Ingeniørhøjskolen i Århus 2006 Transceiver Projektrapport Gruppe 3

Transkript

1 Transceiver til trådløst PC-lokalnet Projektrapport 4. Semester Gruppe 3 Forår afleveret den 16. juni 2006 Projektvejleder: John Rohde Søren Rasmussen Stud. nr.: Johnny Rene Petersen Stud. nr.: Jess Grinsted Stud. nr.: Morten Rask Stud. nr.: Robert John Guilford Stud. nr.: Thomas Jørgensen Stud. nr.: Rune Søe-Knudsen Stud. nr.: 03207

2 1 Resume I nærværende rapport beskrives arbejdsprocessen med udarbejdelsen af semesterprojektet Transceiver til trådløst Pc-lokalnet. Projektet tager udgangspunkt i udviklingen af en transceiver der kan sende og modtage data trådløst, uden det kræver speciel software. Den skal kunne fungere i et netværk bestående af op til 4 computere og transceivere. Projektet spænder i store træk over programmering af DSP, signalbehandling, demodulation, BPSK, pseudostøjkodning og RF-teknik. For at begrænse opgavens omfang blev antennen og Op/Ned konverteren udleveret og RF filteret skulle ikke implementeres men blot specificeres. Denne rapport beskriver de faser projektet har gennemgået for til sidst, at prøve at nå målet, som er trådløs kommunikation. Målet blev desværre ikke helt opnået. RF delen blev ikke implementeret, så systemet virker kun med et kabel mellem 2 transceivere. Vi opnåede at kunne sende karakterer fra en computer til en anden, via transceiverne. I perioder kunne der dog ikke modtages noget på modtagertransceiveren. Grundforståelsen i teknikken for at lave en trådløs transceiver er på plads, og det ville kun have været et spørgsmål om tid, før transceiverne ville have virket tilfredsstillende. 2 Abstract The following report describes the preparation and methods used in completing the semester project Transceiver for a wireless local area network. The projects principal goal was the development of a transceiver that can send and receive data, without the need for specialised software. The network consists of up to 4 PC s and transceiver cards. The project covers programming of a DSP, signal processing, demodulation, BPSK, pseudo-noise code and RF. To limit the assignments scope, some components were already specified, these included the antenna and Up/Down converter, while the RF-filter was only to be specified and not implemented. This report describes the phases and decision making involved in attaining the goal, wireless communication. Unfortunately this goal was not completely reached. The RF section was not implemented and the system works only between 2 transceivers via a cable and communication only possible, between 2 computers. Periodically the receiving transceiver did not receive the correct data. The basic elements of developing a wireless transceiver were obtained and we feel it was only a matter of time before the transceivers would have communicated successfully. 1

3 2

4 3 Indholdsfortegnelse 1 Resume Abstract Indholdsfortegnelse Arbejdsfordeling Indledning Formål med projektet Fremgangsmåde Projektforløb Projektbeskrivelse Kravspecifikation Accepttest Opdeling af software og hardware Analyse Simulering Software UART Sender Modtager Hardware Oscillator BPSK Switch RF Filter Op/Ned konverter Antenne IQ-Demodulator IO Interface Integration af blokkene og printlayout Overvejelser Komponent valg Forsyning Opbygning af print Samling af systemet Udviklingsværktøjer Programmering Tekstbehandling og versionsstyring Diagramtegning Simulering og udregning Resultater Konklusion Gruppesamarbejde Referencer Underskrifter

5 4

6 4 Arbejdsfordeling Alle gruppens deltagere har medvirket til udarbejdelsen af kravspecifikationen og accepttest. Herunder er anført, hvad de enkelte medlemmer primært har arbejdet med. Jess Grinsted Simulering Sendersoftware Modtagersoftware (indledende) BPSK (indledende) Søren Rasmussen IQ demodulator Simulering (indledende) Rune Søe-Knudsen Oscillator BPSK Sendersoftware (afsluttende) Modtagersoftware (afsluttende) IO Print UART (afsluttende) Thomas Jørgensen UART Modtagersoftware IO ETS krav Robert John Guilford RF blok Modtagersoftware Switch Morten Rask IQ demodulator Johnny Rene Petersen RF filter Effektregnskab ETS krav 5

7 5 Indledning 5.1 Formål med projektet Projektgruppen har fået til opgave at udvikle en transceiver til et trådløst PC-lokalnet. Systemet har nogle fastsatte krav: Skal fungere uden der kræves speciel software, altså virke som en fast forbindelse. Skal fungere i et netværk med op til 4 computere med kendte adresser, samt anvende kasamikode. Transceiveren skal modtage når den ikke sender. Kommunikationen mellem computer og transceiver skal foregå med RS232. Regulativer fra Telestyrelsen og ETS skal overholdes da produktet er til det europæiske marked. 5.2 Fremgangsmåde For overblikket og forståelsens skyld, blev der i opstartsfasen foretaget en undersøgelse af projektets virkemåde, og en senere analyse af funktionaliteten blev udarbejdet. Parallelt med dette blev en kravspecifikation og accepttest påbegyndt. På baggrund af analysen blev projektet delt op i en hardware- og softwaredel. Dernæst blev ansvarsområderne i fællesskab fordelt. Design af de enkelte arbejdsområder blev herefter påbegyndt og senere implementeret. I dette forløb blev der foretaget nødvendige tests for at kunne færdiggøre implementeringen og sikre virkemåden. De enkelte moduler, som arbejdsområderne omhandler, blev inden den samlede systemtest, testet. Til slut blev accepttesten lavet, og rapporterne finpudset. 6 Projektforløb Aktivitet/Uge Dato - Første dag i uge Research Kravspecifikation Accepttest Strukturering og opdeling Modul strukturering Moduldesign Modulimplementering Modultest Software kodning Systemimplementering Systemtest Afslut dokumentation og rapport Aflevering af projekt Tabel 1. Projektets forløb Den oprindelige tidsplan er ikke blevet modificeret, da den er designet med to linjer til hver post. En til den tiltænkte fremgang af projektet, og en til hvordan arbejdet reelt er skredet frem. I opstartsfasen blev tiderne overholdt, men hen mod selve design- og implementerings fasen begyndte datoerne at skride. Dette skyldes bl.a. en undervurdering af hvor lang tid den fysiske del af projektudviklingen tog. Ovenfor ses en nedskaleret version af tidsplanen, hvor projekt udførelsen er illustreret

