Klasse-G forstærker. Gruppe 310

Transkript

1 Klasse-G forstærker Gruppe december 2011

2

3 Det Teknisk-Naturvidenskablige fakultet, andet studieår Elektronik og IT Fredrik Bajers vej 7B Telefon Titel: Klasse-G forstærker Tema: Analoge elektriske kredsløb og systemer Projektperiode: P3, Efterårssemesteret 2011 Projektgruppe: 11GR310 Deltagere: Kim Hylling Sørensen Jeppe Badstue Michael Nauheimer Simon Thorsteinsson Vanja Radonic Vejledere: Hovedvejleder: Jan Hvolgaard Mikkelsen Oplagstal: 3 Synopsis: Denne Rapport er udarbejdet af gruppe 310 som et P3 projekt på 3. Semester. Projektet omhandler konstruktionen og designet af en klasse-g forstærker. Normale effektforstærkere har en lav nyttevirkning ved normalt lytteniveau. Da det er meget sjældent at man spiller ved fuld volumen, går der meget energi til spilde. Med et klasse-g effektforstærkertirn opnåes en langt højere nyttevirkning ved almindeligt lytteniveau. Der er konstrueret et karaoke system med to indgange, mikrofon og line. Derudover er der lavet en volumenkontrol. Forstærkeren er lavet til at køre med to plus-minus forsyninger til effekttrinnet, til når der henholdsvis spilles lavt og når der spilles højt. Klasse-G trinnet gør at forstærkeren selv skifter mellem forsyningerne når det er nødvendigt. Den største opnåede nyttevirkning for den konstruerede forstærker er på 49%. Sidetal: 104 Afsluttet den Rapportens indhold er frit tilgængeligt, men offentliggørelse (med kildeangivelse) må kun ske efter aftale med forfatterne.

4

5 Indhold 1 Introduktion 3 2 Metode 4 3 Problemanalyse Teoretisk nyttevirkning Effektforbruget for de enkelte udgangstrin Problemformulering Projektafgrænsning Kravspecifikation Brugerkrav Tekniske krav Krav til audio forstærkerens undermoduler Undermodul grænseflader Moduldesign Forforstærkermodul Lineforforstærker Lavfrekvensanalyse Højfrekvens analyse Modultest Mikrofon forforstærker Beregning af Differenstrin i mikrofon-forforstærker Beregning af Spændingsforstærker i mikrofonforstærker Beregning af tilbagekobling Volumenkontrol Kravspecifikation Design af volumenkontrol Simulering Komponenttolerancer III

6 5.3.5 Verificering Fejlkilder og forbedringer Effektforstærker Udgangstrin Spændingsforstærker Simulering af stabilitet Indgangstrin Negativ tilbagekobling i effektforstærkeren Termisk stabilitet Accepttest Nyttevirkning Forslag til bedre nyttevirkning Konklusion 74 8 Perspektivering 76 Litteraturliste 77 A Målejournal 79 A.1 Målejournal for pioneer forstærker A.2 Målejournal for standard dynamisk mikrofon A.3 Målejournal for volumenkontrol A.4 Målejournal THD A.5 Målejournal for effektforstærker med klasse G forstærkertrin A.6 Målejournal for den komplette klasse G forstærker A.7 Beregning af udgangsimpedans i strømgenertor A.7.1 r o med en I C strøm på 4mA A.7.2 r o med en I C strøm på 2mA A.7.3 r o med en I C strøm på 8mA B Teori 94 B.1 Filter B.2 Strømgenerator B.3 Udledninger B.3.1 Indgangsmodstand i en common-emitter med uafkoblet emittermodstand 96 B.3.2 Forstærkning common-emitter med uafkoblet emittermodstand 97 B.3.3 Udgangsimpedancs Common-Collector(CC) IV

7 Forord Vi er en gruppe, der udelukkende består af Elektronik og IT-studerende på andet semester ved Aalborg Universitet. Gruppen har gennem hele projektperioden været på fem personer. De fleste personer fra gruppen har tidligere været sammen i større eller mindre projekter. Projektperioden, som denne rapport omhandler, strækker sig fra d.1/ til d. 21/ Kombinationen af folk der har en smule erfaring med at arbejde sammen, men samtidig har været i andre grupper, giver et bredt spektrum af kompetencer at trække på. Det tog lidt tid at finde ind i en rytme som alle kunne arbejde under, men da det var gjort, var alsidigheden god for arbejdsrytmen. Nogle er gode til at få skrevet en masse, mens andre er gode til at holde struktur på arbejdet, eller arbejde i laboratoriet. Når disse forskelligheder bliver udnyttet på bedste vis, danner det en alsidig gruppe, der kan takle vores problemstilling. Den vedlagte cd-rom indeholder følgende: Producentens datablade Måledata P3 rapport fra 2006 af gruppe D316 Vi vil gerne takke Jan Hvolgaard Mikkelsen for kyndig vejledning igennem projektperioden. Kim Hylling Sørensen Michael Nauheimer Simon Thorsteinsson Jeppe Badstue Vanja Radonic 1

8 Læsevejledning Det foreslås, at rapporten læses kronologisk for den største forståelse. Rapporten består af henholdsvis en problemanalyse, en teknisk del, hvori gruppens produkt bliver beskrevet og et test afsnit. Referencer I rapporten refereres der til kilder ved [x], som henviser til placering x på litteraturlisten bagerst i rapporten. Ved henvisninger til andet sted i rapporten benyttes (x), der angiver kapitel, afsnit og eventuelt underafsnit, eksempelvis (1.3.2). Eller ved figurer og formler angives figur nummer, eksempelvis (6.2). Enheder Formlers enheder skrives i rapporten som [enhed]. Et eksempel kan være volt, der bliver refereret til som [V]. Der vil så vidt muligt blive anvendt SI-enheder, og afarter heraf i rapporten. Ordliste CC: Common-Collector transistorkobling. CE: Common-Emitter transistorkobling. CE-R e : Common-Emitter transistorkobling med uafkoblet emittermodstand. Darlingtonkonling: En kobling af to NPN- eller PNP-transistorer der fungerer som én transistor. Sziklai-/Compundkobling: En kobling af én PNP- og én NPN-transistor der fungerer som én transistor. VAS: Voltage Amplifier Stage/spændingsforstærker 2

9 Kapitel 1 Introduktion Der er et stort fokus på miljø og bæredygtig energi. Det gælder lige fra energikilder, så som vindmøller, til hverdagen hvor der er udvikling på elbiler, sparepærer osv. Denne tankegang kan implementeres i forstærkerne i hjemmet. Hvorfor derfor ikke satse på at lave en forstærker, som udnytter den tilførte energi bedst muligt, altså en forstærker med den bedste nyttevirkning (3.1). Der findes mange typer af forstærkere, nogle med bedre nyttevirkning end andre. I dette projekt laves der en klasse-g hifi forstærker, fordi det er en forstærkertype, med en relativt god nyttevirkning. Klasse-G forstærkeren blev introduceret i 1976 af Hitachi [3]. Det er en forstærker, som er begyndt at få sin fod indenfor i de gængse hjem. Den bruges bl.a. i anlæg til hjemmebiografer, det er dermed en forstærkertype som har en lys fremtid [3]. 3

10 Kapitel 2 Metode Ved design af hifi forstærkeren er der valgt nogle faste faser, som de enkelte moduler skal gennemgå i designet af det komplette system. Ved at holde en ensartet fremgangsmåde er det lettere at dele arbejdet ud i gruppen, og det giver også en ensartet rapport. Faserne de forskellige moduler skal gennemgå er: Opstilling af relevante krav Teoretisk design og beregninger Simulering(I LT spice) Tolerance beregninger Dimensionering / test Der er fra starten lavet et blackboxdiagram, til at give overblik over det samlede system. Diagrammet 5.1 giver overblik over, hvordan den samlede forstærkers individuelle blokke sidder sammen og tilsammen udgør et komplet hifi system. For at fastlægge hvilke krav det enkelte modul skal kvalificere sig ved, er de enkelte krav, opstillet i starten af hvert modulafsnit. Det giver en ensartet opbygning, og gør det lettere at rette på, og implementere de enkelte moduler. Alle moduler er blevet konstrueret på sømbræt og fumlebræt, da der i gruppen er enighed om, at det giver et bedre overblik, og giver større frihed til ændringer i systemet, end et færdigt PCB ville give. Til at forbinde de enkelte moduler er der blevet brugt BNC stik og ledninger, da de er skærmede og ikke opfanger nær så meget støj som ikke skærmede kabler. Ved stel og strømforsyningerne er der blevet brugt bananstik. På begge indgange er der monteret minijack hunstik for mere enkel til- og afkobling af mikrofon og MP3-afspiller. Verificeringen under testen af de relevante moduler, er foregået ved at sammenligne testresultater og beregnede resultater. Her er desuden taget højde for 4

11 komponenttolerancer og ved større afvigelser er der lavet en vurdering af fejlkilderne. Den detaljerede opstilling af krav for de enkelte moduler giver desuden en mere fokuseret test, da kravene allerede inden testen er opstillet. Målingerne findes i målejournalerne for de enkelte moduler. 5

12 Kapitel 3 Problemanalyse 3.1 Teoretisk nyttevirkning I dette afsnit bliver teoretisk effekt og nyttevirkning i et kredsløb analyseret. Dette betyder, at diverse effekttyper, P, i kredsløbet bliver identificeret, og ud fra dem opstilles en formel for teoretisk nyttevirkning. Derudover måles der på en pioneer forstærker for at opnå en praktisk indsigt, og hvordan en forstærkers nyttevirkning forholder sig til virkeligheden. Et blackbox blokdiagram, som skal repræsentere et forstærkerkredsløb er vist på figur 3.1. Figuren opstilles for at kunne identificere de forskellige effekttyper i kredsløbet. IDC VDC Ps Vi PL Vo PD RL Figur 3.1: Figuren afbilleder de forskellige effekttyper grafisk. Ud fra figuren ses det, at der overordnet eksisterer 3 effekttyper. hvor: 6

13 P S = forsyningseffekten [W] P L = afsatte effekt i loadmodstanden [W] P D = effekten afsat i kredsløbet, i form af varme [W] Et udtryk for de forskellige effekttyper kan nu opstilles. hvor: V DC = DC spændingen leveret af forsyningen [V] I DC = DC strømmen leveret af forsyningen [A] P S = V DC I DC, (3.1) V DC og I DC multipliceres for at finde forsyningseffekten [P S ]. På samme måde kan et udtryk for effekten afsat i loadmodstanden opstilles. I udtrykket substitueres I o( rms) med Vout R load. hvor: I o( rms) = strømmen ud i loadmodstanden[a] V o( rms) = spændingen ud til loadmodstanden [V] R L = loadmodstanden [Ω] P L = V o(rms) I o(rms) = V o(rms) 2 R L. (3.2) Ud fra dette kan udtrykket for effekten afsat i kredsløbet opstilles. P D = P S P L. (3.3) Nyttevirkning[η] er defineret ved forholdet mellem brugt og leveret effekt, derfor er det muligt at opstille udtrykket for nyttevirkningen. η = P L = V 2 out(rms) (3.4) P S R load V DC i DC Med viden omkring en teoretisk nyttevirkning er det relevant, at undersøge hvordan nyttevirkningen forholder sig i praksis. Praktisk nyttevirkning For at teste praktisk nyttevirkning måles der på en SA330 Pioneer audio forstærker. Et måleforsøg laves, hvor der måles på P L og P S for at kunne bestemme forstærkerens nyttevirkning. Målejournalen kan ses i bilag A.1. På grafen 3.2 ses data fra målejournalen plottet for bedre at kunne få visuelt forståelse for, hvordan nyttevirkning forholder sig i forstærkere. 7

14 Nyttevirkning [%] Effekten leveret af forsyningen [W] Figur 3.2: Pioneer audio forstærker nyttevirkning effekt forhold På figur 3.2 ses det, at pioneerforstærkeren har en praktisk nyttevirkning, som ligger på ca. 66 % ved maksimal effekt afsat i kredsløbet [W]. Grafen har ogsåen pæn linearitet, dogser det ud til at den afviger lidt ved de lavereeffekter niveauer. Med viden omkring en teoretisk og praktisk nyttevirkning er det nu muligt at tage skridtet videre, og påbegynde en mere detaljeret analyse af nyttevirkningen i de forskellige effektforstærkerudgangstrin for at opnå en lignende nyttevirkning. 8

15 3.2 Effektforbruget for de enkelte udgangstrin I dette afsnit vil der blive diskuteret de forskellige muligheder for udgangstrin, med fokus på en effektiv udnyttelse af effektforbruget. Fokus på høj effektivitet skyldes, at de ønskes at mest muligt af effekten, bliver afsat som effekt i højttaleren, og ikke som varme i kredsløbet. De typiske udgangstrinsklasser, i effektforstærkeren, A, B og AB bliver her analyseret og vurderet i forhold til to parametre: - Hvilestrøm og nyttevirkning Udgangstrinnets effektforbrug er bestemt ud fra i c, collector strømmen, som bliver trukket når et signal går igennem forstærkeren eller venter på et signal. Til denne analyse bliver der sat et sinus signal igennem effektforstærkeren. Klasse-A Signalsvinget for et klasse-a udgangstrinnet er vist på figur 3.3. Det ses at indgangssignalet på et klasse-a udgangstrin er biasen ved en strøm I c, som er større end peak strømmen Îc. Et klasse-a udgangstrin er, hvor transistoren leder i hele perioder af signal, dvs. den har en strømvinkel på 360 grader eller 2π, som også kan ses på figur 3.3. ic Ic Ic π 2π 3π 4π ωt Figur 3.3: Klasse-A signalsving. Et klasse-a udgangstrin har bias ved I c, hvilket giver problemer i forhold til hvilestrømmen. Dette skyldes, at hvilestrømmen vil være I c konstant, da transistoren aldrig slukker helt, men altid trækker en strøm, fordi den altid er klar til at forstærke. 9

16 Teoretisk nyttevirkning for klasse-a udgangstrin Fra definitionen af nyttevirkning i ligning 3.4 vides det, at nyttevirkning er forholdet mellem effekten fra forsyningen og effekten afsat i loaden. η = P L P S (3.5) Det vil sige, at der skal findes et udtryk for maksimal P S og P L. Værdierne skal også overens med et klasse-a udgangstrin karakteristik. Et udtryk for den maksimale effekt fra forsyning, ses ved 3.6, hvor V cc er den maksimale peak spænding, som er lig med forsyningsspændingen. I C er biasstrømmen I C kan skrives på formen, P Smax kan nu skrives hvor V p er peak spændingen. P Lmax kan beskrives ud fra, P S(max) = V cc I C (3.6) I C = 1/2 V p R L (3.7) P S(max) = 1/2 V cc 2 R L (3.8) P L(max) = V omax i omax (3.9) Hvor spænding og strømmen ud til load er udtrykt ved Dermed fås et udtryk for P L,som er givet V o = V p sin(ωt) (3.10) i o = V P sin(ωt) R L (3.11) P L = 1/2 V pv P = 1/2 V 2 peak (3.12) R L R L Nu er det muligt at kombinere udtrykket for P S over P L i udtrykket for nyttevirkningen. η = P L P S = V 2 peak 2R L = Vcc 2 2R L Vpeak 2 2R ( ) 2 L VP 2R L Vcc 2 = = 1 = 25% (3.13) V cc 4 Hvor V Peak = 1/2V cc For et klasse-a udgangstrin er den maksimale teoretisk nyttevirkning 25%, men det skal huskes at i praksis, vil den være meget lavere. 10

17 Klasse-B Signalsvinget for et klasse-b udgangstrin ses på figur 3.4. Biasstrømmen I c er på 0 A, og en peak Îc. Ved en klasse-b, leder én transistoren kun ved halve perioder, som er 180 grader eller π. Ved en klasse-b benyttes push-pull princippet, hvor man bruger 2 transistorer, hvor en transistor trækker de negative perioder og en transistor skubber de positive perioder. Ved en klasse-b fjernes hvilestrøm helt, fordi slukker helt, når forstærkeren ikke er i brug, og begynderførst at trækkeen strøm, nåret signalbliver påført. Dette skyldes, at et klasse-b udgangstrin har en biasstrøm på 0 A. Figur 3.4: Klasse-B udgangtstrin. Problemet med en klasse-b konstruktion er, at transistorerne har en mætningsstrøm, som indgangssignalet er nødt til at overvinde, inden transistorerne begynder at lede signalet videre. På figur 3.5 ses det, hvordan signalet forvrænges, ved at have et længere stykke i overgangen mellem den positive og den negative halvperiode, hvor udgangsignalet er 0 V. Denne form for forvrængning kaldes cross-over forvrængning. [2] 11

18 Figur 3.5: Viser hvordan signalet påvirkes af transistorens mætningsspænding skal overvindes, før transistoren begynder at lede. [2] En måde hvorpå man kan reducere cross-over forvrængning, er ved at indsætte en operationsforstærker, med tilbagekobling til den inverterende indgang, som vist på figur 3.6. Dermed kan det døde område på ca. ±0,7V reduceres til ± 0,7 A 0 V, hvor A 0 er DC-forstærkningen for operationsforstærkeren. Dette kan dog give komplikationer ved høje frekvenser, da der er begrænsning for hvor høj operationsforstærkerens slew-rate kan være. En anden, og mere praktisk måde at reducere cross-over forvrængning, er ved at designe et klasse-ab udgangstrin i stedet [2]. Figur 3.6: Viser klasse-b trin med operationsforstærker som biaskredsløb [2] 12

