Klasse-G forstærker. Gruppe 310

Transkript

1 Klasse-G forstærker Gruppe december 2011

2

3 Det Teknisk-Naturvidenskablige fakultet, andet studieår Elektronik og IT Fredrik Bajers vej 7B Telefon Titel: Klasse-G forstærker Tema: Analoge elektriske kredsløb og systemer Projektperiode: P3, Efterårssemesteret 2011 Projektgruppe: 11GR310 Deltagere: Kim Hylling Sørensen Jeppe Badstue Michael Nauheimer Simon Thorsteinsson Vanja Radonic Vejledere: Hovedvejleder: Jan Hvolgaard Mikkelsen Oplagstal: 3 Synopsis: Denne Rapport er udarbejdet af gruppe 310 som et P3 projekt på 3. Semester. Projektet omhandler konstruktionen og designet af en klasse-g forstærker. Normale effektforstærkere har en lav nyttevirkning ved normalt lytteniveau. Da det er meget sjældent at man spiller ved fuld volumen, går der meget energi til spilde. Med et klasse-g effektforstærkertirn opnåes en langt højere nyttevirkning ved almindeligt lytteniveau. Der er konstrueret et karaoke system med to indgange, mikrofon og line. Derudover er der lavet en volumenkontrol. Forstærkeren er lavet til at køre med to plus-minus forsyninger til effekttrinnet, til når der henholdsvis spilles lavt og når der spilles højt. Klasse-G trinnet gør at forstærkeren selv skifter mellem forsyningerne når det er nødvendigt. Den største opnåede nyttevirkning for den konstruerede forstærker er på 49%. Sidetal: 104 Afsluttet den Rapportens indhold er frit tilgængeligt, men offentliggørelse (med kildeangivelse) må kun ske efter aftale med forfatterne.

4

5 Indhold 1 Introduktion 3 2 Metode 4 3 Problemanalyse Teoretisk nyttevirkning Effektforbruget for de enkelte udgangstrin Problemformulering Projektafgrænsning Kravspecifikation Brugerkrav Tekniske krav Krav til audio forstærkerens undermoduler Undermodul grænseflader Moduldesign Forforstærkermodul Lineforforstærker Lavfrekvensanalyse Højfrekvens analyse Modultest Mikrofon forforstærker Beregning af Differenstrin i mikrofon-forforstærker Beregning af Spændingsforstærker i mikrofonforstærker Beregning af tilbagekobling Volumenkontrol Kravspecifikation Design af volumenkontrol Simulering Komponenttolerancer III

6 5.3.5 Verificering Fejlkilder og forbedringer Effektforstærker Udgangstrin Spændingsforstærker Simulering af stabilitet Indgangstrin Negativ tilbagekobling i effektforstærkeren Termisk stabilitet Accepttest Nyttevirkning Forslag til bedre nyttevirkning Konklusion 74 8 Perspektivering 76 Litteraturliste 77 A Målejournal 79 A.1 Målejournal for pioneer forstærker A.2 Målejournal for standard dynamisk mikrofon A.3 Målejournal for volumenkontrol A.4 Målejournal THD A.5 Målejournal for effektforstærker med klasse G forstærkertrin A.6 Målejournal for den komplette klasse G forstærker A.7 Beregning af udgangsimpedans i strømgenertor A.7.1 r o med en I C strøm på 4mA A.7.2 r o med en I C strøm på 2mA A.7.3 r o med en I C strøm på 8mA B Teori 94 B.1 Filter B.2 Strømgenerator B.3 Udledninger B.3.1 Indgangsmodstand i en common-emitter med uafkoblet emittermodstand 96 B.3.2 Forstærkning common-emitter med uafkoblet emittermodstand 97 B.3.3 Udgangsimpedancs Common-Collector(CC) IV

7 Forord Vi er en gruppe, der udelukkende består af Elektronik og IT-studerende på andet semester ved Aalborg Universitet. Gruppen har gennem hele projektperioden været på fem personer. De fleste personer fra gruppen har tidligere været sammen i større eller mindre projekter. Projektperioden, som denne rapport omhandler, strækker sig fra d.1/ til d. 21/ Kombinationen af folk der har en smule erfaring med at arbejde sammen, men samtidig har været i andre grupper, giver et bredt spektrum af kompetencer at trække på. Det tog lidt tid at finde ind i en rytme som alle kunne arbejde under, men da det var gjort, var alsidigheden god for arbejdsrytmen. Nogle er gode til at få skrevet en masse, mens andre er gode til at holde struktur på arbejdet, eller arbejde i laboratoriet. Når disse forskelligheder bliver udnyttet på bedste vis, danner det en alsidig gruppe, der kan takle vores problemstilling. Den vedlagte cd-rom indeholder følgende: Producentens datablade Måledata P3 rapport fra 2006 af gruppe D316 Vi vil gerne takke Jan Hvolgaard Mikkelsen for kyndig vejledning igennem projektperioden. Kim Hylling Sørensen Michael Nauheimer Simon Thorsteinsson Jeppe Badstue Vanja Radonic 1

8 Læsevejledning Det foreslås, at rapporten læses kronologisk for den største forståelse. Rapporten består af henholdsvis en problemanalyse, en teknisk del, hvori gruppens produkt bliver beskrevet og et test afsnit. Referencer I rapporten refereres der til kilder ved [x], som henviser til placering x på litteraturlisten bagerst i rapporten. Ved henvisninger til andet sted i rapporten benyttes (x), der angiver kapitel, afsnit og eventuelt underafsnit, eksempelvis (1.3.2). Eller ved figurer og formler angives figur nummer, eksempelvis (6.2). Enheder Formlers enheder skrives i rapporten som [enhed]. Et eksempel kan være volt, der bliver refereret til som [V]. Der vil så vidt muligt blive anvendt SI-enheder, og afarter heraf i rapporten. Ordliste CC: Common-Collector transistorkobling. CE: Common-Emitter transistorkobling. CE-R e : Common-Emitter transistorkobling med uafkoblet emittermodstand. Darlingtonkonling: En kobling af to NPN- eller PNP-transistorer der fungerer som én transistor. Sziklai-/Compundkobling: En kobling af én PNP- og én NPN-transistor der fungerer som én transistor. VAS: Voltage Amplifier Stage/spændingsforstærker 2

9 Kapitel 1 Introduktion Der er et stort fokus på miljø og bæredygtig energi. Det gælder lige fra energikilder, så som vindmøller, til hverdagen hvor der er udvikling på elbiler, sparepærer osv. Denne tankegang kan implementeres i forstærkerne i hjemmet. Hvorfor derfor ikke satse på at lave en forstærker, som udnytter den tilførte energi bedst muligt, altså en forstærker med den bedste nyttevirkning (3.1). Der findes mange typer af forstærkere, nogle med bedre nyttevirkning end andre. I dette projekt laves der en klasse-g hifi forstærker, fordi det er en forstærkertype, med en relativt god nyttevirkning. Klasse-G forstærkeren blev introduceret i 1976 af Hitachi [3]. Det er en forstærker, som er begyndt at få sin fod indenfor i de gængse hjem. Den bruges bl.a. i anlæg til hjemmebiografer, det er dermed en forstærkertype som har en lys fremtid [3]. 3

