Switch-mode power-supply

Transkript

1 Switch-mode power-supply P2 projekt, AAU, Elektronik og elektroteknik Gruppe C214 Kevin Harritsø Per Kingo Jensen Mads Yde Jensen Jes Toft Kristensen Kristian Skjødt Jan Sundvall Christian Thomsen

2

3 Det Teknisk-Naturvidenskabelige Basisår Elektronik og Elektroteknik Strandvejen Telefon Fax Titel: Tema: Switch-mode strømforsyning (SMPS) med galvanisk adskillelse Modellernes virkelighed (The Reality of Models) Projektperiode: P2, forårssemesteret 2004 Projektgruppe: C214 Deltagere: Kevin Harritsø Per Kingo Jensen Mads Yde Jensen Jes Toft Kristensen Kristian Skjødt Jan Sundvall Christian Thomsen Vejledere: Claus Leth Bak Mette Mosgaard Oplagstal: 11 Sidetal: 96 Appendiksantal: 8 Afsluttet den 1. juni 2004 Synopsis: I de indledende afsnit beskrives grundprincippet i lineære- og switchmode strømforsyninger og en sammenligning fremhæver disses tekniske fordele og ulemper. Herefter gennemføres en livscyklus vurdering, hvor miljøaspekter i de to strømforsyningsprincipper igen sammenlignes. Denne vurdering foretages udfra det elektronikspecifikke program ECDEEE. Der er desuden udført en kvalitativ markedsundersøgelse, hvor brugere og indkøbere af laboratoriestrømforsyninger, via et spørgeskema er adspurgt omkring deres krav til en sådan. Efter de indledende analyser følger en detaljeret beskrivelse af det valgte system, der består af en flyback-converter efterfulgt af to buck-convertere. Disse dimensioneres til at kunne levere en variabel udgangsspænding fra -12V til +12V. Arbejdet er fokuseret på de to convertertyper i kredsløbet, hvorfor styrekredsløb, ensretning mm. kun beskrives overfladisk. Den konstruerede strømforsyning viser gode miljømæssige karakteristika når det gælder komponent- og materialeforbrug. Niveauet på outputspændingen er tilfredsstillende i forhold til beregninger og simuleringer, hvorimod spolens strømkurver ligesom ripplespændingen viser uhensigtsmæssige afvigelser i forhold det teoretiske arbejde. Forsidebillede: Poeten og Lillemor af Jørgen Mogensen, Jyllands Posten 2004

4 Forord Denne P2-rapport er udarbejdet på den teknisk-naturvidenskabelige basisuddannelse ved Aalborg Universitet. Den er skrevet af gruppe C214 under elektronik og elektroteknik faggruppen i perioden fra d. 2. februar til d. 1. juni Projektemnet Switch-mode strømforsyning med galvanisk adskillelse er valgt på baggrund af et projektforslag stillet af vejleder Claus Leth Bak. Dette projektforslag stammer fra det overordnede semestertema Modellernes virkelighed. Rapporten henvender sig til folk med et grundlæggende kendskab til elektronik. Projektgruppen vil gerne give en meget stor tak til lektor Stig Munk-Nielsen fra Institut for Energiteknik på Aalborg Universitet for forelæsningen om SMPS-princippet samt løbende hjælp til projektet. En stor tak til de 8. og 10. semester studerende og indkøbere af strømforsyninger, som tog sig tid til at svare på de tilsendte spørgeskemaer. Kilder Kildehenvisninger er i teksten angivet i firkantede paranteser efter Harvard-metoden, som eksempelvis [Chryssis, 1984]. Hvis et større afsnit er baseret på en enkelt kilde, vil kildeangivelsen stå i slutningen af det pågældende afsnit. Kildelisten er at finde på side 96. Appendix organiseres alfabetisk, og findes sidst i rapporten. Figurer nummereres fortløbende efter kapitlet de placeres under. Eksempelvis optræder figur 2.1 som første figur under kapitel 2. Formler er nummereret på samme måde som figurer, dog er de sat i parantes. Eksempelvis optræder første formel i kapitel 2 som (2.1). Internetkilder er sammen med bilag vedlagt på CD-ROM.

5 Forkortelser og termer Der gøres i rapporten brug af følgende forkortelser: LPS Engelsk forkortelse for Linear Power-Supply (Lineær strømforsyning). SMPS Engelsk forkortelse for Switch-Mode Power-Supply (Switch-mode strømforsyning). LCA Engelsk forkortelse for Life Cycle Assesment (Livscyclus vurdering) ECDEEE Engelsk forkortelse for Eco-Conscious Design of Electrical & Electronic Equipment. PWM Engelsk forkortelse for Pulse Width Modulator. CCM Engelsk forkortelse for Continuous Current Mode (kontinuert drift). Bruges i forbindelse med spolestrømmen, og denne siges at være CCM, hvis den aldrig når nul. DCM Engelsk forkortelse for Discontinuous Current Mode (diskontinuert drift). Bruges i forbindelse med spolestrømmen, og denne siges at være DCM, hvis den når nul. Udarbejdet af: Kevin Harritsø Per Kingo Jensen Mads Yde Jensen Jes Toft Kristensen Kristian Skjødt Jan Sundvall Christian Thomsen

6

7 INDHOLD Indhold 1 Indledning Initierende problem Problemanalysen overordnet Analyse af strømforsyninger Lineære strømforsyninger Switch-mode strømforsyninger Sammenligning af LPS og SMPS Miljøvurdering Indledning Programmet ECDEEE Udførelse af LCA Delkonklusion Brugerundersøgelse Indledning Udfærdigelse af spørgeskema Vurdering af undersøgelse Delkonklusion Kravspecifikation Formål Generel beskrivelse Specifikke funktionskrav Brugergrænseflade Delkonklusion Problemformulering Problemafgrænsning Valg af converter Indledning Buck-converter Boost-converter Buck-boost-converter Flyback-converter Single-transistor forward-converter Two-transistor forward-converter Half-bridge push-pull-converter Delkonklusion i

8 INDHOLD 8 Generel beskrivelse af løsning Opbygning Ensretter PWM Flyback-converter Indledning Kredsløbsanalyse Beregninger Simulering Forsøg Opsamling af resultater Delkonklusion Buck-converter Indledning Kredsløbsanalyse Beregninger Simulering Forsøg Opsamling af resultater Delkonklusion Resultater LCA af konstrueret SMPS Effektivitets test Konklusion Perspektivering 94 A Komponentbeskrivelser B Spørgsmål og headere til spørgeskemaer C Induktans i transformator D Peakstrøm i transformator E Målerapport for forsøg med flyback-converter I V VIII IX X F Målerapport for forsøg med buck-converter XII G Målerapport for nyttevirkning: SMPS og LPS H Målerapport for nyttevirkning: Flyback og buck XIV XVIII ii

9 FIGURER Figurer 2.1 Funktionsdiagram for LPS Ækvivalentdiagram for transformator Kredsløbsdiagram med halvbølge ensretter Spændingsdiagram efter udglatning af halvbølgeensretter Kredsløbsdiagram med helbølge ensretter Spændingsdiagram efter udglatning af helbølgeensretter Kredsløbsdiagram med brokobling Kredsløbsdiagram for spændingsregulering vha. en zenerdiode Ensretter kobling foreslået af producent Outputspændingen for en ideel switch Spænding-, strøm- og effektforhold for transistoren Funktionsblokdiagram for SMPS Spændinger på switch og udgang RFI-filter Ensretter til SMPS Galvanisk adskillelse Ensretter og udglatning Et produkts livscyklusfaser Sammenligning af fravalgte elementer i LCAen Komponenter, E-parametre Komponenter, R-parametre Materialer eksl. komponenter, E-parametre Materialer eksl. komponenter, R-parametre Brugsfase, E-parametre Samlet oversigt, E-parametre Samlet oversigt, R-parametre Funktionsblokdiagram for SMPS Buck-converter Boost-converter Buck-boost-converter Flyback-converter og singletransistor forward-converter Two-transistor forward-converter og half-bridge push-pull forward-converter Overordnet systemopbygning og grænseflader Detaljeret systemopbygning Diagram over UC3842 PWM IC Diagram over UC3842 frekvens-styring Diagram over flyback-converteren ved sluttet switch iii

10 FIGURER 9.2 Strømmen gennem flyback-converterens primærspole i transformatoren Diagram over flyback-converteren ved brudt switch Strømmen gennem flyback-converterens sekundærspole i transformatoren Strømmen gennem flyback-converterens transformator Strømmen gennem flyback-transformatorens primærspole Strømmen gennem flyback-converterens kondensator Strømmen gennem flyback-converterens transformator ved DCM Transformator med 3 spoler til flyback-converter Strømme og diameter på lederne i spolerne Egenskaber for valgte kerne til transformator Flyback-converterens transformator-kerne Fluxkarakteristik for en firkantet spændingskarakteristik i en transformator Vindingstal for spoler i flyback-converter Teoretiske og målte værdier for viklingstal og induktanser for flyback-converterens transformatorkerne Omsætningsforhold for transformator Illustration over simuleringens ikke ideelle duty cycle LT-spice simuleringsdiagram for flyback-converter Simulering af spænding Simulering af strømme Oscilloskop-billede fra forsøg med flyback-converteren Kredsløbsdiagram for buck-conveter Strømmen i buck-converterens spole L i periodetiden T Spændingsfald over buck-converter spolen i periodetiden T Buck-converter udgangs-ripple Strømmen igennem buck-converterens kondensator Data for valgte kerne til spole i buck-converter LT-spice simuleringsdiagram af buck-converteren Forstørret billede af simulering af buck-converter med duty cycle på 25% ved 5Ω belastning Billede af simulering af buck-converter med duty cycle på 25% ved 5Ω belastning Forsøgsopstilling for udført test af buck-converter Resultater fra forsøg med buck-converteren, belastning 5Ω, 25% duty cycle og frekvens 40kHz Resultater fra forsøg med buck-converteren, belastning 5Ω, 25% duty cycle og frekvens 100kHz Resultater fra forsøg med buck-converteren, belastning 300Ω, 25% duty cycle og frekvens 40kHz Komponenter, E-parametre Komponenter, R-parametre Materialer, E-parametre Materialer, R-parametre Brugsfase, E-parametre A.1 Grafisk fremstilling af Biot-Savarts lov [Nave, 2004] I A.2 Solenoiden og dens feltlinier ved gennemløb af en strøm [Russo, 2004] II A.3 Opladning af en spoles magnetfelt III A.4 Afladning af en spoles magnetfelt III A.5 Forhold mellem strøm, spænding, viklingstal og flux i en transformer IV E.1 Forsøgsopstilling for flyback-converteren X F.1 Måleopstilling for buck-converteren XII F.2 Resultateksempel fra måling på buck converter XIII G.1 Forsøgsopstilling for sammenligning af SMPS og LPS XIV G.2 Sammenligning af nyttevirkning for SMPS og LPS XVI iv

11 FIGURER G.3 Sammenligning af tomgangsforbrug for SMPS og LPS XVII H.1 Testopstilling XVIII H.2 Nyttevirkningen for buck-converteren ved R L =8, 12 og 16Ω XX H.3 Effekt og nyttevirkning for buck-converter XXI v

12 TABELLER Tabeller 2.1 Karakteristika for LPS-blokke Fordele og ulemper for LPS og SMPS Uddrag af materialeforbruget af SMPS og LPS Spørgsmålsemner og aktørs-tilhørsforhold til spørgeskema Kravspecifikation på tabelform Fordele og ulemper for de analyserede SMPS typer Resultater, belastning: 8Ω, indgangsspænding: 325V DC Resultater, belastning: 12Ω, indgangsspænding: 325V DC Resultater, belastning: 16Ω, indgangsspænding: 325V DC Resultater, belastning: 16Ω, indgangsspænding: 150V DC Resultater, belastning: 8Ω, indgangsspænding: 100V DC Resultater, belastning: 12Ω, indgangsspænding: 100V DC Resultater, belastning: 16Ω, indgangsspænding: 100V DC Buck-converter resultater med belastning på 5Ω Buck-converter resultater med belastning på 300Ω Buck-converter resultater med belastning på 1000Ω Komponentforbrug for de testede strømforsyninger Materialeforbrug for de testede strømforsyninger E.1 Forsøgsudstyr og afvigelser for målinger for flyback-converteren X F.1 Forsøgsudstyr og afvigelser for målinger for buck-converteren XII G.1 Forsøgsudstyr og afvigelser, til sammenligning af SMPS og LPS XV G.2 Resultater fra forsøg uden belastning, sammenligning af SMPS og LPS XV G.3 Resultater fra forsøg med belastning, sammenligning af SMPS og LPS XV G.4 Sammenligning af nyttevirkning for SMPS og LPS XVI G.5 Sammenligning af indgangsforbrug hvor udgangen er afbrudt, for SMPS og LPS XVI H.1 Forsøgsudstyr XVIII H.2 Måledata for flyback-converteren XIX H.3 Måledata for buck-converteren XIX H.4 Nyttevirkninger for flyback-converteren XX H.5 Nyttevirkninger for buck-converteren XX vi