19 Teoretisk nyttevirkning for klasse-b udgangstrin Nyttevirkning for klasse-b udgangstrinnet beregnes ved at dividere den afsatte effekti i loadmodstanden med forsyningseffekten. Altså η= PL P S hvor η er nyttevirkningen, P L er effekten afsat i loadmodstanden og P S er forsyningseffekten. Effekten afsat i en modstand er lig med spændingen over modstanden i anden, divideret med modstanden. Effekt afsat i loadmodstanden kan dermed beregnes som følgende: P L = V o 2 (3.14) R L Hvor V o 2 er peakamplituden for signalet og R L er loadmodstanden. Da der er to transistorer til at afsætte effekt i loadmodstanden, afsætter hver V 2 o R L. transistor kun effekt i loadmodstanden halvdelen af tiden. Derfor er P L = 1 2 Da der er to transistorer til at dele som strømforsyningen, vil effekten afsat i transistorerne fra strømforsyningen, kun ske for en halv periode af gange forsyningsspændingen, ved hver transistor. Den gennemsnitlige effekt afsat i hver transistor kan skrives op som følgende: P S+ = P S = 1 π V CC Derfor kan den samlede forsyningseffekt udtrykkes ved η = P L P S = V 2 o 2 R L P S = 2 π V CC = 2 V o V CC π R L V o R L, (3.15) V o R L. (3.16) V 2 o π R L 4 R L V o V CC = V o π 4 V CC. (3.17) [2] Bedste nyttevirkning opnås hvis V o =V CC. Det fås dermed at, Således at, η = π 4 = 0,7853 (3.18) Hvilket svarer til en maksimal nyttevirkning på 78,53%. Klasse-AB Ved en klasse-ab gælder det om at få biasstrømmen I c til at være højere end 0, men meget lavere end peak strømmen Îc. Det gør at transistoren leder en periode på lidt mere end en halv periode, som vist på figur 3.7, så den har en ledevinkel på mere end 180, men meget mindre end 360. Ligesom klasse-b, har AB også 2 transistorer, og bruger push-pull princippet. Strømmen fra begge transistorer går videre til R load. Når perioden er tæt ved nul, leder begge transistorer. Ved en klasse-ab opnås en middelvej mellem A og B. Når biasstrømmen I c er 13

20 meget lavere end peak strømmen, men over 0, opnås en konstant lav hvilestrøm. Figur 3.7: Klasse-AB udgangssignal Denne vurdering af A, B og AB udgangstrinnene giver indblik i hvilket udgangstrin, som audio forstærkeren skal være bygget op af. Et klasse-b udgangstrin er klart bedst i forhold til effektforbrugt, fordi den har den bedste overordnede virkningsgrad set fra nyttevirkningen og hvilestrøms perspektiv. Det er dog vigtigt, at tænke på forvrængning, hvor AB udgangstrinnet klar har fordele. Virkningsgraden og forvrængningen taget i betragtning ligger valget på en klasse- AB. 14

21 3.3 Problemformulering Analysering, beregning og måling på hvordan nyttevirkning forholder sig teoretisk og praktisk, giver indsigt i, hvilke muligheder der findes inden for hifi audio forstærker design. For at opnå en god nyttevirkning bliver forvrængning normalt tilsidesat, dog ønskes dette ikke, derfor skal balancen mellem høj nyttevirkning og hifi kvalitets lyd findes. Et godt eksempel er forskellen på en klasse-a og en klasse-b forstærker. Det er nu muligt at skrive retningslinjerne for resten af rapporten, og hvordan hifi forstærker prototypen kommer til at udfolde sig. Hvordan udvikles en hifi forstærker, som forvrænger signalet minimalt, og har en høj nyttevirkning, hvorved den skal være konsistent ved forskellig volumen og ved forskellige indgangstyper, samt overholde DIN45500 standarden 3.4 Projektafgrænsning For at vise disse egenskaber konstrueres en model. Da tidshorisonten ikke er stor nok, vil der ikke udarbejdes en færdig hifi forstærker,som den kan erhvervesien detailhandel. Der fokuseres på nyttevirkning, uden at gå for meget på kompromis med forvrængning, mens der ikke fokuseres på tonekontrol og finish. Hvis hifi forstærkeren skulle sælges til private, skulle den have en flot og funktionel indpakning, i form af et færdigt print, monteret i et kabinet. Dette bruges der ikke tid på i projektet, da den brugte tid på finish, ikke giver bedre nyttevirkning, som der i dette projekt fokuseres på. Der nøjes med at konstruere en mono forstærker (én lydkanal), da man for at lave et stereo system i princippet, kan kopiere hele systemet og få 2 seperate lydsystemer. Formålet med projektet er i stedet at bygge en hifi forstærker, så gruppen kan opfylde læringsmålene for semesteret. En hifi forstærker er ikke meget værd uden at brugeren kan tilpasse signalet, det betyder, at der fremstilles en volumenkontrol, så brugeren kan styre amplituden på signalet, efter ønske. Det ligger ikke indenfor dette semesters læringsmål at designe og opbygge en strømforsyning, derfor benyttes der til forstærkeren nogle laboratorie strømforsyninger. Dette betyder, at der ikke tænkes på om design af strømforsyning er stabil nok. Det forventes desuden at brugeren af forstærkeren udelukkende benytter mikrofoner, der overholder standarden for elektrodynamiske mikrofoner i IEC Der afgrænses desuden fra at konstruere dele, som normalt findes i en komplet hifi forstærker, som udtag til høretelefoner og CD afspiller. Systemet designes til at håndtere en 8 Ω højtaler. Der designes et system med 2 inputs og 1 out- 15

22 put, men da det ene input er line, giver det alligevel en god mulighed for andre inputs, end mikrofon og MP3-afspiller, til systemet. 16

23 Kapitel 4 Kravspecifikation For at simplificere og overskueliggøre kravspecifikationen, opdeles den i to underkravspecifikationer, brugerkrav og tekniske krav. Dette betyder, at en bruger og en teknisk kravspecifikation laves. 4.1 Brugerkrav Forstærkeren skal opfylde en række krav set fra brugerens synsvinkel. De understående punkter beskriver de kriterier, som brugeren kunne ønskes opfyldt, i forbindelse med en færdig prototype af hifi forstærkeren. Primære krav Godt effektforbrug Skal minimum have en tilsvarende nyttevirkning, som på pioneerforstærkeren. Dvs. ca 66 % ved max V out A.1. Hifi kvalitet lyd Skal kunne levere 10 W i 8 Ω højttaler THD på maksimum 1 % Volumenkontrol Input og Output Indgang til line Indgang til mikrofon Udgang til højttaler (mono) 17

24 4.2 Tekniske krav Forstærkeren skal opfylde en række tekniske krav. De understående punkter beskriver de kriterier, som krævet af systemet inden det kan sendes til produktion. Der tages udgangspunkt i DIN45500 standarderne for hifi audio forstærkere. Generelle krav 1. Forstærkningen må maksimum være ± 1.5 db i frekvensområdet 40Hz - 16kHz 2. Forstærkeren skal være i stand til at levere 10 W ud i en 8Ω højttaler, i mono, ved 1000 Hz. 3. Forstærkeren må som maksimum stige med 35 grader celsius efter 10 min. 4. Forstærkerens samlede harmoniske forvrængning må maksimalt være 1%. 5. Den harmonisk forvrængning i effektforstærker må max være 0.7% hver. 6. Forforstærkerne må have en samlet THD på 0.7% 7. Det skal være muligt at tilkoble en højttaler med 8 ohm indgangsimpedans med 20 % tolerance. 8. Det skal være muligt at tilkoble en standard dynamiske mikrofoner til forstærkeren. 9. Volumenkontrollen skal være logaritmisk for at kunne kompensere menneskets måde at høre lyd på og dermed opnå linearitet når man skruer op for lyden. 10. Forstærkeren skal være i stand til at bevare spændingssignaler igennem kredsløbet. 11. Klasse G trinnet skal resultere i en samlet bedre nyttevirkning end en klasse AB forstærker med en. forsyningsspænding på 30V. 12. Volumenkontrollen skal være logaritmisk for at kunne kompensere menneskets måde at høre lyd på og opnå en lineær justering af volumen Modulgrænseflader Krav til audio forstærkerens undermoduler Mikrofon forforstærker Indgangsimpedans: Z i = 10 kω Udgangsimpedans: Z o = 66 kω 18

25 Indgangsspænding: V ipeak = 185 mv Indgangsspænding: V inormal = 20 mv Udgangsspænding: V opeak = 2 V Spændingsforstærkning: A v = 50 Line forforstærker Indgangsimpedans: Z i = 18.7 kω Udgangsimpedans: Z o = 30Ω Indgangsspænding: V ipeak = 0.65 V Udgangsspænding: V opeak = 2 V Spændingsforstærkning: A v 3.1 Volumenkontrol Indgangsimpedans: Z i = 990 kω Udgangsimpedans: Z o = 1 Ω Spændingsforstærkning: = 1 Dæmpning: A D = -60 db Effektforstærker Indgangsimpedans: Z i = 2.8 kω Udgangsimpedans: Z o = 0.66 Ω Indgangsspænding: V ipeak = 4 V Udgangsspænding: V opeak = 23 V Spændingsforstærkning: A v = 8 Der findes en række standarder inden for signalkilder. Nedenstående standarderneer de mest relevante for projektet. For at vide præcis, hvad der kan forventes, som udgangssignal, fra en dynamisk mikrofon, er der lavet et måleforsøg, hvor målejournalen kan ses i bilag A.2. 19

26 Line udgang til forforstærker Standarder fra IEC Udgangsimpedans: 10 k ohm Indgangsimpedans: 47k ohm Normal udgangspænding: 0.5 V Maksimum udgangsspænding: 2 V Dynamisk mikrofon til forforstærker Standarder fra IEC Udgangsimpedans: 200 ohm Indgangsimpedans: 1 ohm Normal udgangsspænding: 20 mv Maksimum udgangsspænding: 0.2 V Dynamisk mikrofon til forforstærker Måledata fra målejournalsbilag A.2 Normal udgangsspænding: 20 mv Maksimum udgangsspænding 0,23 V Undermodul grænseflader I dette afsnit opstilles et diagram 4.1, der beskriver audio forstærkrens undermodulers interne relationer også benævnt som modul grænseflader. Diagrammet opstilles for nemt at kunne overskue hvilke hensyn, der skal tages når undermodulerne skal designes og konstruktureres. Det er vigtigt, at have styr grænsefladerne for at kunne opnå en nem integration af undermodulerne. 20

27 Figur 4.1: Grænseflade diagram, som viser undermodulerne interne relationer i audio forstærkeren 21

28 Kapitel 5 Moduldesign I dette afsnit vil de tekniske detaljer omkring audio forstærkerens moduler blive beskrevet. På figur 5.1 ses en oversigt over hvilke moduler som audio forstærkeren er opbygget af. Figur 5.1: Blokdiagrammet for audio forstærkeren 5.1 Forforstærkermodul Forforstærkermodulet er den første overordnede blok i systemet. Formålet med denne blok er for det første, at gøre alle input signaler kompatible. Med dette menes der at alle input signaler skal have ens, eller næsten ens, maksimal amplitude. Henfør kravspecifikationen 4 for yderligere information om krav til maksimal differens i peak-amplitude på de forskellige indgange. Det andet primære formål med forforstærkermodult er at opnå et grundspændingsniveau på en hvis størrelse. Dette ønskes af hensyn til at minimere indflydelse som støj har på signalet. 22

29 V =0-650 mv in V =0-184 mv in Forforstærker Lineforstærker (differensforstærker efterfulgt af CE) Mikrofonforstærker (CE-R -CC e V out=0-2 V V =0-4 V out Figur 5.2: diagram som viser forforstærkermodul Lineforforstærker Som Lineforforstærkervælges en common-emitter med uafkoblet R e modstand, kaldetence-r e,efterfulgt afencommon-collectorkobling.somtransistorerder valgt en BJT-transistor af typen BC547B. Denne kobling er valgt på baggrund af en række faktorer. Begge koblinger har en forvrængning, som er mindre end kravspecifikationen kræver. Som spændingsforstærker vælges CE-R e, fordi der pga. designet er lille afhængighed af g m og beta som begge er faktorer, som kan svinge meget fra transistor til transistor af samme type. Da Forstærkningen kun er spændingsforstærkning er der ikke brug for et effektforstærkerkredsløb. De udgangsamplituder, der arbejdes med er ikke store nok til, at der opstår mere forvrængning, end kravene tillader. Udgangsimpedansen i en CE-R e forstærker er høj, derfor kobles den til et CC, forstækermodul som har en faktor én forstærkning, men til gengæld en lav udgangsimpedans.[2] Commom-Emitter med uafkoblet emittermodstand Forudsætninger Figur 5.3: Figuren viser diagrammet for line forforstærkeren Transistor = BC547B 23

30 V CC = 15 V V EQ1 = 3 V V EQ2 = 7,3 V I CQ1 = 2 ma A V S = 3 Arbejdspunkt til CE-R e forstærkeren Spændingen V BQ1 Spændningen V BQ1 er givet ved V BQ1 = V BEQ1 +V EQ1 (5.1) Det er bestemt at I CQ1 = 2 ma. Ud fra databladet for en BC547B transistor, er forholdet mellem I C og V BE, således at når V BE = 0.68V så er I C = 1mA. Ud fra tommelfingerreglen V RE 5V BE vælges V RE til 3V. V B = 0,68V +3V = 3,68V Spændingen V BQ1 laves ved en spændingsdeling mellem to modstande som er koblet mellem V CC og stel. Spændingsdelingen mellem modstandene R 1 og R 2 skal give 3,68V i knudepunktet med Q 1 s base. Strømmen I R2 vælges til 150 µa. Dette betyder at strømmen gennem R 1 og R 2 er meget større end I BQ1, hvilket gør kredsen modstandsdygtig imod transistor tolerancer. Modstanden R 1 findes ved Modstanden R 2 findes ved (5.2) R 1 = V CC V BQ1 (5.3) I R1 15V 3,7V R 1 = = 75,5kΩ 150µA V BQ1 R 2 = (5.4) I R1 I BQ1 3,68V R 2 = 150µA 7µA = 25,7kΩ 24

31 Modstandsværdierne vælges ud fra E96 standarden, til R 1 = 75kΩ R 2 = 25,5kΩ Beregning af R E1. Da I C I E regnes der i dette afsnit med at I C = I E. Da modstanden R E1 skal have et spændingsfald på 3 V og gennemløbes af en strøm på 2 ma kan modstandsværdien findes ved Ohms lov. R E1 = V E1 I CQ1 (5.5) R E1 = 3V 2mA = 1.5kΩ Modstanden R C1 Det ønskes at spændingsfaldet V CEQ1 over transistoren er 5 V i arbejdspunktet. Dette betyder at R CQ1 skal tage den resterende spænding. V RC1 = V CC V CEQ1 V E1 (5.6) V RC1 = 15V 5V 3V = 7V Da spændingen V RC1 over R C1 er 7 V, og R C gennemløbes af en strøm på 2 ma kan modstanden bestemmes ved Ohms lov. R C1 = V R C1 I CQ1 (5.7) R C1 = 7V 2mA = 3.5kΩ Arbejdspunkt for Common-collector Modstanden R E2 Modstanden R E2 findes ved at trække V BE diodespænding fra V B Q2 = V CC V CQ1. Dette tal divideres med den ønskede strøm. R E2 = V BQ2 V B EQ2 I C Q2 R E = 8V 0,7V 1,5mA = 4,9kΩ (5.8) R E2 vælges til 4,87 kω 25

32 Maksimal udgangsignalsving for CE-R e -CC forstærkeren Kredsen består af to transistore som begge potentielt kan klippe signalet, de undersøges derfor seperat. Maksimalt udgangsignalsving i Q 1 Det maksimale udgangssignalsving i den positive halvperiode findes ved V maxnegq1 = V RC1 (5.9) V maxposq1 = 7V Det maksimale udgangssignalsving i den negative halvperiode findes ved V maxnegq1 = V CEQ1 V BEQ1 (5.10) V maxnegq1 = 5V 0,7V = 4,3V Det maksimale udgangssignal i den negative halvperiode når ikke op på 4.3 V, da der pga. lav forstærkning kommer forholdsvis højere signalsving i V E1 end hvis forstærkningen havde været høj. Lav forstærkning og et inverterende udgangsignal beyder at V E spændingen klipper udgangssignalet tidligere. Dette betyder at der skal regnes med op til 1 V mindre signalsving før klipning. Maksimalt udgangsignalsving i Q 2 Det maksimale udgangssignalsving i den positive halvperiode findes ved spændingsfaldet V CB, som er spændingsforskellen V BQ2 og V CC. V maxposq2 = V CC V BCQ2 (5.11) V maxpos = 15V 8V = 7V Det maksimale udgangsignalsving i den negative halvperiode findes ved spændingsfaldet over modstanden R E2. V maxposq2 = V RE2 (5.12) V maxneg = 7,3V Samlet maksimalt udgangssignalssving Der konkluderes at det maksimale udgangssving er 3,3 V. Forstærkning til lineindgang Det er bestemt at amplituden på V out maksimalt må være 2 V. Den brugte MP3-afspiller har en maks. amplitude på 0,65 V. Dette betyder at kredsens samlede forstærkning skal være 26