8 7 Projektbeskrivelse 7.1 Kravspecifikation Med udgangspunkt primært i projektoplægget er en kravspecifikation blevet udarbejdet. Oplæget lagde op til at produktet skulle overholde såvel ETS som FCC, hvor ETS omhandler de europæiske standarder, og FCC de amerikanske. Vi har valgt kun, at koncentrere os om ETS. Funktionaliteten blev fastsat til, at systemet skal videregive og modtage data, således at det virker som et kabel mellem to computere. Brugerinterfacet er forsøgt designet så det er så brugervenligt og simpelt som muligt. Årsagen til simplificeringen ligger i, at hovedvægten i projektet er lagt på funktionaliteten. Dog er der, for at gøre evt. senere fejlfinding lettere, indsat to lysdioder til indikering af fejl. Figur 1. Brugerinterface Der er blevet lagt vægt på, at kravspecifikationen skal være entydig. 7.2 Accepttest For at kunne udfærdige en god accepttest, skal beskrivelsen af kravene i kravspecifikationen være helt klare og tydelige. Det er vigtigt at testene bliver udført i den rigtige rækkefølge, da man ellers tester på det forkerte grundlag. Senderdelen bliver testet først for derefter, at kunne anvende denne til test af modtagerdelen. Dele af sendertesten bliver udført ved verificering i kildekoden. 7

9 7.3 Opdeling af software og hardware Software Analogt 1MHz BPSK Binært Differentiel forkoder Binært 15 chip Kasami Analogt 2,402GHz RF filter Analogt 2,402GHz Op/Ned konverter Analogt 1MHz Switch RS bit/s Computer Analogt 1MHz IQ-demodulator Binært Sliding Correlator Figur 2. Overordnet blokdiagram Projektet er blevet delt op i en software- og hardwaredel som det er vist i Figur 2. Baggrunden for opdelingen lå primært i EZ-Kittets analoge grænseflader der bevirker, at den ikke kan modtage eller sende et 1MHz signal direkte. I IQ demodulatoren var det pga. letheden for implementeringen at foretrække, at implementere delayunit softwaremæssigt. Til sidst skulle det vælges om indgangsfiltrene skulle realiseres i software eller hardware. Opdelingen blev valgt således, at softwaren indeholder filtrene, se Figur 3. Software 1 MHz X 2 MHz + SIG LPF Z -1 X RF 90 S Sliding correlator LO 1 MHz 1 MHz X 2 MHz + SIG LPF Z -1 X Figur 3. Software- og hardwareopdeling i IQ demodulator 7.4 Analyse Gruppen har ikke haft noget undervisning i trådløs kommunikation og HF, derfor var der meget viden der skulle tilegnes først. Der blev læst bøger og samlet information fra Internettet for at ruste gruppen til opgaven. Derefter blev der skrevet analyse af de forskellige blokke, så vi kunne læse hinandens analyse af en blok, og derefter have en grundviden. Dette var nødvendigt for at kunne arbejde sammen om, at udvikle de forskellige blokke. 8

10 7.5 Simulering Efter den omfattende analysefase var det nødvendigt at verificere rigtigheden af nogle af de teknikker og metoder der var blevet tilegnet gennem analysen. Dette blev gjort via en analysemodel udført i SimuLink 1. Simuleringen er blevet udarbejdet i takt med, at analysen af de forskellige blokke blevet færdiggjort. Den har hovedsageligt været et instrument til at øge forståelsen af teorien, samt at verificere matematikken bag de enkelte blokke. Her tænkes bl.a. på de to filtre til sortering i nyttesignal versus støjsignal og FIR filteret der udgør sliding correlatoren. Simuleringen har været en opgave der har kørt sideløbende med design af blokkene, da det blev valgt fra projektgruppens side hovedsageligt at lægge fokus på design og udvikling, for dertil at bruge simuleringen til at underbygge designet. Udover at benytte simuleringen som et værktøj til forståelse, er det også benyttet til at finde og overveje støjtolerancer i signalet. Erfaring fra simulering underbygger vores viden om, at oversampling forbedrer signalfølsomheden. Med disse erfaringer er det på implementeringsniveau blevet valgt, at oversample så mange gange som systemet tillader. Derfor har simuleringen ligget til grund for bl.a. design af software, da det har været nødvendigt at designe denne så effektivt at den kan køres på den sparsomme tid der er til rådighed når systemet kører ved den valgte frekvens, Hz. Dette giver en oversamplingsfaktor på 8. 8 Software Softwaren består af tre dele: Modtager Sender UART Da de alle er tidskritiske styres alle tre af samme interrupt, for at undgå konflikter UART UART er det software der sørger for at EZ-Kit Lite s serielport kan kommunikere med computeren. Dette er en vigtig del af projektet, da det er her igennem datapakker mellem computer og transceiver sendes. EZ-Kit Lite UART RS-232 Computer Figur 4. Kommunikation mellem EZ-Kit Lite og computer Kommunikationen mellem det trådløse netkort og computer foregår ved RS-232. Data kører serielt i RS-232, dvs. at der kommet et bit af gangen. Hastigheden måles i baud som er bit pr. sek. Hastigheden mellem computer og transceiver skal være 300 baud, som opsættes i UART en. 1 Værktøj i MatLab 9