10 Kapitel 2 Metode Ved design af hifi forstærkeren er der valgt nogle faste faser, som de enkelte moduler skal gennemgå i designet af det komplette system. Ved at holde en ensartet fremgangsmåde er det lettere at dele arbejdet ud i gruppen, og det giver også en ensartet rapport. Faserne de forskellige moduler skal gennemgå er: Opstilling af relevante krav Teoretisk design og beregninger Simulering(I LT spice) Tolerance beregninger Dimensionering / test Der er fra starten lavet et blackboxdiagram, til at give overblik over det samlede system. Diagrammet 5.1 giver overblik over, hvordan den samlede forstærkers individuelle blokke sidder sammen og tilsammen udgør et komplet hifi system. For at fastlægge hvilke krav det enkelte modul skal kvalificere sig ved, er de enkelte krav, opstillet i starten af hvert modulafsnit. Det giver en ensartet opbygning, og gør det lettere at rette på, og implementere de enkelte moduler. Alle moduler er blevet konstrueret på sømbræt og fumlebræt, da der i gruppen er enighed om, at det giver et bedre overblik, og giver større frihed til ændringer i systemet, end et færdigt PCB ville give. Til at forbinde de enkelte moduler er der blevet brugt BNC stik og ledninger, da de er skærmede og ikke opfanger nær så meget støj som ikke skærmede kabler. Ved stel og strømforsyningerne er der blevet brugt bananstik. På begge indgange er der monteret minijack hunstik for mere enkel til- og afkobling af mikrofon og MP3-afspiller. Verificeringen under testen af de relevante moduler, er foregået ved at sammenligne testresultater og beregnede resultater. Her er desuden taget højde for 4

11 komponenttolerancer og ved større afvigelser er der lavet en vurdering af fejlkilderne. Den detaljerede opstilling af krav for de enkelte moduler giver desuden en mere fokuseret test, da kravene allerede inden testen er opstillet. Målingerne findes i målejournalerne for de enkelte moduler. 5

12 Kapitel 3 Problemanalyse 3.1 Teoretisk nyttevirkning I dette afsnit bliver teoretisk effekt og nyttevirkning i et kredsløb analyseret. Dette betyder, at diverse effekttyper, P, i kredsløbet bliver identificeret, og ud fra dem opstilles en formel for teoretisk nyttevirkning. Derudover måles der på en pioneer forstærker for at opnå en praktisk indsigt, og hvordan en forstærkers nyttevirkning forholder sig til virkeligheden. Et blackbox blokdiagram, som skal repræsentere et forstærkerkredsløb er vist på figur 3.1. Figuren opstilles for at kunne identificere de forskellige effekttyper i kredsløbet. IDC VDC Ps Vi PL Vo PD RL Figur 3.1: Figuren afbilleder de forskellige effekttyper grafisk. Ud fra figuren ses det, at der overordnet eksisterer 3 effekttyper. hvor: 6

13 P S = forsyningseffekten [W] P L = afsatte effekt i loadmodstanden [W] P D = effekten afsat i kredsløbet, i form af varme [W] Et udtryk for de forskellige effekttyper kan nu opstilles. hvor: V DC = DC spændingen leveret af forsyningen [V] I DC = DC strømmen leveret af forsyningen [A] P S = V DC I DC, (3.1) V DC og I DC multipliceres for at finde forsyningseffekten [P S ]. På samme måde kan et udtryk for effekten afsat i loadmodstanden opstilles. I udtrykket substitueres I o( rms) med Vout R load. hvor: I o( rms) = strømmen ud i loadmodstanden[a] V o( rms) = spændingen ud til loadmodstanden [V] R L = loadmodstanden [Ω] P L = V o(rms) I o(rms) = V o(rms) 2 R L. (3.2) Ud fra dette kan udtrykket for effekten afsat i kredsløbet opstilles. P D = P S P L. (3.3) Nyttevirkning[η] er defineret ved forholdet mellem brugt og leveret effekt, derfor er det muligt at opstille udtrykket for nyttevirkningen. η = P L = V 2 out(rms) (3.4) P S R load V DC i DC Med viden omkring en teoretisk nyttevirkning er det relevant, at undersøge hvordan nyttevirkningen forholder sig i praksis. Praktisk nyttevirkning For at teste praktisk nyttevirkning måles der på en SA330 Pioneer audio forstærker. Et måleforsøg laves, hvor der måles på P L og P S for at kunne bestemme forstærkerens nyttevirkning. Målejournalen kan ses i bilag A.1. På grafen 3.2 ses data fra målejournalen plottet for bedre at kunne få visuelt forståelse for, hvordan nyttevirkning forholder sig i forstærkere. 7

14 Nyttevirkning [%] Effekten leveret af forsyningen [W] Figur 3.2: Pioneer audio forstærker nyttevirkning effekt forhold På figur 3.2 ses det, at pioneerforstærkeren har en praktisk nyttevirkning, som ligger på ca. 66 % ved maksimal effekt afsat i kredsløbet [W]. Grafen har ogsåen pæn linearitet, dogser det ud til at den afviger lidt ved de lavereeffekter niveauer. Med viden omkring en teoretisk og praktisk nyttevirkning er det nu muligt at tage skridtet videre, og påbegynde en mere detaljeret analyse af nyttevirkningen i de forskellige effektforstærkerudgangstrin for at opnå en lignende nyttevirkning. 8

15 3.2 Effektforbruget for de enkelte udgangstrin I dette afsnit vil der blive diskuteret de forskellige muligheder for udgangstrin, med fokus på en effektiv udnyttelse af effektforbruget. Fokus på høj effektivitet skyldes, at de ønskes at mest muligt af effekten, bliver afsat som effekt i højttaleren, og ikke som varme i kredsløbet. De typiske udgangstrinsklasser, i effektforstærkeren, A, B og AB bliver her analyseret og vurderet i forhold til to parametre: - Hvilestrøm og nyttevirkning Udgangstrinnets effektforbrug er bestemt ud fra i c, collector strømmen, som bliver trukket når et signal går igennem forstærkeren eller venter på et signal. Til denne analyse bliver der sat et sinus signal igennem effektforstærkeren. Klasse-A Signalsvinget for et klasse-a udgangstrinnet er vist på figur 3.3. Det ses at indgangssignalet på et klasse-a udgangstrin er biasen ved en strøm I c, som er større end peak strømmen Îc. Et klasse-a udgangstrin er, hvor transistoren leder i hele perioder af signal, dvs. den har en strømvinkel på 360 grader eller 2π, som også kan ses på figur 3.3. ic Ic Ic π 2π 3π 4π ωt Figur 3.3: Klasse-A signalsving. Et klasse-a udgangstrin har bias ved I c, hvilket giver problemer i forhold til hvilestrømmen. Dette skyldes, at hvilestrømmen vil være I c konstant, da transistoren aldrig slukker helt, men altid trækker en strøm, fordi den altid er klar til at forstærke. 9

16 Teoretisk nyttevirkning for klasse-a udgangstrin Fra definitionen af nyttevirkning i ligning 3.4 vides det, at nyttevirkning er forholdet mellem effekten fra forsyningen og effekten afsat i loaden. η = P L P S (3.5) Det vil sige, at der skal findes et udtryk for maksimal P S og P L. Værdierne skal også overens med et klasse-a udgangstrin karakteristik. Et udtryk for den maksimale effekt fra forsyning, ses ved 3.6, hvor V cc er den maksimale peak spænding, som er lig med forsyningsspændingen. I C er biasstrømmen I C kan skrives på formen, P Smax kan nu skrives hvor V p er peak spændingen. P Lmax kan beskrives ud fra, P S(max) = V cc I C (3.6) I C = 1/2 V p R L (3.7) P S(max) = 1/2 V cc 2 R L (3.8) P L(max) = V omax i omax (3.9) Hvor spænding og strømmen ud til load er udtrykt ved Dermed fås et udtryk for P L,som er givet V o = V p sin(ωt) (3.10) i o = V P sin(ωt) R L (3.11) P L = 1/2 V pv P = 1/2 V 2 peak (3.12) R L R L Nu er det muligt at kombinere udtrykket for P S over P L i udtrykket for nyttevirkningen. η = P L P S = V 2 peak 2R L = Vcc 2 2R L Vpeak 2 2R ( ) 2 L VP 2R L Vcc 2 = = 1 = 25% (3.13) V cc 4 Hvor V Peak = 1/2V cc For et klasse-a udgangstrin er den maksimale teoretisk nyttevirkning 25%, men det skal huskes at i praksis, vil den være meget lavere. 10