33 A vi = V out V in = 2V 0,65V = 3,07 (5.13) Det bestemmes at A vi = 3,1 Forstærkningen set fra V in kan findes ved denne formel A vi = A V R in R in +R S (5.14) Ud fra ligningen om kredsens spændingsforstærkningkan det ses at hvis R e >> 1 / g m bliver det ca. et forhold mellem R C og R E. Se sektion B.3 for udledning. A V = R L 1 g m +R e (5.15) hvor R L = R inq2 R C og R e = R E R e Det kan ses på ligningen for forstærkningen at forstærkningen er direkte afhængig af at næste modul har en høj indgangsimpedans. Det er den primære grund til at CE-R e leddet efterfølges af et CC led. Da R inq2 >> R C bliver R C R inq2 R C og 1/g m << R E kan man også se bort fra 1/g m A V R C R E R e (5.16) Forstærkningen i transistoren vælges til 3,1 velvidende at den skal være større end det for at kompensere for tab i kredsen. Grunden til at forstærkningen vælges til 3,1 skyldes at det er vigtigt at kende R e, for at være i stand til at finde de forskellige impedanser kredsen har. Se formel R e isoleres i formel 5.18 R C R E R e = (5.17) A V R E R C 3,5kΩ 1,5kΩ R e = 3,1 1,5kΩ 3,5kΩ = 4565Ω 27

34 Den beregnede modstand R e er kun et estimat på den endelige størrelse. Denne estimeredeudgaveafr e skalbrugestilatberegnetransistorensindgangsimpedans i basen. De følgene formler bruges til at udregne parametrene som har betydning for indgangsimpedansen i basen. g m bruges til at finde transitorens interne impedans g m = I C V T (5.18) g m = 2mA 25.7mV = 0,078S r π findes ved denne formel: r π = h fe (5.19) g m 350 r π = = 4487Ω 0,078S 1 IndgangsmodstandenR ib i basenpåtransistorenfindesved følgendeformel.den estimerede udgave af R e bruges i denne udgave. Dette betyder at R ib afviger en smule. Dette er dog ikke betydeligt i forhold til at finde R in = R ib R B da R ib >> R B R ib = r π +β ac R E R e (5.20) R ib = 4487Ω+350 1,5kΩ 4,565kΩ 1,5kΩ+4,565kΩ = 400kΩ impedansen R B findes ved en thevenin ækvilalent til de to bias modstande R 1 og R 2. Dette gøres ved denne formel R B = R 1 R 2 R 1 +R 2 (5.21) R B = 75kΩ 25,5kΩ 75, kω+25,5kω = 19,03kΩ Indgangsmodstanden R in findes ved formlen R in = R B R ib (5.22) R in = 19,03kΩ 400kΩ 19,03kΩ+400kΩ = 18,17kΩ Nu kan A V bestemmes præcist. Generatormodstanden R S bestemmes til 1kΩ. 28

35 Transistorforstærkningen A V isoleres i formlen A V = A vi (R in +R S ) R in (5.23) A V = 3,1 (18,17kΩ+1kΩ) 18,17kΩ Den rigtige værdi for R e kan nu udregnes R e = = 3,27 3,5kΩ 1,5kΩ = 3,74kΩ (5.24) 3,27 1,5kΩ 3,5kω Modstanden R e vælges efter E96 standarden til 3.74 kω Lavfrekvensanalyse CE-R e -CC forforstærkeren indeholder 3 overføringskondensatorer som har til formål at afkoble jævnstrøm, som bruges til arbejdspunktet. Kondensatorerne indvirker på kredsen, som højpasfiltre hvilket betyder at de skal dimensioneres således at de ikke påvirker båndbredden, som begynder ved 20 Hz. Impedansen som kondensatoren C1 ser ind i findes ved R C1 = R S +R in (5.25) R C1 = 1kΩ+18,17kΩ = 19,17kΩ Impedansen som kondensatoren C2 kigger ind i findes ved R C2 = R e +R E ( 1 g m + R S R B β ac ) (5.26) 1 R C2 = 3,74kΩ+1,5kΩ ( 77mS 1kΩ 19,03kΩ + ) = 3,715kΩ 350 Impedansen som kondensatoren C3 kigger ind i findes ved R C3 = R L +R E ( 1 + R C1 ) (5.27) g m β ac 1 R C3 = 10kΩ+4.87kΩ ( 77mS + 3.5kΩ 350 ) = kΩ Det kan ses at C 2 kigger ind i den mindste modstand, derfor vælges den til dominerende pol. Forstærkerens båndbredde har 20Hz som minimum frekvens. Den dominerende pol vælges til at være end dekade under minimumsfrekvens 29

36 hvilket vil sige at den vælges til 2 Hz. De to andre vælges henholdsvis til 0,2 Hz og 0,1 Hz. C = 1 2 π f R (5.28) C 2 = 1 2 π 2Hz 3,715kΩ = 21,4µF Kondensatorerne C 1 og C 3 har sekundære poler. De vælges en dekade under den dominerende pol. Det er henholdsvis 0,2 Hz for C 3 C 3 = 1 2 π 0,2Hz 10,022kΩ = 79,4µF og 0,1 Hz for C 1. C 1 = 1 2 π 0,1Hz 19,03kΩ = 83µF De 3 kondensator værdier vælges til C 2 = 22µF og C 1 = C 3 = 82µF Højfrekvens analyse Der ønskes en dæmpning af frekvensen, som er højere end båndbreddens maksimum frekvenspå 20kHz. De høje frekvenserkan ikkehøresafdet mennenskelige øre, men de kan forstyrre arbejspunktet så der kommer en forvrængning som kan høres. Den dominerende pol vælges til 200 khz. Denne knækfrekvens er valgt for at der er en buffer ned til frekvensbåndet. Dette skyldes at der kan være afvigelser i beregningerne som skyldes kapacitancer fra ledninger. Til at opnå dæmpning af høje frekvenser bruges en Miller kondensator, som forbinder base og kollekter på transistoren i CE-R e leddet. For at tilpasse kondensatoren således at polen placeres rigtigt, skal der bruges en Miller analyse. Miller kondensatoren giver 2 poler og kondensatoren skal dimensioneres efter polen med den laveste frekvens. For at finde den dominerende pol skal begge sider af transistoren analyseres. Der kan opstilles et ækvivalent kredsløb for Miller kondensatoren hvor der placeres en kondensator på begge sidder af transistoren kaldet C in og C out. [4] 30

37 Figur 5.4: Figuren viser småsignal diagrammet for line forforstærkeren Analyse af C in Kondensatoren C in skal analyseres som et højpasfilter, derfor er det nødvendigt at se på den impedans som påvirker kondensatoren. Ved at se på Miller-småsignals ækvivalenten, kan det ses at impedansen som kondensatoren C in ser ind i, R Cin, findes ved R Cin = R S R B R ib = R S R in (5.29) R Cin = 1kΩ 18,17KΩ = 948Ω Den krævede kapacitet påvirkning på indgangssiden for at opnå en pol i 200 khz, findes ved 1 C in = (5.30) 2 π f R Cin 1 C in = 2 π 200kHz 948Ω = 839pF Nu kan den krævede Miller kondensator findes. Der ses bort fra indre kapacitanser som C BE da den er opgivet i datablad til 11 pf ved 1 MHz. Da der arbejdes ved 200 khz anses denne for ubetydelig. Ledningskapaciteter ses der også bort fra. Dette giver udtrykket C M = C in C M = 839pF = 205pF (5.31) 1 A V 1 ( 3,1) Analyse af C out Impedanser som påvirker udgangen undersøges. Ved at se på Miller-småsignalækvivalenten kan det ses at impedansen som kondensatoren C out ser ind i, R Cout, findes ved 31

38 parallelkoblingermellem R C, R 0 ogr L. HvorR L erindgangsmodstandentil CC ledet. Forholdetmellem R C og de to andremodstande er så stort at R Cout R C R Cout = R C R 0 R L = R S R in R C (5.32) (5.33) Den krævede kapacitans påvirkning på udgangssiden kan nu findes. Der ses igen bort fra lednings- og indre kapacitanser. Dette giver. 1 C out = (5.34) 2 π f R Cout 1 C out = 2 π 200kHz 3,5kΩ = 227pF Nu kan den krævede Miller kondensator findes C M = C out A V A V 1 227pF ( 3,1) C M = = 171pF ( 3,1) 1 (5.35) Da C out giver den laveste kapacitans, bruges den som dominerende pol, således at der ikke dæmpes i frekvensbåndet. Kondensatoren vælges til 150 pf, da det er den nærmeste tilgængelig. knækfrekvenser med C M = 150 pf C in = C M (1 A V ) (5.36) C in = 150pF (1 ( 3,1)) = 615pF 1 f in = (5.37) 2 π C in R Cin 1 f in = 2 π 615pF 948Ω = 273kHz C out = C M ( A V 1 A V ) (5.38) C out = 150pF ( ( 3,1) 1 ) = 198pF 3,1 32

39 1 f out = (5.39) 2 π C out R Cout 1 f out = 2 π 198pF 3,5kΩ = 229kHz Den dominerende pol ligger i 229 khz, mens den sekundære ligger i 273 khz Modultest Modultesten af mikrofon- og line forstærker er den samme. Der testes efter samme parametre. Testen af forforstærkerne skal verificere at følgende krav opfyldes Forvrængning(THD) Forstærkning(A) Indgangsimpedans(R in ) Udgangsimpedans(R out ) Arbejdspunkt i transistorer Til at teste forvrængning og forstærkning bruges et frekvenssweep, som er beskrevet i målejournal A.4. Resultater for lineforstærker Parameter Krav Beregnet Simuleret Målt Forvrængning(THD) % 0,07% Forstærkning(A) Indgangsimpedans(R in ) >20 kω 18,17 kω 18,8 kω - Udgangsmodstand(R out ) 100Ω - 30Ω - I C transistor(q1) 2 ma 2 ma 2,01 ma 2 ma I C transistor(q2) 1,5 ma 1,5 ma 1,49 ma 1,5 ma Tabel 5.1: Måledata fra lineforstærker måling % THD 0,07 0,065 0,06 0,055 0, Frequency [Hz] Figur 5.5: Figuren viser THD for lineforstærker modulet 33

40 Ikke alle krav er opfyldt i line-forforstærkeren. Indgangsimpedansen er kω, hvilket er 1.83 kω mindre end kravet. 5.2 Mikrofon forforstærker Der er til mikrofonforforstærkeren valgt en differensforstærker, efterfulgt af et common-emitterled. Denne kobling er valgt, da der er brug for en stor sløjfe forstærkning, hvilket betyder, at der er brug for et kredsløb, som giver lav forvrængning, selv, om der er svag tilbagekobling. Samtidig kan differenstrinet undertrygge støj, som indstråles på mikrofonledningen. Mikrofonforforstærkertrinet består af 2 led med tilbagekobling. Inputledet er en differensforstærker, som bruges til at subtrahere input signalet med det modkoblede. Det næste trin er en signalforstærker af typen common-emitter(ce). CE har en høj spændingsforstærkning, i forhold til en CE-R e. Til gengæld har CE-R e en bedre linearitet i forhold i forhold til CE. Samtidig er forstærkningen i en CE afhængig af transistortolerancer. For at opnå høj linearitet samt en forstærkning, som er afhængig af modstandstolerancer, tilbagekobles hele signalet med en AC spændingsdeler. Dette betyder at DC tilbagekobles fuldt. 34

41 Figur 5.6: Diagram af mikrofonforforstærker Beregning af Differenstrin i mikrofon-forforstærker Arbejdspunkt for differenstrinet Forudsætninger: Transistor = BC547B V CC = ±10V I EQ1 = 4 ma Strømgenerator 1 skal levere strøm til differenstrinet. Det ønskes at strømmen igennem emitter er 4 ma, og strømmen igennem hver af de to kollektore er 2 ma, således at strømmen bliver fordelt ligeligt. R iref = V CC V BE V E I out (5.40) R iref = 8.5V 4mA = 2.125kΩ Indgangsimpedans for strømgenerator 1 V BQ2 = 3V +0,68V 35

42 Der bruges en strømgenerator som emittermodstand til differensforstærkeren. Dette gøres for at opnå en højere emitter impedans, samt strøm, end normal emitter modstand kunne have gjort. Dette undertrykker A C og forbedrer CM- RR. Henfør afsnit om strømgenerator for ydereligere information i bilag B.2. Indgangsimpedansen i strømgenaratoren er lig med emittermodstanden til differensforstærkeren, og skal derfor bruges til senere beregninger af differensforstærkeren. Indgangsimpedansen i strømgenerator 1, set fra differensforstærkeren, er beregnet til 34kΩ. Henfør afsnit A.7 for at se beregninger.[2] Dimensionering af R C i differenstrin Der bruges to kollektormodstande i differensforstærkeren. De bliver i afsnittet begge omtalt som R C, da de skal være ens, således at differenskoblingen kommer i balance, således at I C er ens i begge ben. Modstanden R C dimensioneres efter spændingsfaldet over V BEQ2, lagt sammen med V EQ2, på den efterfølgende VAS-transistor Q 2. Det er vigtigt da der opstår ubalance i den strøm som løber i differensforstærkerens kollektorben, hvis spændingen over R C er dimensioneret anderledes end spændingsfaldet V BEQ2. Spændingen V E til transistorenq 2 vælges til 3 Vforat tilbagekobletransistoren således at den ikke får termisk runaway. 3 V er en tommelfingerregel. Spændingsfaldet V BEQ2 er ifølge databladet ca. 0,68 V ved 2 ma som løber i transistor Q 2. Dette vil sige at spændingen i knudepunktet som er koblet til basen i Q 2 er V BQ2 = V E +V BEQ2 (5.41) V BQ2 = 3V +0,68V Da spændingen V BQ2 = 3,68V skal spændingsfaldet R C også være 3,68 V. R C = V C I C (5.42) R C = 3,68V 2mA = 1,840kΩ Beregning af differensforstærkning Differensforstærkningen bruges som et led i den samlede åbensløjfeforstærkning. Råforstærkningen bliver stor hvis der tilføres to eller flere forstærkningsled i en forstærker. Det første forstærkningsled er differensforstærkeren. Den har ikke lige så stor forstærkning som VAS en, men det giver en meget stor effekt da differens- og VAS-forstærkningen bliver multipliceret. 36

43 Differensforstærkningen A d findes ved A d = g m R C 2 0,77mS 1840kΩ A d = = 71 2 (5.43) Der vil ikke blive kigget på common-mode forstærkning, da det umiddelbart er differensforstærkningen, som har højest interessere i forhold til at opnå en høj råforstærkning i hele mikrofonforstærkeren Beregning af Spændingsforstærker i mikrofonforstærker Spændingssforstærkeren er valgt til at være en common-emitter da der kun ønskes en høj forstærkning. CE koblingen har ringe tilbagekobling, og er dermed meget afhængig af transistor tolerancer. Det kompenseres der dog for, med tilbagekoblingen til differensforstærkeren. Dermed er CE det oplagte valg. VAS en drives ved hjælp af en strømgenerator. Strømgeneratoren er bygget op på samme måde som i den anden i kredsen. Arbejdspunkt for VAS Forudsætninger I CQ2 = 2 ma V EQ2 = 3 V Modstanden R EQ2 findes ved ohms lov, ud fra de to forudsætninger der bestemmer I CQ2 og V E R EQ2 = V EQ2 I C Q2 R EQ2 = 3V 2mA = 1,5V (5.44) Forstærkning [2] Spændingsforstærkerens forstærkning er ækvivalent med spændingsforstærkningen i en CE. Forstærkningen findes ved 37

44 A V = g m R C R L (5.45) R C er ækvivalent med strømgeneratorens indgangsimpedans set fra VAS i parallel med R L. ModstandenR C findesdermedvedatfindeindgangsimpedansenistrømgeneratoren. Indgangsimpedansenistrømgeneratoren r o.impedansenr o for2maerberegnet i afsnit A.7 til 68 kω. R L erindgangsimpedansenivolumenkontrollen.dettebetyderr L kansvinge meget. Indgangsimpedansen i volumenkontrollen kan skifte fra 1 k til 100 kω. Som det kan ses i ligning 5.45 er forstærkningen meget afhængig af R L da det er en parallelkobling med R C. Dette betyder at forstærkningen bliver lav, selv om R C er høj, hvis R L er lav. Der regnes dermed med de værst tænkelige forhold hvor R L er lig med 1kΩ. Det værst tænkelige scenarie ser således ud Det bedst tænkelige scenarie A V = 77mS 68kΩ 1kΩ = 75 A V = 77mS 68kΩ 100kΩ = 3128 Råforstærkning i Mikrofonforstærker Den samlede råforstærkning i mikrofonforstærkeren findes ved at multiplicere alle forstærkningsbidragene. A Vsamlet = A V diff A V (5.46) A Vsamlet = = 5325 Indgangsimpedans i Mikrofonforstærker Indgangsmodstanden i mikrofonforstærkeren er lig med indgangsmodstanden i differensforstærkeren. Indgangsmodstanden består af en parallelkobling mellem R B og R ib på differensforstærkeren. r π i en transistor BC557B transistor er beregnet til 4290 Ω. Transkonduktansen g m er beregnet til 77 ms. R ib = r π +r π g m 2 R E (5.47) R ib = 4290Ω+4290Ω 77mS 2 33kΩ = 21,8MΩ R in = R ib R B (5.48) R in = 21,8M 10k Ω = 9,995kΩ 38