11 For at realisere UART en blev den implementeret i ain2out, der er en programskal til EZ-Kit Lite. Der blev taget udgangspunkt i noten Implementing a software UART on the ADSP-2181 EZ-Kit Lite. Denne note var dog mangelfuld og passede ikke til vores system. Derfor var det et stort arbejde at få UART en implementeret. For at modulteste UART en blev der tilføjet en testfunktion, som ekkoer den karakter man skriver til EZ-Kittet. På den måde blev det testet om UART en både kunne sende og modtage. Hyperterminal blev brugt til at sende og modtage karakteren. Efter endt programmering sendte EZ-Kittet ubrugelige karakterer tilbage. Ved måling med scop på EZ-Kittet blev det klart, at der var et hastighedsproblem. Det er vigtigt, at UART en er opsat til samme hastighed som den computer der skal sende og modtage, da der ellers ikke kan overføres data. UART en kørte med baud og Hyperterminal 300 baud. Hastighedsopsætningen i UART en fungerede ikke som tilsigtet. Fejlen blev rettet så UART en kørte 300 baud, og derefter virkede ekkofunktionen som den skulle Sender Senderdelen af softwaren er den del der tager sig af, at kode den data der ønskes sendt. Kodning består af både kasamikodning og differentiel forkodning. Oprindeligt var der tiltænkt en løsning der kasamikodede hele datapakken og derefter differentiel forkodede den i samme interrupt. Denne metode blev fravalgt til fordel for en kombination af en On-the-fly -løsning og en togglekommando der udnytter hardwarens tilgængelighed bedre. Her menes at i stedet for at kode hele pakken i én omgang, tages en enkel bit af pakken og kodes. Derudover anvendes en løsning hvor den differentielle forkodning sker ved at toggle udgangen der styrer BPSK-modulet. Dvs. at der kun sker en ændring i tilstanden når der skal sendes en chip med værdien 1, dermed effektiviseres den differentielle forkodning. Denne optimering har været nødvendig for, at få afviklet koden på det antal clockcycles der er til rådighed ved den interruptfrekvens der er valgt. Den valgte frekvens er Hz, hvilket medfører at der er følgende antal samples til rådighed til, at afvikle den nødvendig kode i det samlede system clockcycles clockcycles = interrupts interrupts 33 MHz er den frekvens signalprocessoren opererer med. Det blev hurtigt klart at den første løsning ikke var tilstrækkelig, da kodningen alene ville kræve ca. 2 gange 200 operationer. Da RS-232 UART modulet kun kan tage op til 100 operationer ville det hurtigt blive en presset situation. Med den flydende løsning kræves der meget få operationer for at kode en bit, da der blot udføres tests på hvad der kom før og hvilken adresse der skal sendes til, samt kontrol af tilstande på counters og flag. På denne måde spredes byrden med at kode data ud over flere interrupts, hvor al beregning før skete på et interrupt og der efterfølgende ville være 180 interrupts med minimal belastning. Derudover benyttes en minimal mængde hukommelse, da der kun skal gemmes meget få variable der er et ord langt. Den først tiltænkte løsning ville kræve to arrays på hver 180 og 181 pladser, da det ene array ville indeholde det kasamikodede data og det andet, den differentielt forkodede data. Et resultat af at lave en On-the-fly -løsning er at der skal lægges mere kontrol på det flow der udgør koden. Her menes at, der skal holdes styr på hvor langt systemet er nået i kodning og afsending af den data der skal sendes. Dette bidrager naturligvis til kompleksiteten af koden og mindsker overblikket over flow et. Senderdelen modtager datapakker fra computeren fra UART via en FIFO buffer for at undgå datatab. 10

12 8.1.3 Modtager Modtagerdelen er den del af softwaren der tager sig af at dekode den modtagne data. Modtagersoftwaren indeholder den digitale del af IQ-demodulatoren, sliding correlator og en FIFO buffer. IQ-demodulatoren i softwaren indeholder 2 kanaler med FIR filter, delay, multiplikation af delay og en summation af de 2 kanaler. Oversættelsen af kasamikoden til bit foretages efter IQdemodulator i sliding correlator, som realiseres med et FIR filter. Til sidst bliver pakken lagt over i FIFO en, hvor data venter på at blive sendt til computer via UART en. For at afprøve den skrevne kode blev de forskellige dele af modtageren testet i deltests, hvorefter de afslørede fejl blev rettet. Det første problem var i FIR filtrene hvor koefficienterne ikke blev læst ordentligt ind i filteret, og derved blev virkning af filtrene forkerte. Det næste store problem var med sliding correlator, hvor signalet ikke kom igennem. Signalet blev taget ud efter summationspunktet, og blev undersøgt i en simuleret sliding correlator i SimuLink, for at undersøge hvori problemet lå, se Figur 5. Testen bekræftede at signalet var i orden til summationspunktet, hvorfor det blev konstateret at problemet lå i sliding correlatorkoden. Til sidst i projektforløbet blev vi opmærksom på at der findes en debugger til EZ-Kit Lite. Ved hjælp af debuggeren VisualDSP blev der fundet fejl i koefficientinitialisering i sliding correlator. Debuggeren viste sig at være meget nyttig til at undersøge koden, dens virkning og dens bevægelse i systemet. Figur 5. Simuleret sliding correlator Sliding correlatoren kunne nu oversætte til datapakker og sende dem videre til UART en via FIFO en. Resterende del af modtagersoftwaren, dvs. sliding correlator, FIFO modtagerdel og UART blev testet under systemtesten. Her viste det sig, at modtageren virkede, den har dog perioder hvor den ikke virker. Vi har konstateret at amplituden periodisk ændres efter summationspunktet. Se Figur 15, på side 22. Årsagen er pga. tidsmangel ikke blevet undersøgt. 11