13 KAPITEL 1. INDLEDNING KAPITEL 1 Indledning Det samlede energiforbrug har på verdensplan været stigende de sidste 25 år [Bp.com, 2003], og der stilles ofte spørgsmålstegn ved menneskehedens fortsatte evne til at øge energiproduktiviteten med samme hastighed som det voksende energiforbrug. På nuværende tidspunkt repræsenterer de industrialiserede lande 15% af verdens befolkning, mens de forbruger 68% af den producerede energi [Ring, 2000]. Disse tal forventes, at ændre sig hastigt de kommende år. Den voksende industrialisering af U-landende betyder en kraftig vækst af energiforbruget - alene Kina med et indbyggertal på over 1.2 mia mennesker forventes således i løbet af de næste 35 år, at tredoble sit energibehov [Daily, 2001]. De fremtidige miljøforandringer, der sker som følge af denne kraftige forøgelse af energiforbruget, vil uden tvivl blive mærkbare. Verden benytter fortrinsvis afbrænding af kul eller olie til dækning af energibehovet, og udslippet af drivhusgasser kan derfor i fremtiden skabe forureningsproblemer. Det forventes, at alene Kina vil afbrænde 3.9 milliarder tons kul årligt i 2040 [Daily, 2001]. Disse forhold i energiforbrug og miljø leder opmærksomheden i retning af nedbringelse af energibehovet - f.eks i form af elektricitet. Der findes i mange nutidige elektroniske apparater en strømforsyning til omdannelse af AC- til DC-spænding. Dette projekt beskæftiger sig med muligheden for nedbringelse af elektricitetsforbruget i en gruppe af disse strømforsyninger, laboratoriestrømforsyningerne. Hvis udviklingen af et elektricitetsbesparende apparat foretages med henblik på miljøet, må apparatets egen miljøpåvirkningen fra produktion til afskaffelse også belyses - det kunne eksempelvis forekomme, at fremstillingen af det energibesparende produkt var mere miljøbelastende end miljøgevinsten ved den elektricitetsbesparelse der kunne opnås. Udfra en miljøvurdering kan disse parametre beskrives. Strømforsyninger kan konstrueres udfra to forskellige principper - LPS og SMPS. Den ældre LPS teknologi opnår i teorien ikke virkningsgrader på højde med den nyere SMPS teknologi. (Se figur 2.2 på side 13). Ovenstående problemstilling behandles i denne rapport, hvor målet er at konstruere en SMPS til laboratoriebrug, hvor energiforbruget er lavere end hos de hidtil anvendte LPSere. 1.1 Initierende problem Med udgangspunkt i et projektforslag fra temaet Modeller for elektriske systemer har gruppen valgt at beskæftige sig med konstruktionen af en SMPS indeholdende galvanisk adskillelse. Initierende problemformulering Den initierende problemformulering lyder: Hvordan konstrueres en laboratoriestrømforsyning der er mindre miljøbelastende end de nuværende anvendte? Trods projektforslagets formulering om konstruktion af en SMPS, er det nødvendigt at inddrage det ældre LPS princip. Det må kortlægges, hvilke styrker og svagheder begge besidder, for derigennem at kunne begrunde valget af netop SMPS princippet. Følgende spørgsmål besvares for at uddybe problemstillingen: Hvordan er opbygningen af en LPS? - og hvilke karakteristika har bestanddelene i denne? Hvordan er opbygningen af en SMPS? - og hvilke karakteristika har bestanddelene i denne? Hvordan påvirker en LPS miljøet fra tilblivelse til afskaffelse? 1

14 1.2. PROBLEMANALYSEN OVERORDNET Hvordan påvirker en SMPS miljøet fra tilblivelse til afskaffelse? Hvilke krav stiller brugere og indkøbere til en laboratoriestrømforsyning? 1.2 Problemanalysen overordnet Problemanalysen struktureres som følger: 1. Analyse af strømforsyninger Gennem en teknisk analyse af henholdsvis LPS- og SMPS-princippet gives der grundlag for en sammenligning af disse. Denne sammenligning fremhæver vigtige karakteristika ved begge strømforsyningsprincipper. Første afsnit giver en beskrivelse af opbygningen for en LPS. Herefter gennemgås teknologien blokvis for derigennem at afdække fordele og ulemper ved denne. Andet afsnit beskriver opbygningen for en SMPS. Gennemgangen beskriver karakteristika for blokkene i en strømforsyning baseret på SMPS-princippet. Sidste afsnit opsummerer fordele og ulemper fra de to forrige afsnit og en sammenligning foretages. 2. Miljøvurdering I dette kapitel foretages en miljøvurdering, hvor vægten ligges på en sammenligning i livscyklusperspektiv mellem LPS og SMPS. Formålet med kapitlet er således at fremhæve forskellige kritiske miljømæssige aspekter i strømforsyningerne. Udgangspunktet for vurderingen er metoden ECDEEE udviklet specielt til livscyklusvurderinger af elektronisk udstyr. Første afsnit beskriver metoden bag denne type vurdering, mens andet afsnit indeholder selve vurderingen. 3. Brugerundersøgelse I dette kapitel foretages en eksplorativ brugerundersøgelse. De erfarne brugeres behov undersøges gennem et spørgeskema udsendt via . Formålet er at be- eller afkræfte de hidtil opstillede specifikationer gennem kontakt med de egentlige brugere. Der er ligeledes udsendt et spørgeskema til indkøbere af laboratoriestrømforsyninger på AAU. Formålet med denne undersøgelse er ligeledes at evaluere de hidtil indsamlede krav til laboratoriestrømforsyninger, men også at undersøge indkøbernes miljøbevisthed ved valg af produkter. Endelig kan undersøgelsen bidrage med helt nye input til kravsspecifikationen. 4. Kravsspecifikation I kravspecifikationen opsummeres delkonklusionerne fra forrige afsnit til en kravsspecifikation. Denne udarbejdes efter SPU-modellen, hvor der gives en generel beskrivelse af produktet, der ønskes konstrueret. Tredje afsnit indeholder de specifikke funktionskrav inden for områderne sikkerhed, regler, producenter og miljø. Fjerde afsnit beskriver grænsefladerne for produktet. 5. Problemformulering I dette kapitel formuleres problemet præcist, så der sikres et målrettet teknisk stykke arbejde. Afgræsningerne til produktudviklingen opstilles desuden. 2

15 KAPITEL 2 Analyse af strømforsyninger I dette kapitel analyseres først lineære- og senere switchmodestrømforsyninger. Gennem en kortlægning af henholdsvis styrker og svagheder for begge principper, kan en sammenligning fremhæve de tekniske argumenter for at konstruere en LPS eller SMPS. Formålet med dette kapitel er at åbne mulighed for at træffe et kvalificeret teknisk valg af strømforsyningsprincip. Indholdsfortegnelse 2.1 Lineære strømforsyninger Transformering Ensretning og udglatning Regulering Delkonklusion Switch-mode strømforsyninger Duty cycle Opbygning af SMPS RFI-filter Ensretter DC-DC-converter Pulse Width Modulator Sammenligning af LPS og SMPS

16 2.1. LINEÆRE STRØMFORSYNINGER 2.1 Lineære strømforsyninger I dette afsnit beskrives den tekniske virkemåde af en lineær strømforsyning. Denne beskrivelse vil senere indgå i sammenligningen af LPS og SMPS. Det er derfor formålet med dette afsnit at kortlægge fordele og ulemper ved de forskellige funktioner i en LPS. En LPS indeholder grundlæggende fire forskellige enheder. Opbygningen af de enkelte enheder kan variere - dette afsnit vil gennemgå et udvalg af disse varianter. I figur 2.1 er systemet opdelt i forskellige funktionsblokke, og deres interaktion med hinanden er beskrevet i form af pile. Disse blokke vil i det følgende blive beskrevet. 230 V AC Transformering Ensretning Udglatning Regulering XX V DC Figur 2.1: Funktionsblokdiagram for en LPS Transformering Transformatoren tjener to formål i kredsløbet. Overførslen af energi sker i en transformator som beskrevet i appendix A.0.2 ved hjælp af magnetisme, og input/output er således ikke elektrisk forbundet - hvilket også kaldes galvanisk adskillelse. Transformatoren bruges desuden, gennem dimensioneringen af vindingerne, til at nedbringe AC potentialet til et ønsket niveau. Da transformatoren i en LPS arbejder ved lavfrekvent (50Hz) AC spænding kræver denne en stor jernkerne ifht. transformatoren i en typisk SMPS. Dette ses umiddelbart af (2.7). Den store jernkerne giver strømforsyningen en stor vægt og størrelse, samt et højt prisniveau [Hart, 1997]. i1 i2 Vin Vout Figur 2.2: Ækvivalentdiagram for transformator. Strøm og spændingsforhold er beskrevet i appendix A.0.2, og er for den ideelle transformator: V in = N 1 V out N 2 (2.1) i 1 = N 2 i 2 N 1 (2.2) Hvor V in og V out angiver spændingen på henholdsvis primær- og sekundærside af jernkernen. i 1 angiver strømmen til primærspolen og i 2 strømmen fra sekundærspolen. N 1 og N 2 angiver antallet af viklinger på primær- og sekundærspole Ensretning og udglatning Ensretning af vekselspænding kan opnås på tre forskellige måder og disse beskrives i det efterfølgende afsnit. Udtrykket ripple spænding er vigtigt i beskrivelsen af denne blok. Ripple for en DC spænding defineres som [Bak, 2004]: V out = V max V min 2 [V ] (2.3) 4

17 KAPITEL 2. ANALYSE AF STRØMFORSYNINGER Hvor V out er ripplespændingen, V max er den maximale spænding i perioden og V in er den minimale spænding i perioden. Denne ændring i DC potentialet er ikke ønskværdig, da de færreste kredsløb kan fungere efter hensigten med en varierende forsyning. Derfor bruges efterfølgende en form for udglatning af den ensrettede AC spænding. Denne udglatning opnås gennem en kondensator eller gennem et RCL-kredsløb. Da spændingen på sekundærside af transformatoren er lille, skal kapacitansen af disse kondensatorer være stor 1. Store kondensatorer fylder meget og er forholdsvis dyre at anskaffe. Halvbølge ensretter Figur 2.3 viser et kredsløb med halvbølge ensretter. Dioden D 1 er forbundet til filter-kondensatoren C 1. Modstanden R 1 betegner belastningen ved kobling af et kredsløb på dette sted. T1 D1 + Vin C1 R1 Vout _ Figur 2.3: Kredsløbsdiagram med halvbølge ensretter. Ulempen ved dette kredsløb er, at ripplespændingen er forholdsvis stor idet halvbølgeensretteren ikke anvender den negative periode af vekselspændingen. Dette er illustreret på figur 2.4, hvor den stiplede linie angiver udglatningen fra kondensator C 1. Spænding [V] Tid [s] Figur 2.4: Spændingsdiagram efter udglatning af halvbølgeensretter. Helbølge ensretter Figur 2.5 viser et kredsløb med helbølgeensretning. Både de positive og de negative halvperioder af AC spændingen bruges i helbølgeensretteren, hvorfor denne bruger to dioder. Den ene ende af transformatorens sekundærspole er forbundet til D 1 og den anden til D 2. Modstanden R 1 betegner belastningen ved kobling af et kredsløb på dette sted. Denne løsning kræver en transformator med et udtag midt på sekundærspolen, der fremover benyttes som stel i kredsløbet. Outputspændingen fra kredsløbet bliver halv så stor som spændingsforskellen over sekundærspolen. 1 Da Q = C U 5

18 2.1. LINEÆRE STRØMFORSYNINGER T1 D1 C1 R1 + Vout Vin _ D2 Figur 2.5: Kredsløbsdiagram med helbølge ensretter. Da begge halvperioder af AC spændingen ensrettes i dette kredsløb bliver antallet af bølgetoppe dobbelt så stort som ved brug af en halvbølgeensretter. Dette betyder, at udglatningskondensatorerne lades og aflades dobbelt så ofte - ripplespændingen er dermed halveret. Dette er illusteret i figur 2.6, hvor den stiplede linie angiver udglatningen fra kondensator C 1. Spænding [V] Tid [s] Figur 2.6: Spændingsdiagram efter udglatning af helbølgeensretter. Brokoblingen På figur 2.7 ses den hyppigst anvendte ensretning til lineære strømforsyninger, brokoblingen. Ved denne konstruktion kombineres karakteristika fra hel- og halvbølge ensretterne. Brokoblingen udnytter ligesom helbølgeensretteren begge halvperioder af AC spændingens svingninger, men benytter ligesom halvbølgeensretteren intet midterudtag fra transformeren. Når en positiv impuls opstår i toppen af transformerens sekundærspole kan strømmen løbe gennem D 1 til belastningsmodstanden R 1 og tilbage gennem D 4. Ved positiv impuls i bunden transformerens sekundærspole vil strømmen passere gennem D 3 til belastningen R 1 og tilbage gennem D 2. Strømmen løber altså i samme retning ved begge perioder, hvorved virkningen er den samme som ved helbølgeensretteren. Spændingsdiagrammet vil være ækvivalent med figur T1 C1 R1 Vout D1 D2 Vin _ D3 D4 Figur 2.7: Kredsløbsdiagram med brokobling. 6