45 5.2.3 Beregning af tilbagekobling Der ønskes en forstærkning på 50 gange. Forstærkningen bliver bestemt af spændingsdelingen som er skabt af de to modstande i tilbagekoblingen A = 1 β = 1 R 2 (5.49) R 2+R 1 A = 1 10 kω 10 kω+500 kω Resultater for Mikrofonforstærkerforstærker Parameter Krav Beregnet Simuleret Målt Forvrængning(THD) % 0,04% Forstærkning(A) ,7 Indgangsimpedans(R in ) >20 kω 9,995 kω 9,974 k Ω Udgangsimpedans(R out ) 100Ω - 66 Ω - Hvilestrøm strømgenerator 1 4 ma 4 ma 3,91 ma 3,96 ma Hvilestrøm strømgenerator 2 2 ma 2 ma 2,08 ma 2,1 ma Tabel 5.2: Måledata fra lineforstærker måling % THD 0,04 0,03 0,02 0, Frequency [Hz] Det er ikke alle krav som er opfyldt i Mikrofonforforstærkeren. Indgangsimpedansen er halvt så stor som kravet kræver. 5.3 Volumenkontrol Kravspecifikation Der er opstillet følgende krav for volumenkontrollen: Figur 5.7: THD diagram for mikrofonforforstærker med millertilbagekondensator Derskalkommeenindgangsspændingpåmaksimum2Vbådeframikrofonog lineforforstærkeren. 39

46 Udgangsspændingen må højest forstærkes til 4 V. Det skal være muligt at skrue ned for mikrofon og line indgangen individuelt Design af volumenkontrol Dette afsnit omhandler designet af volumenkontrollen. Figur 5.8 viser et kredsløbsdiagram af volumenkontrollen. Der bruges en summationsforstærker med inverterende tilbagekobling. De to V in repræsenterer henholdsvis indgangen til mikrofonsignalet og indgangen til linesignalet. Begge signaler antages at have en amplitude på 2 V. Begge signalindgange er efterfulgt af et potentiometer på 100 kω, i serieforbindelse med en 1 kω modstand. Det er potentiometrene, som gør det muligt at skrue op og ned for indgangssignalerne individuelt. De to modstande på 1 kω er der for at undgå, at signalet bliver forstærket mere end 1 gang. Der bruges en TL072CN operationsforstærker. Det logaritmiske potentiometer på tilbagekoblingen er på 1 kω. Den bruges til at skrue op og ned for signalstyrken ved V out. Et logaritmisk potentiometer giver en bedre linearitet når der skrues ned for lyden, da ørets opfattelse af lyd er logaritmisk [1]. Pot1 15V V CC 1 kω v in 100kΩ 1 kω Pot3 v out v in 100kΩ Pot2 1 kω -15V V Ce Figur 5.8: Kredsløbsdiagram af volumenkontrol Simulering Skrues der ned for Pot1 og Pot2, får man et signal, som ser ud som figur

47 Figur 5.9: De to 100 kω potentiometre er skruet ned på 1 Ω. V out på figur 5.9 kommer op på en amplitude på 4 V, hvilket er det højeste mulige output for dette kredsløb. Dette skyldes formlen for en forstærkningen af et signal med en summationsforstærker. pot3 V out = pot1+r1 V pot3 in1 + pot2+r2 V in2 (5.50) 1k Ω V out = 1Ω+1kΩ 2V + 1kΩ 2V = 4V 1Ω+1kΩ Signalerne bliver individuelt forstærket 1 gang, men til tider peaker signalerne samtidig og kommer dermed op på 4 V ved V out. Hvis man skruer ned for pot3, så skrues der ned for det samlede signal. Figur 5.10 simulerer systemet hvor pot3 er sat til 500 Ω. Figur 5.10: pot3 er sat til 500 Ω. Kurven for udgangssignalet har en amplitude på 2 V, hvilket stemmer overens med beregningerne V out kan komme ned på 4 mv, hvis man skruer pot3 ned på 1 Ω. Hvis man derefter skruer pot1 og pot2 op på 100 kω kommer man ned på 39 µv. Det er ikke en udgangsspænding på 0 V, men signalet er så lavt, så det betragtes som om det er i 0 V. For at opnå et udgangssignal, hvor der er skruet ned for den ene af indgangssignalerne, skal potentiometret ved det pågældende indgangssignal skrues op på højest mulige modstand. På figur 5.11 simuleres at pot1 er skruet ned på 1 Ω mens pot2 er på 100 kω. Signalet fra V2 bliver forstærket med 1:1 mens signalet fra V1 bliver forstærket med en 1:101 altså formindsket ca. 100 gange. V1 er dermed ikke blevet skåret helt fra. Faktisk burde signalet blive formindsket 41

48 1000 gange for at få en dæmpning på 60 db, hvilket anses som værende en uhørbar dæmpning af et signal. Senere i afsnittet viser verificering at en 100 gange dæmpning af signalet ikke er tilstrækkeligt. Simuleringen af 100 gange dæmpning ser ud som følgende. Figur 5.11: signalet fra V(1) formindskes Komponenttolerancer Ved at se på tilsvarende potentiometre antages der at potentiometrene der bruges i volumekontrollen, har en tolerance på 10 %. Derudover bruges modstande med en tolerance på 1 %. Ved at se på ligningen for forstærkning kan det ses at for at få størst mulig signalsving på V out, så skal pot1 og pot2 være så lav som mulig og pot3 skal være så høj som mulig. Derfor ses der kun på komponenttolerancer ved pot3 og R1 samt R2. 10 % tolerance gør at en 1 kω potentiometer svinger mellem 1100 Ω og 900 Ω. Mens 1 % tolerance gør at en 1 kω modstand svinger mellem 1010 Ω og 990 Ω. Størst mulige signalsving på V out opnås ved at holde R1 og R2 lav og pot1 høj. Det antages derfor at R1 og R2 er på 990 Ω og at pot1 er på 1,1 kω. Udregningen for maksimal signalsving ved V out er derfor som følgende: V out = pot3 pot1+r3 V pot3 in + pot2+r1 V in (5.51) V out = 1100Ω 1100Ω 2V + 2V = 4,44V 0Ω+990Ω 0Ω+990Ω For laveste V out skal R2 og R3 være 1010 Ω og pot1 skal være 900 Ω. pot3 V out = pot1+r3 V pot3 in + pot2+r1 V in (5.52) 900Ω V out = 0Ω+1010Ω 2V + 900Ω 2V = 3.56V 0Ω+1010Ω Komponenttolerancerne resulterer i et spændingsfald over V out med en usikkerhed på 0,8756 V. Der foretages målinger af de respektive modstande, for at finde den præcise minimum og maksimum modstand for potentiometrene, og finde den præcise modstand for R1 og R3. Tabellen forneden viser de målte modstandsværdier. 42

49 Målte værdier for potentiometrene er som følgende Modstand min. R maks. R R1 993 Ω - R3 998 Ω - Line pot 00.5 Ω 96.6 kω Mikrofon pot 00.2 Ω kω Log pot 00.6 Ω 984 Ω Maksimal forstærkning beregnes pot3 V out = pot1+r3 V pot3 in + pot2+r1 V in (5.53) 984Ω V out = 0,5Ω+998Ω 2V + 984Ω 2V = V 0,2Ω+993Ω Dæmpning ved hjælp af det logaritmiske potentiometer kan beregnes ved pot3 V out = pot1+r3 V pot3 in + pot2+r1 V in (5.54) 0,6Ω V out = 0,5Ω+998Ω 2V + 0,6Ω 2V = V 0,2Ω+993Ω Total dæmpning beregnes: V out = V out = pot3 pot1+r3 V pot3 in + pot2+r1 V in (5.55) 0,6Ω 96,6kΩ+998Ω 2V + 0,6Ω 2V = 24µV 101,5kΩ+993Ω Så 24 µv er det reelle minimums output fra volumenkontrollen Verificering Designet for volumenkontrollen konstrueres på et hulprint, for at finde ud af, hvordan simulering og virkelighed hænger sammen. Til den virkelige volumenkontrol er der brugt to 100 kω potentiometre og et 1 kω logaritmisk potentiometer. Volumenkontrollen kobles til en computer, som kan sweepe systemet, og dermed undersøges signaldæmpning og THD ved forudbestemte frekvenser. Sweep frekvensen erbestemttil hz,fordiidagligtaleerdetdethørbareområde[1].tabel for THD-måling findes i målejournalen under appendix A.4. 43

50 Først laves et frekvenssweep for THD ved indstillingen, som gør at indgangssignalet bliver forstærket med 1. Det opnås ved at skrue pot1 og pot2 ned på deres minimum modstand og skrue pot3 op på højeste modstand. THD måles for både lineindgangen og mikrofonindgangen. Figur A.11 og A.12 viser THD ved denne indstilling igennem både line- og mikrofonindgangen. THD peaker ved 10 khz hvor den kommer op på % THD. Figur A.6 viser dæmpningen af signalet hvor pot3 er skruet ned på minimum modstand. db ref 1,0E+0-57, , , , Frequency [Hz] Figur 5.12: Dæmpning af signalet hvis pot3 er skruet ned på minimum modstand. Y-aksen er dæmpning [db] og X-aksen er frekvens [Hz]. Det ses at dæmpningen holder sig jævnt på 70 db og falder til ca. 57 db ved 19 khz. Da 60 db betragtes som en dæmpning, så stor, at man ikke kan høre lyden længere, antages det, at signalet bliver dæmpet tilstrækkeligt. Lydprøve konstaterer, at der ikke kan høres nogen lyd fra højtaleren, hvis pot3 er skruet ned på minimum modstand. Dernæst måles dæmpningen af de individuelle signaler. Først måles dæmpningen ved lineindgangen, dernæst mikrofonindgangen. Figur A.4 og A.5 viser dæmpningen af signalet ved potentiometerindstillinger, der giver mindst mulig dæmpning af signalet. Signalet ud fra mikrofonindgangen holder sig jævnt dæmpet med 0,08 db, og peaker ved 20 khz med 0,05 db. Ved lineindgangen bliver signalet jævnt dæmpet med 0,13 db, og peaker ved 20 khz, hvor den kommer op på 0,1 db. En så svag dæmpning af signalet er ikke hørbart. Skrues der derimod ned for pot1 og pot2 skulle dæmpningen gerne være omkring 40 db, fordi modstandsforholdet på pot1 og pot2 værdierne og pot3 værdien er på 100. Måling af dæmpning foretages på samme måde som forrige målinger hvor line bliver målt først og derefter mikrofonindgangen. 44

51 Figur A.9 og A.8 viser dæmpning af signalet fra 20 Hz til 20 khz. Det ses at grafen for dæmpningen ligner figur A.4 og A.5 dog med en forskydning på ca. -40 db. Det stemmer dermed overens med forventningerne. THD for line og mikrofon er nu på henholdsvis 0,17 % og 0,15 % peak, se fig A.14 og A.13 i appendix A. Der foretages yderligere en dæmpningsmåling for de to indgange, men denne gang er pot3 skruet ned på minimum, hvilket giver en forøgelse af dæmpningen, som det ses på graf A.7 og A.6. Det ses at dæmpningen er på 60 db, eller der under, hvilket betyder at signalet ikke burde kunne høres. Volumenkontrollen kobles til det samlede system. Ved at lytte til højtaleren undersøges dæmpning af de enkelte signaler, som ifølge sweeperen, ligger på -40 db. Det konstateres at en dæmpning på 40 db ikke er tilstrækkeligt til at det ikke kan høres mere Fejlkilder og forbedringer For at opnå en fuldkommen dæmpning af lyden skal dæmpningen ligge på 60 db, ogdet kan opnås ved at forskellenpå modstandene er på en faktor 1000.Det kan opnås ved at skifte pot1 og pot2 ud med potentiometremetre på 1 MΩ. Det er blevet forsøgt og det viste sig at støje så meget mere end potentiometrene på 100 kω, så det blev vedtaget at beholde potentiometrene på 100 kω. En anden løsning kan være at udskifte det logaritmiske potentiometer, med et på 100 Ω, men disse var ikke tilgængelige. 45

52 5.4 Effektforstærker I dette afsnit afdækkes, hvordan systemets effektforstærker bliver designet og konstrueret. Effektforstærkeren er den sidste del af audio forstærkeren, hvor dens opgave er at forstærke signalet tilstrækkeligt, så den kan forstærke strømmen og afsætte den ønskede effekt ud i højttaleren. Effektforstærkeren er et komplekst modul, i forhold til de andre moduler, derfor opdeles effektforstærkermodulet i tre undermoduler. Afsnittet opdeles derfor i tre dele, en del til hvert undermodul, hvor modulet beskrives Udgangstrin Design af udgangstrin Udgangstrinnet er det første modul der designes, da dette modul stiller en række krav til de andre moduler der skal designes. Udgangstrinnet til effektforstærkeren er delt op i tre designmoduler; hhv. design af et klasse-ab effektforstærkertrin, samt et biaskredsløb til dette og til sidst en udbygning af klasse-ab trinnet til et klasse-g trin. Klasse-AB Krav til klasse-ab udgangstrin Skal have en strømforstærkning meget større end 1 Skal være sikret mod crossover forvrængning Design af klasse-ab udgangstrin En klasse-ab effektforstærker fungerer ved, at to transistorer (hhv en NPN og en PNP) skiftes til at lede hver sin halvperiode af et signal; ligesom det er tilfældet for klasse-b(se afsnit 3.2). Effektrinnet skal agere som strømforstærker og det har derfor en spændingsforstærkning på 1. Til at bygge effektforstærkeren skal der benyttes en effekttransistor, men i praksis er det dog ikke nok kun at benytte en effekttransistor, da denne kan have en strømforstærkningsfaktor på ned til 20. Det er tilgengæld muligt at benytte den i en kobling med en signaltransistor, der har en strømforstærkningsfaktor på minimum 200, for en BC547B NPN transistor, og på minimum 125, for en BC557B PNP transistor. Denne type kobling kan laves på to forskellige måder; enten ved en Darlingtoneller en Sziklaikobling. (se figur 5.13). [3] 46

53 C C B E Darlington kobling B E Sziklai kobling Figur 5.13: Viser en Darlington- og en Sziklai transistorkobling Ved begge disse koblinger kan strømforstærkningsfaktorerne, for de to transistorer i koblingen, multipliceres så der dermed minimum er en strømforstærkning på 2500 ( = 2500). En af de største forskelle på Darlington og og Sziklaikoblingen er at Sziklaikoblingen kun har et halvt så stort basis-emitterspændingsfald som Darlingtonkoblingen. En fordel ved at benytte Sziklaikoblingen er at PNPog NPN-transistorer ikke altid har helt ens transistorkarateristikker; så ved Sziklaikoblingen er der chance for at udligne forskellene en smule, ved at der benyttes bådeen PNP-ogen NPN-transistorikoblingen.Det vælgesderforogsåat bruge en Sziklaikobling som transistorkobling i AB-udgangstrinnet. [3] Klasse-AB trinnet skal designes således at der er et konstant basis-emitterspændingsfald på ca. +0,65 V, for NPN-Sziklaikoblingen i toppen af klasse-ab trinnet og -0,65 V, for PNP-Sziklaikoblingen i bunden (se figur 5.14) 0,65 V Signal Effekt Bias -0,65 V Signal Effekt Figur 5.14: Viser et klasse-ab effektudgangstrin Det forventes at der konstant ligger 0 V på emitteren af transistorkoblingen, 47