13 9 Hardware Hardwaredelen af projektet blev delt op i følgende blokke: Switch BPSK RF OP/Ned konverter IQ-demodulator IO interface Oscillator Denne blok genererer det grundlæggende sinussignal der skal bruges i BPSK og IQ demodulator modulerne. Sinusen bliver lavet af en firkantoscillator med et efterfølgende krystalfilter, som er bygget ud fra en application note fra Intersil. Den valgte firkantoscillator viste sig at være ustabil på en sådan måde, at grundfrekvensen ændrede amplitude efter drift i længere tid. Dette bidrog til mange forgæves målinger på andre moduler indtil det blev opdaget. Dette blev forsøgt løst ved at tilføje en CMOS logikbuffer, i form af en NAND-gate. Derved blev belastningen minimal på generatoren og udgangsspændingsniveauet blev stabilt. Figur 6. Kanal 2 viser signalet før NAND-gaten og Kanal 1 viser signalet efter Da filtertypen var ukendt blev der fortaget en udmåling af dens dæmpning, hvor signalet derefter kunne bliver forstærket for at udkompensere denne dæmpning. Den skulle tilpasses IQ demodulatoren, da dette modul benytter udgangssignalet direkte til en frekvensmixer. Første ønske var 2,4V PP, hvilket blev ændret, da IQ-demodulatoren senere skulle bruge 0,6V PP. Firkantoscillatoren fortsatte desværre med, at dæmpe sin stationære amplitude så løsningen med NAND-gaten heller ikke virkede. Se Figur 7. Pga. tidsmangel fik vi ikke bestilt en ny oscillator og blev derfor nødt til at benytte en ekstern til IQ demodulator i systemtest 2. Figur 7. Kanal 1 viser signalet før NAND-gaten og Kanal 2 efter 12

14 9.1.2 BPSK BPSK formidler informationerne videre fra sendersoftwaren ved at forskyde fasen 180. Modulet består af en omskifter, der skifter mellem et inverteret og et ikkeinverteret signal og dermed gør det i stand til at forskyde fasen 180. For at begrænse støjen på andre frekvensbånd end 1MHz, burde der have været et båndpasfilter, men dette foreslog vejlederen at fravælge for at undgå unødige komplikationer. Det inverterede og det ikkeinverterede signal har en lille offsetforskel, som skyldes den inverterende operationsforstærkers offsetfejl. Da det er faseskiftet i signalet man er interesseret i, har dette ikke nogen indflydelse. Ved forsøg virkede den planlagte switchkomponent ikke rigtigt, og klippede den dannede sinus. Da tidsforbruget på dette modul var ved at blive opbrugt, blev der med succes, forsøgt med en anden analog switch. Denne blev derfor valgt i stedet. Desværre kan en nærmere begrundelse om hvorfor komponenten ikke virkede ikke findes, hvilket er yderst beklageligt, fordi den virker i switch modultesten. Figur 8. Problemer med BPSK switchen Pga. forsøg og senere mangel på komponenter blev dette modul implementeret med en analog switch som IHA havde på lager. Figur faseforskydelse fra BPSK På baggrund af erfaringer fra IQ demodulatorimplementering er det konstateret at frekvensmixeren skal have et impedanstilpasset signal, hvilket vi ikke havde regnet med. Dermed blev der tilført en spændingsdeler der medfører, at udgangssignalet skal have den dobbelte amplitude. Da forsyningsspænding er på 5V, kan modulet ikke afsætte den ønskede effekt i op/ned konverteren. Det kræver en amplitude på udgangsoperationsforstærkeren på 6,24V pp. Endvidere er systemet også begrænset af valget af operationsforstærker, da denne kun kan styre et udgangsområde fra ca. 1-4V. Dermed bliver området 3V. 13