19 KAPITEL 2. ANALYSE AF STRØMFORSYNINGER Regulering Formålet med denne del af kredsløbet, er at sikre en stabil spænding på udgangen samt at regulere spændingen til det ønskede niveau. Der findes adskillige måder at konstruere kredsløb der opfylder dette, men fælles for disse er, at spændingsreguleringen i kredsløbet medfører afgivelse af varme. Denne afgivelse medvirker, at konstruktionen kræver forholdsvis store køleelementer. I dette afsnit beskrives to simple måder til spændingsregulering, zener-regulering og IC-regulering. Zener-regulering I denne type af regulering bruges zenerdiodens spændingskarakteristika. En mulig opbygning af et kredsløb med zenerdiode som regulering ses på nedenstående diagram. R1 + + V in ZD1 V out Figur 2.8: Kredsløbsdiagram for spændingsregulering vha. en zenerdiode. Strømbegrænsningsmodstanden R 1 sikrer dioden mod for stor effektafsætning og deraf følgende ødelæggelse. Spændingen, der i spærreretning bringer zenerdioden fra spærrende til ledende tilstand, kaldes zenerspændingen U z. En I/U kurve viser, at ved åben tilstand er spændingsfaldet U z over zenerdioden konstant. Dette udnyttes i en zener-regulator til at sikre fast spænding på udgangen [Lenk, 1994]. IC-regulering Denne type af spændingsregulering bruger en integreret kreds til stabilisering af udgangsspænding. Dette kunne f.eks være en IC fra 7800-serien, hvor disse findes med faste udgangspændinger på mellem 5V og 24V. + U in LM78XX U out + Vin Stel C1 C2 V out Figur 2.9: Foreslået kobling fra producenten [Semiconductor, 1999]. Kondensator C 1 holdes tæt mellem input og stel, hvorved denne sikrer regulatoren mod at gå i selvsving og til sidst brænde af. Kondensator C 2 på udgangen optræder som udglatningskondensator, men spiller ifølge producenten ikke en væsentlig rolle, og kan fjernes hvis ripplespændingen er acceptabel foruden denne [Semiconductor, 1999]. Kredsløbet foreslået af producenten ses på figur 2.9 Hvis der ønskes højere udgangsspændingen end den påstemplede, kan dette opnås ved at hæve potentialet på stelbenet - dette kunne f.eks. gøres vha. en spændingsdeler Delkonklusion Efter gennemgangen af de forskellige blokke fra en typisk LPS er det muligt at opstille en tabel med de vigtigste karakteristika for en sådan strømforsyning. 7

20 2.2. SWITCH-MODE STRØMFORSYNINGER Blok Karakteristika Transformering Høj vægt, fysisk stor, kostbar Ensretning - Udglatning Høj vægt, fysisk stor, kostbar Regulering Energitab i form af varmeafgivelse Tabel 2.1: Karakteristika for beskrevne blokke. Det kan konkluderes, at strømforsyningens fysiske størrelse og vægt påvirkes af næsten samtlige blokke i kredsløbet. Desuden opstår der i reguleringsblokken et energitab, hvor en betydelig mængde varme afgives, især hvis der er stor forskel på spændingerne på ind- og udgang. Typisk er nyttevirkningen på en LPS maksimalt 40 % [Phillips, 1998]. 2.2 Switch-mode strømforsyninger Formålet med dette afsnit er at få indblik i den grundlæggende opbygning af en SMPS for herigennem at fastlægge fordele og ulemper ved denne. Fokus er primært lagt på de komponenter, der kendetegner særlige fordele eller ulemper ifht. en LPS Duty cycle I SMPS convertere benyttes transistorer som elektroniske afbrydere. For den ideelle transistor bliver outputspændingen den samme som inputspændingen ved åbning, mens outputspændingen bliver 0V ved lukning. Periodisk åbning og lukning af transistoren giver en pulserende outputspænding som på figur V V s t on DT t off T t on t (1 D)T Figur 2.10: Outputspændingen for en ideel switch. Duty cycle D betegner det tidsinterval, hvor switchen er åben (t on ) i forhold til en hel tidsperiode T (t on +t off ): t on D = t on + t off = t on T = t on f (2.4) hvor f angiver frekvensen i hertz. Den gennemsnitlige spænding beregnes udfra figur 2.10 [Hart, 1997]: V 0 = 1 T T 0 v 0 (t)dt = 1 T DT 0 V s dt = V s D [V ] (2.5) For den ideelle transistor vil der i brudt tilstand ingen strøm løbe, mens der i sluttet tilstand intet spændingsfald vil være over denne. Derfor afsættes ingen effekt i transistoren - alt energi overføres til belastningen og effektiviteten er 100% [Hart, 1997]. 8

21 KAPITEL 2. ANALYSE AF STRØMFORSYNINGER Virkelighedens transistorer afsætter dog effekt i form af varme. Dette sker hovedsaligt i overgangsfaserne mellem lukning og åbning og omvendt. Dette er illustreret på nedenstående figur v t P i DT T t Figur 2.11: Spænding-, strøm- og effektforhold for transistoren. Det følger umiddelbart af ovenstående figur, at en forøgelse i frekvens også vil medføre et forhøjet effekttab i transistoren [H.W.Whittington, 1997] Opbygning af SMPS En SMPS er udviklet i mange forskellige typer baseret på forskellige principper med og uden galvanisk adskillelse. Valget af princip hænger som regel sammen med prisbegrænsninger eller specifikke formål. Et generelt funktionsblokdiagram for en SMPS med galvanisk adskillelse er vist på figur SMPS en ken- DC DC converter AC input RFI filter Ensretter og filter Switch element Galvanisk adskillelse Udgangs ensretter og filter DC output Modulator og feedback Figur 2.12: Funktionsblokdiagram for SMPS [Chryssis, 1984]. detegnes ved at kunne levere en udgangsspænding, der reguleres af en højfrekvent switch. Der forekommer ikke et spændingsfald i en SMPS på samme måde som over regulatoren i en LPS. I en LPS skabes der over en lineær regulator et - til tider stort - spændingsfald for at give en bestemt udgangsspænding. I en SMPS vil der uanset værdien af udgangsspændingen ligge et fast spændingsfald over nogle få halvledere i kredsløbet. I DC-DC-converteren jvf. figur 2.12 regulerer switchen, der enten er helt sluttet eller helt brudt, den gennemsnitlige DC-spænding over en kondensator på udgangen af converteren. Switchfrekvensen ligger normalt fra få khz op til flere MHz, og jo højere frekvensen er, jo mere vil udgangsspændingen ligne ren DC. På grund af den høje switchfrekvens kan udgangsspændingen tilnærmelsesvis betragtes som konstant. Spændingens størrelse er afhængig af tiden D (Duty cycle), hvori switchen er sluttet i forhold til en hel periode T - se figur 2.13 på den følgende side. Heri er V switch spændingen fra switchen og V out er udgangsspændingen på SMPS en. V out udtrykker rippelspændingen (afvigelsen ifht. ren DC) på udgangen. Tendensen til at generere ripple samt RFI (Radio 9

22 2.2. SWITCH-MODE STRØMFORSYNINGER frequency Inteference) er en af ulemperne ved en SMPS. Vout Vout Vs D D D 0V T T T tid Figur 2.13: Spændinger på switch og udgang [Chryssis, 1984]. I en LPS omsættes der ofte en forholdsmæssig stor mængde energi til varme grundet drift i det lineære område. At samme grund ses det ofte, at regulatoren er udstyret med plads- og ressourcekrævende køleelementer. I det tilsvarende led, i switchen, i en SMPS omsættes der kun i den korte periode, hvori switchen skifter tilstand fra sluttet til brudt eller omvendt, en nævneværdig mængde energi til varme. Dette skyldes, at skiftet ikke sker momentant. På figur 2.10 er karakteristikken vist, og det kan ses, at switchfrekvensen bl.a. af denne grund ikke kan gøres uendelig høj, da der i givet fald vil omsættes forholdsmæssig meget energi til varme over tid. Effekten P, der omsættes kan udtrykkes som funktion af spændigen U og strømmen I P (t) = U(t) I(t) (2.6) I de perioder, hvori der er steady state, er enten strømmen gennem switchen eller spændingen hen over denne tæt på 0. Derfor bliver der i steady state ikke omsat nævneværdig energi til varme over tid. Tendensen til kun at omsætte en relativt lille mængde energi til varme under drift er således en af de store fordele ved en SMPS. Bl.a. heraf bliver nyttevirkningen højere og der vil ikke være behov for store køleelementer. Dette åbner mulighed for at reducere vægten og den fysiske størrelse på en SMPS. Normalt ligger nyttevirkningen på 90% [Elektronika, 2004]. Et stort problem for udviklere af en SMPS er manglende lighed mellem simuleringer og praksis. Computersimuleringer af kredsløbene kan give det indtryk, at en SMPS vil opføre sig på en given måde, og når kredsløbet samles, viser virkeligheden sig at være en helt anden. Derfor er udviklingen selv for erfarne folk forbundet med en del trial and error arbejde grundet bl.a. ustabilitet og magnetfelters uforudsigelige indbyrdes påvirkning [Lee, 1993]. Et andet problem ved en SMPS er transisent respons. Dette er strømforsyningens evne til at reagere og stabilisere sig hurtigt efter udsving i spænding på indgangen og strøm gennem belastningen. Responsen svinger meget fra convertertype til convertertype og er bl.a. afhængig af typen af PMW [Elytone, 2004]. Nu vil blokkene fra figur 2.12 blive gennemgået. 10

23 KAPITEL 2. ANALYSE AF STRØMFORSYNINGER RFI-filter RFI-filteret er en vigtig komponent i en SMPS, når denne skal bruges sammen med andre apparater. Filterets opgave er at begrænse elektrisk støj ud på el-nettet, som bliver genereret når SMPSen er i drift. Denne støj kan påvirke følsomme apparater med fejlfunktion til følge. Et eksempel på et RFI-filter er skitseret på figur L 1 V in C 2 C 3 V out L 2 Figur 2.14: RFI-filter [Lee, 1993]. Filteret fungerer som et 2. ordens lavpas-filter i begge retninger - både ind og ud af en SMPS. Således filtreres støj fra både til og fra el-nettet. Knækfrekvensen bestemmes af værdierne på kondensatorerne C 2 og C 3 og spolerne L 1 og L 2. Det store Z i figuren indikerer, at begge spoler er viklet omkring den samme kerne Ensretter Ensretterens opgave er at omdanne AC-spændingen fra el-nettet til en tilnærmet DC-spændning, idet converteren skal forsynes med DC-spænding. Ensretteren kan designes på baggrund af de samme principper som beskrevet i afsnittet om ensrettere i en LPS, idet ensretterens funktionen i en SMPS er den samme. Dioderne skal dog kunne tåle højere spændinger svarende til forsyningsspændingen, idet dioderne sidder før transformatoren. Et eksempel på en ensretter med diodebro og udglatning med en kondensator er skitseret på figur Kondensatoren skal også kunne holde til forsyningsspændingen. D 1 D 2 AC in D 3 D 4 C 1 DC out Figur 2.15: Ensretter til SMPS [Chryssis, 1984] DC-DC-converter Converterens opgave er som nævnt at regulere udgangsspændingen vha. impulser fra switchen. Den vil ikke blive beskrevet med eksempel på kredsløb i dette afsnit, idet der er mange forskellige måder at designe den på. En præcis gennemgang af 7 typer findes i afsnit 7.1 på side 36 om convertertyper. Converteren indeholder følgende delkomponenter jvf. figur Switch Galvanisk adskillelse og transformering Ensretning og udglatning Switch Som sagt er switchens opgave at åbne og lukke for forsyningsspændingen ind i converteren. Den har kun to tilstande - helt brudt eller helt sluttet. Switchen kan bestå af normale transistorer, men ved højere spændinger og strømme, skal der anvendes MOSFET transistorer. 11

24 2.2. SWITCH-MODE STRØMFORSYNINGER Galvanisk adskillelse Den galvaniske adskillelse benyttes af sikkerhedsmæssige årsager for at opnå en elektrisk adskillelse mellem el-nettet og udgangen på SMPSen, og den etableres med en transformator med mindst to viklinger som vist på figur Hvis ikke adskillelsen er til stede, vil det være muligt for stærkstrøm at løbe gennem kroppen. Med adskillelsen på figuren er det muligt at berøre terminal 2 (som er jord i form af eks. en radiator eller vandrør) og terminal 3 samtidig eller terminal 2 og terminal 4 samtidig uden at få elektrisk stød, da 3 og 4 danner en lukket kreds, der er isoleret fra resten. Hvis terminal 3 og 4 berøres samtidig, er det muligt at blive påvirket, men da der oftest er tale om lavspænding og lav strøm på denne side af transformeren, betyder berøringen ingenting. 1 TR 3 Vs V out 2 N1 N2 4 Figur 2.16: Galvanisk adskillelse [Chryssis, 1984]. Transformatorens opgave er samtidig at transformere spændingen V out op eller ned ifht. indgangspændingen V s. Forholdet mellem strøm, spænding og antal viklinger er beskrevet i (2.1) og (2.2) i afsnit på side 4 om transformering. Idet frekvensen i en SMPS er væsentlig højere end de normale 50Hz på el-nettet, så skal transformatoren gøres væsentlig mindre end normalt jvf. (2.7) [Serway & Jewett, 2004]. Formlen er udledt i appendiks A. Sammenhængen viser, at frekvens f og induktans L for en given reaktans (modstand) X L er omvendt proportionale. For en høj frekvens skal induktansen være tilsvarende lav for at undgå høj reaktans i transformatoren. X L = 2π f L = 2π f N 2 µ A l E (2.7) Induktansen kan gøres lille ved at gøre tværsnitsarealet A i kernen eller antallet af viklinger n lille. Samlet set kan disse reducerede størrelser gøre behovet for råmaterialer til transformatoren betydelig mindre og bidrage til at gøre SMPS en fysisk mindre. Desuden vil energitabet i transformatoren blive mindre, idet færre viklinger betyder kortere tråde og dermed mindre modstand. Ensretning og udglatning Det sidste led i converteren er ensretning og udglatning. Formålet med dette er at sikre en tilnærmelsesvis ren DC-spænding ud af SMPS en. Spændingen ud af transformatoren skifter polaritet hver gang switchen skifter fra brudt til sluttet, og det er dette polaritetsskift, der skal ensrettes før udgangen. Et eksempel på et kredsløb til formålet er skitseret på figur Kredsløbet er identisk med ensretteren fra en boost-converter, som bliver beskrevet i afsnit 7.3 [Chryssis, 1984] Pulse Width Modulator En PWMs (Pulse Width Modulator) funktion er at åbne eller lukke switchen i en given periode alt efter, om spænding eller strøm på udgangen er over eller under en given reference. En konstant udgangsspænding kan opnås ved at ændre switchens duty cycle alt efter, om der skal tilføres mere eller mindre energi til udgangen. 12

25 KAPITEL 2. ANALYSE AF STRØMFORSYNINGER D V s C R Vout Figur 2.17: Ensretter og udglatning. En PWM er en komponent, der eksempelvis leveres som en færdigproduceret IC. Denne er i stand til at styre én eller flere transistorer på samme tid. En detaljeret beskrivelse af typen UC3842 kan findes i databladet vedlagt på CD, i mappen datasheet/uc Sammenligning af LPS og SMPS Analysen af henholdsvis LPS og SMPS har åbnet mulighed for at sammenholde vigtige forskelle mellem disse. Forskellene er samlet skematisk i tabel 2.2. Et + markerer en fordel, og et - markerer en ulempe. Emne LPS SMPS RFI / Ripple + - Simpelt design + - og udvikling Lighed mellem + - simulering og praksis Nyttevirkning - + Fysisk størrelse vs. - + nyttevirkning Materialefobrug til - + trafo og køling Varmeudvikling - + Tabel 2.2: Fordele og ulemper for LPS og SMPS. Sammenligningen kan groft deles op i en produktionsmæssig og en miljømæssig del. Produktion Som beskrevet i afsnit er der sjældent sammenfald mellem simulering og praksis. En SMPS kræver flere beregninger i udviklingen, hviket giver anledning til ekstra udviklingsudgifter i kraft af ekstra tid. Men da udgifterne til materialer kan være mindre, idet spoler og kondensatorer i en SMPS er væsentlig mindre ifht. en LPS, så vil der være fordele ved storproduktion, idet den lave materialepris på et givent tidspunkt vil ophæve udviklingsudgifterne. SMPS ens lille størrelse og vægt ift. ydelse gør den billig at pakke og distribuere i store antal. Miljø Set fra en miljømæssig synsvinkel er en SMPS at foretrække, idet den har en højere nyttevirkning end en LPS - op til 90%. Derudover stiller den ikke lige så store krav til materialer som en LPS, idet spolerne i transformatoren kan vikles med færre kobbertråde pga. den høje switchfrekvens. Jernkernen kan deraf også 13

26 2.3. SAMMENLIGNING AF LPS OG SMPS gøres mindre. En mindre mængde materialer gør desuden afskaffelsen ved enden af SMPS ens livscyklus lettere. SMPS ens tendens til at generere ripple og RFI er stadig et problem, idet følsomme apparater kan fejlfunktionere i følge af støjen. Men udvikling af effektive og billige filtre samt effektiv afskærmnnig til at dæmpe støjen kan løse problemet. Således har SMPS en idag vundet indpas i alle nye mobiltelefonladere og computere. Generelt Der står klart, at en af de store forskelle skal findes i tendensen til at afsætte energi i form af varme, hvilket er en af de store svagheder ved en LPS. I kraft af dette har en LPS, især i store størrelser, behov for køleplader eller blæsere til at frigive varmeoverskudet. Her er et eksempel på en sammenligning på nyttevirkning og spildvarme: En laboratoriestrømforsyning baseret på LPS teknologi kan levere 0-30V med en maxstrøm på 2A. Det ønskes at trække en strøm I = 2A ved en spænding U = 5V ud af forsyningen. Dette svarer til en effekt på P = 10W. Teoretisk set afsættes der da en energi i regulatoren svarende til: P = I U = 2A (30V 5V ) = 50W (2.8) Den samlede effekt, som forsyningen trækker fra elnettet, må da være 50W + 10W = 60W. Nyttevirkningen ved den givne spænding og strøm er da 16.7%. Her går over 80% tabt i form af varme. Det samme eksempel evalueres på en SMPS med en gennemsnitlig nyttevirkning på 80%, dvs, at 20% går tabt i varme under drift. Ved en udgangseffekt på 10W trækkes der ialt fra elnettet 10W + 10W 20% = 12W (2.9) Det betyder, at LPS en i det givne tilfælde bruger 5 gange så meget energi som SMPS en for at yde det samme arbejde. 14

27 KAPITEL 3 Miljøvurdering I dette kapitel gives først en introduktion til livscyklusvurderinger og deres fordele og ulemper vurderes. Hvorefter beskrives den valgte metode, og kapitlet afsluttes med resultater fra den udførte livscyklusvurdering samt en vurdering af, hvad de betyder for kravspecifikationen. Indholdsfortegnelse 3.1 Indledning Programmet ECDEEE Formål Systemafgrænsning Dataindsamling Vurdering Calculator I Calculator II Calculator III Udførelse af LCA Formål Systemafgrænsning Valg af calculator Dataindsamling Vurdering af indsamlede data Delkonklusion

28 3.1. INDLEDNING 3.1 Indledning En livscyklusvurdering er en sammenfatning og vurdering af de miljøpåvirkninger, der er knyttet til et produkts livsforløb. Livsforløbet kaldes også produktets livscyklus og omfatter de faser, et produkt gennemløber fra udvindning af råmaterialer over fremstilling til endelig ibrugtagen og senere bortskaffelse [Miljøstyrelsen, 2001]. Råstoffer Produktion Brug Transport Afskaffelse Figur 3.1: Et produkts livscyklusfaser [Willum et al., 2004]. Fordelen ved denne miljøvurderingsform er, at der ikke kun fokuseres på enkelte faser i livsforløbet, men derimod den overordnede miljøbelastning. Til livscyklusvurdering af elektronik har Institut for Produktudvikling, GN-teknik og Dansk Toksilogi Center udviklet en guide kaldet Eco Concious Design of Electric & Electronic Equipment. Dette program indeholder beregningsværktøjer, der giver brugeren mulighed for at sammenligne de miljømæssige påvirkninger fra forskellige faser i produktets livscyklus. Disse programmer hedder Calculator I, Calculator II og Calculator III. Valg af beregningsprogram afhænger af omfanget på vurderingen. [Willum et al., 2004] ECDEEE er et værktøj til en hurtig vurdering af ressourceforbruget ved elektronikproduktion. Værktøjet giver et overblik, men det er ikke muligt at regne bagud. Alle komponenter kan således lægges ind i systemet, men det er ikke muligt at se deres individuelle miljøegenskaber - der opnåes kun ét samlet resultat. Dette kan dog løses ved at der blot indtastes et enkelt komponent ad gangen. Eller hvis komponenterne deles op i hovedgrupper og ved udslag i resultaterne kan synderne derved indkredses. Dette er dog meget tidskrævende og praktisk uanvendeligt, men kan lade sig gøre. Hvis det er nødvendigt at lave en mere detaljeret vurdering af et produkt, bør andre beregningsværktøjer (f.eks. Simapro ) tage over [Andersen & Mosgaard, 2001]. ECDEEE har den ulempe, at det kun er E- og R-parametrene, der bliver resultatet af indtastningerne. 1 (bliver beskrevet senere i afsnit på modstående side). I det efterfølgende afsnit vil programmet ECDEEE blive gennemgået. 3.2 Programmet ECDEEE Formål I dette afsnit opstilles et klart defineret formål med udførelsen af ECDEEE. Programmet giver bl.a. mulighed for sammenligning af produkter - hvis dette benyttes skal det fremgå tydeligt af formålet. Udfra det opstillede formål argumenteres for valget af beregningsprogram - Calculator I, II eller III Systemafgrænsning Dette afsnit beskriver, hvilke parametre den kommende vurdering ikke medtager. Ens afgræsning mellem to vurderinger giver mulighed for sammenligning. Sammenligningen foretages i forhold til konkurrentens produkt, tidligere og kommende produktgenerationer eller forskellige produktkoncepter [Willum et al., 2004] [Andersen & Mosgaard, 2001]. Systemafgrænsningen opdeles i tre afsnit: Den funktionelle enhed. Medtagne miljøeffekter. Afgrænsning af livscyklus. 1 Der tages ikke områder såsom CO 2 udslip, drivhuseffekt og forsuring med i denne miljøvurdering, som der gør i f.eks. Simapro. Dette øger dog overskueligheden betragteligt og gør programmet lettere at komme igang med. [Andersen & Mosgaard, 2001] 16

29 KAPITEL 3. MILJØVURDERING Den funktionelle enhed Den funktionelle enhed indeholder en definition af den service produktet eller systemet skal yde til kunden. Enheden må indeholde en kvalitetsbeskrivelse og en beskrivelse af såvel service som servicemængde. For nogle produkter kan kvalitetsparametre inddeles i hvilke, der er essentielle for produktets funktionalitet, og hvilke bruges til at tiltrække en bestemt brugergruppe [Willum et al., 2004] [Andersen & Mosgaard, 2001]. Den forventede levetid af produktet specificeres ligeledes i dette afsnit. Alle disse parametre skal være ens for to forskellige produkter, hvis deres ECDEEE vurderinger skal kunne sammenlignes. Medtagne miljøeffekter Vurderingen foretages udfra energi- og ressourceparametrene der er forklaret i afsnit Dataindsamling I dette afsnit beskrives de indsamlede data og deres brugbarhed vurderes. En af fordelene ved ECDEEE er, at der medfølger et beregningsværktøj til udregning af de før omtalte R- og E-parametre. Værktøjet indeholder en database med data for materialer, kemikalier og energiforbrug. Denne database sparer udvikleren for den tidskrævende dataindsamling, der ellers karakteriserer den typiske LCA. Der skal dog stadig rekvireres komponentlister fra produkterne for, at en ECDEEE kan udføres. Ulempen ved en sådan database er imidlertidig, at udvikleren er afhængig af regelmæssige opdateringer til denne [Andersen & Mosgaard, 2001] Vurdering Dette afsnit indeholder konklusionen på den udførte LCA. De af værktøjet udregnede E- og R-parametre evalueres, og krav til den efterfølgende konstruktionsfase opstilles. At foretage en LCA med værktøjet EC- DEEE giver udvikleren mulighed for at sammenligne miljømæssige påvirkninger fra forskellige perioder i hele produktets livscyklus. Der foreligger altså ingen specifikke resultater på de enkelte komponenter eller kemikalier. Derfor kan resultaterne fra en LCA udført med ECDEEE heller ikke sammenlignes med resultaterne fra en detaljeret LCA [Willum et al., 2004] Calculator I Calculator I er en miniatureudgave af calculator II, der kan anvendes til at give et indledende overblik under produktudviklingen. Den tager ikke højde for ret mange elementer, men resultatet bliver, som i calculator II, udmålt i E- og R-parametre. Der ikke højde for f.eks. farlige og uønskede substancer eller kemikalier. [Willum et al., 2004] Calculator II I forbindelse med udviklingen af et produkt kan der opstå tvivlspørgsmål f.eks. med hensyn til hvorvidt der skal anvendes materialer til køleprofilere eller om der skal anvendes en konventionel blæser. Materialerne udgør en del af de ressourcer, der er tilbage på kloden, hvorimod blæseren bruger energi. Ved at bruge den såkaldte Environmental Calculator bliver det muligt at opstille de påvirkninger de to produkter har på miljøet. Resultatet bliver således de to parametre, E og R, som omtales herefter [Willum et al., 2004]. Energi-parameter E-parameteren er en indikator for, hvor stor en del af den samlede resterende energireserve, der anvendes til udvindingen og produktionen af et materiale som f.eks. aluminium. Samtidig tager E-parameteren ligeledes højde for den medfølgende fourening, som produktionen af denne energi vil medføre. Begge dele angives i primær energi, der måles i MJ/kg. Dette angiver hvor mange MJ energi der anvendes ved udvinding af et kg af det pågældende materiale. I forbindelse med forureningen angiver tallet, hvor mange M J energi der udvindes fra materialet ved efterfølgende afbrænding i forbindelse med bortskaffelse. [Willum et al., 2004] 17

30 3.3. UDFØRELSE AF LCA Ressource-parameter R-parameteren beskriver forbruget af den enkelte ressource i forhold til den totale globale reservebeholdning fordelt på antallet af mennesker på kloden. Det vil eksempelvis betyde, at en høj R-parameter på den enkelte ressource angiver højt forbrug af en begrænset reserve. Enheden for denne parameter er P R og angiver person-reserven. Et eksempel på udregning af denne parameter kunne lyde: Der var 660kg/person aluminium i 1990, så hvis der anvendes 180g aluminium i et produkt, udregnes ressourceforbruget til at være 0, 180g = 0, P R 0, 272mP R 660kg/person [P erson reserver] Calculator III Calculator III tager højde for de samme ting som calculator II, dog inkluderes også End-Of-Life. I End-Of-Life betragtes hvor meget energi der anvends på at adskille et produkt, såvel som hvor mange af de elektroniske komponenter der kan genanvendes. Dette er et væsentligt mere omfattende værktøj end Calculator 2 og kræver større indsigt i komponenter, såvel som sikkerhed omkring dets genbrug. [Willum et al., 2004] 3.3 Udførelse af LCA Formål Formålet er at sammenligne miljøpåvirkningen i et livscyklusperspektiv mellem en SMPS og en LPS. Resultatet af denne LCA forventes at beskrive de to produkter i en sådan grad, at der kan foretages et kvalificeret valg - set i en miljøsammenhæng. Det forventes desuden, at analysen belyser eventuelle kritiske miljømæssige faser i produkternes levetid og afskaffelse. Kendskabet til disse vil kunne inddrages i overvejelserne under den senere konstruktion af projektets strømforsyning Systemafgrænsning I denne livscyklusvurdering betragtes to forskellige typer strømforsyninger til brug i transformering af AC til DC i et laboratoriemiljø. De to strømforsyninger, der sammenlignes og vurderes er en SMPS og en LPS. Strømforsyningerne vil blive sammenlignet for at finde ud af, hvilken af de to, der er den bedste set ud fra en miljømæssig betragtning. Livscyklusvurderingen afgrænser sig til selve elektronikken da det antages at kabinetter, udlæsning og diverse håndtag mv. er ens for de to. LPS Converter SMPS Converter Udlæsning Udlæsning Kabinet Kabinet Figur 3.2: Sammenligning af fravalgte elementer i LCAen. I forbindelse med konstruktion af projektets strømforsyning kan der manuelt indtastes i calculator II, hvor stort materialeforbruget til kabinettet er, og derved kan det vurderes, hvilken type der vil være at foretrække set fra et miljømæssigt synspunkt. Livscyklusvurderingen er afgrænset til kun at betragte materialeforbruget, brugsfasen og afskaffelsen af to grunde. Grundet den begrænsede tidshorisont for projektet 18

31 KAPITEL 3. MILJØVURDERING er det ikke realistisk at undersøge, hvilke produktionsmetoder de to topologier benytter sig af, og derudover tager værktøjet ECDEE højde for energiforbruget igennem produktionsfasen [Willum et al., 2004]. Produktudvikling er endnu ikke er kommet til et stadie, hvor komponentmængderne for projektets strømforsyning er kendte. Derfor tages der udgangspunkt i to eksisterende strømforsyninger, for at give et realistisk billede af de miljøeffekter, der er associeret med de to topologier. Det har ikke være muligt at finde strømforsyninger, der overholder de specifikationer, der er opstillet i projektforslaget. Derfor er strømforsyningerne valgt, så de ligner den strømforsyning, der ønskes udviklet. Til udførelse af denne LCA inkluderes de to strømforsyningers energiforbrug under drift. I forbindelse med dette har der været udført et forsøg - se appendiks G. SMPSen i LCAen kan dog levere 25 gange den effekt, som projektforslaget foreslår. Dette kan muligvis få indvirkning på resultaterne fra forsøget i forbindelse med energiforbruget under drift. De strømforsyninger der bruges til LCAen er: SMPS: Delta Elektronika SM52-30, 0-52V, 0-30A LPS: Instek GW GPS 4303, 0-30V, 0-3A Funktionel enhed Den funktionelle enhed er defineret udfra, at der er tale om en strømforsyning der skal leverer en spænding fra 0-30 V og er strømbegrænset til 2A. Den funktionelle enhed defineres udfra projektforslaget og nogle Et apparat, der tranformerer vekselspænding fra elnettet til jævnspænding 0-30V, 2A max til brug i et laboratorie miljø, 3 timer dagligt i 20 år. kvalitative gæt. Det har været problematisk at komme specifikke tal for brugen af en strømforsyning, hvorfor disse må bygges på antagelser. Brugstiden er defineret til 3 timer hver dag, fordelt på intervaller af 10 minutter, og levetiden er sat til 20 år. Dette er en estimeret levetid. Levetiden er defineret som værende det samme for begge strømforsyninger, så værdien har ingen reel betydning for LCAens resulutater. Hvis levetiden derimod havde været forskellig på de to produkter ville dette have haft en effekt på resultatet Valg af calculator Hvis den sammenligning der skal foretages i dette projekt holdes op mod projektets tidsramme, er calculator II det åbenlyse valg - heri skal der blot skal foretages sammenligning ud fra E- og R-parametrene. Da der ikke foreligger viden omkring genbrugligheden af de to produkter, er der ingen grund til at inkludere disse, som i calculator III. Derfor vælges calculator II til denne LCA. Forventninger til E- og R-parametre Den fysisk største forskel imellem de to strømforsyninger er størrelsen af transformatoren til galvanisk adskillelse. Da denne transformator består af en jernkerne og kobbertråd, forventes det, at størrelsen på spolen vil have stor betydning for R-parameteren. Det forventes derfor, at SMPS vil have lavere værdi end LPS. Endvidere forventes det, grundet SMPSens højere nyttevirkning, at denne vil være mere energibesparende end LPSen i brugsfasen Dataindsamling I forbindelse med udførelsen af LCAen har det været nødvendigt at indsamle data om de to produkter. Data blev indsamlet ved en simpel optælling af komponenter og materialer i de to strømforsyninger. Herefter blev tilsvarende komponenter fremskaffet og afvejet. De indsamlede data blev dernæst indtastet i calculator II, der anvedes i denne LCA (se evt. afsnit på side 17). Disse data overføres dernæst i den dertilhørende Access-database, hvor selve udregningerne af miljøpåvirkningerne finder sted. Resultatet af udregningerne er de tidligere beskrevne E- og R-parametre. Den samlede oversigt over de indsamlede komponenter og materialer kan ses på side 89, hvor denne også kommenteres. Både Accessdatabaserne såvel som de to calculator inputs er vedlagt som bilag på cd-rom i mappen LCA\LCA Databaser. 19

32 3.3. UDFØRELSE AF LCA Usikkerhedsmomenter I forbindelse med dataindsamlingen har der været områder forbundet med usikkerhed. Med hensyn til selve antallet af komponenter er dette ikke problematisk, men derimod mht. størrelsen på disse. F.eks. tager EC- DEE ikke højde for, at der anvendes flere forskellige størrelser kondensatorer. Dette har medført, at det har været nødvendigt at udregne gennemsnitsvægten for de forskellige kondensatorer i forhold til deres størrelser. Det vil sige, at den brugte værdi ikke afspejler den reelle vægt for de enkelte komponenter, men da programmet er anvendt på begge strømforsyninger, betragtes dette ikke som værende problematisk. Ligeledes kan der være en vis usikkerhed mht. mængden af kobber og jern i forbindelse med transformatorerne. Mængden af materialerne i disse er vurderet ud fra et kvalificeret estimat, hvor der er opstillet en beregningsmodel, der er blevet anvendt på tranformatoren i LCAen (Se evt. bilag om Beregningsmodel for Transformator ). Da denne model anvendes på begge strømforsyninger, betragtes dette heller ikke som et problem, da en evt. afvigelse vil blive den samme for begge Vurdering af indsamlede data Når de indsamlede data er blevet udregnet, fremstår de som E- og R-parametre. Disse parametre udlæses både som en samlet værdi, der giver det samlede overblik over de to produkters miljøpåvirkninger, og som værdier for de enkelte komponenter, materialer eksklusiv komponenter, processerne i produktionsfasen og selve brugsfasen. Komponenter E(MJ) SMPS LPS Figur 3.3: Komponenter, E-parametre [MJ]. Som det kan ses ud fra figur 3.3, anvendes der væsentligt flere energiressourcer, såvel som elektroniske komponenter, i SMPSen end der gør i LPSen. I sig selv er en SMPS mere teknisk kompliceret end en LPS - dog ikke i den grad som LCAen indikerer. Dette skyldes at den testede SMPS har en lav ripple på 0.3mV [Elektronika, 2004] og må derfor være udstyret med en række filtre, som ikke er i LPSen, da denne i sig selv har en lav ripple på 0.1mV [Instek, 2004]. I SMPSen er der 78.2g kondensatorer imod 33.6g i LPSen. Disse filtre giver væsentlige udslag i miljøvurderingen. Som det også kan ses fra figur 3.3, bliver energiforbruget tilsvarende højere ved fremstillingen af de ekstra komponenter. Materialer, eksklusiv komponenter Grunden til, at denne sektion er eksklusiv komponenter, er at der til fremstilling af komponenterne også anvendes forskellige råstoffer. For at disse råstoffer ikke optræder dobbelt, bliver de ikke talt med i denne udregning. Figur 3.5 på modstående side og 3.6 på næste side viser to tilsyneladende modstridende oplysninger, fordi energiforbruget og resourceforbruget ikke følges ad. Dog forholder det sig således med materialerforbruget, 20

33 KAPITEL 3. MILJØVURDERING R(mPR) SMPS LPS Figur 3.4: Komponenter, R-parametre [mpr]. E(MJ) SMPS LPS Figur 3.5: Materialer eksklusiv komponenter, E-parametre [MJ]. R(mPR) SMPS LPS Figur 3.6: Materialer eksklusiv komponenter, R-parametre [mpr]. at der i SMPSen anvendes væsentligt mere aluminium end der gør i LPSen, hvorimod der anvendes mere kobber i LPSen end i SMPSen. Det kan ses af tabel 3.1 på den følgende side, at forbruget af aluminium og kobber i de to strømforsyninger er meget forskelligt. Det kan i programmet ses, at den energi, der skal til for at producere aluminium er væsentligt større, end den skal til for at fremstille kobber [Willum et al., 2004]. Dertil kommer, at på verdensplan er de resterende 21

34 3.3. UDFØRELSE AF LCA SMPS LPS Kobber g g Aluminium g g Tabel 3.1: Uddrag af materialeforbruget. ressourcer af aluminium væsentligt større end for kobber 2. Dette betyder, at det ressourceforbrug der er i kobber, har større betydning end for det i aluminium. De store mængder kobber og aluminium har to primære anvendelsesområder. Aluminium til køleprofiler og kobber til ringkernetransformatorerne. En af grundene til den store mængde aluminium i SMPSen er desuden, at når strømforsyningen leverer sine maksimale 1.5kW er dens nyttevirkning på ca. 90% og derved afsættes 10% eller 150W i køleprofilen - som derfor må have en rimelig størrelse. Der anvendes også kobber i SMPSen, men ikke i samme grad som til LPSen, hvor der anvendes en stor mængde i forbindelse med transformatoren. Brugsfase E(MJ) SMPS LPS Figur 3.7: Brugsfase, E-parametre [MJ]. Det er i beregningen af brugsfasen estimeret, at en laboratoriestrømforsyning anvendes 3 timer om dagen og har en levetid på 20 år. Ud fra dette beregnes den totale energi, som produktet vil forbruge igennem sin levetid. Da LPSen har en lavere nyttevirkning end SMPSen [Phillips, 1998], vil dens energiforbrug derved også være større. Figur 3.7 viser på ingen måde den reelle forskel imellem de to, da SMPSens nyttevirkning først bliver rigtig fordelagtig (90%) ved høje belastninger i nærheden af 1.5kW [Elektronika, 2004]. Dette er ulempen ved at teste to produkter med så forskellige egenskaber. Grunden til, at der ikke er nogle data over R-parameteren ved brugsfasen er, at der i denne fase ikke anvendes nogle energiressourcer. Kul, olie ol. der bruges under fremstillingen af energi er medregnet under E-parameteren, så derfor tæller de ikke ikke i R-paramteren. Samlet oversigt Som det kan ses fra figur 3.8 på modstående side, figur 3.9 på næste side de tidligere beskrivelser, er der ikke en af de to strømforsyninger, der rent miljømæssigt er at foretrække frem for den anden. SMPSen bruger omkring 20% mindre energi end LPSen, men til gengæld bruger den 3 gange så mange person-reserver. SMPSens relle energiforbrug ligger dog væsentligt lavere, end det på grafen illustrerede, som også tidligere beskrevet under afsnittet omkring brugsfasen. Ligeledes ville der ikke indgå så mange materialer i SMPSen, hvis det ikke netop var fordi den kan levere den høje effekt på de 1.5kW såvel som de mange komponenter, der indgår i de filtre, der reducerer dens ripple til 2mV [Elektronika, 2004] kg kobber/person og 660 kg aluminium/person [Willum et al., 2004]. 22

35 KAPITEL 3. MILJØVURDERING E(MJ) SMPS LPS Figur 3.8: Samlet oversigt, E-parametre [MJ]. R(mPR) SMPS LPS Figur 3.9: Samlet oversigt, R-parametre [mpr]. 3.4 Delkonklusion Det kan konkluderes fra LCAen, at der er en række materialer, der bør undgåes i en konstruktion. Fra dette er det muligt at vurdere, på hvilke områder det kan være muligt at forbedre et produkts miljøpåvirkninger. I projektets tilfælde er det i forbindelse med reduktion af materialerne, der er noget at vinde. Det er især kobber og aluminium, der anvendes store mængder af i LPSen og SMPSen. For at kunne foretage en reduktion af disse, er det nødvendigt at reducere effekten for strømforsyningen, da dette vil medføre at behovet for køling reduceres og derfor størrelsen af aluminiumsprofilen. Samtidig, hvis switchfrekvensen sættes op vil størrelsen på spolen reduceres og derved også forbruget af kobber (se (2.7)). Dertil kommer de mere åbenlyse muligheder for at forbedre et produkt - eksempelvis reduktion af materialerne til kabinettet. Produktet skal også være let at demontere, da incitamentet for at genanvende materialerne bliver væsentligt mindre, hvis det er besværligt. Noget der også kan inddrages i overvejningerne er i forbindelse med lodningerne. Der er tiltag på vej til at producenterne skal anvende blyfri lodninger fra 1. juli 2006 [Miljøstyrelsen, 2004]. Dette er et område, der ville være fordelagtigt at inkludere i udviklingen og produktionen allerede nu, hvis produktet skulle markedsføres. Valget imellem LPS og SMPS kan således ikke besluttes udfra LCAen. Det har vist sig, at SMPS indeholdt langt flere komponenter end først antaget. Det betød, at R-parameteren således blev langt større end forventet - og derfor kan SMPSen ikke miljømæssigt entydigt anbefales som løsningsforslag til laboratoristrømforsyningen. Det bør nævnes, at SMPSen har en maksimal udgangseffekt 1500W. Det formodes at en sådan udgangseffekt stiller større krav til udgangsfiltrering, hvilket antageligvis vil betyde et større forbrug af komponenter. Den strømforsyning, som dette projekt omhandler har en maksimal udgangseffekt på 60W, 23

36 3.4. DELKONKLUSION hvilket betyder, at effekten der afsættes i strømforsyningen er ca. 7W. Det betyder et betydeligt mindre behov for køling end ved 1500W, hvilket betyder at R-parameteren vil være meget lavere for projektets strømforsyning. 24

37 KAPITEL 4 Brugerundersøgelse I dette kapitel udføres en eksplorativ brugerundersøgelse for at be- eller afkræfte forslagene fra projektforslaget, de tidligere analyseafsnit og gruppemedlemmerne selv. Undersøgelsen forestår som et struktureret spørgeskema, hvor både indkøbere og erfarne brugere af laboratoriestrømforsyninger adspørges. Indholdsfortegnelse 4.1 Indledning Udfærdigelse af spørgeskema Valg af respondenter Vurdering af undersøgelse Delkonklusion

38 4.1. INDLEDNING 4.1 Indledning Et spørgeskema kan bruges til dataindsamling i forbindelse med en kvantitativ markedsanalyse. Da der i dette projekt ikke lægges vægt på en markedsføring af produktet, er det ikke interessant at bruge spørgeskemaet til at undersøge, hvor stort markedet er, hvilket er hovedformålet i en kvantitativ analyse. I stedet vælges spørgeskemaet brugt af kvalitativt, således at markedet analyseres eksplorativt for behov og krav til det valgte produkt. Der er valgt at anvende et struktureret spørgeskema. Dette skyldes, at den indsamlede viden allerede er så stor, at det er muligt at stille præcist formulerede spørgsmål. Spørgeskemaet ønskes derfor brugt til at beeller afkræfte hypoteser i forbindelse med de krav, der stilles til en laboratoriestrømforsyning. Den største ulempe ved den strukturede form er, at eventuel spontanitet fra den adspurgtes side ofte går tabt. Er den indsamlede viden ikke fyldestgørende nok, kan den adspurgtes svar nemmere gøre opmærksom på manglerne ved brug af andre kvalitative analyseformer, hvor den adspurgte tillades større svarfrihed. Den i dette tilfælde klare fordel ved et struktureret spørgeskema er, at det hurtigt er muligt at samle og fortolke svarene [SUS, 2002]. Undersøgelsen er valgt til at foregå via s. Fordelene ved dette er først og fremmest, at respondenten ikke skal bruge lang tid til at besvare spørgsmålene. Samtidig bliver tidsforbruget ved indsamlingen af data også mindre, idet respondenterne ikke skal opsøges personligt. Konceptet bag undersøgelsen er, at spørgsmålene skrives direkte i en mail (som en skabelon). Respondenten kan herefter svare direkte i sin klient ved at skrive et svar direkte i skabelonen. 4.2 Udfærdigelse af spørgeskema Valg af respondent-grupper I valget af respondenter er der 2 faktorer at tage hensyn til: Den indsamlede viden - forslag fra projektforslaget, de tidligere analyseafsnit og gruppemedlemmerne selv. Undersøgelsen skal foretages hurtigt - så opstilling af kravspecifikation kan ske hurtigst muligt. Ud fra disse faktorer, er det blevet valgt at udspørge brugere og indkøbere, mens producenter og importører er fravalgt. Valget af grupperne brugere og indkøbere sker, idet de opstillede forslag primært vedrører disse to grupper, hvorfor en evaluering her fra ses som vigtigst. Fravalget af grupperne producenter og importører sker, idet det først og fremmest ønskes at indskrænke undersøgelsens omfang. Der er ikke fokus på markedsføring, dvs. omkostninger og produktionsmæssige hensyn, så der er ingen grund til at undersøge disse grupper Valg af respondenter Her følger argumentation for valget af de specifikke respondenter. Først og fremmet er mængden af respondenter holdt på et niveau, hvor undersøgelsen kan foretages relativt hurtigt. Brugere Kravet til brugerne er, at de er vant til at bruge strømforsyninger på et avanceret niveau (de skal have viden om støj og evne til at besvare spørgsmål om steludtag. De eksakte respondenter er alle grupper på 8. og 10. semester, på effektelektronik- og proceskontrol-linierne. HTX-studerende er blevet fravalgt (hvilket som udgangspunkt er oplagt), idet områder som eksempelvis støj generelt ikke betyder noget for deres forsøg (bygget på egne erfaringer). 26

39 KAPITEL 4. BRUGERUNDERSØGELSE Indkøbere Respondenter i denne gruppe er valgt til at være indkøbere fra Aalborg Universit. Valget falder på personer i huset, idet disse er lette at få kontakt til. De eksakte respondenter er Walther Neumayr, Stig Munk-Nielsen og Arne Hansen, Institut for Energiteknik. Emner til spørgsmål og deres respondent-tilhørsforhold I tabel 4.1 ses emner for de enkelte spørgsmål, samt hvilke aktører der modtager disse spørgsmål. Det er nødvendigt med en opdeling, idet brugere har en anden indgangsvinkel til en strømforsyning, end indkøbere. Emnerne er valgt ud fra de områder i kravspecifikationen, hvor det kun er formodninger, der ligger til grund. Emne Energiforbrug Fysisk udformning Interface opbygning Miljøhensyn Specielle krav/forbedringer Støj (ripple) Aktør Indkøber Bruger Bruger Indkøber Bruger og indkøber Bruger og indkøber Tabel 4.1: Emner og aktør-tilhørsforhold. De eksakte spørgsmål til respondenterne er at finde i appendix B, Spørgsmål og svar. Brugere og indkøberes svar, er at finde på den vedlagte CD under bilag/spørgeskema/svar fra spørgeskema 4.3 Vurdering af undersøgelse I undersøgelsen svarede 6 brugere og 3 indkøbere. Dette er ud af en total på 40 adspurgte brugere, og 3 indkøbere. Målsætningen for undersøgelsen var, at be- eller afkræfte de hypoteser og ideer, der er opstået fra projektforslaget, de tidligere analyseafsnit og gruppemedlemmerne selv. Undersøgelsen har gjort dette, men pga. dens begrænsede omfang, kan den ikke betegnes som dybdegående. Den svage svarprocent kunne skyldes, at de adspurgte personer blandt brugergruppen, har svaret gruppevis, idet de udsendte mails blev sendt til grupp s, da det var ikke muligt at finde individuelle mailadresser. Svarene synes alvorlige og engagerede - dog med den lille note, at hvis der ikke er nogle umiddelbare forslag til svar, har brugerne svaret en anelse muntert (trådløse strømforsyningen, eventuelt med hjul). Dette udgør et fåtal, og giver ikke anledning til nogen misforståelser (se førnævnte bilag, svar på spørgsmål 1). 4.4 Delkonklusion I undersøgelsen var der på forhånd udvalgt emner, som skulle afdækkes (se tabel 4.1). Herunder er der, ud fra respondenternes besvarelser, opstillet et resultat for hvert område: Energiforbrug: Indkøberne lagde ikke vægt på dette område. Fysisk udformning: Brugerne foretrækker så småt som muligt, men stadig så strømforsyningerne kan stables. 27

40 4.4. DELKONKLUSION Interface opbygning: Brugerne foretrak digital udlæsning, med aftagelige ledninger. Brugerne mente, at det var en god ide med 3 udtag (minus, stel og plus). Miljøhensyn: Indkøberne lagde ikke vægt på dette område. Specielle krav eller forbedringer: Brugerne foreslog computerstyring/logging, digital spændingskontrol, ekstern PWM styring samt en mere nøjagtig udlæsning (gerne mere end 1 decimal). Ripple på udgang: Der var delte meninger på dette område. En enkelt bruger ville have et interval på 0 1µV. To andre mente, at 0 10mV var i orden. Det er tydeligt at brugerne lægger vægt på, at de tekniske funktionaliteter er i orden, frem for de miljømæssige aspekter. Der eksisterer dog en miljøpolitik på universitetet, som skal overholdes. 28

41 KAPITEL 5 Kravspecifikation I dette kapitel opstilles de endelige krav før konstruktionen af produktet. Delkonklusionerne fra forrige afsnit opsummeres, og specifikke krav opstilles på baggrund heraf. Udfærdigelsen af dette kapitel tager udgangspunkt i SPU-modellen beskrevet i bogen Håndbog i struktureret program-udvikling [Biering-Sørensen, 1988]. Indholdsfortegnelse 5.1 Formål Generel beskrivelse Systembeskrivelse Systemets funktion Systemets begrænsninger Brugerprofil Forudsætninger Specifikke funktionskrav Regler og sikkerhedsmæssige funktionskrav Brugeres funktionskrav Producentens funktionskrav Miljømæssige funktionskrav Brugergrænseflade Delkonklusion

42 5.1. FORMÅL 5.1 Formål Formålet med dette projekt er at fremstille en strømforsyning til anvendelse i laboratorier. Strømforsyningen konstrueres efter SMPS princippet ( 2.2 på side 8). 5.2 Generel beskrivelse Dette afsnit har til formål at beskrive det samlede system og herudfra bestemme en række parametre til produktet - blandt andet systemets begrænsninger samt en identifikation af brugerne og deres forventninger Systembeskrivelse Systemets funktion er at omsætte en indgangsspænding på 230V AC til en justerbar jævnspænding, der kan anvendes til laboratoriebrug. Udgangsspændingen skal kunne reguleres efter brugerens behov, mens der automatisk korrigeres for belastning. På figur 5.1 ses et blokdiagram for det komplette system. DC DC converter AC input RFI filter Ensretter og filter Switch element Galvanisk adskillelse Udgangs ensretter og filter DC output Modulator og feedback Figur 5.1: Blokdiagram for SMPS [Chryssis, 1984] Systemets funktion Systemet skal omdanne vekselspændingen fra lysnettet til en variabel jævnspænding af en kvalitet, så det kan anvendes i laboratorier. Selve omdannelsen sker ved SMPS princippet. Funktionerne af de forskellige blokke på figur 5.1 er: RFI filter Filterets opgave er at begrænse den støj på elnettet, som en SMPS genererer, når den er i drift. Ensretter Her ensrettes AC-spændingen fra lysnettet til DC-spænding. Modulator Denne blok sikre stabil udgangsspænding ved variabel belastning. En PWM styrer desuden switchblokken ved et signal hertil. Switch I denne blok benyttes signalet fra modulatoren til at justere duty cycle - altså hvor hvor længe switchen er brudt eller sluttet. Galvanisk adskillelse Sikkerhedsmæssig adskillelse mellem elnettet og udgangen på strømforsyningen. Ensretning og udglatning I denne blok ensrettes spændingen, hvorefter den udglattes til en DC-spænding. Desuden indeholder denne blok et udgangsfilter, der begrænser støjen på udgangen. 30

43 KAPITEL 5. KRAVSPECIFIKATION Systemets begrænsninger Systemet udvikles til anvendelse på det danske elnet - anvendelse på andre elnet tages der ikke hensyn til Brugerprofil Målgruppen er hovedsaligt studerende og forskere ved Aalborg Universitet. Disse brugere forventes, at have et grundlæggende kendskab til elektronik og anvendelsen af denne. Tilgængeligheden af strømforsyningerne på uddannelsesstedet er begrænset til laboratorier på universitetet Forudsætninger I fremstilling af strømforsynigen antages det, at der er fremstillet et passende chassis, samt at der er adgang til 230V fra det danske elnet. 5.3 Specifikke funktionskrav I dette afsnit opstilles de specifikke krav, der gennem problemanalysen er fremkommet. Disse inddeles i: Regler og sikkerhedsmæssige funktionskrav. Brugernes funktionskrav. Producentens funktionskrav. Miljømæssige funktionkrav Regler og sikkerhedsmæssige funktionskrav I Danmark findes regler for elektronikudstyr tilsluttet elnet i stærkstrømdirektivet. Der er ikke arbejdet dybere med disse regler, men ved eventuel produktion kræves selvfølgelig overholdelse af den danske lovgivning [Elektricitetsrådet, 1994]. EMI En SMPS udsender Electromagnetic Interference (EMI). Gruppens faglige kompetencer rækker på nuværende tidspunkt ikke til en dybere forståelse af dette område, hvorfor det ikke er beskrevet. Der findes en række EU regler på området [EU, 1992] [standard, 1995 og 2001b] [standard, 2001a]. Galvanisk adskillelse Brugerfladen skal være galvanisk adskilt fra elnettet af sikkerhedsmæssige grunde. Ved brugen af galvanisk adskillelse kan brugeren således ikke udsættes for elektrisk stød ved berøring af et udtag og jord. Sikringer Indgangen skal forsynes med en smeltesikring, for at sikre mod ødelæggelse ved kortslutning. Udgangen skal ligeledes forsynes med sikring mod overbelastning - dette kan enten gøres med en automatsikring eller styres med en PWM Brugeres funktionskrav Dette afsnit opbygges på baggrund af de indsamlede data fra spørgeskemaundersøgelsen. Det kan konkluderes at: Fysisk udformning Brugere og indkøbere ønske, at apparatet konstrueres, så det kan stables. Flere brugere ønsker en fysisk lille strømforsyning. 31

44 5.4. BRUGERGRÆNSEFLADE Ripple Den acceptable ripplespænding for brugerne ligger på 0-10mV. Udtag Flere brugere ønsker 3 udtag (-, stel og +). Spændings- og strøminterval Det blev kendt, at lovkravene accepterer et spændingsinterval på maksimalt 24V. Brugerne mener, at en strømbegrænsning på maksimalt 2A er passende. Udlæsning Flere brugere ønsker digital udlæsning. Andet Brugerne ytrer ønske om computerlogging til strømforsyningen - ligesom digital spændingskontrol bliver efterlyst. Projektets første prioritet vil være at opfylde kravet om ripple, hvorimod brugernes øvrige krav ikke tildeles yderligere opmærksomhed. Disse øvrige krav vil blive fravalgt i projektafgrænsningen Producentens funktionskrav Der udvikles ikke med henblik på masseproduktion, hvorfor der ikke tages hensyn til muligheden for brug af SMD komponenter og blyfri lodning Miljømæssige funktionskrav Konklusionen fra livscyklusvurderingen har bidraget med følgende til kravsspecifikationen: Forbruget af aluminium og kobber skal mindskes mest muligt - dette kan f.eks være vha. dimensionering af køleprofiler og transformatorer. Konstruktionen af apparatet skal muliggøre nem adskillelse af de forskellige bestanddelene ved afskaffelse. Således optimeres muligheden for effektivt genbrug. Undgå standby funktion, da dette forbruger unødig strøm. Reducering af energiforbrug i drift- og konstruktionsfase. Projektet vil hovedsageligt arbejde med kravet omkring nedbringelse af aluminium- og kobberforbrug. 5.4 Brugergrænseflade Udlæsningen på strømforsyningen sker i form af to digitale instrumenter. Der aflæses på disse instrumenter henholdsvis strøm og spænding - og de skal kunne vise hele spændings- og strøm-intervallet fra afsnit på forrige side. 5.5 Delkonklusion I tabel 5.1 på næste side findes de udvalgte krav, som gruppen har valgt at konstruktionen i dette projekt skal opfylde. 32

45 KAPITEL 5. KRAVSPECIFIKATION Emne Krav Fastsat gennem Sikkerhed Galvanisk adskillelse Projektforslag Sikkerhed Sikring udgang og indgang Lovkrav Ripple 3% Brugerundersøgelse Spænding ±12V Brugerundersøgelse Strøm max. 2A Brugerundersøgelse Udlæsning Digital Brugerundersøgelse Udlæsning Computerlogging Brugerundersøgelse Form Kan stables Brugerundersøgelse Form Fysisk lille Brugerundersøgelse og miljøvurdering Form Let adskillelig Miljøvurdering Aluminium og kobber Minimalt forbrug Miljøvurdering Tabel 5.1: Opsummering af krav fra de forskellige afsnit. 33

46 KAPITEL 6 Problemformulering Analysen af det initierende problem har bidraget til dybere forståelse af kravene til konstruktionen af en miljøvenlig laboratoriestrømforsyning. Sammenligningen efter den tekniske gennemgang af først LPS og senere SMPS fremhæver fordele og ulemper ved begge teknologier. LPS kan konstrueres udfra et simpelt design - og ripplespændingen er nær 0mV. Til gengæld kræver LPS højt materialeforbrug, har lav nyttevirkning og producerer store mængder spildvarme. SMPS har et mere kompliceret design og ripplespændingen er højere end for en LPS. Fordelene er lav varmeudvikling og derigennem også høje nyttevirkninger på helt op til 90%. [Phillips, 1998] Gennem miljøvurderingen blev de to strømforsyningstyper sammenlignet med hensyn til E- og R-parametrene. Det blev herigennem konkluderet, at materialeforbruget især mht. kobber, aluminium bør mindskes. Desuden bør konstruktionen være let adskillelig, da dette effektiviserer genbrugsfasen. Der blev foretaget en brugerundersøgelse, hvor rutinerede brugere samt indkøbere af laboratoriestrømforsyninger blev adspurgt gennem spørgeskema. Kravene til ripplespænding, spændingsinterval og steludtag blev specificeret gennem denne undersøgelse. En antagelse omkring ledningsindtræk blev desuden afkræftet (afsnit 4.1 på side 26). Disse konklusioner har givet anledning til en mere specifik formulering af problemstillingen: Hvordan konstrueres en SMPS til laboratoriebrug efter de specificerede krav? 6.1 Problemafgrænsning Følgende dele af problemstillingen afgrænses væk: Fysisk indbygning i kasse Dette er afgrænset væk, da det ikke stiller særlige krav til designet af kredsløbet. EMC-krav Denne afgrænsning er foretaget, fordi gruppen på nuværende tidspunkt ikke har tilstrækkelig erfaring og viden til at påvirke EMC-støjen fra SMPS. Desuden bliver EMC påvirket meget af den kasse kredsløbet er bygget ind i, og den er afgrænset væk. Elektrisk støj på ind- og udgang Da gruppen på nuværende tidspunkt ikke har tilstrækkelig erfaring og viden på dette område afgrænses det væk. Udlæsning af udgangsstrøm og -spænding Da udlæsning af udgangsstrøm og -spænding ikke bidrager med ændringer i designet af kredsløbet er dette afgrænset væk. Steludtag Steludtag er en følge af to strømforsyninger hvor + på den ene strømforsyning er forbundet til på den anden. Da dette heller ikke bidrager til projektet, er dette også afgrænset væk. Computer logging Da projektet omhandler analog elektronik afgrænses dette væk. 34

47 KAPITEL 7 Valg af converter I dette kapitel gives først en introduktion til forskellige SMPS-topologier. Herefter opridses forskellige karakteristika ved disse, og der vælges en topologi til den videre konstruktion af strømforsyningen. Indholdsfortegnelse 7.1 Indledning Buck-converter Boost-converter Buck-boost-converter Flyback-converter Single-transistor forward-converter Two-transistor forward-converter Half-bridge push-pull-converter Delkonklusion

48 7.1. INDLEDNING 7.1 Indledning Dette afsnit har til formål at give et overordnet indblik i funktionen af tre DC-DC convertere uden galvanisk adskillelse og fire typer med. Målet er at kunne afgøre hvilke(n) type(r), der kan bruges til fremstillingen af en laboratoriestrømforsyning jvf. kravspecifikationen. Typer uden galvanisk adskillelse: Buck Boost Buck-boost Typer med galvanisk adskillelse: Flyback Single-transistor forward Two-transistor forward Half-bridge push-pull De tre første er de simpleste typer, da disse ikke har galvanisk adskillelse og kun består af ganske få komponenter. De fire sidste har galvanisk adskillelse og er lidt mere komplicerede end de første 3. De er alle beskrevet i de følgende afsnit. 7.2 Buck-converter + i S S i L + L + + S i L L + + V s D f C R V out V S D f i =i D f L C R V out Figur 7.1: Diagram for buck-converter [Chryssis, 1984]. På figur 7.1 ses converteren med S sluttet og brudt. Buck-converteren kaldes også for stepdown-converter, idet den producerer en reguleret spænding på udgangen, som er lavere eller lig med indgangsspændingen V s. Når S sluttes, vil der i kraft af V s løbe en strøm i L gennem L, som er lineært tiltagende ift. tiden t. Strømmen løber forbi C, som fungerer som udglatter gennem R, som skal ses som belastningen på forsyningen. D f leder ikke, da den sidder i spærreretningen. D f kaldes også for en flywheel-diode. Når S brydes, skifter L polaritet. En strøm i Df løber igennem D f, som nu er i lederetningen, forbi C ud igennem R. Strømmen vil være lineært aftagende med tiden, og V out vil fremstå som den gennemsnitlige spænding over C, idet der skiftes med en høj frekvens. Hvis D er duty cycle og V out er udgangsspændingen gælder der, at 36 Ripple i en buck er givet følgende sammenhæng. V out = D V s V out V s [V ] (7.1) V out = V out 1 D 8LCf 2 [V ] (7.2)

49 KAPITEL 7. VALG AF CONVERTER Det ses, at ripple ikke kan blive 0, men kan sænkes ved at hæve frekvensen. Desuden viser sammenhængen, at rippel i denne type er den laveste i de tre typer uden galvanisk adskillelse, idet f er opløftet i 2. potens [Hart, 1997]. 7.3 Boost-converter Boost-converteren kaldes også for en stepup-converter, idet den er i stand til at producere en spænding på udgangen, der er større eller lig indgangen. På figur 7.2 ses converteren med S sluttet og brudt. + V s + il L S D f C R + V out + V s i L + L S i =i L D f D f C R V + out i =i L S Figur 7.2: Diagram for boost-converter [Chryssis, 1984]. Når S er sluttet, vil der ligesom i buck-converteren løbe en lineært tiltagende strøm gennem L. Dioden D f er i spærreretningen, idet stel er løftet op til venstresiden. Dvs, at når S er sluttet, løber der ingen strøm fra forsyningen til C. Når S brydes, skifter L polaritet og begynder at aflade lineært gennem D f, som nu vil være i lederetningen, da potentialet er hævet. V out vil nu blive hævet, idet L sidder i serie med spændingskilden V s. Således vil den samlede spænding på indgangen nu være V s + V L, og således vil spændingen være højere på udgangen. Hvis S er brudt i en hel periode, er V s = V out. Så snart at S begynder at slutte, vil udgangsspændingen stige, og ideelt set gælder der, at V out = Ripple i en Boost er givet ved følgende sammenhæng. V s 1 D V out V s [V ] (7.3) V out = V out D RCf V out = I outd Cf [V ] (7.4) Det ses, at ripple i denne type er lavest, når D går mod 0 [Hart, 1997]. 7.4 Buck-boost-converter På figur 7.3 ses converteren med S sluttet og brudt. + V s i S S + L D f i L =is C R V out + + V s S L + L i Df Df i =I C R + D f V out Figur 7.3: Diagram for buck-boost-converter [Chryssis, 1984]. Denne converter kombinerer egenskaber fra buck- og boost-converterne ved at kunne regulere spændingen på udgangen både over og under indgangensspændingen, alt efter hvor lang tid S er sluttet. Udgangsspænding er lig med indgangsspænding, når D er 50%. 37

50 7.5. FLYBACK-CONVERTER Når S er sluttet, løber der som i de to andre convertere strøm i L gennem L, og D f er i spærreretningen. Brydes S, vender L polaritet og åbner for D f således, at der vil løbe en strøm i L gennem D f og belastningen R. Opbygningen gør iøvrigt, at polariteten på udgangen er vendt i forhold til indgangen. Converteren kaldes også for indirect converter, idet den aldrig har direkte kontakt til belastningen. Enten er S spærret eller også er D f spærret. Ideelt set gælder der, at V out = V s D 1 D [V ] (7.5) For D < 50% fungerer den som en buck, og for D > 50% som en boost-converter, og v out 0V for D 0. Ripple i buck-boost er givet ved følgende sammenhæng: V out = V out D RCf V out = i outd Cf [V ] (7.6) Det ses, at rippel i denne type er lavest, når D 0 og i out 0 [Hart, 1997]. 7.5 Flyback-converter En flyback-converter fungerer i to trin - se figur 7.4 på modstående side. 1. Når S er sluttet, vil der løbe en lineært tiltagende strøm fra V s gennem primærviklingen på transformatoren T R. Imens er dioden D 1 i spærreretningen, og V out bliver således kun opretholdt af kondensatoren C Når S er brudt, vil den oplagrede energi i primærviklingen blive overført til sekundærviklingen, og D 1 vil være i lederetningen, idet polariteten vendes, og en strøm vil løbe frem til C 2 og belastningen R. Energioverførslen sker altså kun, når S er brudt [Hart, 1997]. En flyback-converter har overførselsfunktion som ses i (7.7). V out = V s D 1 D N2 N 1 [V ] (7.7) Hvor V out er spændingen på udgangen af converteren, V s er forsyningsspændingen, D er duty cycle og N 1 N 2 forholdet mellem primær- og sekundærviklingen. er Udfra (7.7) kan det udledes, at ved hjælp af D kan V out reguleres både over og under V s uafhængigt af forholdet mellem N 1 og N 2. Flybacken har den største ripple-spænding V out af de fire convertere, og er givet ved følgende sammenhæng V out = V out D RC 2 f [V ] (7.8) hvor f er switchfrekvensen. Det ses, at V out 0, når D 0. For belastningen R 0 går V 0 [Hart, 1997]. Flybacken er den simpleste og billigste converter med galvanisk adskillelse i SMPS-topologien, idet den består af meget få komponenter. Den er bedst egnet til formål med små belastninger, idet den genererer meget støj og ripple. Af denne grund skal den udstyres med filtre med store kondensatorer og spoler for ikke at påvirke eksternt udstyr. En flyback-converter egner sig bedst til belastninger på 0-200W [Infineon, 2004]. 38

51 KAPITEL 7. VALG AF CONVERTER + V s C1 S TR N1 N2 D1 C2 + R V out + Vs C1 S D1 N1 TR N2 N3 D2 D3 L x + C2 R V out Figur 7.4: Tv. flyback-converter. Th. single-transistor forward-converter [Hart, 1997]. 7.6 Single-transistor forward-converter Single-transistor forward-converteren på figur 7.4 fungerer ligesom flyback-converteren beskrevet i afsnit 7.5 i to trin: 1. Når transistoren S er sluttet, vil en strøm løbe fra V s gennem transformatoren og gennem dioden D 1, der er i lederetningen. Herfra løber strømmen gennem spolen L x og frem til C 2 og R. D 2 er på dette tidspunkt i spærreretningen. Energioverførslen fra V s til V out sker altså, når S er sluttet. 2. Når S brydes, vil strømmen i T R vende retning i alle 3 viklinger. D 1 vil således komme i spærreretningen. L x skifter polaritet og får D 2 til at lede, og strømmen fra L x kan løbe frem til R. D 3 vil komme i lederetningen og afmagnetisere T R. Single-transistor forward-converteren har overførselsfunktion som ses i ( 7.9) [Hart, 1997]. V out = V s D N2 N 1 [V ] (7.9) Hvor V out er spændingen på udgangen, V s er spændingen på udgangen, D er dutycyclen og N 2 N 1 er forholdet mellem sekundær- og primærviklingenviklingen. Da D ikke kan blive større end 1, vil V out(max) være: V out(max) = V s N2 N 1 [V ] (7.10) Ved hjælp af N 2 og N 1, kan V out(max) vælges, hvorefter D bestemmer størrelsen på V out. Denne convertertype udskiller sig ved at have tre spoler i transformatoren - en primær, en sekundær og en afmagnetiseringsspole. Afmagnetiseringsspolen har to formål: 1. Forhindre at switchen S brænder af, som følge af for høje spændinger. 2. Aflade transformatoren, når S er brudt. Spændingsripple i denne type er givet ved følgende sammenhæng V out = V out 1 D 8L x C 2 f 2 [V ] (7.11) Det ses, at selv for D = 0 kan V out ikke blive 0V, men at den aftager med frekvensen. Sammenlignet med flyback-converteren giver denne type langt pænere kurveformer og lavere spændingsripple, idet der sker energioverførsel til C 2 i begge perioder. Dette skaber mindre støj og kan forlænge levetiden på halvledere og kondensatorer. Udgangskondensatoren kan heraf også gøre mindre. Kravene til filtre er også tilsvarende mindre. Den egner sig bedst til effekter på W [Infineon, 2004]. 7.7 Two-transistor forward-converter Denne type - se figur 7.5 på næste side - adskiller sig fra single-transistor converteren ved kun at have to spoler i transformatoren - dog med et midterudtag på sekundærspolen. Desuden er switch-delen bygget op af to transistorer - deraf navnet. Ligesom single-transistor typen kan denne levere en udgangsspænding, der er 39

52 7.8. HALF-BRIDGE PUSH-PULL-CONVERTER mindre eller lig udgangen på transformatoren T R. Der er ingen afmagnetisringsspole, idet transformatoren aflader gennem dioderne D 1 og D 2 i t off -perioden. Formålet med to transistorer er at sikre, at spændingen over transistorerne ikke overstiger forsyningsspændingen V s, hvilket er tilfældet med single-transistor converteren. Dette tillader brug af billigere transistorer. Driften foregår i to trin: 1. Begge transistorer S 1 og S 2 er sluttet på samme tid, hvilket får en strøm til at løbe i primærspolen N 1. Dette får en strøm til at løbe i sekundærspolen N 2 gennem D 3, der er i lederetningen og igennem L x frem til udgangen V out. 2. Når S 1 og S 2 bliver brudt, vender alle spolerne i kredsløbet polaritet, hvilket får D 3 til at spærre og D 4 til at lede energi fra L x frem til R. Energien i N 2 kan kun finde vej tilbage gennem N 1, som bliver afladt gennem D 1 og D 2. Energioverførslen til udgangen sker altså, når S 1 og S 2 er sluttet. + C1 Vs D2 S1 D1 S2 TR N1 N2 D3 D4 Lx C2 + R Vout + C1 Vs C3 S1 S2 C2 TR N1 N2 D3 D4 Lx C2 + R Vout Figur 7.5: Tv. two-transistor forward-converter. Th. half-bridge push-pull forward-converter [Hart, 1997]. Forholdet mellem ind- og udgangsspænding er følgende: Dvs, at V out 0V for D 0, og V out(max) er givet ved V out = V s D N2 N 1 [V ] (7.12) V out(max) = V s N2 N 1 [V ] (7.13) Denne type har en dårlig transientrespons [Phillips, 1998]. Dvs. at tiden den bruger til at gendanne stabilitet efter ændringer i indgangsspænding eller udgangsstrøm er længere. Spændingsripple er den samme som for Single-transistor converteren - se (7.11). Da begge transistorer er sluttet på samme tid, skal en PWM til denne type kun have én udgang. Den egner sig bedst til effekter på W [Hart, 1997]. 7.8 Half-bridge push-pull-converter Denne type er den mest komplicerede af de beskrevne convertere, idet transistorerne S 1 og S 2 skiftes til at lede, dog med en kort pause imellem - deraf navnet push-pull - se figur 7.5. Dette princip kræver en PWM, der kan styre to switches på samme tid. Den har ligesom two-transistor-converteren et midterudtag på sekundærspolen af transformatoren, og kan producere en spænding, der ligger mellem 0V og udgangsspændingen på transformatoren. Driften foregår i to trin: 1. Når enten S 1 eller S 2 leder, vil der på samme måde, som i de foregående tilfælde løbe en strøm gennem kredsløbet frem til belastningen R. 2. I pausen vil D 1 eller D 2 lede strøm fra L x, der nu har modsat polaritet, tilbage gennem N 1 eller N 2 frem til V out. Forholdet mellem ind- og udgangsspænding er følgende: V out = V s D N2 N 1 [V ] (7.14) 40

53 KAPITEL 7. VALG AF CONVERTER Dvs, V out 0V for D 0, og V out(max) er givet ved V out(max) = V s N2 N 1 [V ] (7.15) Push-pull princippet åbner mulighed for at reducere størrelsen på transformatoren til ca. det halve ift. singletransistor converteren, idet den magnetiske gennemstrømning udnyttes til energioverførsel i begge retninger. Den har den laveste ripple af disse fire convertere, og er bedst egnet til medium-power applikationer på W [Phillips, 1998]. Spændingsripple er den laveste af de fire typer. Den er givet ved sammenhængen V out = V out 1 2D 32L x Cf 2 [V ] (7.16) Denne kan heller ikke gå ned til 0V, men kan gøres mindre ved at hæve frekvensen f. Push-pull-converteren har ligesom two-transistor typen en svag transientrespons [Power-One, 2003]. 7.9 Delkonklusion I tabel 7.1 er fordele og ulemper for de nævnte convertertyper samlet skematisk. Convertertype Fordele Ulemper Generelt Buck V out 0V ingen Meget simpel Lav ripple opbygning Boost ingen Ripple Meget simpel V out > 0V opbygning Buck-boost V out 0V Ripple Meget simpel opbygning Flyback Meget simpel opbygning Meget støj og ripple 0-200W Ingen afmagnetiseringsspole Store filtre V out 0V V switch = 2 V s Single-transistor Lav ripple Afmagnetiseringsspole W forward Lille udgangskondensator V out 0V Two-transistor Ingen afmagnetiseringsspole Mange komponenter W forward Billige switch-transistorer Svag transientrespons V out 0V Lav ripple Half-bridge Ingen afmagnetiseringsspole Mange komponenter W push-pull Laveste ripple Svag transientrespons V out 0V Lille transformator mulig Avanceret PWM Tabel 7.1: Fordele og ulemper for de analyserede SMPS typer. Det ses af tabellen, at ripple og opbygning varierer en del mellem convertertyperne. Den laveste ripple opnåes med det mest komplicerede kredsløb (push-pull). Modsat fører et simpelt design til den højeste værdi af ripple (flyback). Det er ønskværdigt at få gavn af alle fordelene fra flere af typerne, hvilket selvfølgelig ikke er muligt ved brug af kun én converter. Derfor kunne en kombination af to convertere vise sig at være hensigtmæssig. Således kunne en opstilling med f.eks. en flyback- og en buck-converter være smart. Flybacken skulle varetage den galvaniske adskillelse og samtidig transformere 230V AC ned til en fast DC spænding i nærheden af den 41

54 7.9. DELKONKLUSION maksimale udgangsspænding jvf. kravspecifikationen. Buck-converteren skulle derefter fungere som den del, som brugeren benytter til at variere udgangsspændingen på 0-24V. På denne måde kunne det være muligt at slippe for den høje ripple som kendetegner en flyback, idet den ikke vil være sidste led i strømforsyningen. En buck har derimod jvf. analysen den laveste ripple blandt typerne uden galvanisk adskillelse, og kunne derfor være hensigtsmæssig som sidste led. Samtidig ville det være muligt at opbygge strømforsyningen over et simpelt design uden for mange komponenter, idet en flyback og en buck hører til de mest simple convertertyper. Dette kunne bidrage til at gøre designet mindre vanskeligt og samtidig holde ressourceforbruget så langt nede som muligt. For at kunne opfylde kravet om at have ±12V over et fælles stelpunkt på udgangen, kunne anvendes to buck-convertere, der hver især skulle arbejde med 0-12V, og kunne reguleres hver for sig. De to spændinger lagt sammen giver en udgangsspænding på 24V, som er et krav jvf. kravsspecifikationen. 42

55 KAPITEL 8 Generel beskrivelse af løsning I dette afsnit beskrives, hvordan den valgte løsning er opbygget. Skæringsfladerne mellem de forskellige blokke opridses, hvorefter hver blok gennemgåes. Da ensretterkredsløb og PWM ikke er i fokus for projektet, beskrives disse først kort i en blokvis gennemgang. Senere vil buck- og flyback-converterne analyseres i bund i to seperate kapitler. Indholdsfortegnelse 8.1 Opbygning Ensretter Kondensator til ensretter PWM Indledning Formål Anvendelse Funktion

56 8.1. OPBYGNING 8.1 Opbygning Her følger en overordnet tekniske beskrivelse af SMPSen. Indledningsvis beskrives kort de væsentligste detaljer i opbygningen ved SMPSen. Figur 8.1 viser den overordnede opbygning og grænsefladerne på SMPSen, og figur 8.2 viser et detaljeret blokdiagramm over SMPSen. SMPSen deles op i to forskellige convertere, hvor 15V DC 230V AC Flyback Buck 12V +12V DC Figur 8.1: Overordnet systemopbygning og grænseflader. fordelene ved hver af de to convertere udnyttes til at konstruere en SMPS med tilfredstillende karakteristika ifht. kravsspecifikationen. Se figur 8.1. Der anvendes en flyback-converter til at transformere spændingen fra 230V AC til 15V DC. Herved opnåes galvanisk adskillelse, hvilket er et krav til strømforsyningen. Herefter benyttes en buck-converter til at levere en varierende udgangsspænding på 0-12V. Valget af netop en buckconverter hænger sammen med dennes karakteristika mht. lav ripplespænding. Som det fremgår af kravsspecifikationen ønsker brugerne af laboratoriestrømforsyninger en ± forsyning. Derfor seriekobles to buck-convertere som på figur 8.2. Dette giver en strømforsyning med variabel udgangsspænding der kan gå fra -12V til +12V. 230V AC 15V DC Ensretter Flyback Buck1 +12V DC Modulator Modulator 0V DC Buck2 12V DC Modulator Her følger en udybbende forklaring til figur 8.2: Figur 8.2: Detaljeret systemopbygning. 1. Ensretter Da en SMPS er en DC-DC converter skal indgangsspændingen transformeres til DC. