningen [1] Figur 2.34: Diskant forstærkningens dominerende poler og nulpunkter skitseret i et bodeplot. Diskant dæmpning For dæmpningen af diskanten, er situationen modsat af hvad den var for diskant fostærkning, og de dominerende poler og nulpunkter giver et lavpas filter som på figur Det antages igen at strømmen gennem den variable modstand R 606 og de komponenter der følger efter er minimal i forhold til resten af strømmene i kredsløbet. Figur 2.35: Diskant dæmpningens kredsløb, når der tages højde for at kondensatorerne i basnetværket er begyndt at virke som kortslutninger ved disse frekvenser. V b V a R V out V a R 601 V a 0 R V out 0 R V a R 607 = 0 (2.255) = 0 V a = V outr 607 sc 603 R sc 603 (2.256) R 605 = R 601 (2.257) V out sc 603 R = V b sc 603 (R R R 607 ) + 1 (2.258) Side 66 af 121 Gruppe: 319

67 2.7. Tonekontrol 19. december 2005 Overføringsfunktionen leder til disse nulpunkter og poler som viser et lavpas filter på figur 2.36, som håbet. 1 S N7 = C 603 R 603 (2.259) 1 S P 8 = C 603 (R R R 607 ) (2.260) R 603 A H2 = (2.261) R R R 607 hvor: S N7 er nulpunktet for diskantdæmpningens lavpasfilter [rad/s] S P 8 er polen for diskantdæmpningens lavpasfilter [rad/s] A H2 er gain (dæmpning) for uendelig frekvens i diskantforstærkningen [1] Figur 2.36: Diskant forstærkningens dominerende poler og nulpunkter skitseret i et bodeplot. Komponentværdier diskant-del Efter de enkelte poler og nulpunkter er fastsatte som en funktion af komponenterne, og disses placering er kendte, kan der findes komponentværdier som definerer knækfrekvenserne. Disse definerer ligeledes også de sidste komponenter til DC tilbagekobling og dermed basnetværket. A H1 = R R R 607 = 10 = 1 kω + 5, 49 kω + 2R 607 R kω Kontrol A H2 = 0, 1? R 607 = 1, 777 kω (2.262) 1 kω A H2 = = 0, 01 1 kω + 5, 49 kω + 2 1, 777 kω (2.263) S P 8 = S N5 C 604 = C 603 (2.264) 1 S P 8 = C 603 (R R R 607 (2.265) 1 C 604 = C 603 = S P 8 (R t4 + R R 607 ) (2.266) 1 = = 5, 01 nf j 3, 16 khz 2π(1 kω + 5, 49 kω + 2 1, 777 kω) (2.267) R 607 vælges til 1,74 kω mens C 604 og C 603 vælges til 4,7 nf. Gruppe: 319 Side 67 af 121

68 19. december 2005 Kapitel 2. Design af HiFi forstærker Simulering af tonekontrol Til simulering af tonekontrollen anvendes indstillingerne for fuld dæmpning, neutral og fuld forstærkning af både bas og diskant. På figur 2.37 er simuleringsresultaterne vist. På simuleringen kan man se at forstærkning og dæmpning ikke er så stor som den skulle være ifølge beregningerne, hvilket skyldes at knækfrekvenserne ligger så tæt på yderområderne. Der antages i beregningerne at hvis frekvensen kommer langt nok fra knækket, så er kondensatorernes ikke begyndt at virke i basområdet og de er begyndt at virke fuldt ud i diskantområdet. Som man kan se på figuren er linjerne stadig skrå inden for lydområdet, hvilket betyder at kondensatorernes effekt stadig er gældende, derfor vil de approximerede dæmpninger og forstærkninger ikke passe før frekvenserne kommer længere ud fra midterområdet. Figur 2.37: Simulering med forskellige indstillinger. Der er i tonekontrollen på trods af den lidt mindre mulighed for at dæmpe og forstærke stadig stor mulighed for at justere diskant og bas, og kredsløbet opfører sig som forventet. Det betyder at der ikke er grund til at lave en mere avanceret analyse af kredsløbet, og tonekontrollen accepteres med de beregnede komponenter Verificering af tonekontrol Tonekontrollen er målt både med hensyn til udgangsimpedans og indgangsimpedans samt forstærkning og dæmpning af bas og diskant. Dog kan målingerne ikke anvendes til at verificere kredsløbet da der efter målingerne var lavet blev fundet fejl i beregningerne. Fejlen blev rettet i beregning og simulering, men det var ikke muligt inden aflevering at lave nye målinger på kredsløbet, derfor er dette udskudt. Ved projekt evalueringen vil der fremlægge en ny målejournal for tonekontrollen samt en verificering af samme. 2.8 Effektforstærker Krav til effektforstærker Indgangsimpedans: Udgangsimpedans: Udgangsspænding: Udgangsstrøm: Udgangseffekt: Forstærkning: Effektivitet: 10 kω 8 3 Ω min. 10 V RMS min. 1,25 A RMS min. 12,5 W RMS min. A vs = 10 V 2,8 V 3, 6 min. 50% ved fuld volumen Design af effektforstærker Princippet i en forstærker med et klasse G forstærkertrin går ud på at forstærkertrinet kan skifte forsyning når der spilles højt. Derved opnås større virkningsgrad idet der kun anvendes en høj Side 68 af 121 Gruppe: 319

69 2.8. Effektforstærker 19. december 2005 forsyning når der er behov for det. Figur 2.38: Princip tegning af signalet ud af effektforstærkeren uden skiftende forsyning. Figur 2.39: Princip tegning af signalet ud af effektforstærkeren med skiftende forsyning. På figur 2.38 er der vist hvordan udgangssignalet (den grønne kurve) vil se ud hvis forstærkeren kun kører på den lave forsyning. Den lave forsyning tillader kun at man spiller lavt, ellers opstår der klipning. Efterfølgende er der sat et effekttrin på der kan levere en højere forsyning til udgangstrinet når der er brug for det. Det der opnås ved dette er det viste på figur 2.39, og igen er den grønne kurve udgangssignalet. Den røde og den blå kurve viser henholdsvis positiv og negativ forsyning, som figuren viser er der kun den lave forsyning til udgangstrinet når signal niveauet ligger under denne. Lige før udgangssignalet bliver højere end den lave forsyning sørger det yderste effekttrin for at levere højere forsyning, så den følger med signalet op. Figur 2.40: Kredsløbsdesignet for effektforstærkeren. Der er valgt en løsning med et stakket effekttrin, hvor de yderste effekttransistorer leverer forsyningen til de inderste effekttransistorer. Der er mulighed for at bruge power MOSFET eller Darlington BJT transistorer. Her er der valgt MOSFET teknologi, da de i modsætning til BJT, bliver dårligere til at forstærke når den bliver varm. Det betyder at der kan trækkes mindre strøm gennem transistoren, hvilket også betyder mindre effekt afsat i den, og derfor vil den af sig selv køle ned. Der er altså ikke brug for nær så meget bias kredsløb til at stabilisere effekttrinet. For at de yderste transistorer Q 710 og Q 713 kan åbne for den højere forsyning præcist når der er brug for det, er det nødvendigt at lægge en spænding oven i det oprindelige signal før der går Gruppe: 319 Side 69 af 121