15 9.1.3 Switch Transceiveren kører half-duplex og kravene til switchens virkemåde inkludere hastighed, båndbredde, mulighed for styrelse af switchen vha. et CMOS signal, og at den fysiske opbygning er single-pole double-throw (SPDT). Til styring af hvilken vej signalet skal bevæge sig er der indsat en switch, der styrer om transceiveren modtager eller sender data. Switchen skulle stå, ifølge oplægget, til konstant modtagelse når systemet ikke sender. Styring af signalet foretages fra EZ-Kit Lite kortet hvor et flag sættes så CMOS går højt, og systemet skifter fra modtage- til sendetilstand. Switchen af typen TS5A3159 fra Texas Instruments, opfylder de ønskede krav til dennes virkemåde og kan anvendes i systemet. Switchen virkede i systemtest 1 men ikke i systemtest 2, derfor blev den samme løsning som i BPSK valgt for at gennemføre testen. Fejlårsagen kan være for meget varme ved montage RF Filter Et båndpasfilter der dæmper uønskede signaler i frekvensbåndet skal specificeres. Filteret skulle ikke implementeres ifølge aftale med vejleder Op/Ned konverter Op/Ned konverterens opgave er, at sørge for at et 1MHz signal ganges sammen med LO carrierfrekvensen på 2,401GHz. Herefter vil signalet på 2,402GHz kunne sendes ud på antennen. Op/Ned konverteren virker begge veje, således at den også bruges på modtageren. Efter mixeren i modtageren skal arbejdes videre med et 1MHz signal. Carrierfrekvensen bliver sorteret fra det informationsbærende signal på 1MHz. Valg af en passende komponent til Op/Ned konvertering blev allerede fastlagt i oplægget hvor den blev specificeret til en ADE30 frekvensmixer fra Mini- Circuits. Op/Ned konverteren blev aldrig realiseret og testet i systemet pga. tidsmangel. Desværre blev den del af systemet hvor signalet op eller nedkonverteres ikke undersøgt udover på design- og implementeringsniveau, hvor vi kunne have ønsket at teste systemets reelle trådløse egenskaber. Spejlingsfrekvensen der opstår i Op/Ned konverteren kan der ses bort fra, da disse filtreres fra i operationsforstærkeren ved indgangen til IQ demodulatoren og i RF filteret Antenne Antennen var på forhånd fastlagt og overvejelse af denne komponent var begrænset. Området der skulle overveje antennens egenskaber inkluderer impedanstilpasning og effektafsætning. Ved beregning af effekter i systemet, blev maksimum peakeffekt for BPSK modulet udregnet til ca. 48mW. Pga. tidsmangel blev antennen aldrig monteret. Der blev i effektregnskabet for modtagersiden fundet en regnefejl i slutningen af projektfasen. Derved blev indgangssignalet til IQ demodulatoren ændret betydeligt IQ-Demodulator IQ-demodulatoren er et 2 kanalssystem hvor signalet splittes op i to. Signalet der modtages, skal i denne blok afkodes og modtagne bit skal detekteres. Signalet fra RF switchen kommer i form af en sinus, hvor effekten er oplyst og deraf er en spænding udregnet. I demodulatoren var det at foretrække at regne med spændinger, da det er det vi skal ende ud med til EZ-Kittet. Spændingen var beregnet ud fra de fra databladet hentede oplysninger om dæmpninger gennem RF, mixer og switch. Ud over dæmpningerne på printkortet, er der desuden dæmpning i luften, hvor system primært er fremstillet til at række en meter. 14

16 Resultatet er en spænding på 0,202Vpp der forstærkes, og ender med at være spændingen på maksimalt 2,8Vpp ved EZ-Kittet, da dette er det fulde område for AD konverteren. I første omgang overvejede vi, at forstærke signalet op til det ønskede niveau, hvor der allerede ved indgangen af dette modul var taget højde for dæmpninger gennem systemet. Den samlede forstærkning der skulle til for, at det kunne lykkedes skulle være 22,8dB, hvor der over mixeren, ifølge databladet, ville være en dæmpning på 4,6dB. Derfor bliver det en samlet forstærkning på 27,4dB. Det blev klart for os, at dette ikke er realiserbart med en forstærker foran mixerne alene. Spændingen ville blive for høj inden og forstærkeren ville ikke kunne levere det ønskede niveau, da vi ville komme meget tæt på forsyningsspændingen. Den maksimale strøm gennem mixeren ville desuden også komme over maksniveauet. Derfor har vi valgt, at fordele forstærkningen ud over delsystemet, og sætte en forstærker mellem mixeren og indgangen af EZ-Kittet. Den skulle forstærke signalet til EZ-kittet til det dobbelte, 6dB, og derved skulle indgangsspændingerne til mixerne være 2,4Vpp. Denne spænding galte både for signalet fra RF og fra LO. Derfor skal signalet fra RF forstærkes de resterende 21,4dB med en forstærker foran mixerne. -4,6 db 6 db 2,4Vpp X 2,8Vpp L RF modtager 0,202Vpp 21,4 db LO db EZ-kit X -4,6 db Figur 10. Første udgave af IQ demodulator 2,4Vpp 2,8Vpp R Inden vi testede kredsløbet omkring mixerne fandt vi ud af, at den operationsforstærker 2 vi allerede havde valgt ikke levede op til de krav vi stillede. Udover at den ikke kunne trække mixeren, var slew raten også for lav til dette formål. Vi prøvede, at designe et transistorkredsløb der kunne trække den tilsvarende indgangsimpedans for de to mixere, der sidder paralleltkoblet. Det lykkedes at lave loadline udregningen og bestemme komponentværdierne der skal til for at realisere dette. Da det er uvant for os at lave transistorkoblinger der skal fungere i et lineært område, var det svært at realisere kredsløbet uden at skulle lave mange tilpasninger. Forstærkningen var ikke nær så stor som designet, og der var generelt mange problemer omfattet i arbejdet med at tilpasse transistoren til det ønskede niveau. Dette var en af grundene til, at vi valgte at bruge en anden operationsforstærker, der udover at kunne trække mixerne direkte, også havde en slew rate der lå over kravet. Spændingen på 2,4Vpp havde den ingen problemer med at levere ved en belastning på 25Ω, og derfor ville den kunne trække begge mixere på samme tid. Da forstærkningen er realiseret som en ikkeinverterende forstærker skal spændingsniveauet på indgangen tilpasses forstærkningen. Derfor sidder der et højpasfilter, med en spændingsdeler foran. Når der anvendes en forsyning på +5V skal udgangssignalet svinge midt i området på udgangen, dvs. ved 2,5V. Dette er vigtigt da det ikke er en rail to rail forstærker. Især store spændinger vil bringe operationsforstærkeren i mætning. Efter et forsøg med at få mixerne til at virke med forforstærkninger indså vi, at det ikke kunne lade sig gøre pga. ulinearitet i mixerne og sinussignalet på udgangen blev klippet. På dette tidspunkt var mixere og forstærkere monteret på printet. Dette ledte til en mere uddybende test af mixerens spændingsniveauer. Samtidig havde vi ændret kredsløbet og tilføjet modstande, så mixerens impedansforhold blev tilpasset. Dette medførte at operationsforstærkeren kunne virke uden at blive belastet og testen viste at et lavt spændingsniveau 2 LMV822 fra Texas Instruments 15

17 var optimalt. Den indgangsspænding vi får det bedste udgangssignal med er 0,5Vpp. Dette begrundes med at indgangssignalets sinus ikke forvrængede, så mixeren belastedes lineært ved den spænding. Sinusoiden på udgangssignalet var også mest ideel ved den spænding, hvor den ved højere indgangsspændinger blev meget kantet. Når spændingerne ved indgangene på mixeren skal være 0,5Vpp, krævedes kun en forstærkning på 7,9dB, for at forstærke fra 0,202Vpp. Modstandene for at lave en udgangsimpedans på 50 ohm fra operationsforstærkeren placeres foran mixeren. Den ene kanal i demodulatoren skal faseforskydes 90, som gøres ved at der indsættes et faseforskydningsfilter fra LO til den ene mixer. Der er blevet designet et 2. ordens filter vha. FilterLab med en cutoff frekvens ved 1MHz, hvorved der ved denne frekvens opnås en fasedrejning på 90. Der er taget højde for den dæmpning der er gennem filteret, ved at der tilføjes en forstærkning af signalet på 3dB som kompenserer for de 3dB der dæmpes ved cutoff frekvensen. Som en deltest viste, var den totale fasedrejning ikke 90, hvorfor der er blevet korrigeret på nogle komponentværdier, og den ønskede virkning blev opnået. På LO siden skulle spændingen også ændres og forskellige muligheder afprøves. Ved at indsætte en modstand kunne spændingen sænkes, men da udgangsimpedansen blev højere var spændingsniveauet ustabilt foran faseforskydningsfilteret. Dette medførte at det faseforskudte og ikke faseforskudte signal på mixeren ikke var ens. Spændingen fra oscillatoren var tidligere forstærket så den kunne imødekomme demodulatorens krav om 2,4Vpp på indgangen af mixeren. Oscillatoren blev ændret for at imødekomme IQ demodulatorens nye ønske om 0,5Vpp til 0,6Vpp. Desuden imødekom den også ønsket om en lav udgangsimpedans. Faseforskydningsfilteret har samme udgangsimpedans som signalet fra forforstærkeren og oscillatoren, da disse leveres direkte af operationsforstærkere. Signalet tilpasses så udgangsimpedansen blev 50Ω. -9,9 db 24,9 db 0,5Vpp X 2,8Vpp L RF modtager 0,202Vpp 7,8 db LO ,9 db EZ-kit 0,5Vpp -9,9 db Figur 11. Realiserede IQ demodulator Efter det nye kredsløb blev monteret, måltes udgangsspændingen fra mixerne. Den blev bedre, men spændingen var kun 160mVpp. Det er vel at mærke ikke peak-peak spændingen på 2 MHz sinusoiden, men peak-peak spændingen på hele signalet med offset. Mixeren dæmpede 9,9dB, dvs. noget mere end databladet foreskrev. Spænding på 160mVpp var dermed det nye udgangspunkt, og denne skulle forstærkes 24,9dB, inden EZ-Kittet, til 2,8Vpp. Dette indebar også at forstærke den overlejrede 2 MHz sinus, da den først filtreres fra ved båndpasfilteret på indgangen. Efter en test af systemet virkede hardwaredelen af IQ demodulatoren og indgangen til EZ-Kittet får den rette spænding, når en 200mVpp blev påtrykt ved indgangen til forstærkeren før mixerne. Efter en regnefejl er fundet i effektregnskabet over dæmpningen gennem systemet, har vi fundet ud af at indgangsspændingen ikke er rigtig. Den rigtige spænding der kommer fra RF delen skal kun være 6,44mVpp, hvilket er noget mindre end forventet. Den allerede realiserede forstærker før mixerne skulle stadig forstærke signalet til 0,5Vpp, og derfor skulle den forstærke 37,8dB i stedet for 7,9dB. Efter at have redesignet preforstærkeren blev der udført en test med et signal på 1MHz 16 X 2,8Vpp R

18 6mV PP påtrykt forstærkeren. Denne test viste dog at signalet var for lavt til at kunne anvendes, da der var for meget støj. Grundet tidspres blev vi nødt til at forsætte med det første design, for at kunne teste om kommunikationen mellem to transceivere kunne komme op at køre. Se Figur IO Interface Denne blok blev lavet til at varetage alle digitale ind- og udgange fra EZ-Kittet. I starten af designfasen var spørgsmålet hvorvidt EZ-Kittet havde nogle direkte digitale ind- og udgange eller om der skulle laves et interface til dennes kommunikationsbus. Det sidste blev ikke nødvendig da der eksisterede 8 programmerbar ind/udgange og 3 udgange. Kravet var 7 udgange og 4 indgange. Efterfølgende blev der lavet et testprint, dels for at kunne test om løsningen virkede, men også for at kunne test den senere software. Dette modul blev godkendt efter første test. 10 Integration af blokkene og printlayout 10.1 Overvejelser Ved valget af den fysiske udformning af grænsefladerne og printlayoutet gjorde vi følgende overvejelser: Samle det hele så det er muligt at placere i et mobilt kabinet. Gøre det overskueligt og struktureret. Var opmærksom på EMC og støj Komponent valg Der blev valgt at bruge SMD komponenter for at optimere støjforholdene på printet. Dette bragte os ud i at lære en anden komponenttype, end den vi ellers har brugt, at kende. Dette har været meget lærerigt, da vi ellers har været vant til at tilpasse os det tilgængelige udvalg. Operationsforstærkerne blev til sidst valgt til en LM6658, efter et fejlkøb med en operationsforstærker der havde en slew rate der var for langsom. Den nye kan drive en 1MHz udgangsbelastning på mindre en 25Ω. Switchen er en TS5A3159 SPDT (Single-Pole, Double-Throw) med en NC (Normallyclosed terminal) og NO (Normally-open terminal) tilstand. Dette er ideelt da den altid skal stå i modtager tilstand (NC) og kun aktiveres når der skal sendes (NO). Denne komponent var der i slutningen af projektet problemer med og erstattes derfor med en CD4066 analog switch. Firkantoscillator, af typen IQXO-350 1MHz, er anvendt, men viste sig i projektforløbet at være ustabil. 1MHz krystal til brug i krystalfilter. ADSP2181EZ-Kit Lite Evaluation Board Forsyning I projektet er det blevet valgt, at anvende en 5V forsyning for, at få erfaring med analoge signalers offsetspændinger. Derfor er der implementeret højpasfiltre for at fjerne eksisterende DC-offset, og herefter tilføre nye. 17

19 10.4 Opbygning af print I den udstrækning det har været muligt, er alle signalprintbaner og forsyning lavet på oversiden. Undersiden er blevet brugt til et stelplan, hvor man med via er giver komponenterne den korteste vej til stel. Endvidere er der placeret afkoblingskondensatorer til alle aktive komponenter. Dette er gjort for at begrænse støj og optimere EMC Samling af systemet Vi ønskede hver transceiver samlet i et kabinet, dels for at gøre det mere håndgribeligt, men også ud fra EMC betragtninger. Dette satte nogle fysiske krav for udformningen af kabinettet. Vi kontaktede mekanisk afdeling, som hjalp med at fremstille et kabinet, efter vores tegninger. Figur 12. Kabinettet 18

20 11 Udviklingsværktøjer Programmering Microsoft Notepad Dette program er en rå teksteditor der ligger som en indbygget komponent i Microsoft Windows. Programmet blev i første omgang brugt til at editerer i den udleverede programskal. Ultra Edit Dette program er et stykke shareware, der kan hentes fra bl.a.: UltraEdit er et multiværktøj der kan bruges til at redigere i tekst, hex, html, php og programmer med. I dette projekt blev programmet brugt til at editerer i den udleverede programskal. Microsoft Hyperterminal Dette program ligger som en indbygget komponent i Microsoft Windows og benyttes til at oprette forbindelse via serielporten. Programmet blev anvendt til at skrive til og fra transceiveren. RealTerm Dette program er et stykke freeware der kan hentes fra: Programmet er en mere avanceret version af Microsoft Hyperterminal, hvor det er muligt at benytte baudrates der ikke er fastsatte på forhånd, som det er tilfældet i Hyperterminal. Programmet blev anvendt til at teste kommunikationen til og fra UART en Tekstbehandling og versionsstyring Microsoft Word 2003 Ved projektets start besluttede vi at bruge Microsoft Word 2003, der er en del af Microsoft Office 2003 Professional programpakken, da alle deltagere havde brugt det før og alle deltagere havde programmet tilgængeligt. Subvision/TortoiseSVN Til versionsstyring af de af projektgruppen udarbejdede filer, blev anvendt et versionsserversystem kaldet Subvision, der er installeret på en privat server. Alle deltagere af gruppen har fået oprettet et login, der benyttes til at forbinde vha. klienten TortoiseSVN for at synkronisere filer. 19

21 Diagramtegning Orcad 10.5 Alle elektriske diagrammer er tegnet i Orcad 10.5, hvor hver blok har sin egen fil, som er linket ind i et hoveddiagram. På den måde kan flere personer arbejde i forskellige blokke samtidigt. Microsoft Visio 2003 Oversigtsdiagrammer blev tegnet i Microsoft Visio 2003, der er en del af Microsoft Office 2003 Professional programpakken. Microsoft Visio 2003 er et udviklingsværktøj der benyttes til, at lave strukturdiagrammer. Autodesk Inventor 10.0 Dette program er et grafisk 3D udviklingsværktøj til kreering af tekniske tegninger. Tegninger af kabinettet blev udført i Autodesk Inventor Simulering og udregning MatLab/SimuLink 7.0 Dette er et kraftfuldt program til simulering og udvikling. Programmet er benyttet til at simulere det samlede system og teste signaler ind og ud af de enkelte blokke, systemet består af. Programmet er stillet til rådighed af IHA. VisualDSP Programmet er udviklet af Analog Devices og blev stillet til rådighed af IHA i forbindelse med EZ- Kit Lite produktet. VisualDSP indeholder et simuleringsværktøj der blev brugt i slutfasen til at simulere sliding correlator med. 20

22 12 Resultater Det endelige resultat for projektet blev, at vi delvis kan sende data fra en computer til en anden via et kabel og en attenuator til simulering af tab i luften, da RF delen pga. tidsmangel ikke er blevet implementeret. Kommunikationen er dog kun en envejs kommunikation som ikke er kontinuerlig, men når der er hul igennem bliver de sendte karakterer modtaget korrekt. I Figur 13 ses et ASCII A opsamlet efter sliding correlator i DSP en. I Figur 14 ses resultatet i Hyperterminal på modtagercomputeren når der afsendes karakterer. I starten blev A sendt kontinuerligt, hvorefter HELLO WORLD er forsøgt afsendt. Fejlkilden til at kommunikationen ikke er kontinuerlig, formodes at være samplingsfrekvensforskel mellem sender og modtager, hvilket betyder at amplituden ikke er konstant, se Figur 15, hvor A er sendt kontinuerligt. Ifølge modultest for de enkelte blokke virker hver enkelt del hver for sig Slidingcorolator output Samples Figur 13. Output fra sliding correlator ved et afsendt "A" som har har ASCII-værdien 0x41 21

23 Figur 14. Resultat fra hyperterminal på modtagercomputeren Figur 15. Scopplot af udgang af simuleret sliding correlator. De anvendte data er opsamlet efter summationspunktet 22

24 13 Konklusion I det vi havde håbet på, at få en trådløs tovejs kommunikation mellem 2 computere op at køre, og kun fik kommunikation ved 1MHz via et kabel med attenuator til at fungere delvist, er vi ikke helt tilfredse med det opnåede resultat. Den anvendte attenuator er baseret på forkerte beregninger i effektregnskabet. Forforstærkeren i IQ demodulatoren kan ikke forstærke den indstrålede effekt pga. støj. For at kunne teste hele kredsløbet er de først beregnede værdier anvendt. Desuden har vi kun opbygget én modtager og én sender, så det har kun været en envejskommunikation. Vi har på tilfredsstillende vis løst problemstillingerne der undervejs er opstået, når der ses bort fra at der ikke kan kommunikeres kontinuerligt. Der har derudover været problemer med at få lokal oscillatorerne til at holde en konstant spænding og duty cycle, hvorfor vi til den samlede test har måttet anvende en ekstern funktionsgenerator. Endvidere har vi udfordret os selv ved kun at benytte en 5V forsyning, hvilket medførte at offsetspændingerne skal ændres gennem systemet. Dette har virket mere realistisk, end hvis en ±15V forsyning havde været anvendt. Desuden har det været meget lærerigt med filtre og offsetspændinger. Det at vi har delt projektet op i en software- og hardwaredel, med opsplitning i blokke indenfor disse, fik projektet til at være mere overskueligt og nemmere at gå til. Da der til udførelsen af projektet er blevet anvendt meget teori, der ikke indgår i pensum på semestre hidtil, har vi opsøgt megen ny viden på nettet samt gennem lånte bøger. Denne opsøgning af ny viden har været meget tidskrævende, men i forløbet har vi tilegnet os meget viden indenfor trådløs kommunikation, og en fået god forståelse for funktionen af trådløse systemer og komplikationerne ved design af disse. Derudover har vi fået en forståelse for hvilke krav der stilles til et produkt, for at det overholder ETS kravene. Der er fra starten af projektforløbet blevet lavet en tidsplan, for at gøre projektforløbet overskueligt, som jævnligt er blevet opdateret, for hele tiden at holde styr på hvor langt vi er nået, og hvor meget vi mangler. Samarbejdet i gruppen har fungeret rigtig godt, idet vi har udnyttede hinandens ressourcer på en god måde, ved at hjælpe hinanden på tværs af projektopdelingerne. På denne måde er det blevet et fælles projekt, og ikke flere alenestående projekter. 23

25 14 Gruppesamarbejde Det er gruppens vurdering at der har været leveret en habil indsats. Alle gruppens medlemmer har deltaget på daglig basis i det arbejde der har ligget til grund for produktet og dokumentationen til det. Dog har gruppen oplevet store samarbejdsvanskeligheder med det syvende medlem af gruppen, Johnny, der ikke har leveret, hvad der kan opfattes som en acceptabel indsats. Dette gruppemedlem har sit navn på meget få og små punkter i rapporterne og indholdet af disse afsnit er ikke fremkommet ved en selvstændig indsats. På interne møder i gruppen har det været vedtaget at forsøge en aktivering i håbet om et positivt og produktivt udfald. Dette har desværre ikke været tilfældet. Deltagelsen fra dette medlem har, i den afsluttende fase, været meget mangelfuld, hvor arbejdet skred frem i højt tempo. Efter 14 dages fravær, hvor der ikke blev svaret på mails, blev det vedtaget at kontakte ham telefonisk, hvor han meddelte at han ikke længere ønskede at deltage i projektsamarbejdet. Det er gruppens holdning at der har været savnet en gruppesamarbejdskontrakt, på trods af at dette ikke var forventet ved semesterets start. 24

26 15 Referencer Litteratur Discrete-Time Signal Processing Af Alan V. Oppenheim og Ronald W. Schafer Second Edition Prentice Hall ISBN Transmissionslinier (IHA T-494) Af John Rohde, 2003 Implementing a Software UART on the ADSP-2181 EZ-Kit-Lite Af Analog Devices EE-89 The Analysis and Design of Linear Circuits Af Thomas Rosa Fourth Edition John Wiley & Sons Inc. ISBN Microwave and RF Design of Wireless Systems Af David M. Pozar, 2001 John Wiley & Sons Inc. ISBN DSP First A Multimedia Approach Af James H. McClellan, Ronald W. Schafer, Mark A. Yoder Prentice Hall ISBN ADSP-2100 Family User s Manual Af Analog Devices ADSP-2100 Family Assembler Tools & Simulator Manual Af Analog Devices ADSP-2100 Family EZ-Kit Lite Reference Manual Af Analog Devices Digital Signal Processing Applications - Volume 1 & 2 Af Analog Devices ISBN Communication Systems Af Simon Haykin Fourth Edition John Wiley & Sons Inc. ISBN Spread Spectrum Systems with Commercial Applications Af Dixon, R.C. Third Edition Wiley, 1994 ISBN:

27 Links FCC regulativer ETS RS Subvision/Tortoise RealTerm UltraEdit CMOS signaloversigt Friis s formel Datablade Operationsforstærker: LMH6658 Analog SPDT switch: TS5A3159 Analog switch: CD4066 Frekvensmixer: ADE-6 ADE-30 Lysdiode: TTLR4405 DIPswitch: DS04DA Firkant oscillator: IQXO-350 NAND-gate: 74HC00 Schmitt trigger: 74HC14 5V spændingsregulator: MC7805 DSP: ADSP2181 CODEC: AD

28 Underskrifter Århus den 16. juni Rune Søe-Knudsen Morten Rask Søren Rasmussen Jess Grinsted Thomas Jørgensen Robert John Guilford Johnny Rene Petersen 27