54 derfor ønskes et kredsløb designet så der ligger +0,65 V på basis på øverste del og -0,65 V på basis på nederste del. Dette betyder at der skal indsættes et kredsløb, der kan styres til at have et spændingsfald på 1,3 V over sig. Et sådant kredsløb kan bygges med en V BE -multiplier. Afsnit forklarer hvordan en V BE -multiplier kan konstruerers til at opfylde dette krav. Bias af effektforstærker Krav til bias-kredsløb For at mindske risikoen for crossover-forvrængning, ønskes det at holde et konstant basis-emitter spændingsfald større end 650 mv, for den øverste del af ABudgangstrinet, og mindre end-650 mv, for den nederste del af AB-udgangstrinet (se evt. figur 5.14). Disse spændinger svarer til basis-emitter-mætningsspændingsfaldene for transistorerne, som er de spændingsfald, hvor transistorerne begynder at lede. Tilmed ønskes biaskredsløbet designet således, at transistorerne kun lige præcis bliver åbnede. Dette ønskes for at spare så meget energi som muligt; for jo større spænding der sendes ind på basis, des mere vil transistorerne lede og dermed vil strømmen gennem transistorerne også stige. Til at sørge for dette skal der designes et biaskredsløb, som sørger for at levere de ± 650 mv, der ønskes. Design af bias-kredsløb Bias-kredsløbet kan f.eks. designes ved brug af en V BE -multiplier (se figur 5.15). V BE -multiplieren består af en transistor, Q 1, en modstand, R 1, indsat mellem basen og emitteren på transistoren, samt en modstand mellem basen og kollektorenpåtransistoren.v BE -multiplierenforsynesmedenkonstantstrømsgenerator I BIAS.[2] 48

55 I BIAS V CC+ + I R R 2 I C Q N V BB - R 1 Q 1 Q P R L v o v i V CC- Figur 5.15: Viser en V BE -multiplier der forsyner et standard klasse AB udgangstrin. Hvis der ses bort fra Q 1 s basisstrøm, vil den samme strøm, I R løbe gennem modstandende R 1 og R 2, som er givet ved I R = V BE1 R 1, (5.56) og spændingsfaldet over kredsløbet, V BB, vil dermed være V BB = I R (R 1 +R 2 ) = V BE (1+ R 2 R 1 ). (5.57) Dette giver et kredsløb der multiplicerer V BE med faktoren (1+ R2 R 1 ). Dermed er detmuligtselvatvælgedet ønskedespændingsfald,v BB,overkredsløbet,vedat vælgedetrigtigeforholdimodstandsværdierforr 1 ogr 2.Ved konstruktionkan det være en fordel at indsætte et potentiometer mellem R 1 og R 2 til justering af forholdet mellem de to modstande, for dermed at kunne sikre at den rigtige biasspænding opnås. Værdien af V BE kan bestemmes ud fra den mængde af stømmen, I BIAS, der løber gennem transistoren Q 1, og er givet ved hvor det gælder at V BE kan bestemmes ved I C1 = I BIAS I R, (5.58) V BE = V T ln I C1 I S1. (5.59) Dette betyder i praksis at V BE vil stige en smule, i takt med at I C stiger. I formel (5.58) ses der bort fra basisstrømmen på Q N, da denne oftest er meget lav. Med disse opstillede formler, er det dermed muligt at bestemme komponentværdierne i bias-kredsløbet. Til effektforstærkeren ønskes der, som nævnt, et V BE spændingsfald på 650 mv og -650 mv for transistorerne Q N og Q P 49

56 (jf. figur 5.15). Det betyder dermed at der skal være et spændingsfald over bias-kredsløbet på ca mv. Strømmen I R1 antages at være høj i forhold til strømmenbasisstrømmenpåq 1,mensamtidigønskesI R ogsåsålavsommuligt, for at sikre en så lav I BIAS som overhovedet muligt (se afsnit B.2). Dog ønskes I BIAS heller ikkeså lav, at der ikke levereshøjnok biasstrømtil basispå Q N. [2] Det vides at V BB = V BE (1+ R 2 R 1 ) = 1300mV. (5.60) Ligeledes vides det at der ønskes en I BIAS på ca. 8 ma, for at være sikker på at der leveres nok strøm til spændingsforstærkeren, når Sziklaikoblingerne har taget den strøm de skal bruge. Ligeledes vælges det, at der ønskes en V BE på ca. 1 2 V BB. Dermed har vi at V BE = V BB 2 = 1300mV 2 = 650mV. Der er et basis-emitter spændingsfald på 650 mv. Det ønskes at den største del af de 8 ma løber gennem kollektoren på Q 1, da I R bestemmes som en fast del af I BIAS mens resten løber gennem kollektoren. Det vælges at ca. 95% af I BIAS skal løbe gennem collectore og dermed at ca. 5%, svarende til 0,4 ma skal være I R. Dermed vides det at I R = 0,4mA og I C = 7,6mA Samtidig vides det også, at R 1 kan bestemmes når vi kender de ønskede I R og V BE, ved R 1 = V BE I R = 650mV 0,4mA = 1625Ω. Ligeledes kan R 2 bestemmes, når det vides at V BE = 1 2 V BB, da R 2 = V BB R V 1 = 2 1 = 1 R2 = R 1 R2 = 1625Ω. BB Dermed er det nødvendigt at designe en konstantstrømsgenerator, der kan levere en biasstrøm på ca. 8 ma. Til at implementere en sådan konstantstrømgenerator, er det muligt at konstruere en strømgenerator (Virkningen mm. af en sådan er beskrevet i afsnit B.2). Til strømspejlet benyttes der en 30 V spændingsforsyning både for V ref og V CC. Tilmed indsættes der, mellem de 30 V forsyning og emitteren på transistorerne, to emittermodstande på 100 Ω til at sikre mod termisk runaway. Når der indsættes en emittermodstand på 100 Ω skal det medregnes at der vil være et spændingsfald over denne modstand på V RE = 8mA 100Ω = 800mV. 50

57 Ligeledes forventes det, at der vil være et basis-emitter spændingsfald for Q ref på ca. 600 mv, hvilket medfører et spændingsfald på ca. 28,6 V over R ref. Dermed kan R ref bestemmes ved R ref = V ref I ref = 28,6V 8mA = 3575Ω Simulering af bias-kredsløb/v BE -multiplier Til simulering af bias-kredsløbet benyttes LTspice IV. Der konstrueres et kredsløb som vist på figur I C Q 1 R E R E Q BIAS Q ref I BIAS R ref I ref I R R 2 R 1 V BB + - Figur 5.16: Viser konstruktionen af en konstantstrømsgenerator, der leverer biasstrøm til en VBE-multiplier. Værdierne i simuleringen sættes som valgt og beregnet til: R E = 100Ω. R ref = 3575Ω. R 1 = R 2 = 1625Ω. Simuleringen giver følgende værdier: V BB = 1,44V I ref = 7,98mA I BIAS = 8,19mA I R = 0,457mA I C = 7,72mA 51

58 En V BB på 1,44 V er højere end det ønskede. Hvis der er simuleringen justeres i smule på forholdet mellem modstanden, således at R 1 bliver 1800 Ω og R 2 bliver 1450 Ω, giver det en V BB på ca. 1,3 V, som det er ønsket. Derfor må der også i praksis skulle justeres på forholdet mellem R 1 og R 2. Ved f.eks. at sænke modstandene med 500 Ω hver og indsætte et potentiometer på 1000 Ω mellem modstandene, vil det være muligt i praksis at justere forholdet mellem R 1 og R 2. I BIAS er også en smule upræcis i forhold til de ønskede 8 ma, så der kan ligeledes indsættes et potentiometer på R ref s plads til justering af I BIAS. Verificering af bias-kredsløb/v BE -multiplier Et kredsløb som vist på figur 5.16, med den forskel at R 1 og R 2 sænkes til 1125 Ω (1130 er den tætteste i E96 rækken af modstande, så denne benyttes) og der indsættes et 1000 Ω potentiometer mellem modstandene. Der indsættes også et potentiometer i stedet for modstanden R ref. Indledningsvist indstilles begge potentiometre så R 1, R 2 og R ref får værdierne som beskrevet i simuleringen. Ved måling af strømme og spændinger fås følgende: V BB = 1,49V I ref = 7,79mA I BIAS = 8,36mA I R = 0,33mA I C = 8,03mA Da disse målte værdier ikke er helt som de ønskede, så der justeres på de indsatte potentiometre. Potentiometrene indstilles indtil der måles en strøm I BIAS på 8 ma samt en V BB på 1,3 V. Efter justeringen måles modstandene de tre modstande til: R 1 = 1527Ω. R 2 = 1779Ω. R ref = 3770Ω. Med de bestemte modstandsværdier, er der konstrueret en V BE -multiplier der i praksis bør kunne fungere som bias-kredsløb til et AB udgangstrin. Dog beholdes de to potentiometre til justering af I BIAS og V BB, da det forventes at V BE multiplieren med konstantstrømsgeneratoren vil blive påvirket en smule af det kredsløb de indsættes i. 52

59 Udbygning til klasse-g Design af udbygning En klasse-g effektforstærker er i sin enkelthed en effektforstærker, der har mulighed for at skifte mellem flere spændingsforsyninger, for at have så høj nyttevirkning, ved flere forskellige lydniveauer, som muligt. I dette tilfælde ønskes det eksisterende klasse-ab udgangstrin, udbygget til et klasse-g udgangstrin. I dette tilfælde gøres det ved at tilføje endnu et klasse-ab udgangstrin i serie med det eksisterende klasse-ab udgangstrin(se figur 5.18). I modsætning til det eksisterendeforsynesdet ekstraudgangstrinikkemed en+10vog-10vspændingsforsyning, men derimod med en +30 V og -30 V spændingsforsyning. Denne høje forsyning vælges, for at gøre mest mulig plads til de store udsving der kan ske, hvis der f.eks. råbes højt i mikrofonen samtidig med at der spilles høj musik. Dette nye, yderste, klasse-ab effekttrin er identisk med det oprindelige, med den forskel at det først skal aktiveres på det tidspunkt, hvor det inderste trins forsyning ikke kan levere den effekt der ønskes spillet med. Som det også ses på figur 5.18 indsættes der én diode ved hhv. +10 V og -10 V forsyningen. Dette gøres for at sikre, at strømmen der leveres fra ± 30 V forsyningen ikke løber direkte ind i ± 10 V forsyningen, men derimod bliver leveret på udgangen. Dioden der skal indsættes, bør være en Schottkydiode, da denne type diode har et lavere spændingsfald i lederetningen (0,2-0,3 V) og kan håndtere langt hurtigtere skift mellem at skulle lede strøm i lederetningen og blokere strøm der løber mod lederetningen, end en normal diode. Den hurtige skiftetid er nødvendig for at sikre, at der ikke lækkes strøm f.eks. ved høje peaks ved en frekvens på 20 khz. Figur 5.17 viser hvordan G-trinnet teoretisk set skal tage over for det inderste AB-trin. Ved et 20 khz signal betyder det, at Schottky dioden skal nå at lukke 1 én gang og åbne én gang inden for af et sekund. Teoretisk set risikeres det at dioden skal kunne åbne uendeligt hurtigt igen efter den har lukket, hvis der kun peakes i uendeligt kort tid. Dog gør slew-raten på transistorne at dette ikke vil blive en realitet. Strømmen gennem ±10 V forsyningen Strømmen gennem ±30 V forsyningen Figur 5.17: Viser grafisk hvordan skiftet mellem de to forsyninger foregår på en klasse-g trin 53

60 Når det yderste AB-udgangstrin konstrueres i serie med det oprindelige ABtrin, skal bias-kredsløbet ligeledes omdesignes til at åbne det yderste trin, så det tager over når det inderste trin ikke længere kan levere. Dette skal på enkel vis gøres ved at sikre et basis-emitterspændingsfald på ca. 0,7 V, præcis når det inderste trin ikke længere kan levere den ønskede effekt. Det er dermed nødvendigt at beregne det maksimale sving, der kan opnås i den positive og negative halvperiode af signalet, før signalet bliver klippet. (Det anbefales at nedenstående læses mens der kigges på figur 5.18) Der vil være et spændingsfald på ca. 0,3 V over Schottkydioden, hvilket medfører en konstant emitterspænding på den yderste transistor på ca. 9,7 V. Disse 9,7 V er dermed også den egentlige spændingsforsyning det inderste transistorpar har at gøre godt med. Samtidig kan det maksimale udsving for det inderste AB-trin udregnes ved at fratrække basis-emitter og collector-emitter mætningsspændingerne på hhv. ca. 0,7 V og ca. 0,2 V for effekttransistoren hvilket giver et maksimalt udsving på emitteren på signaltransistoren på ca. 8,8 V. Da der ligeledes regnes med et basis-emitterspændingsfald på ca. 0,7 V over signaltransistoren, vil der ligge ca. 9,5 V på basis når der er maks. udsving på emitteren. Det vides, at der på det yderste AB-trin er en emitterspænding på ca. 9,7 V. Dette betyder at transistoren begynder at åbne ved en basisspænding på ca. 10,4 V. Som det også ses på figur 5.18, er der også indsat en diode på basis på transistoren. Denne diode er indsat for at sikre, at der ikke løber nogen strøm gennem emitteren til basis, selvom der eventuelt kan være et emitterbasisspændingsfald på op til omkring 10 V, da dette kan ødelægge transistoren. Når der sendes strøm gennem denne diode, må det også antages, at der er et spændingsfald på ca. 0,7 V over denne, hvilket medfører, at der skal være en spænding på ca. 11,1 V foran dioden, før transistoren begynder at lede. Som nævnt skal det øverste trin tage over når der er et signalpeak på 9,5 V, hvilket betyder, at der skal være et minimum 1,6 V spændingsfald fra indgangen på det yderste AB-trin til indgangen på det nederste AB-trin. Til at sikre dette spændingsfald kan der benyttes en zenerdiode. For at være sikker på at den yderste transistor tager over i tide, vælges en zenerdiode, der har et spændingsfald på ca. 2 V. Indsættelsen af identiske zenerdioder både i top og bund vil ikke umiddelbart ændre på V BE -mulitiplierens spændingsfald og det forventes, derfor ikke at zenerdioderne påvirker biasspændingerne på det inderste AB-trin. 54

61 10,4V 30V 11,1V 9,7V 10V 9,5V 8,8V Bias " "Er målepunkter Bias -9,5V -8,8V -9,7V -10V -11,1V -9,7V -10,4V -30V Figur 5.18: Viser et klasse-g-trin opdelt i to for at vise max udsving i top og bund på udgangstrinnet Spændingsforstærker I bunden af AB forstærkerens biaskredsløb indsættes der en spændingsforstærker - også kaldet en VAS (voltage amplifier stage). Figur 5.19 viser opbygning af spændingsforstærkeren sammen med biaskredsløbet til AB forstærkeren. I dette afsnit beskæftiges der med at finde open-loop gain, også kaldet råforstærkningen for spændingsforstærkeren. 55

62 +30 V 20,4kΩ 1675Ω 0,33Ω 1675Ω v Out 100Ω 470pF v In 100Ω -30 V Figur 5.19: model af strømforstærkeren der benyttes i projektet. Forstærkningen betegnes med bogstavet A. Den findes ved hjælp af ligning A = R L 1 gm +R E R L er den modstand Collectorbenet på transistoren ser ind i og R E er den modstand Emitterbenet på transistoren ser ind i. R L for spændingsforstærkerener lig med R L for V BE -miltiplieren i serie med R o for strømgeneratoren. R o for strømgeneratoren er bestemt til 20,4 kω i afsnit A.7. R L for V BE -multiplejeren er R L for udgangstrinnet parallel med R L for strømgeneratoren. Derfor findes først R L for strømgeneratoren. Der laves en småsignalsmodel for udgangstrinnet. 56

63 r π gmv π 0,33Ω 0,33Ω Figur 5.20: Småsignalsmodel for udgangstrinnet. I C = 8mA. V x = V π +V R E V π = r π i x V RE = R E gmv π = R E gm r π i x V x = i x (r π +R E gm r π ) V x = i x R i b R i b = r π +R E gm r π R i b = 1,07kΩ+0,33 0, = 1169Ω R L for V be -multiplieren bliver dermed R L = R ib r o R L = 1169Ω 20,4kΩ= 1105Ω Der laves en småsignalsmodel for V BE -multiplieren (Figur 5.21). 20,4kΩ 1675Ω 1169Ω I x r π gmv π R 2 V x 1675Ω R 1 RL Figur 5.21: Småsignalsmodel for V BE -multiplieren. 57

64 gmv π V x V x = V π +V R1 +V RL V π = r π R 2 i x V R1 = R 1 i x V RL = R L gmv π = R L gm R π R 2 i x V x = i x (R 1 +R π R 2 +R L gm(r π R 2 )) V x i x = R 1 +R π R 2 +R L gm(r π R 2 ) gmv π = gm(r π R 2 ) i x V x gm(r π R 2 ) gmv π = R 1 +R π R 2 +R L gm(r π R 2 ) gmv π gm(r π R 2 ) = V x R 1 +R π R 2 +R L gm(r π R 2 ) i x 1 = V x R 1 +R π R 2 +R L gm(r π R 2 ) + i x 1+gm(R π R 2 ) = V x R 1 +R π R 2 +R L gm(r π R 2 ) R o ut = R 1 +R π R 2 +R L gm(r π R 2 ) 1+gm(R π R 2 ) R π R L = 653Ω R o ut = 1675Ω+653Ω+1105Ω 0, Ω 1+0, Ω R o ut = 1111Ω Nu er både R o for V BE -multiplieren og strømgeneratoren fundet. De to tal lægges sammen for at finde R L for spændingsforstærkeren. Dermed kan der opstilles et endeligt småsignalkredsløb for spændingsforstærkeren (Figur 5.22). 21,5kΩ 100Ω 21511Ω r π gmv π 100Ω 100Ω Figur 5.22: Småsignalsmodel for spændingsforstærkeren. 58

65 Dernæst findes råforstærkningen i spændingsforstærkeren ved A = R L 1 gm +R E (5.61) hvor det gælder at R L = 20,4kΩ+1111Ω gm = 0,3077S R E = 100Ω Så råforstærkningen i spændingsforstærkeren er dermed A = A = 208 R L 1 gm +R E = 20,4kΩ+1111Ω 1 0,3077 Ω +100Ω Simulering af stabilitet Det følgende afsnit beskriver hvorledes stabilitet er opnået i effektforstærkeren. For at opnå stabilitet kan et amplitudeplot af åbensløjfe forstærkningen bruges. Til at analysere åbensløjfeforstærkningen kan en simulering bruges. Simuleringen skal køre et AC-sweep på udgangen. Den lukkede forstærkningssløjfe kan simuleres som værende åben hvis signalgeneratoren, som der sweepes med, afkobles med hensyn til DC strøm. Der bruges en kondensator med værdien 100MF. I Serie med sløjfen placeres en spole med værdien 100MH. Derefter simuleres sweepet og udgangen analyseres. 59

66 Figur 5.23: Bodeplot af åbensløjfeforstærkning Som det kan ses på 5.23 indikerer simuleringen at forstærkeren er stabil. Henfør linjen med nummer 1 som løber i 0 db. I det punkt hvor amplituden er 0 db skal vinklen undersøges. Hvis vinklen mindre end 45 fra -180 kan systemet potentielt blive ustabilt. I det punkt hvor amplituden skærer 0dB er vinklen 45, henfør nummer 2 på figur Det næste der undersøges på bodeplottet er den høje frekvensgrænse på båndbredden i sammenhæng med den forstærkning som er resultat af lukketsløjfeforstærkning. Henfør nummer 3 på figur 5.23 forstærkningen er 18 db som svare til 8 gange forstærkning. Henfør nummer 4 på Der ses det at der er en margin på 20 db op til åbensløjfeforstærkningen. 20 db margin indikere at tilbagekoblingen har nok arbejdsrum til at udføre tilbagekoblingen. Forat opnåplottet påfigur5.23er derbrugten Millerkoblingpåspændingsforstærkeren bestående af en kondensator på 250pF i Serie med en Modstand på 400Ω Indgangstrin I dette afsnit beskrives effektforstærkerens indgangstrin og hvilke valg, som er blevet taget i forbindelse med design processen. Derefter opfølges med dimensionering, simuleringer og målinger til verificering. Design af indgangstrin Indgangstrinnet i effektforstærkeren består af en konstantstrømgenerator og en differensforstærker. Konstantstrømsgeneratoren er et strømspejl med en kollek- 60

67 tormodstand for at holde en konstant strøm. Teori omkring strømspejlet og konstantstrømsmodificering kan læses i bilag B.2. Differensforstærkeren forsynes af den store forsyningsspænding, som er på ± 30 V. Differensforstærkeren er en forstærkeropkobling, hvor man tilkobler 2 indgangssignaler, og modtager et udgangssignal efter behov. Indgangstrinnets opgave er at findedifferensenmellemindgangssignalettilt 1 ogindgangssignaletfratilbagekoblingssignalet til T 2, for at finde fejlsignalet, som er kilden til udgangen, på differenforstærkeren.. På figur 5.25 ses den benyttede opkoblingen, hvor differensforstærkerenfårindgangssignalv i tilt 1 fravolumenkontrollenogindgangssignal V of til T 2. V iof er udgangssignalet ud til højttaleren, som bliver tilbagekoblet. Differensforstærkeren omdanner spændingsforskellen mellem de to indgangssignaler til en strøm, ved udgangen I CO, som er særligt modstands dygtig overfor spændingsændringer på udgangen. Det antages, at den er uafhængig af frekvens, fordi den arbejder med små spændinger. Differensforstærkerens udgang bliver taget mellem kollektor og stel, I CO, som er forbundet til en spændingsforstærker, som vist på figur Ved brugen af en differensforstærker undgås også AC drift, fordi man ikke bruger kondensatorer. Desuden opnås et lavt DC-offset, som er fordelagtigt. Det lave DC-offset skyldes, at det undgås, at der løber en V be strøm. Derudover løber hvilestrømmen heller ikke tilbage igennem tilbagekoblingen, hvilket er essentielt for en klasse AB forstærker[3]. På figur 5.24 ses også et højpas filter inden indgangen V i, hvilket er til for at blokere DC, og lave højpas filter karakteristik. Figur 5.24: Effektforstærkerens differensforstærker Fra differensstærkeren findes følgende parameterer: 61

68 A d som er den differensforstærkningen A c som er common mode fostærkning CMRR som er evnen til at afvise common mode signalet til fordel for differenssignalerne Et udtryk for den indre modstand r e findes ud fra formel (5.63). Hvor I C I E, og divideres med 2, fordi der er strømdeling ned i differensforstærkeren, da de to kollektormodstande er ens. Kollektormodstandene skal være ens, fordi det ønskes, at der løber en identisk strøm ned igennem hver af transistorerne, T 1 og T 2, som er vist på figur Dette ønskes, da lineariteten bliver dårligere, hvis der forekommer ubalance i I c strømmene med kun 2 %, og derved risikeres det at der opstår mere forvrængning [3]. R C bestemmes til at være 700 Ω, fordi der ønskes et spændingsfald på 1.4 V ned over hver af de to kollektor modstande. R C = V R C 1.4 = 700Ω (5.62) I C 2 hvor: I C = er kollektor strømmen [ma] V RC = spændingsfaldet over kollektor modstanden [V] Dette spændingsfald svarer til spændingsfaldet over emittermodstanden (ca. 800 mv) addereret med basis-emitterspændingsfaldet over transistoren (ca. 600 mv) i spændingsforstærkeren. Den konstante strøm fra strømgeneratoren, I E, vælges til 4 ma, for at kunne opnå det ønskede R C spændingsfald, og på samme tid opnå en lille A c. r e = V T 26mV = 13Ω (5.63) I c 2mA hvor: V T = termospændingen [mv] Et udtryk for gm findes ved hvor: gm = transkonduktansen [ms] gm = 1 r e = 1 13Ω, (5.64) Commonmodeforstærkningen,A c,findesvedudtryk5.65.udgangsimpedansen, R E, af strømgeneratoren, er bestemt til 33kΩ, og benyttes her. A c = R c 700Ω (5.65) r e +2R E 13Ω+2 33kΩ Differensforstærkningen, A d, findes ved udtryk Hvor der divideres med 2, når der regnes single ended udgangssignal. Differensforstærkningen er udtrykt 62

69 med -gm, fordi V d tages på den inverterende udgang. A d = gm R c Ω 700Ω 26.9 (5.66) 2 Common mode rejection ratio, CMRR, findes ved at finde forholdet mellem A d og A c. CMRR = A d A c 1 13 Ω 700 Ω Ω 13 Ω+2 33 kω Normal ønskes CMRR udtrykt i db, derfor omregnes (5.67) 20 log 10 (2539) = 68dB (5.68) Dette betyder, at differensforstærkeren kan håndtere en fejl med en faktor på 68 db Værdien for modstanden R 1 bestemmes til at være ens med 2,8 kω modstanden i tilbagekoblingen, fordi der skal være balance mellem tilbagekoblingsfilteret og indgangsfilteret. Knækfrekvensen vælges til 2 Hz og værdien for C 1 bestemmes ved RC-ligningen. C = Simulering af indgangstrin µF (5.69) 2 π 2Hz 2,8kΩ For at tjekke om de beregnede komponentværdier vil kunne bruges i praksis, laves en simulering. Værdierne for de forskellige komponenter indsættes for at simulere kredsløbet. T 1 og T 2 vælges til at være BC557B transistorer. Figur 5.25: Viser effektforstærkerens differensforstærker med beregnede værdier 63

70 Simuleringen viser at kollektorstrømmen, som ønsket, er 2 ma og at spændingsfaldet over R C, som ønsket, ligger på 1.4 V Negativ tilbagekobling i effektforstærkeren Som en del af effektforstærkeren benyttes negativ tilbagekobling for at opnå og kontrollere closed loop-forstærkningen A CL, forbedre lineariteten og opnå ønsket impedanser. Der ønskes en bedre linearitet for, at formindske harmonisk forvrængning. Der ønskes en høj indgangsimpedans for at forhindre, at der løber en ukendt strøm igennem til modulerne, samt en meget lav udgangsimpedans impedans, fordi det ønskes, at alt effekten afsættes i højttaleren. Opgaven er nu at designe og tilpasse β blokken til effektforstærkerens kriterier. Ved hjælp af negativ tilbagekobling skal de tekniske krav, vist nedenfor, for effektforstærkeren overholdes. Krav til effektforstærker Total harmonisk forvrængning 0.7 % Frekvensområde på minimum 20Hz - 20kHz Indgangsimpedans: Z i 10kΩ Udgangsimpedans: Z o Ω Skal kunne afsætte 10 W i 8 ohm Design af tilbagekobling i effektforstærker Den passende type tilbagekobling til effektforstærkeren er VCVS, voltage control voltage source. VCVS indebærer, at der kobles i serie med input og i parallel/shunt med output, som ses på figur Denne opkobling medfører, at der opnåsenhøjinput impedansogenlavoutputimpedans.påsammetidforbedrer tilbagekoblingen lineariteten, og dette betyder, at kredsløbet kan håndtere større signalniveauer, uden at der forekommer forvrængning. Figur 5.26: Figuren viser en serie og parallel koblet tilbagekobling 64

71 På figur 5.27 ses tilbagekoblingen, som bruges i effektforstærkeren. I tilbagekoblingenbenyttesenspændingsdelingafa vo tilatbestemmedenønskedetilbagekoblings faktor, A CL. Desuden afkobles der med kondensatoren C 1 til stel for at sikre, at DC signaler tilbagekobles fuldstændig, og derved holdes forstærkningen af dem på en faktor 1. Figur 5.27: Figuren viser effektforstærkerens tilbagekoblingensnetværk Dimensionering af tilbagekobling For at beregne og dimensionerer hvilke modstande og hvilken kondensator værdi, der skal bruges til, tilbagekoblingsnetværket β, findes et udtryk for closed loop gain A VCL. hvor: V o = peak indgangsspænding [V] V i = peak udgangsspænding [V] A VCL = V o V i 24V 3V = 8 (5.70) Udtrykket for tilbagekoblingensfaktoren β bestemmes ud fra spændingsdelingen på figur β = R 2 R 1 +R 2 (5.71) Udtrykket for tilbagekoblingen kan opstilles ved formel Det antages at råforstærkningen,a VOL 1,ogderforkanudtrykketforclosedloop-forstærkning A VCL omskrives til A VCL = A VOL 1+βA VOL A VCL AVOL 1 1 β. (5.72) Et udtryk for β er givet ved formel (5.71), og ved at vælge en vilkårlig stor R 1 til 20 kω, så kan R 2 findes ved, 65

72 1 A VCL R 2 8 = R 2 +20kΩ R 2 = 2.8kΩ (5.73) R R 2 1+R 2 Kondensatoren C 1, vist på figur 5.27, skal dimensioneres, så knækfrekvensen ikke påvirker frekvensresponset. Dette betyder, at knækfrekvensen skal være mindre end 20 Hz, som er den lave knækfrekvens ω L. Dette gøres ved at definere knækfrekvens dekade mindre end ω L, ved 2 Hz. Inden værdien kan findes, skal R, modstandene som kondensatorer ser ind i, findes og beregnes. Kondensatorer bliver påvirket af modstandene og impedansen vist på figur Kredsløbet kan reduceres til, at R 1 og R L sidder i serie, som sidder i parallel med Z i og R L. Derefter en serieforbindelse mellem R 2 og (R 1 +R L ) Z i, hvor Z i er den serielle indgangsimpedans af strømgenerator og differensforstærker. R = R 2 +((R 1 +(R L Z i )) (5.74) Figur 5.28: Figuren viser de modstande C 1 ser ind i. For at finde ud af hvilken værdi Z i har, skal der laves en småsignal analyse, hvor der bruges hybrid-π modelen. Først findes udgangsimpedans af strømgeneratoren og derefter beregnes indgangsimpedansen af differensforstærkeren, hvor emitter modstanden svarer til strømgeneratorens udgangsimpedansen. Der indikeres, i de følgende småsignal analyser, med en stiplet firkant hvilken del af kredsløbet, som bliver lavet småsignal analyse på. Udgangsimpedansen Z o findes når der kigges op af kollektor, og ud fra figur 5.29 ses der kun ind i r o. Figur 5.29: Figuren viser småsignal diagrammet for den højre BJT i strømgeneratoren. 66

73 I modulafsnit A.7 beregnes r o, og bestemmes til Z o = 33kΩ for en BC557B, med en I c strøm på 4mA. Figur 5.30: Figuren viser småsignal diagrammet for den højre BJT i differensforstærkeren. For at finde indgangsimpedansen findes et udtryk for gm. gm = I c V T = 2mA 26mV = 1 3 hvor: gm = er BJT ens transkonduktans [ms] V T = termospændingen [mv] (5.75) Derefter kan R π findes ved. hvor: β = er BJT ens gain Nu kan Z i opstilles som R π = β gm = = 3770Ω (5.76) 3 Z i = (β +1) (r π +R E ) = 291 ( kΩ) = 10.7MΩ (5.77) hvor: β = 290 for en BC557B Kondensator værdien kan findes vha. filter teori, og derfor benyttes RC-ligningen (5.79),hvorderisoleresforC 1.FørstfindesR total udfraudtryk5.74fratidligere. C 1 = R = (20k +8) 10.7M +2.8k = 22.8k (5.78) (20k+8)+10.7M µF (5.79) 2π f R total 2π k 67

74 hvor: C = kondensator værdien [F] f = knækfrekvensen [Hz] R = total modstand [Ω] Termisk stabilitet Termisk stabilitet skal sikres for at undgå termisk runaway, som ikke er ønskeligt. Dette afsnit er udregnet ved at læse en anden rapport som ligger på den vedlagte CD. Termisk runaway vil sige at temperaturen indeni en transistor stiger hurtigere end den kan komme af med varmen. Termisk stabilitet skal sikres i forstærkerens effekttransistorer, da der er et betydeligt tab i dem, i form af varme. For at bestemme om udgangseffekttransistorerne har brug for køling, er det nødvendigt, at beregne hvor meget effekt der i værste fald bliver afsat i transistorerne. Først findes den totale strøm fra strømforsyningen kaldet P s. P s findes for en halv periode og ganges med to, hvilket svarer til den totale strøm fra forsyningen til begge transistorer. Denne beregning er baseret på gennemsnitsstrømmen I avg, i hver af transistorerne. P S = 2 V CC I avg = 2 V CC 1 π V (5.80) R L Effekten der afsættes i loadmodstanden, kan derefter beregnes: P L = V 2 RMS R L (5.81) P L = V 2 P 2 R L (5.82) P L = V 2 P 2 R L (5.83) Det er nu muligt at opstille et udtryk for virkningsgraden. På den måde bestemmes den teoretiske maksimale virkningsgrad for et klasse AB udgangstrin. µ = P L = π P S 4 V P (5.84) V CC µ = π 4 = 78,5% (5.85) Det kan ses af beregningerne at alt effekten ikke bliver afsat i loaden(højttaleren). Den resterende effekt bliver omsat til varme, og det vil typisk være i udgangstransistorerne, da det er her de største stømme løber. Effekten der afsættes i transistorerne kan bestemmes således: P T = P S P L = 2 π VCC R L V P V 2 P 2 R L (5.86) 68

75 hvor: P T = effekten afsat i transistoren [W] P S = den totale effekt i kredsløbet [W] P L = effekten afsat i belastningen [W] Ved at differentiere effekten, P T, i forhold til V P findes det indgangssignal, der giver anledning til det største effekttab i transistorerne, P Tmaks. δp T δv P = 2 π VCC R L 2 V P 2 R L = 0 (5.87) V P = 2 π V CC (5.88) P T maks = ( 4 π 2 2 π 2) V 2 CC R L = 2 π V 2 CC R L = P PNP +P NPN (5.89) P PNP = P NPN = 1 π V 2 CCRMS R L = 1 π = 17, 8W (5.90) Den afsatte effekt til varme sker som en temperaturstigning inden i transistoren. Den maksimale kollektor-junction temperatur findes i databladet for transistoren, i dette tilfælde er den på 150[ C]. For at sikre at transistoren fungerer indenfor dens SOA (Safe Operating Area), er det derfor vigtigt at stille krav til det termiske-design. For at regne på de termiske forhold opstilles der elektriske ækvivalenter for systemet. Således vil ρ, θ og T svare til strøm, modstand og spænding. I datablade for transistorer findes der typisk en specifik maks. junktion to case termisk modstand (θ JA ), samt en case-to-ampient termisk modstand(θ CA ). Når der ses på termiske forhold i en transistor er der to slags effekt. Modtaget effekt P S og afgivet effekt P T. P T er givet ved: P T = T J T A θ JA (5.91) hvor: T J = temperaturen i transistoren [ C] T A = temperaturen fra omgivelserne [ C] θ JA = den termiske modstand fra transistoren til omgivelserne [ C W ] Benyttes formel 5.90, kan resultatet vurderes ud fra nedenstående betragninger: Ligevægt P S = P T T J er konstant Opvarmning P S > P T T J vil stige Afkøling P S < P T T J vil falde Af brugerhensyn må kølepladens temperatur, minus omgivelsernes temperatur, ikke overstige 35 C. Følgende termiske krav opstilles: 69

76 T J < T Jmaks T S T A 35 C Den termiske modstand for kølepladen beregnes vha. følgende formel: θ SA = T J T Amaks P Tmaks θ JC θ CS (5.92) hvor: θ SA = den termiske modstand fra kølepladen til omgivelserne [ C W ] T J = temperaturen i transistoren [ C] T Amaks = den maksimale temperatur fra omgivelserne [ C] P Tmaks = den maksimalt tilførte effekt fra transistoren [W] θ JC = den termiske modstand fra transistoren til transistorhuset [ C θ CS = den termiske modstand fra transistoren til kølepladen [ C W ] Ud fra de opstillede krav kan den termiske resistivitet beregnes. θ JC og θ CS er ikke nævnt i databladet så disse kan undlades. θ SA = ,8 C = 5,61 W W ] (5.93) Ud fra den termiske modstand θ SA ses det, at der skal vælges en køleplade, som har en termisk modstand på 5,61 eller mindre. Aluminiums termiske resistivitet. Så ved hjælp af følgende formel kan kølepladens størrelse findes. er 1 236λ A = hvor: ρ = den termiske resistivitet = 1 C m λ [ W ] t = materialetykkelsen [m] A = materialets areal [m 2 ] A = ρ t θ SA (5.94) 1 236λ t 5,61 = 75,46cm2 (5.95) Så hver effekttransistor skal som minimum have påmonteret en aluminiumskøleplade på 75,46cm 2. 70

77 Kapitel 6 Accepttest Accepttesten har til formål at vurdere hvorvidt kravspecifikationen er blevet overholdt. Af den grund opstilles tests, der afprøver de krav, der stilles til audio forstærkeren. Accepttest kravene ses nedenfor, og i tabellen 6.1nedenunder ses om kravene til audio forstærkeren er blevet overholdt. 1. Skal kunne levere 10 W i 8 Ω højttaler 2. THD på maksimum 1 % 3. Skal minimum have en tilsvarende nyttevirkning, som på pioneerforstærkeren dvs. ca 66 % ved max V out. 4. Forstærkeren må maks have et udsving på 1,5dB forstærkning inden for et frekvensområde på 40Hz - 16kHz. 5. Maksimal temperaturændring må maks være 35 grader over 10 min. 6. Det skal være muligt at tilkoble en højttaler med 8 Ω indgangsimpedans med 20 % tolerance. 7. Det skal være muligt at dæmpe signalet tilstrækkeligt til at der ikke kan høres noget fra en 8Ω højtaler. Følgende tabel præsenterer resultaterne for målingerne. 6.1 Nyttevirkning Som det kan ses på figur 6.1 er nyttevirkningen mindre end det ønskede mål. Der opnåes en nyttevirkning på ca. 49% hvilket er 17% under målet. Dog har Klasse-G forstærkeren en bedre nyttevirkning når der spilles lav musik da den køre på en lav strømforsynings. 71

78 Kravnr. Kravopfyldelse Resultater 1 Godkendt 24 W 2 Ikke godkendt 17 % 3 Ikke godkendt 49 % 4 Godkendt 0,7dB 5 Godkendt. 28 grader 6 Godkendt - 7 Godkendt -70 db Tabel 6.1: Tabel over kravene til acepttest og hvor vidt de er godkendt eller ej Forslag til bedre nyttevirkning Det forventes at der kan opnåes en bedre nyttevirkning med følgende forbedringer på udgangstrinet. Henfør og Den zener-diode som skal bias klasse-g trinet kan dimensioneres mindre således at 30V forsyningen aktiveres ved højere spænding på signalet. De to ydre 0,33Ω effektmodstande kan muligvis fjernes således at de tager effekt. En lavere indre forsyning 72

79 Nyttevirkning [%] Effekten afsat i højttaleren [W] Figur 6.1: Diagram viser nyttevirkningen for en audio forstærkeren med klasse G 73

80 Kapitel 7 Konklusion Der er opbygget en komplet hifi effektforstærker med en udmærket effektudnyttelse. Vi overholder desværre ikke DIN45500 standarden pga. en for høj THD i den samlede måling med line forforstærkeren. Det er uvist hvad der forårsager det, da vi sagtens kan spille musik med systemet, men ikke sweepe det uden at det bliver ustabilt. Først blev det undersøgt hvor stort effekttabet i hifi forstærkere er, ved at teste en Pioneer stereo forstærker. Det viste sig at effektudnyttelsen, ved normalt lytteniveau, ligger på cirka 1 %. Derfor var hovedformålet ved projektet at lave en hifi forstærker med en højere nyttevirkning end Pioneer forstærkeren uden at overskride DIN45500 standarden. Desuden har vi på gruppen besluttet at lave en forstærker til et karaokesystem, det vil sige at vi har 2 inputs, en line- og mikrofon indgang. Først lavede vi et blackbox diagram over de moduler vi kunne forestille os i vores effektforstærker. Bagefter opstillede vi krav til alle modulerne, mange af kravene er blevet bestemt ud fra ovenstående standarder. De resterende af kravene er sat af gruppen. Bl.a. er krav til modul impedanserne, signalniveau og forsyningsspænding valgt af gruppen. Der er blevet designet to forskellige forforstærkere til at lave et karaoke system, en til mikrofon og en til line input. Med to forskellige forstærkninger giver det anledning til enkel tilslutning af andre analoge lydkilder. Mikrofon forforstærkeren har cirka en forstærkning på 50, og line forstærkeren en forstærkning på cirka 8. Vi har dog kun testet med disse to inputs og en computer, da vi har designet systemet til at skulle fungere som karaoke system og ikke som generel forstærker. For at være i stand til at justere volumen er der designet en simpel analog volumekontrol. Volumenkontrollen er dimensioneret således at den dæmper signalet fra 0 til -71dB. Det er en operationsforstærker kreds med en forstærkning 74

81 på maksimalt en. Der er monteret logaritmisk potentiometer på volumenkontrollen for at det lyder lineært når man stiller på potentiometret. Der er desuden påmonteret potentiometre ved hver indgang, mikrofon og line, for at dæmpe den enkelte kanal hver for sig. Den designede effektforstærker er ikke beskyttet mod klipning af signalerne. Det vil sige at hvis vi eksempelvis smidder et signal på 8V ind, vil voreskredsløb bare klippe signalet. Så det er delvis beskyttet mod at blive brændt af, bortset fra at den kun vil kunne tåle det i peaks, hvis den stadig skal opfylde kravenefor temperatur. Det kan så konkluderes at en klipning af lyden vil lyde forfærdeligt, men ikke gøre nogen skade på systemet eller den tilsluttede enhed. Der er blevet brugt fem laboratoriestrømforsyninger i realiseringen af forstærkeren. Det havde været nok med fire, men på grund af en ændring i valget af klasse-ab spændingen senere i projektet er line forforstærkeren dimensioneret til 15 V, hvor resten er dimensioneret til enten 10 V eller 30 V. De designede analoge kredsløb er testet i simuleringsprogrammet LTSpice før konstruktion. Simuleringsresultater af disse har været analyseret og sammenlignet med beregninger. Hvis dette har stemt overens er kredsløbet blevet fremstillet. Målinger på den samlede hifi forstærker samt de enkelte moduler er foretaget. De fleste målinger har været acceptable, undtagen THD måling ved hele systemet med påmonteret line forforstærker. Enkelte målinger har også givet ikke tilfredsstillende resultater første gang, og er så taget om, efter en revurdering eller ændring i systemet. Kredsløbet har et tomgangsforbrug på 1,12 W mens Pioneer forstærkeren, som der sammenlignes med, har et tomgangsforbrug på 12 W. Det er uden at tage højde for effekttab i strømforsyningerne. Med det princip der er benyttet til klasse G effekttrinnet er der opnået rigtig gode resultater for både tomgangsspænding og lydkvalitet. En nyttevirkning på 49 % er acceptabelt, men stadig lidt for lavt for rigtigt at vise fordelen ved klasse-g fremfor klasse-ab. Dog kan det tydeligt ses på nyttevirkningstesten at en klasse G-forstærker klare sig bedre på lave lydniveauer. Nyttevirkningen kan hæves ved at flytte niveauet, hvor Klasse-G trinnet tager over, op så vi får klasse-ab egenskaberne lidt længere tid. Forstærkeren er desuden ikke stillet helt i 0 tilstand inden nyttevirkningstest. 75

82 Kapitel 8 Perspektivering I dette afsnit vil vi perspektivere til de videre tiltag, som gruppen ville have foretaget, hvis den tidsmæssige horisont havde været større. Hvis projektet skulle fortsætte, ville det være væsentligt at udforme adskillige supplerings moduler til effektforstærkeren. Modulerne er ikke listet efter relevans. De mest væsentlige er: Tonekontrol Kortslutningssikring Afbryder ved volumenkontrol Stereo forstærker Kanalvælger Strømforsyning Ens spændinger Mulighed for flere inputs Finish Tonekontrol En tonekontrol er et vigtigt element i en hifi forstærker til kommerciel brug. Muligheden for at skrue op for de lave frekvenser, sænke diskanten og andre muligheder. Det giver brugeren langt større mulighed for selv at indstille så vedkommende opnår den ønskede lyd. Kortslutningssikring 76

83 Kortslutningssikring skal sikre at hele forstærkeren ikke brænder sammen, hvis brugeren eksempelvis tilslutter systemet forkert, det beskytter desuden brugerens højtalerenheder. Arbryder ved volumenkontrol En afbryder skal sikre en fuldstændig afbrydelse af signalet, og ikke bare en kraftig dæmpning som vi har opnået i dette projekt. En dæmpning på de opnåede 70dB er næsten helt væk, men det vil alligevel fremkomme som støj på de andre signaler. Stereo forstærker Lyd i stereo er en helt anden oplevelse end mono lyd. Stereolyd er to seperate lydsignaler fra den samme kilde der forekommer forskelligt i 2 seperate højtalere der typisk er placeret til højre og venstre for lytteren. Kanalvælger En kanalvælger vil tildels fungere lidt som en afbryder ved volumenkontrollen. Hvis der blev tilsluttet adskillige inputs til forstærkeren og brugeren eksempelvis kun ønsker at lytte til én kilde, er det langt lettere at vælge den ene kilde end at slukke alle de andre kilder. Strømforsyning En indbygget strømforsyning ville gøre det langt lettere for brugeren at tilslutte systemet, desuden ville vi have mulighed for at øge nyttevirkningen da strømforsyningen, skal laves til en fast spænding. Det vil tilmed også sænke prisen på et system tilsluttet elnettet væsentligt, da en variabel strømforsyning er langt dyrere end en konstant strømforsyning. Ens spændinger I vores system har vi brugt forskellige spændinger på de 2 forforstærkere pga. en omdimensionering undervejs i projektet. Det gør at vi skal bruge en ekstra strømforsyning for at drive systemet. Så ved at benytte ens spændinger flere steder rundt omkring i forstærkeren er det muligt at sænke antallet af strømforsyninger, og derved lave et billigere og lettere tilgængeligt produkt. Mulighed for flere inputs Muligheden for flere inputs i forstærkeren skal forståes som flere indgange, men ikke som at de skal spille samtidig. Vores system er designet til karaoke, altså mikrofon og line indgang samtidig, men ikke flere inputs samtidig. Derimod ville det være en stor fordel som samlet produkt at kunne tilslutte evt. en cd-afspiller. Finish En endeliggørelse og ydre design af produktet ville være helt essentiel for et eventuelt salg af produktet. Altså at der konstrueres en flot kasse med nogle flotte knapper i et moderne lækkert design. Desuden har en typisk effektforstærker, til brug i hjemmene, indbygget subwoofer i én og samme kasse. Det ville dog ikke være målet, men at lave hele kredsløbet i en flot kasse med nogle mere tilgængelige knapper er absolut et vigtigt punkt. 77

84 Litteratur [1] AAU Acustics. lidt om lyd - uden formler. sections/acoustics/press/fakta/lidt-om-lyd/. [2] Adel S. Sedra and Kenneth C. Smith. Microelectronic circuits, [3] Douglas Self. Amplifier design handbook, [4] Michael Tse. Frequency response of transistor amplifiers. eie.polyu.edu.hk/eie304/frequencyresponse.pdf. 78

85 Bilag A Målejournal Målejournalerne har til formål at beskrive de forsøg, der kræves for at undersøge hvor vidt systemet overholder kravspecifikationen, samt præsentere måleresultaterne. A.1 Målejournal for pioneer forstærker Formål Formålet med denne målejournal er at opnå indsigt i en audio forstærkers effektforbrug, og derved udregne dens nyttevirkning, som indgangssignalet stiger. Forsøgsopstilling Figur A.1: Forsøgsopstilling til måling af nyttevirkning på pioneer audio forstærker Beskrivelse af forsøg 1. Forsøgsopstillingen opstilles og ønsket resultat ses på figur A Effektmåleren sættes til imellem 230V forsyningspænding og forstærkeren. 79

86 3. En signalgenerator sættes til at sende et sinus signal på 1kHz med en amplitude på 1V ind på pioneer forstærkerens AUX indgang. 4. En 8Ω effektmodstand sættes på udgangen af forstærkeren for at simulere en højttaler. 5. Spændingen måles over effektmodstanden, vha. et voltmeter. 6. Strømmen ind i effektmodstanden måles, vha. et amperemeter. 7. Der fortages målinger ved at skrue trin op på pioneer forstærkeren indtil ønsket antal mållingerne er fortaget. Måledata Volume f(hz) P ind V ud I ud P ud Nyttevirkning ,087 0,01 0, , ,083 0,01 0, , ,13 0,015 0, , ,5 0,06 0,03 0, ,24 0,48 2, ,67 0,43 1,5781 6, ,84 0,57 2,7588 9, ,04 0,83 5, , ,63 1,4 16,282 29, ,24 2,56 54, , ,47 2,95 72, ,2 Tabel A.1: Måledata fra pioneerforstærker måling Vurdering af forsøgsresultater Ud fra målingen ses det at pioneer forstærkeren maksimale virkningsgrad er på ca. 66 %. Ud fra grafen kan det ses, at der er en næsten linier sammenhæng mellem output spændingen og nyttevirkningen. AAU Instrumentenumre Multimeter: B1-101-B-4, B1-101-B-5 Signalgenerator: B1-101-M-7 Oscilloscope: B1-101-F-4 Effektmåler: Modstande: B1-101-R-5 (08661), B1-101-R-5 (08662) 80

87 A.2 Målejournal for standard dynamisk mikrofon Formål Formålet med denne målejournal er at måle udgangssignalet på den brugte dynamiske mikrofon ved tale, sang og råb. Målingen foretages for bedre at forstå, hvordan mikrofonen opfører sig, når den bruges til tale, sang og råb. På samme tid verificeres informationen fra standarden omkring dynamiske mikrofoner. Forsøgsopstilling Figur A.2: Forsøgsopstilling til måling på udgangssignal på mikrofon Beskrivelse af forsøg 1. Forsøgsopstillingen opstilles som vist på figur A En måling foretages, hvor der tales ind i mikrofonen. 3. En måling foretages, hvor der synges ind i mikrofonen. 4. En måling foretages, hvor der skriges højt ind i mikrofonen. Måledata Vurdering af forsøgsresultater Udgangssignal [mv] Tale <15 Sang 20 Råb 184 Tabel A.2: Måledata fra mikrofonmåling Måleresultaterne fra forsøget ligger ca. i det samme interval som standarderne, taget fejlkilder i betragtninger. 81

88 Fejlkilder Oscilloskop afmålinger Tale, sang og råb kan variere fra person til person Mikrofonen afstand fra munden Baggrundstøj AAU Instrumentenumre Højttaler: B4-109-B-4 Signalgenerator: B4-113-RACK-4 Oscilloscope: B1-101-F-4 Mikrofon: B1-104, A.3 Målejournal for volumenkontrol Formål Der undersøges hvor vidt LTspice modellen af volumenkontrollen stemmer overens med den virkelige volumenkontrol. Maksimale dæmpning af indgangssignalet måles også. Forsøgsopstilling Modulet koblet til frekvenssweeperen som vist på figur A.10, hvor BNC stik Ai-1 kobles til udgangen og Ao-0 kobles til indgangen. Figur A.3: Billede af opstillingen for kredsløb ved frekvenssweeping taget fra manualen for sweeperen. 82

89 Beskrivelse af forsøg Volumenkontrollen kobles til sweeperen. Volumenkontrollen kobles til en forsyningsgenerator som leverer ±10 V. Der foretages målinger for THD og signaldæmpning. Måledata db ref 1,0E+0-0,09-0,1-0,11-0,12-0,13-0, Frequency [Hz] Figur A.4: Dæmpning af signalet ud fra lineindgangen ved maks. volumen. Y- aksen viser dæmpning i db og X-aksen viser frekvens i Hz. db ref 1,0E+0-0,04-0,05-0,06-0,07-0,08-0, Frequency [Hz] Figur A.5: Dæmpning af signalet ud fra mikrofonindgangen ved maks. volumen. Y-aksen viser dæmpning i db og X-aksen viser frekvens i Hz. -9,75 db ref 1,0E+0-39,8-39,85-39,9-39, Frequency [Hz] Figur A.6: Dæmpning af signalet ud fra lineindgangen hvor pot1 er skruet op på maks. Y-aksen viser dæmpning i db og X-aksen viser frekvens i Hz. 83

90 -40,15 db ref 1,0E+0-40,2-40,25-40,3-40, Frequency [Hz] Figur A.7: Dæmpning af signalet ud fra mikrofonindgangen hvor pot2 er skruet op på max. Y-aksen viser dæmpning [db] og X-aksen viser frekvens i Hz. db ref 1,0E+0-57, , , , Frequency [Hz] Figur A.8: Dæmpning af signalet ud fra lineindgangen hvor pot1 er skruet op på max. og pot3 er skruet ned på min. Y-aksen viser dæmpning i db og X-aksen viser frekvens i Hz. db ref 1,0E+0-57, , , , Frequency [Hz] Figur A.9: Dæmpning af signalet ud fra mikrofonindgangen hvor pot2 er skruet op på max. og pot3 er skruet ned på min. Y-aksen viser dæmpning i db og X-aksen viser frekvens i Hz. Instrumentnumre Strømforsyning: B1-101-P-5 (33893) A.4 Målejournal THD Formål Formålet med dette forsøg er at undersøge systemets samlede THD og de individuelle modulers THD. Ved at koble modulerne til en computer, som kan 84

91 frekvenssweepe systemet ved ønsket amplitude måles THD. THD for effektforstærkeren må maksimum være på 0.5% mens det samlede kredsløb må have en maksimal THD på 1%. Forsøgsopstilling Modulet koblet til frekvenssweeperen som vist på figur A.10, hvor BNC stik Ai-1 kobles til udgangen og Ao-0 kobles til indgangen. Figur A.10: Billede af opstillingen for kredsløb ved frekvenssweeping (taget fra manualen for sweeperen). Beskrivelse af forsøg Følgende opkobling skal måles med den viste indgangsspænding Effektforstærker + volumenkontrol + line forforstærker [0,66 V] Effektforstærker + volumenkontrol + mikrofon forforstærker [0,02 V] Effektforstærker [2 V] Volumenkontrol [2 V] Line forforstærker [0,6 V] Mikrofon forforstærker [0,02 V] Forsøgs fremgangsmåde: Modulet kobles til frekvenssweeperen som vist på figur A.10. Frekvensen sættes til 20 Hz-20 khz. Samplefrekvens sættes til 200 khz Number of steps sættes til 200 Amplituden sættes til den ønskede målemodulkombination 85

92 THD aflæses og data gemmes Samme fremgangsmåde foretages for de næste målinger Måledata Modul Højeste målte THD Effektforstærker+volumenkontrol+line forforstærker 17% Effektforstærker + volumenkontrol + mikrofon forforstærker 0,2% Effektforstærker 0.1% Volumenkontrol 0,012% Line forforstærker 0,14% Mikrofon forforstærker 0,019% % 0,006 0,005 0,004 0,003 0,002 0, Frequency [Hz] Figur A.11: THD måling af lineindgangen ved maks. volumen. Y-aksen viser procent THD og X-aksen viser frekvens i Hz. % 0,006 0,005 0,004 0,003 0,002 0, Frequency [Hz] Figur A.12: THD måling af mikrofonindgangen ved maks volumen. Y-aksen viser procenter og X-aksen viser frekvens i Hz. 86

93 0,2 0,15 0,1 % 0, Frequency [Hz] Figur A.13: THD på mikrofonindgangen hvor pot3 er skruet på minimum. 0,15 0,1 % 0, F equency [Hz] Figur A.14: THD for lineindgangen hvor pot2 er skruet på minimum. Instrumentnumre Computer: AAU Lydkort: NI-PCI-4461-baseret analysator Strømforsyninger: B1-101-o-10 B1-101-N-5 B1-101-N-5 B1-101-P-5 [ A.5 Målejournal for effektforstærker med klasse G forstærkertrin Formål Formålet med denne målejournal er at undersøge om klasse-g trinnet giver en bedre samlet nyttevirkning end pioneer forstærkeren fra målejournal A.1. 87

94 Forsøgsopstilling Figur A.15: Diagram som viser forsøgsopstillingen for nyttevirkningsmåling for audio forstærker med klasse-g Beskrivelse af forsøg Der tændes for forsyningsspændingen. Effektforbruget regnes ud ved at gange 30V med denne strøm som systemet maksimalt bruger. Forsøgsopstillingen opstilles og ønsket resultat ses på figur A Amperemeterene sættes til i mellem ±30 og ±10 forsyningsspænding, og strømmene aflæses. En signalgenerator sættes til at sende et sinus signal på 1kHz med ønsket amplitude ind på forstærkerens indgang. En8Ωeffektmodstandsættespåudgangenafforstærkeren,foratsimulere en højttaler. Spændingen måles over effektmodstanden, vha. et voltmeter. Der foretages målinger ved at skrue op for amplituden på signalgeneratoren indtil ønsket antal mållinger er fortaget. Måledata Rådata fra forsøget ses på tabel A.3 88

95 V in [mv] I in 30V [A] I in 10V [A] P in total [W] P out total [W] Nyttevirkning [%] 0 0,035 0, ,035 0, ,0818 4, ,035 0,157 2,62 0,228 8, ,035 0,218 3,23 0,447 13, ,035 0,278 3,83 0,739 19, ,035 0,338 4,43 1,103 24, ,035 0,397 5,02 1,536 30, ,153 0,35 8,09 2,045 25, ,356 0,292 13,6 2,639 19, ,482 0,272 17,18 3,296 19, ,583 0,259 20,08 4,011 19, ,667 0,247 22,48 4,812 21, ,744 0,231 24,63 5,686 23, ,818 0,223 26,77 6,633 24, ,891 0,214 28,87 7,653 26, ,953 0,201 30,6 8,745 28, ,014 0,185 32,27 9,911 30, ,07 0,169 33,79 11,150 33, ,13 0,159 35,49 12,461 35, ,19 0,149 37,19 13,846 37, ,259 0,143 39,2 15,303 39, ,32 0, ,833 41, ,38 0,134 42,74 18,436 43, ,44 0,13 44,5 20,112 45, ,5 0,126 46,26 21,860 47, ,56 0, ,682 49,34 Tabel A.3: Måledata for nyttevirkning af klasse G forstærker subsubsectionvurdering af forsøgsresultater Det ses at klasse G trinnet har en 49 % nyttevirkning, hvilket er en del værre end pioneer forstærkeren fra, som havde en nyttevirkning på ca. 66 %. AAU Instrumentenumre Multimeter: B1-101-B-4 Signalgenerator: B1-101-M-7 Oscilloscope: B1-101-F-4 Modstande: B1-101-R-5 (08661) 89

96 A.6 Målejournal for den komplette klasse G forstærker Formål I dette forsøg undersøges kravene for det endelige system. Følgende krav undersøges: En nyttevirkning på ca. 66 %. Forstærkeren skal være i stand til at levere 10 W ud i en 8 Ω højttaler, i mono, ved 1000 Hz. Forstærkeren må ikke have en afvigelse på mere end 1,5 db i forstærkning i frekvensområdet 40Hz - 16kHz Det skal være muligt at tilkoble en 8 Ω højttaler med 20 % tolerance. Det skal være muligt at tilkoble en standard dynamiske mikrofoner til forstærkeren. Det skal være muligt at dæmpe signalet tilstrækkeligt til at der ikke kan høres noget fra en 8 Ω højtaler. Forstærkeren skal have en temperatur på maksimum 35 celsius efter 10 min. Klasse G trinnet skal resultere i en samlet bedre nyttevirkning end en klasse AB forstærker med en forsyningsspænding på 30V. Forsøgsopstilling Beskrivelse af forsøg Begge sinus generatorer sættes til en frekvens på 1 khz. Der måles om forstærkeren kan levere 10 W i udgangstrinnet. Effektmodstanden udskiftes med en 8Ω højtaler med 20% tolerance. Volumenkontrollen skrues helt ned for at undersøge om dæmpningen er så stor så der ikke kommer lyd ud af højtaleren. Alle modulerne kobles sammen. Der kobles to sinus generatorer til line input og mikrofon input. Line input får en amplitude på 0.5V og mikrofon input får en amplitude på 20mV. Output for effektforstærkeren kobles til en 8Ω effektmodstand. Tilsidstundersøgesdeenkeltekomponenterstemperaturmedettermometer for at undersøge om temperaturen er under 35 grader celsius. 90

97 Måledata Hvad testes der for Resultat 10 W i 8 Ω Overholdt Signaldæmpning 8 Ω Overholdt Samlet THD 17 % Temperatur 28 Instrumentnumre A.7 Beregning af udgangsimpedans i strømgenertor Indgangsimpedansen i en strømgenerator er ca. r o. r o findes ud fra h parametre i en transistor. Samtidig er r o meget afhængig af af I C strømmen på den pågældene transistor. Dette afsnit beskriver r o ved en I C strøm 2, 4 og 8mA. Fremgangsmåde: g m = I C V T (A.1) r π = h fe g m (A.2) r µ = r π h re (A.3) r o = 1 h oe h fe r µ (A.4) A.7.1 r o med en I C strøm på 4mA I C = 4mA (A.5) V T = 26mV (A.6) h oe = 54µS (A.7) h fe = 363 (A.8) 91

98 h re = 158µ h ie = 2385 g m = 4mA 26mV = 154mS r π = mS = 2360ω (A.9) (A.10) (A.11) (A.12) r µ = 2360ω 158µ = 15MΩ (A.13) r o = 1 54µS MΩ A.7.2 r o med en I C strøm på 2mA = 34kΩ (A.14) I C = 2mA V T = 26mV h oe = 30µS h fe = 330 h re = 200µ h ie = 4500 g m = 4mA 26mV = 77mS r π = mS = 4290ω r µ = 2360ω 154mS = 21.5MΩ (A.15) (A.16) (A.17) (A.18) (A.19) (A.20) (A.21) (A.22) (A.23) r o = 1 30µS MΩ = 68kΩ (A.24) 92

99 A.7.3 r o med en I C strøm på 8mA I C = 8mA (A.25) V T = 26mV (A.26) h oe = 105µS (A.27) h fe = 330 (A.28) h re = 200µ (A.29) h ie = 4500 (A.30) g m = 4mA 26mV = 308mS (A.31) r π = mS = 1,07kΩ (A.32) (A.33) r µ = 2360ω 154mS = 5,35MΩ (A.34) r o = 1 105µS 330 5,35MΩ = 20, 4kΩ (A.35) 93

100 Bilag B Teori B.1 Filter Under oscillioskopmålingerne på mikrofonen viste det sig at der blev opfanget en del højfrekvent støj. Denne støj ønskes filtreret fra signalet, for at sikre så lidt støj på signalet, fra mikrofonen, som overhovedet muligt. Ligeledes ønskes det også at alle højfrekvente lydbølger, i området omkring mikrofonen, bliver filtreret for at undgå, at disse lydbøger påvirker den ønskede lyd der indtales/synges i mikrofonen. Det findes ikke relevant at lukke frekvenser igennem filteret, som ikke kan høres af det menneskelige øre, da hifi-forstærkeren udelukkende skal benyttes til at forstærke lyd, som det menneskelige øre kan høre. Mennesket kan, med en hvis tilnærmelse, høre lydbølger med en frekvens på mellem 20 Hz og 20 khz. Derfor findes det relevant at konstruere et filter der frafiltrerer alle frekvenser højere end 20 khz. Et sådant filter skal konstrueres som et lavpasfilter (se figur B.1), der kun lader signaler med frekvenser under den ønskede frekvens passere udæmpede igennem. Figur B.1: Billedet viser et standard førsteordens lavpasfilter. For at konstruere lavpasfilteret således at det frafiltrerer signaler/støj med 94

101 frekvenser over 20 khz, skal de rigtige værdier af modstanden, R [Ω], og kondensatoren, C [F], bestemmes. Dette gøres ved at lave en overføringsfunktion for lavpasfilteret, som er givet ved ( 1 ) R V out = V in 1 R +sc V out V in = 1 RC 1 RC +s = 1 RC 1 RC +jω (B.1) (B.2) Af ligning (B.2) ses det at knækkurven for lavpasfilteret vil knække ved 1 RC. Ligeledes vides det at knækkurven altid vil knække ved ω 0 som er givet ved ω 0 = 2πf 0 hvor f 0 er knækfrekvensen for knækkurven. Dermed ses det at ω 0 = 2πf 0 = 1 RC Der kan dermed opstilles følgende ligning for R (B.3) (B.4) 1 R = C 2πf 0 (B.5) Dermed kan R bestemmes ved at vælge en værdi for C. Knækfrekvensen skal, som nævnt, være 20 khz, og C vælges til 47 nf, da denne kondensator er til rådighed. Dermed kan R bestemmes: R = 1 47nF 2π20kHz = 169,3Ω (B.6) I E96 serien af modstande findes der en 169 Ω modstand. Denne modstand, sammen med en 47 nf kondensator vil give en knækfrekvens på cirka 20 khz, så denne modstand vælges. B.2 Strømgenerator I dette afsnit beskrives hvordan der kan konstrueres en konstantstrømsgenerator. Konstantstrømsgeneratoren skal bruges til at generere en konstant strøm til biaskredsløbet. Teoretisk ideelle strømgeneratorere genererer en konstant strøm, uanset hvilken impedans der er i serie. Det er altså både for at holde strømmen oppe, og for at begrænse den i peaks. En konstantstrømsgenerator kan konstrueres på flere måder, her i rapporten fokuseres der kun på et såkaldt strømspejl. Et eksempel på en tilnærmet ideel konstantstrømsgenerator ses nedenfor på figur B.2 95

102 V ref I ref R 1 I O V CC R load Q 1 Q 2 Figur B.2: Figuren viser en konstantstrømsgenerator ved brug af strømspejl På figur B.2 løber der en konstant strøm I ref igennem Q 1. Størrelsen af denne strøm er bestemt af spændingen V ref og modstanden R 1. Med matchede transistorer vil samme strøm løbe igennem Q 2 så længe R load Vcc I O. Strømmen I ref = I O udregnes som I ref = V ref V BE R 1 (B.7) Forikkeatfåforstorteffekttabistrømspejleterviinteresseredei atgøreden så effektiv som muligt, da effekten på venstre side (ved Q 1 ) er ren tabs effekt. Det kan gøres ved at sænke spændingen V ref og samtidig sænke modstanden R 1. Det lavere forhold der her kan opnåes, desto mindre spænding skal der til for at opretholde en forholdsvis høj strømstyrke, og derved sænke det samlede effekttab. B.3 Udledninger B.3.1 Indgangsmodstand i en common-emitter med uafkoblet emittermodstand Indgangsmodstanden R in findes, som det kan ses på figur ifnfkibfrewbfwfr som en parallel kobling mellem Indgangsmodstanden til basen i transistoren og thevenin ækvivalentent R B. R in = Rib R B (B.8) R i b er indgangsmodstanden til transistoren set fra basisbenet. Hydrid-π bruges til at analysere indgangsmodstanden til basisbenet. 96

103 Spændingen ved indgangen findes ved de to spæningsfald over V π og V E V ib = V π +V E (B.9) Strømmen I i b er meget mindre end strømmen G m V π derfor regnes der med at strømmen gennem R π er I i b og strømmen gennem R E er G m V π. Ved brug af ohms lov kan denne sammenhæng findes: V E = R e G m V π (B.10) V E fra ligning 3 indsættes i ligning 2. Dette giver V ib = V π +R e G m V π (B.11) Da r π gennemløbes af I ib kan udtrykkes man dividere ligning 4 med I ib og opnå R ib = R π +R e G m R π (B.12) Hvilket kan reduceres til R ib = R π 1+R e G m (B.13) B.3.2 Forstærkning common-emitter med uafkoblet emittermodstand Forstærkningen for hele kredsen findes som R in A Vin = A V R in +R S (B.14) A Vin = V out V in (B.15) V in = V π +V E (B.16) V E = R E R e g m V π (B.17) V E = R E R e g m V π (B.18) V in = V π +R E R e g m V π (B.19) 97

104 V in = V π (1+R E R e g m ) (B.20) V out = g m V π R C R L (B.21) A Vin = g m V π R C R L V π (1+R E R e g m ) (B.22) A Vin = g m R C R L 1+R E R e g m (B.23) R C R L A Vin = 1 g m +R E R e (B.24) B.3.3 Udgangsimpedancs Common-Collector(CC) i x = g m V π i x g m = V π V x = i x R s + i x g m V x = i x (R s + 1 g m V x = R s + 1 i x g m V x = R oe i x R oe = R s + 1 g m R o = R oe R E R o = R out R oe = R out emitter 98