70 19. december 2005 Kapitel 2. Design af HiFi forstærker ind på deres indgang, en såkaldt bias spænding. Denne biasspænding resulterer i at transistorerne begynder at åbne før signalet når niveauet for den lave forsyning. Samtidigt er det nødvendigt at lave biasspændinger til selve udgangstransistorerne Q 711 og Q 712, da der ellers ville opstå crossover-distortion. Denne form for støj opstår fordi transistorerne kræver en hvis spænding for at åbne, og hvis der ikke tages højde for dette vil det nødvendige signalniveau først være nået et stykke op af sinuskurven inden transistoren begynder at lede. Resultatet kan ses på figur Ved at lave biasspændinger til transistorerne kan man sikre at de lige nøjagtig er åbne når der ikke er noget signal igennem forstærkeren, på den måde kan et hvilket som helst signal uhindret sendes gennem transistorerne. Figur 2.41: Cross-over-distortion fordi der ikke er gjort noget for at modvirke det. Biasspændingerne laves ved hjælp af en konstantstrømsgenerator som leverer en konstant strøm til et modstands- og transistornetværk som laver nogle spændinger ud fra strømmen. Konstantstrømsgeneratoren består af Q 709, D 701 -D 703 og R 717 -R 718 og fungerer ved at spændingen over D 702 svarer til transistorens V BE, og dermed bliver spændingen over R 717 den samme som over D 701 og da denne spænding er kendt kan strømmen sættes ud fra modstandens størrelse, strømmen vælges til 2 ma. R 718 sidder der for at sikre at der løber en strøm gennem dioderne, så transistoren får sin basisstrøm. V D701 = 300 mv (2.268) R 717 = V D 701 2E-3 (2.269) R 717 = 150 Ω (2.270) Hvis man ser på de enkelte biasspændinger så fungerer de ens, derfor forklares kun den øverste. Den fungerer ved at spændingen over R 710 er den samme som V BE for Q 705, da spændingen over modstanden er fast vil strømmen gennem denne også være det. Strømmen gennem R 709 vil være den samme som gennem R 710, hvis man ser bort fra transistorens lille basis strøm. Da R 709 er en variabel modstand og strømmen gennem den er fast, kan spændingen over den justeres med størrelsen heraf. Samlet set kan spændingen over de to modstande justeres fra ét diodespændingsfald (når R 709 er sat til 0 Ω), til 3,5 diodespændingsfald (når R 709 er 50 kω). Denne justerings mulighed gør at biasspændingerne kan justeres meget nøjagtigt til at passe med effekttransistorernes V GSsat. Det skal nævnes at der er en lille forskel på de to midterste biasspændinger i forhold til de yderste, da deres justerbare modstand er fælles, dette er gjort for at der ikke skal være så mange forskellige modstande, der skal indstilles. Den eneste forskel er den variable modstand sidder der hvor spændingen er fast, og dermed er det strømmen gennem modstandene der justeres her, og dermed vil spændingen over R 711 og R 714 også ændre sig. Modstanden R 712 er sat ind for, at forhindre at der kan skrues så meget ned for modstanden mellem Q 706 og Q 707, at biasspændingerne til effekttransistorerne bliver så høje, at hvilestrømmen bliver stor nok til at brænde dem af. Det der sker med biasspændingerne, er at når der kommer et signal ind i midten af kredsløbet, så vil biasspændingerne blive holdt oppe af kondensatorerne C 705 -C 708, da de ikke kan nå at aflade før end signalets spænding har krydset stel, hvor kondensatorerne oplader igen, og på den måde vil gate-spændingerne på effekttransistorerne blive biasspændingen højere end selve signalet. Side 70 af 121 Gruppe: 319

71 2.8. Effektforstærker 19. december 2005 Dioden D 703 er sat ind, for at kondensatoren C 705 ikke skal begynde at aflade den vej, når spændingen i punktet V 704 kommer over basis spændingen på Q 709. For at begynde at lede behøver MOSFET transistoren IRF510 en gate-source spænding på mellem 2 og 4 V afhængig af temperaturen og IRF9520 skal have mellem -2 og -4 V, derfor skal biasspændingen i midten kunne stilles i intervallet fra 4 til 8 V. Når modstandene R 711 og R 714 er valgt til 49,9 kω, skal den samlede modstand for R 712 og R 713 kunne varieres i følgende interval: V = 2 V BE (R R 714 ) R 7xx (2.271) 49, 9E3 2 0, 66 2 R 7xxmin = 8 (2.272) R 7xxmin = Ω (2.273) 49, 9E3 2 0, 66 2 R 7xxmaks = 4 (2.274) R 7xxmaks = Ω (2.275) Den faste modstand R 712 sættes til 16,2 kω, og den variable R 713 sættes til 22 kω, hvilket betyder at indstillingsområdet er opfyldt. Kravet til effektforstærkeren er at den skal kunne levere ±10 V RMS på udgangen. Derfor sættes den høje forsyning til effekttransistorerne til ca. ±20 V idet at den forsyningsspænding nemt kan laves vha. det design der benyttes til strømforsyningen. Transformeren leverer ±18 V RMS. Det medfører at der kan benyttes en plus-minus forsyning mellem 18 V og 2 18 V. Dermed vil effekttrinet desuden kunne komme endnu højere op i udgangsspænding. Spændingen til biasnetværket til effekttansistorerne sættes til ca. ±22,5 V. Biasspændingen sættes lidt højere end forsyningen til effekttransistorerne, fordi der i effekttransistorerne er et mindre spændingstab, som kan opvejes af en lidt højere biasspænding. Den laveste effektforsyning skal vælges med omhu. Transformeren leverer ±6 V RMS, og dermed sættes grænsen for at den laveste forsyning skal ligge et sted mellem 6 V og 2 6 V. Risikoen ved at sætte den lave forsyning for højt vil være dårligere nyttevirkningen, når der spilles ved normalt niveau. Hvis den laveste forsyning sættes for lavt vil signalet for ofte bruge af den høje forsyning når der spilles ved normalt niveau, og dette vil medføre en dårligere nyttevirkning end hvad der er muligt. Der vælges at bruge en forsyning på ca. ±6V. Indgangen på effektforstærkeren laves ved hjælp af et differenstrin for at formindske de fejl, der måtte opstå i selve effekttrinet. Differenstrinet fungerer ved at en konstantstrømsgenerator leverer en konstant strøm, hvorefter denne strøm deles af de to transistorer Q 703A og Q 703B, delingen er dog ikke ligelig, men i forhold til indgangssignalerne på de to. Af den grund vil strømmen gennem begge transistorer være afhængig af begge inputsignaler. Ved at indsætte en collector modstand R 703 laves den signalafhængige strøm om til en spænding, som kan anvendes som output fra differens trinet. Modstanden R 704 har til formål at trække indgangssignalet ned omkring stel, da vi også ønsker at udgangssignalet skal svinge omkring stel. Da hele effektforstærkeren er DC-koblet og tilbagekoblingen er lavet med fuld DC tilbagekobling (på grund af kondensatorerne C 702 og C 703 ), så vil differenstrinet automatisk forsøge at fjerne en eventuel DC fejl på udgangen, så den bliver udlignet og udgangssignalet svinger omkring stel. Hvis ikke udgangen svinger omkring stel vil der være en forskel på differenstrinets to indgange, og denne forskel vil så blive forstærket op og vil dermed udligne forskellen på udgangen. Strømgeneratoren til differenstrinet fungerer ved at spændingen over modstanden R 701 svarer til V BE på Q 701 og dermed kan strømmen gennem den sættes ud fra størrelsen. Denne strøm vil tilnærmelsesvis være den samme ned gennem Q 702, da der kun løber en basisstrøm fra. Modstanden R 702 sørger for at der også løber en strøm ned gennem Q 701 for at spændingsforskellen V BE skal være der. Strømmen genereret til differenstrinet bliver: I diff = V BE R 701 (2.276) I diff = 2, 2 ma (2.277) Gruppe: 319 Side 71 af 121

72 19. december 2005 Kapitel 2. Design af HiFi forstærker Efter differenstrinet er det nødvendigt at forstærke signalet op for at kunne få et tilpas stort signal ud i højtaleren. Denne forstærkning bliver lavet med et almindeligt transistortrin bestående af Q 704, R 708 samt biasnetværket til effekttransistorerne. Den eneste modstand der får indvirkning på forstærkertrinet er R 719, da resten af netværket svarer til faste spændingsgeneratorer og er dermed AC-mæssige kortslutninger mens strømgeneratoren til biasnetværket svarer til en afbrydelse. Kondensatoren C 704 er ligesom i pickup forforstærkeren sat ind for at båndbegrænse transistoren Q 704. Forstærkningen i trinet er givet ved: A vs = R 708 R 719 R 707 (2.278) A vs = 381 (2.279) Den sidste del af effektforstærkeren er tilbagekoblingen, der er en spændingsdeling, og som kobler en del af udgangssignalet tilbage til den ene indgang på differenstrinet. Des større signal der er på udgangen des større vil signalet ind til differenstrinet være, og hvis dette signal har samme størrelse og form som indgangssignalet vil differenstrinet ikke se nogen forskel. Derfor definerer forholdet mellem R 706 og R 705 i tilbagekoblingen forstærkningen. Kondensatorerne C 702 og C 703 sørger, som tidligere skrevet, for fuld DC tilbagekobling, da de vil fungere som afbrydelser for DC og dermed vil hele DC værdien blive tilbagekoblet uden spændingsdeling. Modstanden R 720 er sat ind for at kunne skrue op for forstærkningen, fordi hele forstærkeren er dimensioneret efter overstyrring fra de forskellige inputs, og vi derfor sjældent vil kunne opnå fuldt output på effektforstærkeren Simulering af effektforstærker Simuleringer af effektforstærkeren har blot bekræftet at det valgte design er fungerende. Funktionen af biasnetværket kan tydelig ses hvis man kigger på figur 2.42, hvor kurverne viser signalet ind til effekttrinet og signalet ind til hver effekttransistor, altså efter biasnetværket. På figur 2.43 kan det ses at princippet med at de yderste effekttransistorer tager over og leverer en højere forsyning, til det inderste trin fungerer i simuleringen. Figur 2.42: Funktionen af biasnetværket vises. Under simuleringen er der konstateret peaks på forsyningerne til de inderste transistorer, der opstår lige inden den skal skifte. Disse peaks skyldes formentlig den kondensator effekt som dioderne D 704 og D 705 også har. Det viste sig imidlertid at de blev minimeret ved at sætte modstandene R 721 og R 722 på, teorien er at diodernes kondensatoreffekt kan aflades gennem modstanden Verificering af effektforstærker Der er foretaget flere forskellige målinger for effektiviteten af hele forstærkeren. Først er der brugt den opbyggede strømforsyning, men som ses på figur 2.44 blev nyttevirkningen ikke imponerende Side 72 af 121 Gruppe: 319

73 2.8. Effektforstærker 19. december 2005 Figur 2.43: Klasse G princippet i simuleringen. stor. Dette skyldes formentligt et stort tab i transformerne og og kondensatorerne i strømforsyningen, idet at der blev målt et tomgangstab uden nogen belastning af strømforsyningen på 6,7 W. Derfor skulle der bruges en anden strømforsyning hvis der skulle opnås en større nyttevirkning. Der blev brugt laboratorie SMPS strømforsyninger, som kunne måle den leverede strøm til kredsløbet, på de forskellige udtag. På den måde kan der holdes præcist øje med hvad der bliver brugt af strøm på de forskellige forsyninger. Som det ses på figur 2.44 er nyttevirkningen for hele forstærkeren blevet betydeligt forbedret. For effekttrinet, som er det sted projektet sigter efter at spare strøm, kommer nyttevirkningen op på hele 59% når der spilles musik lige under den lave forsyning, og 69% når der spilles for fuld volumen. Figur 2.44: Forstærkerens nyttevirkning i forhold til udgangsspænding, vist som, 1. effekttrin alene med laboratorie strømforsyninger, 2. hele systemet med laboratorie strømforsyninger og 3. hele systemet med egen strømforsyning. Ved realisering af effektforstærkeren blev der konstateret at noget så ud til at gå i selvsving ved en høj frekvens, når den skiftede forsyning. Dette problem blev løst ved at indsætte modstandene R 723 til R 726, dog er det ikke lykkedes at finde nogen logisk forklaring på hvorfor dette løste problemet. På figur 2.45 kan det ses at princippet med forsyningsskift også fungerer i praksis. Gruppe: 319 Side 73 af 121

74 19. december 2005 Kapitel 2. Design af HiFi forstærker Figur 2.45: Klasse G princippet målt på konstrueret kredsløb. 2.9 System opstarts puls Når forstærkeren tændes, kan både volumenkontrollen og kanalvælgeren starte med tilfældige værdier. Dette er ikke altid hensigtsmæssigt, så derfor sendes der en nulstillings puls til begge disse kredsløb, når systemet startes. Af den grund skal der laves en puls der kun er høj 1 gang, og har så lang varighed, at de 2 kredsløb er stabiliserede inden den stopper, for derefter at lade brugeren overtage styringen af volumen og kanal valg. Til dette formål bruges en 555 timer, da denne er et integreret kredsløb der er velegnede til timing og puls generation. Det interne design af kredsen, gør at man meget nemt kan beregne timings, eftersom den har en meget høj indgangsimpedans og derfor ikke påvirker kredsløbet udenom synderligt. I tilfældet med en monostabil multivibrator kan pulsen bl.a. beregnes som en funktion af to uafhængige RC led. Internt i 555 eren sidder der 2 komperatorer, der set er eller reset er en RS-flipflop, afhængig af om spændingen for den ene komperator er over 2 3 forsyning (Threshold), eller på den anden er under 1 3 forsyning (Trigger). Der kan således beregnes 2 opladende kondensatorer, hvor den enes funktion er at holde trigger lav i starten, så udgangen på 555 går høj, og bagefter lades op til det niveau hvor trigger ikke længere påvirkes, således pulsen kan stoppes af en høj værdi på threshold. Opladningen af den anden kondensator bestemmer hvornår pulsen skal stoppe igen. Da Threshold er forbundet til et afladningsben på 555 eren kan den kun lade op 1 gang, siden trigger aldrig går lav igen. Det giver et forløb som skitseret på figur 2.46 Opladningen af de 2 kondensatorer C 504 og C 505 foregår gennem modstandene R 529 og R 530, Figur 2.46: Kredsløbet der frembringer en enkelt puls. Side 74 af 121 Gruppe: 319