17 Klasse-B Signalsvinget for et klasse-b udgangstrin ses på figur 3.4. Biasstrømmen I c er på 0 A, og en peak Îc. Ved en klasse-b, leder én transistoren kun ved halve perioder, som er 180 grader eller π. Ved en klasse-b benyttes push-pull princippet, hvor man bruger 2 transistorer, hvor en transistor trækker de negative perioder og en transistor skubber de positive perioder. Ved en klasse-b fjernes hvilestrøm helt, fordi slukker helt, når forstærkeren ikke er i brug, og begynderførst at trækkeen strøm, nåret signalbliver påført. Dette skyldes, at et klasse-b udgangstrin har en biasstrøm på 0 A. Figur 3.4: Klasse-B udgangtstrin. Problemet med en klasse-b konstruktion er, at transistorerne har en mætningsstrøm, som indgangssignalet er nødt til at overvinde, inden transistorerne begynder at lede signalet videre. På figur 3.5 ses det, hvordan signalet forvrænges, ved at have et længere stykke i overgangen mellem den positive og den negative halvperiode, hvor udgangsignalet er 0 V. Denne form for forvrængning kaldes cross-over forvrængning. [2] 11

18 Figur 3.5: Viser hvordan signalet påvirkes af transistorens mætningsspænding skal overvindes, før transistoren begynder at lede. [2] En måde hvorpå man kan reducere cross-over forvrængning, er ved at indsætte en operationsforstærker, med tilbagekobling til den inverterende indgang, som vist på figur 3.6. Dermed kan det døde område på ca. ±0,7V reduceres til ± 0,7 A 0 V, hvor A 0 er DC-forstærkningen for operationsforstærkeren. Dette kan dog give komplikationer ved høje frekvenser, da der er begrænsning for hvor høj operationsforstærkerens slew-rate kan være. En anden, og mere praktisk måde at reducere cross-over forvrængning, er ved at designe et klasse-ab udgangstrin i stedet [2]. Figur 3.6: Viser klasse-b trin med operationsforstærker som biaskredsløb [2] 12

19 Teoretisk nyttevirkning for klasse-b udgangstrin Nyttevirkning for klasse-b udgangstrinnet beregnes ved at dividere den afsatte effekti i loadmodstanden med forsyningseffekten. Altså η= PL P S hvor η er nyttevirkningen, P L er effekten afsat i loadmodstanden og P S er forsyningseffekten. Effekten afsat i en modstand er lig med spændingen over modstanden i anden, divideret med modstanden. Effekt afsat i loadmodstanden kan dermed beregnes som følgende: P L = V o 2 (3.14) R L Hvor V o 2 er peakamplituden for signalet og R L er loadmodstanden. Da der er to transistorer til at afsætte effekt i loadmodstanden, afsætter hver V 2 o R L. transistor kun effekt i loadmodstanden halvdelen af tiden. Derfor er P L = 1 2 Da der er to transistorer til at dele som strømforsyningen, vil effekten afsat i transistorerne fra strømforsyningen, kun ske for en halv periode af gange forsyningsspændingen, ved hver transistor. Den gennemsnitlige effekt afsat i hver transistor kan skrives op som følgende: P S+ = P S = 1 π V CC Derfor kan den samlede forsyningseffekt udtrykkes ved η = P L P S = V 2 o 2 R L P S = 2 π V CC = 2 V o V CC π R L V o R L, (3.15) V o R L. (3.16) V 2 o π R L 4 R L V o V CC = V o π 4 V CC. (3.17) [2] Bedste nyttevirkning opnås hvis V o =V CC. Det fås dermed at, Således at, η = π 4 = 0,7853 (3.18) Hvilket svarer til en maksimal nyttevirkning på 78,53%. Klasse-AB Ved en klasse-ab gælder det om at få biasstrømmen I c til at være højere end 0, men meget lavere end peak strømmen Îc. Det gør at transistoren leder en periode på lidt mere end en halv periode, som vist på figur 3.7, så den har en ledevinkel på mere end 180, men meget mindre end 360. Ligesom klasse-b, har AB også 2 transistorer, og bruger push-pull princippet. Strømmen fra begge transistorer går videre til R load. Når perioden er tæt ved nul, leder begge transistorer. Ved en klasse-ab opnås en middelvej mellem A og B. Når biasstrømmen I c er 13

20 meget lavere end peak strømmen, men over 0, opnås en konstant lav hvilestrøm. Figur 3.7: Klasse-AB udgangssignal Denne vurdering af A, B og AB udgangstrinnene giver indblik i hvilket udgangstrin, som audio forstærkeren skal være bygget op af. Et klasse-b udgangstrin er klart bedst i forhold til effektforbrugt, fordi den har den bedste overordnede virkningsgrad set fra nyttevirkningen og hvilestrøms perspektiv. Det er dog vigtigt, at tænke på forvrængning, hvor AB udgangstrinnet klar har fordele. Virkningsgraden og forvrængningen taget i betragtning ligger valget på en klasse- AB. 14

21 3.3 Problemformulering Analysering, beregning og måling på hvordan nyttevirkning forholder sig teoretisk og praktisk, giver indsigt i, hvilke muligheder der findes inden for hifi audio forstærker design. For at opnå en god nyttevirkning bliver forvrængning normalt tilsidesat, dog ønskes dette ikke, derfor skal balancen mellem høj nyttevirkning og hifi kvalitets lyd findes. Et godt eksempel er forskellen på en klasse-a og en klasse-b forstærker. Det er nu muligt at skrive retningslinjerne for resten af rapporten, og hvordan hifi forstærker prototypen kommer til at udfolde sig. Hvordan udvikles en hifi forstærker, som forvrænger signalet minimalt, og har en høj nyttevirkning, hvorved den skal være konsistent ved forskellig volumen og ved forskellige indgangstyper, samt overholde DIN45500 standarden 3.4 Projektafgrænsning For at vise disse egenskaber konstrueres en model. Da tidshorisonten ikke er stor nok, vil der ikke udarbejdes en færdig hifi forstærker,som den kan erhvervesien detailhandel. Der fokuseres på nyttevirkning, uden at gå for meget på kompromis med forvrængning, mens der ikke fokuseres på tonekontrol og finish. Hvis hifi forstærkeren skulle sælges til private, skulle den have en flot og funktionel indpakning, i form af et færdigt print, monteret i et kabinet. Dette bruges der ikke tid på i projektet, da den brugte tid på finish, ikke giver bedre nyttevirkning, som der i dette projekt fokuseres på. Der nøjes med at konstruere en mono forstærker (én lydkanal), da man for at lave et stereo system i princippet, kan kopiere hele systemet og få 2 seperate lydsystemer. Formålet med projektet er i stedet at bygge en hifi forstærker, så gruppen kan opfylde læringsmålene for semesteret. En hifi forstærker er ikke meget værd uden at brugeren kan tilpasse signalet, det betyder, at der fremstilles en volumenkontrol, så brugeren kan styre amplituden på signalet, efter ønske. Det ligger ikke indenfor dette semesters læringsmål at designe og opbygge en strømforsyning, derfor benyttes der til forstærkeren nogle laboratorie strømforsyninger. Dette betyder, at der ikke tænkes på om design af strømforsyning er stabil nok. Det forventes desuden at brugeren af forstærkeren udelukkende benytter mikrofoner, der overholder standarden for elektrodynamiske mikrofoner i IEC Der afgrænses desuden fra at konstruere dele, som normalt findes i en komplet hifi forstærker, som udtag til høretelefoner og CD afspiller. Systemet designes til at håndtere en 8 Ω højtaler. Der designes et system med 2 inputs og 1 out- 15

22 put, men da det ene input er line, giver det alligevel en god mulighed for andre inputs, end mikrofon og MP3-afspiller, til systemet. 16

23 Kapitel 4 Kravspecifikation For at simplificere og overskueliggøre kravspecifikationen, opdeles den i to underkravspecifikationer, brugerkrav og tekniske krav. Dette betyder, at en bruger og en teknisk kravspecifikation laves. 4.1 Brugerkrav Forstærkeren skal opfylde en række krav set fra brugerens synsvinkel. De understående punkter beskriver de kriterier, som brugeren kunne ønskes opfyldt, i forbindelse med en færdig prototype af hifi forstærkeren. Primære krav Godt effektforbrug Skal minimum have en tilsvarende nyttevirkning, som på pioneerforstærkeren. Dvs. ca 66 % ved max V out A.1. Hifi kvalitet lyd Skal kunne levere 10 W i 8 Ω højttaler THD på maksimum 1 % Volumenkontrol Input og Output Indgang til line Indgang til mikrofon Udgang til højttaler (mono) 17

24 4.2 Tekniske krav Forstærkeren skal opfylde en række tekniske krav. De understående punkter beskriver de kriterier, som krævet af systemet inden det kan sendes til produktion. Der tages udgangspunkt i DIN45500 standarderne for hifi audio forstærkere. Generelle krav 1. Forstærkningen må maksimum være ± 1.5 db i frekvensområdet 40Hz - 16kHz 2. Forstærkeren skal være i stand til at levere 10 W ud i en 8Ω højttaler, i mono, ved 1000 Hz. 3. Forstærkeren må som maksimum stige med 35 grader celsius efter 10 min. 4. Forstærkerens samlede harmoniske forvrængning må maksimalt være 1%. 5. Den harmonisk forvrængning i effektforstærker må max være 0.7% hver. 6. Forforstærkerne må have en samlet THD på 0.7% 7. Det skal være muligt at tilkoble en højttaler med 8 ohm indgangsimpedans med 20 % tolerance. 8. Det skal være muligt at tilkoble en standard dynamiske mikrofoner til forstærkeren. 9. Volumenkontrollen skal være logaritmisk for at kunne kompensere menneskets måde at høre lyd på og dermed opnå linearitet når man skruer op for lyden. 10. Forstærkeren skal være i stand til at bevare spændingssignaler igennem kredsløbet. 11. Klasse G trinnet skal resultere i en samlet bedre nyttevirkning end en klasse AB forstærker med en. forsyningsspænding på 30V. 12. Volumenkontrollen skal være logaritmisk for at kunne kompensere menneskets måde at høre lyd på og opnå en lineær justering af volumen Modulgrænseflader Krav til audio forstærkerens undermoduler Mikrofon forforstærker Indgangsimpedans: Z i = 10 kω Udgangsimpedans: Z o = 66 kω 18

25 Indgangsspænding: V ipeak = 185 mv Indgangsspænding: V inormal = 20 mv Udgangsspænding: V opeak = 2 V Spændingsforstærkning: A v = 50 Line forforstærker Indgangsimpedans: Z i = 18.7 kω Udgangsimpedans: Z o = 30Ω Indgangsspænding: V ipeak = 0.65 V Udgangsspænding: V opeak = 2 V Spændingsforstærkning: A v 3.1 Volumenkontrol Indgangsimpedans: Z i = 990 kω Udgangsimpedans: Z o = 1 Ω Spændingsforstærkning: = 1 Dæmpning: A D = -60 db Effektforstærker Indgangsimpedans: Z i = 2.8 kω Udgangsimpedans: Z o = 0.66 Ω Indgangsspænding: V ipeak = 4 V Udgangsspænding: V opeak = 23 V Spændingsforstærkning: A v = 8 Der findes en række standarder inden for signalkilder. Nedenstående standarderneer de mest relevante for projektet. For at vide præcis, hvad der kan forventes, som udgangssignal, fra en dynamisk mikrofon, er der lavet et måleforsøg, hvor målejournalen kan ses i bilag A.2. 19

26 Line udgang til forforstærker Standarder fra IEC Udgangsimpedans: 10 k ohm Indgangsimpedans: 47k ohm Normal udgangspænding: 0.5 V Maksimum udgangsspænding: 2 V Dynamisk mikrofon til forforstærker Standarder fra IEC Udgangsimpedans: 200 ohm Indgangsimpedans: 1 ohm Normal udgangsspænding: 20 mv Maksimum udgangsspænding: 0.2 V Dynamisk mikrofon til forforstærker Måledata fra målejournalsbilag A.2 Normal udgangsspænding: 20 mv Maksimum udgangsspænding 0,23 V Undermodul grænseflader I dette afsnit opstilles et diagram 4.1, der beskriver audio forstærkrens undermodulers interne relationer også benævnt som modul grænseflader. Diagrammet opstilles for nemt at kunne overskue hvilke hensyn, der skal tages når undermodulerne skal designes og konstruktureres. Det er vigtigt, at have styr grænsefladerne for at kunne opnå en nem integration af undermodulerne. 20

27 Figur 4.1: Grænseflade diagram, som viser undermodulerne interne relationer i audio forstærkeren 21

28 Kapitel 5 Moduldesign I dette afsnit vil de tekniske detaljer omkring audio forstærkerens moduler blive beskrevet. På figur 5.1 ses en oversigt over hvilke moduler som audio forstærkeren er opbygget af. Figur 5.1: Blokdiagrammet for audio forstærkeren 5.1 Forforstærkermodul Forforstærkermodulet er den første overordnede blok i systemet. Formålet med denne blok er for det første, at gøre alle input signaler kompatible. Med dette menes der at alle input signaler skal have ens, eller næsten ens, maksimal amplitude. Henfør kravspecifikationen 4 for yderligere information om krav til maksimal differens i peak-amplitude på de forskellige indgange. Det andet primære formål med forforstærkermodult er at opnå et grundspændingsniveau på en hvis størrelse. Dette ønskes af hensyn til at minimere indflydelse som støj har på signalet. 22

29 V =0-650 mv in V =0-184 mv in Forforstærker Lineforstærker (differensforstærker efterfulgt af CE) Mikrofonforstærker (CE-R -CC e V out=0-2 V V =0-4 V out Figur 5.2: diagram som viser forforstærkermodul Lineforforstærker Som Lineforforstærkervælges en common-emitter med uafkoblet R e modstand, kaldetence-r e,efterfulgt afencommon-collectorkobling.somtransistorerder valgt en BJT-transistor af typen BC547B. Denne kobling er valgt på baggrund af en række faktorer. Begge koblinger har en forvrængning, som er mindre end kravspecifikationen kræver. Som spændingsforstærker vælges CE-R e, fordi der pga. designet er lille afhængighed af g m og beta som begge er faktorer, som kan svinge meget fra transistor til transistor af samme type. Da Forstærkningen kun er spændingsforstærkning er der ikke brug for et effektforstærkerkredsløb. De udgangsamplituder, der arbejdes med er ikke store nok til, at der opstår mere forvrængning, end kravene tillader. Udgangsimpedansen i en CE-R e forstærker er høj, derfor kobles den til et CC, forstækermodul som har en faktor én forstærkning, men til gengæld en lav udgangsimpedans.[2] Commom-Emitter med uafkoblet emittermodstand Forudsætninger Figur 5.3: Figuren viser diagrammet for line forforstærkeren Transistor = BC547B 23

30 V CC = 15 V V EQ1 = 3 V V EQ2 = 7,3 V I CQ1 = 2 ma A V S = 3 Arbejdspunkt til CE-R e forstærkeren Spændingen V BQ1 Spændningen V BQ1 er givet ved V BQ1 = V BEQ1 +V EQ1 (5.1) Det er bestemt at I CQ1 = 2 ma. Ud fra databladet for en BC547B transistor, er forholdet mellem I C og V BE, således at når V BE = 0.68V så er I C = 1mA. Ud fra tommelfingerreglen V RE 5V BE vælges V RE til 3V. V B = 0,68V +3V = 3,68V Spændingen V BQ1 laves ved en spændingsdeling mellem to modstande som er koblet mellem V CC og stel. Spændingsdelingen mellem modstandene R 1 og R 2 skal give 3,68V i knudepunktet med Q 1 s base. Strømmen I R2 vælges til 150 µa. Dette betyder at strømmen gennem R 1 og R 2 er meget større end I BQ1, hvilket gør kredsen modstandsdygtig imod transistor tolerancer. Modstanden R 1 findes ved Modstanden R 2 findes ved (5.2) R 1 = V CC V BQ1 (5.3) I R1 15V 3,7V R 1 = = 75,5kΩ 150µA V BQ1 R 2 = (5.4) I R1 I BQ1 3,68V R 2 = 150µA 7µA = 25,7kΩ 24

31 Modstandsværdierne vælges ud fra E96 standarden, til R 1 = 75kΩ R 2 = 25,5kΩ Beregning af R E1. Da I C I E regnes der i dette afsnit med at I C = I E. Da modstanden R E1 skal have et spændingsfald på 3 V og gennemløbes af en strøm på 2 ma kan modstandsværdien findes ved Ohms lov. R E1 = V E1 I CQ1 (5.5) R E1 = 3V 2mA = 1.5kΩ Modstanden R C1 Det ønskes at spændingsfaldet V CEQ1 over transistoren er 5 V i arbejdspunktet. Dette betyder at R CQ1 skal tage den resterende spænding. V RC1 = V CC V CEQ1 V E1 (5.6) V RC1 = 15V 5V 3V = 7V Da spændingen V RC1 over R C1 er 7 V, og R C gennemløbes af en strøm på 2 ma kan modstanden bestemmes ved Ohms lov. R C1 = V R C1 I CQ1 (5.7) R C1 = 7V 2mA = 3.5kΩ Arbejdspunkt for Common-collector Modstanden R E2 Modstanden R E2 findes ved at trække V BE diodespænding fra V B Q2 = V CC V CQ1. Dette tal divideres med den ønskede strøm. R E2 = V BQ2 V B EQ2 I C Q2 R E = 8V 0,7V 1,5mA = 4,9kΩ (5.8) R E2 vælges til 4,87 kω 25

32 Maksimal udgangsignalsving for CE-R e -CC forstærkeren Kredsen består af to transistore som begge potentielt kan klippe signalet, de undersøges derfor seperat. Maksimalt udgangsignalsving i Q 1 Det maksimale udgangssignalsving i den positive halvperiode findes ved V maxnegq1 = V RC1 (5.9) V maxposq1 = 7V Det maksimale udgangssignalsving i den negative halvperiode findes ved V maxnegq1 = V CEQ1 V BEQ1 (5.10) V maxnegq1 = 5V 0,7V = 4,3V Det maksimale udgangssignal i den negative halvperiode når ikke op på 4.3 V, da der pga. lav forstærkning kommer forholdsvis højere signalsving i V E1 end hvis forstærkningen havde været høj. Lav forstærkning og et inverterende udgangsignal beyder at V E spændingen klipper udgangssignalet tidligere. Dette betyder at der skal regnes med op til 1 V mindre signalsving før klipning. Maksimalt udgangsignalsving i Q 2 Det maksimale udgangssignalsving i den positive halvperiode findes ved spændingsfaldet V CB, som er spændingsforskellen V BQ2 og V CC. V maxposq2 = V CC V BCQ2 (5.11) V maxpos = 15V 8V = 7V Det maksimale udgangsignalsving i den negative halvperiode findes ved spændingsfaldet over modstanden R E2. V maxposq2 = V RE2 (5.12) V maxneg = 7,3V Samlet maksimalt udgangssignalssving Der konkluderes at det maksimale udgangssving er 3,3 V. Forstærkning til lineindgang Det er bestemt at amplituden på V out maksimalt må være 2 V. Den brugte MP3-afspiller har en maks. amplitude på 0,65 V. Dette betyder at kredsens samlede forstærkning skal være 26

33 A vi = V out V in = 2V 0,65V = 3,07 (5.13) Det bestemmes at A vi = 3,1 Forstærkningen set fra V in kan findes ved denne formel A vi = A V R in R in +R S (5.14) Ud fra ligningen om kredsens spændingsforstærkningkan det ses at hvis R e >> 1 / g m bliver det ca. et forhold mellem R C og R E. Se sektion B.3 for udledning. A V = R L 1 g m +R e (5.15) hvor R L = R inq2 R C og R e = R E R e Det kan ses på ligningen for forstærkningen at forstærkningen er direkte afhængig af at næste modul har en høj indgangsimpedans. Det er den primære grund til at CE-R e leddet efterfølges af et CC led. Da R inq2 >> R C bliver R C R inq2 R C og 1/g m << R E kan man også se bort fra 1/g m A V R C R E R e (5.16) Forstærkningen i transistoren vælges til 3,1 velvidende at den skal være større end det for at kompensere for tab i kredsen. Grunden til at forstærkningen vælges til 3,1 skyldes at det er vigtigt at kende R e, for at være i stand til at finde de forskellige impedanser kredsen har. Se formel R e isoleres i formel 5.18 R C R E R e = (5.17) A V R E R C 3,5kΩ 1,5kΩ R e = 3,1 1,5kΩ 3,5kΩ = 4565Ω 27

34 Den beregnede modstand R e er kun et estimat på den endelige størrelse. Denne estimeredeudgaveafr e skalbrugestilatberegnetransistorensindgangsimpedans i basen. De følgene formler bruges til at udregne parametrene som har betydning for indgangsimpedansen i basen. g m bruges til at finde transitorens interne impedans g m = I C V T (5.18) g m = 2mA 25.7mV = 0,078S r π findes ved denne formel: r π = h fe (5.19) g m 350 r π = = 4487Ω 0,078S 1 IndgangsmodstandenR ib i basenpåtransistorenfindesved følgendeformel.den estimerede udgave af R e bruges i denne udgave. Dette betyder at R ib afviger en smule. Dette er dog ikke betydeligt i forhold til at finde R in = R ib R B da R ib >> R B R ib = r π +β ac R E R e (5.20) R ib = 4487Ω+350 1,5kΩ 4,565kΩ 1,5kΩ+4,565kΩ = 400kΩ impedansen R B findes ved en thevenin ækvilalent til de to bias modstande R 1 og R 2. Dette gøres ved denne formel R B = R 1 R 2 R 1 +R 2 (5.21) R B = 75kΩ 25,5kΩ 75, kω+25,5kω = 19,03kΩ Indgangsmodstanden R in findes ved formlen R in = R B R ib (5.22) R in = 19,03kΩ 400kΩ 19,03kΩ+400kΩ = 18,17kΩ Nu kan A V bestemmes præcist. Generatormodstanden R S bestemmes til 1kΩ. 28

35 Transistorforstærkningen A V isoleres i formlen A V = A vi (R in +R S ) R in (5.23) A V = 3,1 (18,17kΩ+1kΩ) 18,17kΩ Den rigtige værdi for R e kan nu udregnes R e = = 3,27 3,5kΩ 1,5kΩ = 3,74kΩ (5.24) 3,27 1,5kΩ 3,5kω Modstanden R e vælges efter E96 standarden til 3.74 kω Lavfrekvensanalyse CE-R e -CC forforstærkeren indeholder 3 overføringskondensatorer som har til formål at afkoble jævnstrøm, som bruges til arbejdspunktet. Kondensatorerne indvirker på kredsen, som højpasfiltre hvilket betyder at de skal dimensioneres således at de ikke påvirker båndbredden, som begynder ved 20 Hz. Impedansen som kondensatoren C1 ser ind i findes ved R C1 = R S +R in (5.25) R C1 = 1kΩ+18,17kΩ = 19,17kΩ Impedansen som kondensatoren C2 kigger ind i findes ved R C2 = R e +R E ( 1 g m + R S R B β ac ) (5.26) 1 R C2 = 3,74kΩ+1,5kΩ ( 77mS 1kΩ 19,03kΩ + ) = 3,715kΩ 350 Impedansen som kondensatoren C3 kigger ind i findes ved R C3 = R L +R E ( 1 + R C1 ) (5.27) g m β ac 1 R C3 = 10kΩ+4.87kΩ ( 77mS + 3.5kΩ 350 ) = kΩ Det kan ses at C 2 kigger ind i den mindste modstand, derfor vælges den til dominerende pol. Forstærkerens båndbredde har 20Hz som minimum frekvens. Den dominerende pol vælges til at være end dekade under minimumsfrekvens 29

36 hvilket vil sige at den vælges til 2 Hz. De to andre vælges henholdsvis til 0,2 Hz og 0,1 Hz. C = 1 2 π f R (5.28) C 2 = 1 2 π 2Hz 3,715kΩ = 21,4µF Kondensatorerne C 1 og C 3 har sekundære poler. De vælges en dekade under den dominerende pol. Det er henholdsvis 0,2 Hz for C 3 C 3 = 1 2 π 0,2Hz 10,022kΩ = 79,4µF og 0,1 Hz for C 1. C 1 = 1 2 π 0,1Hz 19,03kΩ = 83µF De 3 kondensator værdier vælges til C 2 = 22µF og C 1 = C 3 = 82µF Højfrekvens analyse Der ønskes en dæmpning af frekvensen, som er højere end båndbreddens maksimum frekvenspå 20kHz. De høje frekvenserkan ikkehøresafdet mennenskelige øre, men de kan forstyrre arbejspunktet så der kommer en forvrængning som kan høres. Den dominerende pol vælges til 200 khz. Denne knækfrekvens er valgt for at der er en buffer ned til frekvensbåndet. Dette skyldes at der kan være afvigelser i beregningerne som skyldes kapacitancer fra ledninger. Til at opnå dæmpning af høje frekvenser bruges en Miller kondensator, som forbinder base og kollekter på transistoren i CE-R e leddet. For at tilpasse kondensatoren således at polen placeres rigtigt, skal der bruges en Miller analyse. Miller kondensatoren giver 2 poler og kondensatoren skal dimensioneres efter polen med den laveste frekvens. For at finde den dominerende pol skal begge sider af transistoren analyseres. Der kan opstilles et ækvivalent kredsløb for Miller kondensatoren hvor der placeres en kondensator på begge sidder af transistoren kaldet C in og C out. [4] 30

37 Figur 5.4: Figuren viser småsignal diagrammet for line forforstærkeren Analyse af C in Kondensatoren C in skal analyseres som et højpasfilter, derfor er det nødvendigt at se på den impedans som påvirker kondensatoren. Ved at se på Miller-småsignals ækvivalenten, kan det ses at impedansen som kondensatoren C in ser ind i, R Cin, findes ved R Cin = R S R B R ib = R S R in (5.29) R Cin = 1kΩ 18,17KΩ = 948Ω Den krævede kapacitet påvirkning på indgangssiden for at opnå en pol i 200 khz, findes ved 1 C in = (5.30) 2 π f R Cin 1 C in = 2 π 200kHz 948Ω = 839pF Nu kan den krævede Miller kondensator findes. Der ses bort fra indre kapacitanser som C BE da den er opgivet i datablad til 11 pf ved 1 MHz. Da der arbejdes ved 200 khz anses denne for ubetydelig. Ledningskapaciteter ses der også bort fra. Dette giver udtrykket C M = C in C M = 839pF = 205pF (5.31) 1 A V 1 ( 3,1) Analyse af C out Impedanser som påvirker udgangen undersøges. Ved at se på Miller-småsignalækvivalenten kan det ses at impedansen som kondensatoren C out ser ind i, R Cout, findes ved 31

38 parallelkoblingermellem R C, R 0 ogr L. HvorR L erindgangsmodstandentil CC ledet. Forholdetmellem R C og de to andremodstande er så stort at R Cout R C R Cout = R C R 0 R L = R S R in R C (5.32) (5.33) Den krævede kapacitans påvirkning på udgangssiden kan nu findes. Der ses igen bort fra lednings- og indre kapacitanser. Dette giver. 1 C out = (5.34) 2 π f R Cout 1 C out = 2 π 200kHz 3,5kΩ = 227pF Nu kan den krævede Miller kondensator findes C M = C out A V A V 1 227pF ( 3,1) C M = = 171pF ( 3,1) 1 (5.35) Da C out giver den laveste kapacitans, bruges den som dominerende pol, således at der ikke dæmpes i frekvensbåndet. Kondensatoren vælges til 150 pf, da det er den nærmeste tilgængelig. knækfrekvenser med C M = 150 pf C in = C M (1 A V ) (5.36) C in = 150pF (1 ( 3,1)) = 615pF 1 f in = (5.37) 2 π C in R Cin 1 f in = 2 π 615pF 948Ω = 273kHz C out = C M ( A V 1 A V ) (5.38) C out = 150pF ( ( 3,1) 1 ) = 198pF 3,1 32

39 1 f out = (5.39) 2 π C out R Cout 1 f out = 2 π 198pF 3,5kΩ = 229kHz Den dominerende pol ligger i 229 khz, mens den sekundære ligger i 273 khz Modultest Modultesten af mikrofon- og line forstærker er den samme. Der testes efter samme parametre. Testen af forforstærkerne skal verificere at følgende krav opfyldes Forvrængning(THD) Forstærkning(A) Indgangsimpedans(R in ) Udgangsimpedans(R out ) Arbejdspunkt i transistorer Til at teste forvrængning og forstærkning bruges et frekvenssweep, som er beskrevet i målejournal A.4. Resultater for lineforstærker Parameter Krav Beregnet Simuleret Målt Forvrængning(THD) % 0,07% Forstærkning(A) Indgangsimpedans(R in ) >20 kω 18,17 kω 18,8 kω - Udgangsmodstand(R out ) 100Ω - 30Ω - I C transistor(q1) 2 ma 2 ma 2,01 ma 2 ma I C transistor(q2) 1,5 ma 1,5 ma 1,49 ma 1,5 ma Tabel 5.1: Måledata fra lineforstærker måling % THD 0,07 0,065 0,06 0,055 0, Frequency [Hz] Figur 5.5: Figuren viser THD for lineforstærker modulet 33

40 Ikke alle krav er opfyldt i line-forforstærkeren. Indgangsimpedansen er kω, hvilket er 1.83 kω mindre end kravet. 5.2 Mikrofon forforstærker Der er til mikrofonforforstærkeren valgt en differensforstærker, efterfulgt af et common-emitterled. Denne kobling er valgt, da der er brug for en stor sløjfe forstærkning, hvilket betyder, at der er brug for et kredsløb, som giver lav forvrængning, selv, om der er svag tilbagekobling. Samtidig kan differenstrinet undertrygge støj, som indstråles på mikrofonledningen. Mikrofonforforstærkertrinet består af 2 led med tilbagekobling. Inputledet er en differensforstærker, som bruges til at subtrahere input signalet med det modkoblede. Det næste trin er en signalforstærker af typen common-emitter(ce). CE har en høj spændingsforstærkning, i forhold til en CE-R e. Til gengæld har CE-R e en bedre linearitet i forhold i forhold til CE. Samtidig er forstærkningen i en CE afhængig af transistortolerancer. For at opnå høj linearitet samt en forstærkning, som er afhængig af modstandstolerancer, tilbagekobles hele signalet med en AC spændingsdeler. Dette betyder at DC tilbagekobles fuldt. 34

41 Figur 5.6: Diagram af mikrofonforforstærker Beregning af Differenstrin i mikrofon-forforstærker Arbejdspunkt for differenstrinet Forudsætninger: Transistor = BC547B V CC = ±10V I EQ1 = 4 ma Strømgenerator 1 skal levere strøm til differenstrinet. Det ønskes at strømmen igennem emitter er 4 ma, og strømmen igennem hver af de to kollektore er 2 ma, således at strømmen bliver fordelt ligeligt. R iref = V CC V BE V E I out (5.40) R iref = 8.5V 4mA = 2.125kΩ Indgangsimpedans for strømgenerator 1 V BQ2 = 3V +0,68V 35

42 Der bruges en strømgenerator som emittermodstand til differensforstærkeren. Dette gøres for at opnå en højere emitter impedans, samt strøm, end normal emitter modstand kunne have gjort. Dette undertrykker A C og forbedrer CM- RR. Henfør afsnit om strømgenerator for ydereligere information i bilag B.2. Indgangsimpedansen i strømgenaratoren er lig med emittermodstanden til differensforstærkeren, og skal derfor bruges til senere beregninger af differensforstærkeren. Indgangsimpedansen i strømgenerator 1, set fra differensforstærkeren, er beregnet til 34kΩ. Henfør afsnit A.7 for at se beregninger.[2] Dimensionering af R C i differenstrin Der bruges to kollektormodstande i differensforstærkeren. De bliver i afsnittet begge omtalt som R C, da de skal være ens, således at differenskoblingen kommer i balance, således at I C er ens i begge ben. Modstanden R C dimensioneres efter spændingsfaldet over V BEQ2, lagt sammen med V EQ2, på den efterfølgende VAS-transistor Q 2. Det er vigtigt da der opstår ubalance i den strøm som løber i differensforstærkerens kollektorben, hvis spændingen over R C er dimensioneret anderledes end spændingsfaldet V BEQ2. Spændingen V E til transistorenq 2 vælges til 3 Vforat tilbagekobletransistoren således at den ikke får termisk runaway. 3 V er en tommelfingerregel. Spændingsfaldet V BEQ2 er ifølge databladet ca. 0,68 V ved 2 ma som løber i transistor Q 2. Dette vil sige at spændingen i knudepunktet som er koblet til basen i Q 2 er V BQ2 = V E +V BEQ2 (5.41) V BQ2 = 3V +0,68V Da spændingen V BQ2 = 3,68V skal spændingsfaldet R C også være 3,68 V. R C = V C I C (5.42) R C = 3,68V 2mA = 1,840kΩ Beregning af differensforstærkning Differensforstærkningen bruges som et led i den samlede åbensløjfeforstærkning. Råforstærkningen bliver stor hvis der tilføres to eller flere forstærkningsled i en forstærker. Det første forstærkningsled er differensforstærkeren. Den har ikke lige så stor forstærkning som VAS en, men det giver en meget stor effekt da differens- og VAS-forstærkningen bliver multipliceret. 36

43 Differensforstærkningen A d findes ved A d = g m R C 2 0,77mS 1840kΩ A d = = 71 2 (5.43) Der vil ikke blive kigget på common-mode forstærkning, da det umiddelbart er differensforstærkningen, som har højest interessere i forhold til at opnå en høj råforstærkning i hele mikrofonforstærkeren Beregning af Spændingsforstærker i mikrofonforstærker Spændingssforstærkeren er valgt til at være en common-emitter da der kun ønskes en høj forstærkning. CE koblingen har ringe tilbagekobling, og er dermed meget afhængig af transistor tolerancer. Det kompenseres der dog for, med tilbagekoblingen til differensforstærkeren. Dermed er CE det oplagte valg. VAS en drives ved hjælp af en strømgenerator. Strømgeneratoren er bygget op på samme måde som i den anden i kredsen. Arbejdspunkt for VAS Forudsætninger I CQ2 = 2 ma V EQ2 = 3 V Modstanden R EQ2 findes ved ohms lov, ud fra de to forudsætninger der bestemmer I CQ2 og V E R EQ2 = V EQ2 I C Q2 R EQ2 = 3V 2mA = 1,5V (5.44) Forstærkning [2] Spændingsforstærkerens forstærkning er ækvivalent med spændingsforstærkningen i en CE. Forstærkningen findes ved 37

44 A V = g m R C R L (5.45) R C er ækvivalent med strømgeneratorens indgangsimpedans set fra VAS i parallel med R L. ModstandenR C findesdermedvedatfindeindgangsimpedansenistrømgeneratoren. Indgangsimpedansenistrømgeneratoren r o.impedansenr o for2maerberegnet i afsnit A.7 til 68 kω. R L erindgangsimpedansenivolumenkontrollen.dettebetyderr L kansvinge meget. Indgangsimpedansen i volumenkontrollen kan skifte fra 1 k til 100 kω. Som det kan ses i ligning 5.45 er forstærkningen meget afhængig af R L da det er en parallelkobling med R C. Dette betyder at forstærkningen bliver lav, selv om R C er høj, hvis R L er lav. Der regnes dermed med de værst tænkelige forhold hvor R L er lig med 1kΩ. Det værst tænkelige scenarie ser således ud Det bedst tænkelige scenarie A V = 77mS 68kΩ 1kΩ = 75 A V = 77mS 68kΩ 100kΩ = 3128 Råforstærkning i Mikrofonforstærker Den samlede råforstærkning i mikrofonforstærkeren findes ved at multiplicere alle forstærkningsbidragene. A Vsamlet = A V diff A V (5.46) A Vsamlet = = 5325 Indgangsimpedans i Mikrofonforstærker Indgangsmodstanden i mikrofonforstærkeren er lig med indgangsmodstanden i differensforstærkeren. Indgangsmodstanden består af en parallelkobling mellem R B og R ib på differensforstærkeren. r π i en transistor BC557B transistor er beregnet til 4290 Ω. Transkonduktansen g m er beregnet til 77 ms. R ib = r π +r π g m 2 R E (5.47) R ib = 4290Ω+4290Ω 77mS 2 33kΩ = 21,8MΩ R in = R ib R B (5.48) R in = 21,8M 10k Ω = 9,995kΩ 38