75 2.10. Strømforsyning 19. december 2005 og kan begge beregnes efter grundformlen for opladningen af en kondensator: ( ) Vsup V 0 t = τ ln V sup V (t) (2.280) hvor: t er tiden [s] τ er tidskonstanten, her R C [s] V 0 er start spændingen [V] V (t) er spændingen til tiden t [V] V sup er forsynings spændningen [V] Starttiden skal være langsommere end man umiddelbart synes, da strømforsyningen først skal kunne levere en stabil forsyning inden 555 kredsen virker optimalt, så niveauet må ikke overstige 1 3 V cc, før end V cc kan betragtes som stabil. I værste tilfælde skal kondensatorerne på forsyningen lades op først, og der er længst mulig afstand til en spændingsforskel på 15 eller mere til stel, så sker det ca. 100 gange i sekundet at stabilisatoren bliver klar. Det giver et tidskrav på 0,01 sekund eller mere. Det er et krav man har dækket rigeligt ind ved at vælge en 1 µf kondensator og en 100 kω modstand, da det giver en opladning som er: ( ) 15 0 t = 100E3 1E-6 ln (2.281) 15 5 t = 0, 04 s (2.282) Den anden opladning der bestemmer stop tidspunktet for pulsen, sættes højt. Dette har den fordel at effekttrinets større kondensatorer kan nå at lade op, inden kredsløbet er klar til at spille. Her sikres et sikkerhedsmargin ved at tage tilpas store komponenter. Der skal vurderes hvor lang tid brugeren vil vente, og om andre kredsløb har brug for opstartstid. Da det ikke er tilfældet sættes tiden til det samme som et normalt tryk på volumenkontrollen ville tage. På den måde kan brugeren kun nå at trykke 1 gang på noget før systemet er klar. Tiden sættes til 1 3 sekund. ( ) 15 0 t = 33E3 10E-6 ln (2.283) t = 0, 36 s (2.284) Når strømforsyningen tilsluttes er der en lille grøn lysdiode på printet, der er sat så den indikerer når pulsen er høj, og som lyser i under et halvt sekund. I det øjeblik hvor lysdioden stopper med at lyse, duer volumenkontrollen og der kan skrues op fra nul. Kanalvælgeren vælger den forbestemte kanal som forventet, så pulsen er dermed af den forventede varighed, virker, og er koblet til de rigtige ting på de rigtige steder Strømforsyning For at kunne transformere netspændingen 230 VAC ned til nogle spændinger der kan bruges i HiFi forstærkeren, er det nødvendigt med en strømforsyning. Strømforsyningen består af flere dele der har hver sin funktion. Først kommer transformatorer der består af 2 spoler der har til funktion at inducere en spænding der er afhængigt af antal vindinger i de forskellige spoler. Næst kommer en diodebro der har til funktion at ensrette AC signalet så der kun er positivt signalsving. Næst kommer kondensatorer for at skabe en DC værdi i stedet for et signalsving. Denne spænding er dog ikke stabil når strømforsyningen belastes. Derfor skal kondensatorerne nøje beregnes så spændingen ikke varierer mere end kredsløbet kan klare. Til sidst kan indsættes en spændingsregulator hvis der ønskes yderligere stabilitet fra forsyningen. Alt i alt ser det ud som på figur Gruppe: 319 Side 75 af 121

76 19. december 2005 Kapitel 2. Design af HiFi forstærker Krav til strømforsyning Der anvendes i dette projekt en forudfremstillet tranformator der transformerer 230 VAC om til 2 spændinger på henholdsvis 18 og 6 V. Nedenfor listes kravene til de udgangsspændinger der skal komme fra transformatoren. Effektforsyning1: Effektforsyning2: Bias til effekttransistor: Forsyning til digital del: Forsyning til analog del: ca. ±6 V ca. ±20 V ca. ±22,5 V 15 V 15 V Design af strømforsyning Før der skal udregnes kondensatorer skal der laves nogle overslag på hvilken strøm der skal bruges og hvor meget ripplespænding der kan tillades. Først laves beregninger på peakstrømmen. I H = V R = 20 V 8 Ω = 2, 5 A (2.285) Der indsættes en margin så der designes til 3 A til den høje forsyning i effekttrinet. I L = V R = 5 V = 625 ma (2.286) 8 Ω Igen vælges der en hvis margin, så der vælges at designe til 750 ma til den lille forsyning i effekttrinet. Til biasnetværk og differensforstærker laves et overslag på strømforbrug. Desuden sættes en væsentlig margin på. Forsyningen designes til et stømforbrug på maksimalt 50 ma. Inden kondensatorerne skal beregnes skal op og afladningstiden kendes. Først bestemmes periodetiden. T = 1 f = 1 = 20 ms (2.287) 50 Hz Idet signalet bliver dobbeltensrettet bliver op og afladningstiden tilsammen, tiden fra peak til peak på signalet, hvilket er den halve periodetid. Nu kan kondensatorerne beregnes, men først udledes formelen til at gøre det med. hvor: C er kondensatoren [F] t er op og afladningstiden [s] V er den tilladte ripplespænding [V] I er strøm [A] Q = C V (2.288) dq dt = C dv dt (2.289) dq dt = I = C dv dt (2.290) I t = C V (2.291) C = I t V (2.292) For at udregne hvilken ripplespænding der kan tillades findes peakværdien for udgangsspændingen fra transformatoren. Den er lig med 2 V RMS, minus et enkelt diodespændingsfald fra ensretteren. Ved at subtrahere den DC spænding der minimalt skal være fra peakværdien af spændingen, fås den maksimale ripplespænding. Der sættes i endnu engang en margin på. Side 76 af 121 Gruppe: 319

77 2.10. Strømforsyning 19. december 2005 Kondensator til bias netværk og differenstrin (ca. 22,5 V) C 801 = C 802 = 50 ma 10 ms 2 18 V 0, 7 V 23, 5 V 400 µf (2.293) Kondensator til effektrinets høje forsyning (ca. 20 V) C 803 = C 804 = 3 A 10 ms 2 18 V 0, 7 V 21, 5 V 9200 µf (2.294) Kondensator til effektrinets lave forsyning (ca. 6 V) C 805 = C 806 = 750 ma 10 ms 2 6 V 0, 7 V 6 V 4200 µf (2.295) Til det øvrige kredsløb skal der bruges 2 stabile forsyninger til henholsvis den analoge og den digitale del af forstærkeren. Det vil sige alt andet end effektforstærkeren. De bliver leveret af 2 spændingsregulatorer ved navn 7815L der leverer 15 V konstant og der kan maksimalt trækkes 1 A igennem dem. De sættes på som vist på figur Figur 2.47: Den komplette strømforsyning med komponentværdier Gruppe: 319 Side 77 af 121

78 19. december 2005 Kapitel 2. Design af HiFi forstærker Side 78 af 121 Gruppe: 319