45 5.2.3 Beregning af tilbagekobling Der ønskes en forstærkning på 50 gange. Forstærkningen bliver bestemt af spændingsdelingen som er skabt af de to modstande i tilbagekoblingen A = 1 β = 1 R 2 (5.49) R 2+R 1 A = 1 10 kω 10 kω+500 kω Resultater for Mikrofonforstærkerforstærker Parameter Krav Beregnet Simuleret Målt Forvrængning(THD) % 0,04% Forstærkning(A) ,7 Indgangsimpedans(R in ) >20 kω 9,995 kω 9,974 k Ω Udgangsimpedans(R out ) 100Ω - 66 Ω - Hvilestrøm strømgenerator 1 4 ma 4 ma 3,91 ma 3,96 ma Hvilestrøm strømgenerator 2 2 ma 2 ma 2,08 ma 2,1 ma Tabel 5.2: Måledata fra lineforstærker måling % THD 0,04 0,03 0,02 0, Frequency [Hz] Det er ikke alle krav som er opfyldt i Mikrofonforforstærkeren. Indgangsimpedansen er halvt så stor som kravet kræver. 5.3 Volumenkontrol Kravspecifikation Der er opstillet følgende krav for volumenkontrollen: Figur 5.7: THD diagram for mikrofonforforstærker med millertilbagekondensator Derskalkommeenindgangsspændingpåmaksimum2Vbådeframikrofonog lineforforstærkeren. 39

46 Udgangsspændingen må højest forstærkes til 4 V. Det skal være muligt at skrue ned for mikrofon og line indgangen individuelt Design af volumenkontrol Dette afsnit omhandler designet af volumenkontrollen. Figur 5.8 viser et kredsløbsdiagram af volumenkontrollen. Der bruges en summationsforstærker med inverterende tilbagekobling. De to V in repræsenterer henholdsvis indgangen til mikrofonsignalet og indgangen til linesignalet. Begge signaler antages at have en amplitude på 2 V. Begge signalindgange er efterfulgt af et potentiometer på 100 kω, i serieforbindelse med en 1 kω modstand. Det er potentiometrene, som gør det muligt at skrue op og ned for indgangssignalerne individuelt. De to modstande på 1 kω er der for at undgå, at signalet bliver forstærket mere end 1 gang. Der bruges en TL072CN operationsforstærker. Det logaritmiske potentiometer på tilbagekoblingen er på 1 kω. Den bruges til at skrue op og ned for signalstyrken ved V out. Et logaritmisk potentiometer giver en bedre linearitet når der skrues ned for lyden, da ørets opfattelse af lyd er logaritmisk [1]. Pot1 15V V CC 1 kω v in 100kΩ 1 kω Pot3 v out v in 100kΩ Pot2 1 kω -15V V Ce Figur 5.8: Kredsløbsdiagram af volumenkontrol Simulering Skrues der ned for Pot1 og Pot2, får man et signal, som ser ud som figur

47 Figur 5.9: De to 100 kω potentiometre er skruet ned på 1 Ω. V out på figur 5.9 kommer op på en amplitude på 4 V, hvilket er det højeste mulige output for dette kredsløb. Dette skyldes formlen for en forstærkningen af et signal med en summationsforstærker. pot3 V out = pot1+r1 V pot3 in1 + pot2+r2 V in2 (5.50) 1k Ω V out = 1Ω+1kΩ 2V + 1kΩ 2V = 4V 1Ω+1kΩ Signalerne bliver individuelt forstærket 1 gang, men til tider peaker signalerne samtidig og kommer dermed op på 4 V ved V out. Hvis man skruer ned for pot3, så skrues der ned for det samlede signal. Figur 5.10 simulerer systemet hvor pot3 er sat til 500 Ω. Figur 5.10: pot3 er sat til 500 Ω. Kurven for udgangssignalet har en amplitude på 2 V, hvilket stemmer overens med beregningerne V out kan komme ned på 4 mv, hvis man skruer pot3 ned på 1 Ω. Hvis man derefter skruer pot1 og pot2 op på 100 kω kommer man ned på 39 µv. Det er ikke en udgangsspænding på 0 V, men signalet er så lavt, så det betragtes som om det er i 0 V. For at opnå et udgangssignal, hvor der er skruet ned for den ene af indgangssignalerne, skal potentiometret ved det pågældende indgangssignal skrues op på højest mulige modstand. På figur 5.11 simuleres at pot1 er skruet ned på 1 Ω mens pot2 er på 100 kω. Signalet fra V2 bliver forstærket med 1:1 mens signalet fra V1 bliver forstærket med en 1:101 altså formindsket ca. 100 gange. V1 er dermed ikke blevet skåret helt fra. Faktisk burde signalet blive formindsket 41

48 1000 gange for at få en dæmpning på 60 db, hvilket anses som værende en uhørbar dæmpning af et signal. Senere i afsnittet viser verificering at en 100 gange dæmpning af signalet ikke er tilstrækkeligt. Simuleringen af 100 gange dæmpning ser ud som følgende. Figur 5.11: signalet fra V(1) formindskes Komponenttolerancer Ved at se på tilsvarende potentiometre antages der at potentiometrene der bruges i volumekontrollen, har en tolerance på 10 %. Derudover bruges modstande med en tolerance på 1 %. Ved at se på ligningen for forstærkning kan det ses at for at få størst mulig signalsving på V out, så skal pot1 og pot2 være så lav som mulig og pot3 skal være så høj som mulig. Derfor ses der kun på komponenttolerancer ved pot3 og R1 samt R2. 10 % tolerance gør at en 1 kω potentiometer svinger mellem 1100 Ω og 900 Ω. Mens 1 % tolerance gør at en 1 kω modstand svinger mellem 1010 Ω og 990 Ω. Størst mulige signalsving på V out opnås ved at holde R1 og R2 lav og pot1 høj. Det antages derfor at R1 og R2 er på 990 Ω og at pot1 er på 1,1 kω. Udregningen for maksimal signalsving ved V out er derfor som følgende: V out = pot3 pot1+r3 V pot3 in + pot2+r1 V in (5.51) V out = 1100Ω 1100Ω 2V + 2V = 4,44V 0Ω+990Ω 0Ω+990Ω For laveste V out skal R2 og R3 være 1010 Ω og pot1 skal være 900 Ω. pot3 V out = pot1+r3 V pot3 in + pot2+r1 V in (5.52) 900Ω V out = 0Ω+1010Ω 2V + 900Ω 2V = 3.56V 0Ω+1010Ω Komponenttolerancerne resulterer i et spændingsfald over V out med en usikkerhed på 0,8756 V. Der foretages målinger af de respektive modstande, for at finde den præcise minimum og maksimum modstand for potentiometrene, og finde den præcise modstand for R1 og R3. Tabellen forneden viser de målte modstandsværdier. 42