79 19. december 2005 Kapitel 3 Konklusion Der er opbygget en komplet HiFi forstærker med en udmærket effektudnyttelse samtidigt med at den overholder kravene fra IEC og IEC Først blev det undersøgt hvor stort effekttabet i HiFi forstærkere er, ved at teste en Pioneer stereo forstærker der kunne levere 100 W. Det viste sig at effektudnyttelsen aldrig kom over 5% ved en amplitude på udgangssignalet på 0-5 V hvor der normalt spilles indenfor. Derfor var hovedformålet med projektet at lave en næsten komplet HiFi forstærker blot med et minimeret effektforbrug i effektforstærkeren. Først blev opstillet krav til alle moduler i HiFi forstærkeren. Mange af kravene er bestemt fra ovenstående standarder, men mange er også sat af udviklerne af forstærkeren. Bl.a. er krav til ind- og udgangsimpedanser igennem forstærkeren, signalniveau og forsyningsspænding valgt af udviklerne. Der er designet 3 forforstærkere til forskellige lydkilder. De 3 er CD, Line og Phono (Pickup). Med disse 3 indgange kan det meste udstyr med analog udgang tilsluttes HiFi forstærkeren. CD forforstærkeren forstærker med ca. 1 ganges forstærkning mens Line forforstærkeren forstærker ca. 1,4 gange. Phono forforstærkeren er speciel at fremstille, idet at den har varierende forstærkning afhængt af frekvensen. Der skal fremstilles en Phono forforstærker der har et frekvensrespons der følger standarden, der er fastsat af RIAA, for hvordan plader skal indspilles for at sikre ensartethed. Dette frekvensrespons opnåes ved hjælp af et tilbagekoblingsnetværk. For at vælge hvilken lydkilde der ønskes laves en kanalvælger. Der er fremstillet et simpelt digitalt kredsløb med en brugergrænseflade, der består af 3 trykknapper og tilhørende dioder. Volumenkontrollen er fremstillet for at justere hvor stort et signal, der sendes ind i effektforstærkeren. Volumenkontrollen er lavet så den dæmper signalet fra 0 til -62 db, samt der er tilføjet en mute funktion. Den benytter sig af digital logik og tællere, og kombinerer et modstandsnetværk til alle 64 indstillinger. Brugergrænsefladen består af 2 trykknapper til at skrue op eller ned med. Knapperne har flere funktioner mht. volumenkontrol. De kan ud over at skifte et volumen trin af gangen holdes nede i ca. 1 sekund eller længere for hurtigere regulering i den retning der trykkes. Mute funktionen fungerer ved at der skrues helt ned. Volumenindstillingen udlæses til brugeren i form af lysdioder, der viser den binære værdi af volumenindstillingen i db. Til at justere bas og diskant på lyden er der dimensioneret en tonekontrol. Den kan dæmpe og forstærke henholdsvis bas og diskant. Brugergrænsefladen er 2 slidere der når de står i midten ikke modificerer signalet. Effektforstærkeren skulle have god effektudnyttelse. Ifølge teorien skal signalet være lige så højt som forsyningsspændingen for at have den bedste effektudnyttelse. Idet at det ikke er en optimal løsning at spille for fuld volumen konstant, er det en bedre løsning at sænke forsyningsspændingen når der spilles lavt og hæve den igen når der spilles højt. Det kan gøres på mange forskellige måder. En af de metoder der har bedst effektudnyttelse er ved at stakke effekttransistorerne på hinanden og give dem separate spændingsforsyninger. De transistorer, der sidder på den højeste spændingsforsyning, vil kun blive brugt når, der ikke er nok spænding på forsyningen til det lave effekttrin til at kunne håndtere signalet. Dette sikrer at forsyningsspændingen hele tiden vil være Gruppe: 319 Side 79 af 121

80 19. december 2005 Kapitel 3. Konklusion forholdsvis tæt på signalet. For at sikre de rigtige forsyningsspændinger til effekttrinet og det øvrige kredsløb er der opbygget en strømforsyning komplet med 2 pm forsyningsspændinger til effekttrinet og forsyninger til analoge og digitale dele af det øvrige kredsløb. De designede analoge kredsløb er testet i simuleringsprogrammet LTSpice. Simuleringsresultater af disse har været analyseret og sammenlignet med beregninger. Hvis dette har stemt overens er kredsløbet fremstillet. Målinger er foretaget på den samlede HiFi forstærker samt de enkelte dele af forstærkeren. De fleste målinger har været acceptable, men der har været enkelte målinger der blev taget om igen pga. ikke tilfredsstillende resultater eller optimering af modulet. Her kan nævnes måling på effekttiviteten af forstærkeren. Kredsløbet havde et alt for stort tomgangsforbrug, idet at der var meget tab i transformerne og den opbyggede strømforsyning. Derfor ville det være interessant at foretage målinger på hvor energieffektivt kredsløbet er uden det store tomgangstab, hvilket har givet bedre resultater. Med det princip der er benyttet til klasse G effektrinet er der opnået rigtig gode resultater for både nyttevirkning og lydkvalitet. En nyttevirkning på hele 59% og 69% er opnået, for effekttrinet alene, for henholdsvis den lave og den høje forsyning ved brug af eksterne strømforsyninger. Side 80 af 121 Gruppe: 319

81 19. december 2005 Kapitel 4 Perspektivering Det er konkluderet at den byggede forstærker med klasse G effekttrin er bedre end den i forvejen målte pioneer forstærker inden for graden af effektudnyttelse. Men forskellen er dog ikke så stor som den kunne have været. Dertil skal det tilføjes at Pioneer forstærkeren har en maksimal udgangseffekt, der er over 5 gange så høj som på den konstruerede klasse G forstærker, og som kommer op på lige knap samme nyttevirkning som klasse G forstærkeren, når den spiller ved maks volumen. Den producerede forstærker har 2 plus-minus-forsyninger. En til når der spilles højt og en til når der spilles lavt. Det er her muligt at forbedre forstærkerens nyttevirkning yderligere ved at lave effekttrinet med endnu en plus-minus-forsyning således, at der er en til når der spilles lavt, eksempelvis 0-5 V, en når der spilles med middel styrke, eksempelvis 5-10 V, og endnu en til når forstærkeren skal spille med fuld styrke fra 10 V og opefter. Ifølge Douglas Self som har studeret, skrevet artikler og udviklet klasse G forstærkertrin er det højeste antal af forsyningsspændinger som med fordel kan bruges i et sådanne trin 3. Ved brug af flere forsyningsspændinger vil der gå mere energi tabt i transistorerne end der vil blive sparet [2, Audio power amplifier design handbook]. Derudover vil der ved flere skift mellem strømforsyninger opstå større fare for crossover distortion og dermed vil forstærkerens Total Harmonic Distortion blive forringet, og der vil være stor risiko for ikke at opfylde gældende standarder på maks. 0,7% for hele forstærkeren. Prisen på produktet vil desuden stige hver gang der bygges flere og flere komponenter i for at forbedre effektudnyttelsen og vil derfor være dyrere at producere end de traditionelle klasse A, B og AB forstærkere. Hvis salgsprisen ender med at blive alt for høj kan den ikke sælges, selvom den er energibesparende, især fordi den generelle befolkning ikke rigtig har fået øjnene op for at der er energi at spare ved at vælge den rigtige forstærker. Forstærkere med et klasse G effekttrin vil, grundet den megen tale om miljøet og strømbesparelser, fremover have store muligheder for at blive mere anerkendt og brugt end det bliver i dag. Desværre ved de færreste forbrugere ikke at forstærkeren de har stående hjemme i stuen bruger store mængder energi, selv når den bare står tændt uden at spille. Information om dette problem vil kunne være med til at få folks blikke rettet mere i retningen af forstærkere med klasse G forstærkertrin. Her vil det være en mulighed at bruge energimærkning som man ser det med bl.a. elpærer samt de fleste hvidevarer. Dette vil ikke blot informere forbrugerne om at der er penge at spare, samt en miljømæssig gevinst, men også være med til at tvinge udviklerne til at gøre mere for at udvikle mere miljømæssigt korrekte forstærkere. Under processen med at konstruere prototypen af forstærkeren har der flere gange være opstået nogle problemstillinger som ved det endelige produkt ville være rettet eller tilføjet. Blandt andet er den konstruerede forstærker kun konstrueret som mono med en udgang. Dette vil hvis produktet skulle sælges som minimum være stereo, men med større sandsynlighed surround med 5-7 kanaler hvor effektbesparelsen virkeligt kan mærkes. Idet størstedelen af alle hjemmebiografer der sælges i dag er med et sådant antal kanaler er det ikke et dårligt sted at starte med at implementere klasse G trin. Gruppe: 319 Side 81 af 121

82 19. december 2005 Kapitel 4. Perspektivering Designfejlen med at kanalvælgeren kan vælge 2 kanaler på én gang skal ligeledes fjernes. Desuden skal der ved forøgelse eller sænkning af volumen ikke kunne høres noget støj på udgangssignalet fra forstærkeren. Ved konstruktion af en forstærker med indbygget pickup forforstærkertrin er det også vigtig med en god skærmning. Dette skyldes at det er meget små signaler der arbejdes med, og at der let kan ske forstyrrelser af signalet, og så fordi der i denne forforstærker forstærkes efter den karakteristiske RIAA kurve, der for lave frekvenser forstærker meget mere end for høje frekvenser. Den letteste og mest effektive måde at skærme en pickup forforstærker er ved at lade forstærkeren montere i en aluminiumskasse forbundet til kredsløbets stel. Da det bliver mere og mere udbredt at have dvd-afspillere og i det hele taget mere udbredt at tilslutte anlæg til fjernsynet, vil det være en god idé at lave indgange i forstærkeren som passer præcist til disse behov. Man ser også mere og mere at forbrugerne køber forstærkere med indbygget tuner (receivere) da det er meget lettere at have det hele samlet i så få enheder som muligt. For at holde styr på de mange forskellige features er det ofte nødvendigt, eller bare praktisk, at have indbygget display som viser den valgte kanal samt f.eks. volumen der spilles med, ligesom en fjernbetjening kunne forbedre brugerens oplevelse af forstærkeren betydeligt. Hvis der virkeligt skal spares på strømforbruget kan det være interessant at kigge på hvilke andre dele af musikanlæget der kan optimeres. En del der virkelig har brug for optimering er højtalerne. Det viser sig at virkningsgraden for en højtaler ligger på 1-5% hvor hovedparten af den energi som kommer fra udgangstrinet bliver lavet om til varme i stedet for lydbølger, som ellers er formålet med en højtaler. Hvis denne nyttevirkning kunne gøres bedre ville det give størere strømbesparelser da der ikke kræves den samme effekt fra forstærkerens side til at drive højtaleren. Ifølge en artikel fra Loudspeaker University [1] kan højtalerne komme helt op på en effektivitet på ca. 25% ved at benytte en anden type magnet. Side 82 af 121 Gruppe: 319

83 19. december 2005 Referencer 1. ( ) Dokumentation af højeffektivitets højtalersystemer 2. Audio power amplifier design handbook (Douglas Self, 2. udg ISBN: x) 3. ( ) Beskrivelse af RIAA kurven 4. ( ) Grundlæggende om en Baxandall tonekontrol 5. ( ) Historisk tilbageblik på pladeafspillerens historie Gruppe: 319 Side 83 af 121

84 19. december 2005 Kapitel 4. Perspektivering Side 84 af 121 Gruppe: 319

85 A.1. Målejournal for Pioneer forstærker 19. december 2005 Appendiks A.1 Målejournal for Pioneer forstærker Formål Formålet med denne måling er at se hvad en almindelig klasse AB forstærker bruger af energi, samt for at give et indtryk af i hvilket niveau den opbyggede forstærkers nyttevirkningen bør ligge. Forsøgsopstilling Figur A.1.1: Forsøgsopstilling til måling af forstærkerens effektudnyttelse. AAU numre Oscilloscop: Agilent 54621A Tonegenerator: B&O TG Forstærker: Pioneer Stereo-Amplifier A-616 Effektmodstand: Danotherm 8 Ω Effektmåler: WSE IP Forsøgsbeskrivelse 1. På forstærkerens strømforsyning sættes et watt-meter der måler hvor meget energi forstærkeren bruger. 2. På forstærkerens line indgang tilkobles en tonegenerator der påtrykker forstærkeren med et signal på 1 khz, og en amplitude der er inden for indgangens grænser. 3. På udgangen af forstærkeren sættes en effekt-modstand på 8 Ω der simulerer en højttaler. 4. Over effektmodstanden måles med oscilloscopet så udgangssignalets amplitude kan verificeres. Gruppe: 319 Side 85 af 121

86 19. december 2005 Appendiks 5. Forstærkerens energiforbrug måles ved lavest styrke for at se hvor mange watt der bruges uden der kommer noget udgangssignal fra denne. Desuden skal denne målte værdi deles med 2 og trækkes fra resten af målingerne, da der kun måles på 1 kanal men der er forsyning til begge kanaler. 6. Der skrues op i step af en volt, for udgangsspændingens amplitude med forstærkerens volumenkontrol og forstærkerens samlede effektforbrug samt udgangsspændingens amplitude noteres for hvert step. Målte data Forholdet mellem tilført og udnyttet energi måles og sættes ind i tabel A.1. Derudover bliver disse data udregnet og plottet, således man kan se hvordan forstærkerens effektivitet stiger i takt med udgangsspændingen. V out P out P supply P supply (1 kanal) Nyttevirkning 0 V 0,00 W 40,00 W 20,00 W 0,00% 1 V 0,06 W 42,00 W 22,00 W 0,28% 2 V 0,25 W 44,00 W 24,00 W 1,04% 3 V 0,56 W 46,50 W 26,50 W 2,12% 4 V 1,00 W 50,00 W 30,00 W 3,33% 5 V 1,56 W 53,00 W 33,00 W 4,73% 6 V 2,25 W 56,50 W 36,50 W 6,16% 7 V 3,06 W 60,50 W 40,50 W 7,56% 8 V 4,00 W 64,50 W 44,50 W 8,99% 9 V 5,06 W 66,00 W 46,00 W 11,01% 10 V 6,25 W 70,00 W 50,00 W 12,50% 15 V 14,06 W 90,00 W 70,00 W 20,09% 20 V 25,00 W 108,00 W 88,00 W 28,41% 25 V 39,06 W 128,00 W 108,00 W 36,17% 30 V 56,25 W 147,00 W 127,00 W 44,29% 35 V 76,56 W 166,50 W 146,50 W 52,26% 40 V 100,00 W 185,00 W 165,00 W 60,61% Tabel A.1: Måleresultater for en forstærker Figur A.1.2: Forstærkerens nyttevirkning i forhold til udgangsspænding. Vurdering af måleresultater Som det ses på figur A.1.2er grafen fra 0-5 V ulineær hvorefter den skifter til lineær herover. Det vil sige, at der hvor den er ulinær er effektudnyttelsen endnu dårligere. Dette er ikke optimalt idet, at det er i dette område signalet ligger når der høres musik på et normalt niveau. Det vil sige at der skal opbygges en forstærker der er mere effektiv i dette spændingsområde. Side 86 af 121 Gruppe: 319

87 A.2. Målejournal for CD forforstærkeren 19. december 2005 A.2 Målejournal for CD forforstærkeren Formål Formålet med denne måling er at verificere de i LTspice simulerede værdier for forstærkning gennem CD forforstærkeren. Forsøgsopstilling Figur A.2.3: Måleopstilling ved CD forforstærkermåling. AAU numre Power Supply: HameG HM Tonegenerator: B&O TG Oscilloscop: Agilent 54621A Forsøgsbeskrivelse 1. På indgangen til forstærkeren tilkobles en tonegenerator således der kan påtrykkes et målbart signal. 2. I serie med signalet fra tonegeneratoren sættes en modstand på 1 kω for at tilpasse udgangsimpedansen, således den svarer til udgangsimpedansen fra en CD afspiller. 3. På udgangen af forstærkeren sættes en modstand til stel på 10 kω, der simulerer den laveste indgangsimpedans på den efterfølgende volumenkontrol igennem kanalvælgeren. 4. Størelsen af indgangssignalet og af udgangssignalet måles med Oscilloscopet, begge bliver målt og den samlede forstærkning kan udregnes. 5. Tonegeneratoren bruges til at påtrykke forstærkeren en passende frekvens, så der, efter en logaritmisk skala, vil være tilnærmelsesvis lige langt mellem punkterne, som på tabel A.2. Derudover sættes amplituden til 2,8 V RMS, hvilket svarer til det overstyrede udgangssignal fra en CD afspiller. Gruppe: 319 Side 87 af 121

88 19. december 2005 Appendiks Målte data Forholdet mellem ind- og udgangsspændingen bliver udregnet i db vha. formlen: ( ) Vout G = 20 log V in (A.1) og sættes ind i tabel A.2. Derudover bliver disse data udregnet og plottet således man kan se hvordan forstærkerens frekvensrespons ser ud. Frekvens V in V out A vs A vs (db) 20 Hz 2,81 V RMS 2,60 V RMS 0, ,67466 db 50 Hz 2,84 V RMS 2,62 V RMS 0, ,70034 db 126 Hz 2,84 V RMS 2,62 V RMS 0, ,70034 db 317 Hz 2,84 V RMS 2,62 V RMS 0, ,70034 db 796 Hz 2,84 V RMS 2,62 V RMS 0, ,70034 db 2000 Hz 2,83 V RMS 2,60 V RMS 0, ,73626 db 5024 Hz 2,82 V RMS 2,59 V RMS 0, ,73899 db Hz 2,82 V RMS 2,57 V RMS 0, ,80632 db Hz 2,83 V RMS 2,57 V RMS 0, ,83707 db Tabel A.2: Måleresultater for CD forforstærkeren Figur A.2.4: CD forforstærkerens forstærkning i db ved forskellige frekvenser. Vurdering af måleresultater Som det kan ses på figur A.2.4 og i tabel A.2 er der lidt dæmpning gennem forstærkeren som er stigende des højere frekvensen bliver. Dette er dog acceptabelt da det er en meget lille difference mellem beregnet og simuleret. Side 88 af 121 Gruppe: 319

89 A.3. Målejournal for Line forforstærkeren 19. december 2005 A.3 Målejournal for Line forforstærkeren Formål Formålet med denne måling er at verificere de i LTSpice simulerede værdier for forstærkning igennem Line forforstærkeren. Måleopstilling Figur A.3.5: Forsøgsopstilling ved Line forforstærkermåling. AAU numre Power Supply: HameG HM Tonegenerator: B&O TG Oscilloscop: Agilent 54621A Målebeskrivelse 1. På indgangen til forstærkeren tilkobles en tonegenerator således der efterfølgende kan påtrykkes et målbart signal. 2. I serie med signalet fra tonegeneratoren sættes en generatormodstand på 10 kω for at tilpasse udgangsimpedansen, så den svarer til udgangsimpedansen fra en Line udgang. 3. På udgangen af forstærkeren sættes en belastningsmodstand på 10 kω til stel, der simulerer den laveste indgangsimpedans på den efterfølgende volumenkontrol igennem kanalvælgeren. 4. Oscilloscopet bruges til at måle indgangssignalet og udgangssignalet, således den samlede forstærkning kan udregnes efter formel A Tonegeneratoren påtrykker forstærkeren med en passende frekvens, så der efter en logaritmisk skala, vil været tilnærmelsesvis lige langt mellem punkterne. Frekvenserne kan ses i tabel A.3. Derudover sættes amplituden til 2 V RMS, hvilket svarer til overstyringen fra en Line udgang. Gruppe: 319 Side 89 af 121

90 19. december 2005 Appendiks Målte data Forholdet mellem ind- og udgangsspændingen bliver udregnet i db vha. formlen A.1 og sættes ind i tabel A.3. Derudover bliver disse data udregnet og plottet således man kan se hvordan forstærkerens frekvensrespons ser ud. Frekvens V in V out A vs A vs (db) 20 Hz 2,02 V RMS 2,71 V RMS 1, , db 50 Hz 2,03 V RMS 2,73 V RMS 1, , db 126 Hz 2,03 V RMS 2,73 V RMS 1, , db 317 Hz 2,03 V RMS 2,73 V RMS 1, , db 796 Hz 2,03 V RMS 2,72 V RMS 1, , db 2000 Hz 2,03 V RMS 2,70 V RMS 1, , db 5024 Hz 2,03 V RMS 2,69 V RMS 1, , db Hz 2,03 V RMS 2,67 V RMS 1, , db Hz 2,03 V RMS 2,67 V RMS 1, , db Tabel A.3: Måleresultater for Line forforstærkeren. Figur A.3.6: Line forforstærkerens forstærkning i db ved forskellige frekvenser. Vurdering af måleresultater Som det kan ses på figur A.3.6 og i tabel A.3 er forstærkningen 1,34 gange med faldene forstærkning des højere frekvensen bliver. Dette er dog ikke en alarmerende stor afvigelse fra simuleringen så det accepteres. Side 90 af 121 Gruppe: 319

91 A.4. Målejournal for pickup forforstærkeren 19. december 2005 A.4 Målejournal for pickup forforstærkeren Formål Formålet med denne måling er at verificere de i LTspice simulerede værdier for gain over pickup forforstærkeren. Måleopstilling Figur A.4.7: Forsøgsopstilling ved Phono forforstærkermåling. AAU numre Tonegenerator: B&O TG Oscilloscop: Agilent 54621A Målebeskrivelse 1. På indgangen til forstærkeren tilkobles en tonegenerator således der kan påtrykkes et målbart signal. 2. I serie med signalet fra tonegeneratoren sættes en generatormodstand på 2,2 kω for at tilpasse udgangsimpedansen så den svarer til udgangsimpedansen fra en pladespiller. 3. På udgangen fra phonolevel, kobles en belastningsmodstand på 10 kω til stel, for at simulere indgangsimpedansen fra volumenkontrollen. Desuden måles spændingen over belastningsmodstanden med et oscilloscop. 4. Oscilloscopet tilsluttes så størrelsen af indgangssignalet og af udgangssignalet bliver målt, og indført i tabel A.4, hvor den samlede forstærkning kan udregnes. 5. Tonegeneratoren påtrykker forstærkeren en passende frekvens, så der logaritmisk vil været tilnærmelsesvis lige langt mellem punkterne, frekvenserne står i tabel A.4. Amplituden på tonegeneratoren indstilles således udgangssignalet fra Phono forforstærkeren, ved hver enkelt måling har et udgangssignal på 0,5 V RMS Gruppe: 319 Side 91 af 121

92 19. december 2005 Appendiks Målte data Forholdet mellem ind- og udgangsspændingen bliver udregnet i db vha. formlen: A.1 og sættes ind i tabel A.4. Derudover bliver disse data udregnet og plottet således forstærkerens frekvensrespons kan ses. Frekvens V in V out A vs A vs (db) 20 Hz 1,01 mv RMS 0,50 V RMS 495,05 53,89 db 25 Hz 1,05 mv RMS 0,50 V RMS 476,19 53,56 db 32 Hz 1,10 mv RMS 0,50 V RMS 454,55 53,15 db 40 Hz 1,15 mv RMS 0,50 V RMS 434,78 52,77 db 50 Hz 1,17 mv RMS 0,50 V RMS 427,35 52,62 db 63 Hz 1,38 mv RMS 0,50 V RMS 362,31 51,18 db 80 Hz 1,55 mv RMS 0,50 V RMS 322,58 50,17 db 100 Hz 1,75 mv RMS 0,50 V RMS 285,71 49,12 db 126 Hz 2,06 mv RMS 0,50 V RMS 242,72 47,70 db 159 Hz 2,45 mv RMS 0,50 V RMS 204,09 46,20 db 200 Hz 2,95 mv RMS 0,50 V RMS 169,49 44,58 db 252 Hz 3,47 mv RMS 0,50 V RMS 144,09 43,17 db 317 Hz 4,05 mv RMS 0,50 V RMS 123,46 41,83 db 399 Hz 4,68 mv RMS 0,50 V RMS 106,84 40,57 db 502 Hz 5,28 mv RMS 0,50 V RMS 94,70 39,53 db 632 Hz 5,85 mv RMS 0,50 V RMS 85,47 38,64 db 796 Hz 6,37 mv RMS 0,50 V RMS 78,50 37,90 db 1005 Hz 6,90 mv RMS 0,50 V RMS 72,46 37,20 db 1262 Hz 7,37 mv RMS 0,50 V RMS 67,84 36,63 db 1587 Hz 8,00 mv RMS 0,50 V RMS 62,50 35,92 db 2000 Hz 8,75 mv RMS 0,50 V RMS 57,14 35,14 db 2518 Hz 9,83 mv RMS 0,50 V RMS 50,86 34,13 db 3170 Hz 11,02 mv RMS 0,50 V RMS 45,37 33,14 db 3996 Hz 12,90 mv RMS 0,50 V RMS 38,76 31,77 db 5006 Hz 15,60 mv RMS 0,50 V RMS 32,05 30,11 db 6325 Hz 18,87 mv RMS 0,50 V RMS 26,50 28,46 db 7963 Hz 23,00 mv RMS 0,50 V RMS 21,74 26,74 db Hz 28,18 mv RMS 0,50 V RMS 17,74 24,98 db Hz 35,32 mv RMS 0,50 V RMS 14,16 23,02 db Hz 44,24 mv RMS 0,50 V RMS 11,30 21,06 db Hz 54,92 mv RMS 0,50 V RMS 9,10 19,19 db Tabel A.4: Måleresultater for Phono forforstærkerens laveste phonolevel. Figur A.4.8: Phono forforstærkerens forstærkning i db ved forskellige frekvenser. Vurdering af måleresultater Som det kan ses på figur A.4.8 og i tabel A.4 falder forstærkningen fra 53,89 db gange ved 20 Hz til 19,19 db gange ved 20 khz, hvilket ligger meget tæt på de simulerede værdier. Side 92 af 121 Gruppe: 319

93 A.5. Målejournal for volumenkontrollen 19. december 2005 A.5 Målejournal for volumenkontrollen Formål Formålet med denne måling er at verificere om den opbyggede volumenkontrol kan dæmpe signalet de 64 db som er kravet til den. Det skal også verificeres om volumenkontrollen kan mute signalet når volumenkontrollen er skruet helt ned. Måleopstilling Figur A.5.9: Måleopstilling ved volumenkontrol måling. AAU numre Tonegenerator: B&O TG Oscilloscop: Agilent 54621A Målebeskrivelse Volumenkontrollen samt kanalvælgeren sættes til den opbyggede strømforsyning. Desuden tilsluttes den til kanalvælgeren med et RJ-11 stik, samt et BNC stik. Der loddes en kondensator på den valgte indgang på kanalvælgeren, der bruges en 20 µf for at sikre sig at knækfrekvenser er langt uden for måle området. Tonegeneratoren tilsluttes indgangen med kondensatoren på kanalvælgeren. På udgangen af volumenkontrollen sættes en belastningsmodstand på 10 kω til stel, der simulerer indgangsimpedans på tonekontrollen. Den valgte indgang påtrykkes et tydeligt sinussignal med en amplitude på 1 V RMS og en frekvens på 1 khz. Volumenkontrollen starter når der tændes for den med at dæmpe signalet uendeligt, dvs. mute det. Dvs. det testes at der ikke kommer noget signal igennem fra kanalvælgerens indgang til volumenkontrollens udgang. Der skrues i step op for volumen og RMS værdien af udgangssignalet noteres for hvert step. Gruppe: 319 Side 93 af 121

94 19. december 2005 Appendiks Måleresultater Dæmpning V RMS (Beregnet) V RMS (Målt) A (Målt) A (Beregnet) - db 0 mv 0 mv - db - db -60 db 1,00 mv 0,969 mv -60,2 db -60,688 db -56 db 1,59 mv 1,50 mv -56,4 db -56,650 db -52 db 2,51 mv 2,37 mv -52,5 db -50,886 db -48 db 3,98 mv 3,74 mv -48,5 db -47,842 db -44 db 6,31 mv 6,35 mv -43,9 db -44,037 db -40 db 10,00 mv 10,0 mv -40 db -40 db -36 db 15,85 mv 16,1 mv -35,9 db -35,903 db -32 db 25,12 mv 25,4 mv -31,9 db -31,866 db -28 db 39,81 mv 40,3 mv -27,9 db db -24 db 63,10 mv 63,9 mv -23,9 db -23,973 db -20 db 100,00 mv 98,9 mv -20,1 db -20,079 db -16 db 158,49 mv 157 mv -16,1 db -16,042 db -12 db 251,19 mv 252 mv -11,9 db -11,961 db -8 db 398,11 mv 402 mv -7,91 db -7,924 db -4 db 630,96 mv 613 mv -4,25 db -4,037 db 0 db 1,00 V 969 mv -0,273 db -0 db Vurdering af måleresultater Tabel A.5: Måleresultater for volumenkontrollen Der er en lille afvigelse i forhold til optimal db skala, men i forhold til beregnet passer målingerne rimeligt overens med det forventede. Side 94 af 121 Gruppe: 319

95 A.6. Målejournal for effektudnyttelse 19. december 2005 A.6 Målejournal for effektudnyttelse Formål Formålet med denne måling er at fastslå hvilken nyttevirkning HiFi forstærkeren har ved forskellige udgangsspændinger. Forsøgsopstilling Figur A.6.10: Forsøgsopstilling til måling af forstærkerens effektudnyttelse - første opstilling. Figur A.6.11: Forsøgsopstilling til måling af forstærkerens effektudnyttelse - anden opstilling. AAU numre Oscilloscop: Agilent 54621A Tonegenerator: Krohn-Hite tonegenrator model Effektmodstand: Danotherm 8 Ω Effektmåler: Spar-O-meter Type NZR (Ingen) Strømforsyninger: HAMEG HM , 33887, og Gruppe: 319 Side 95 af 121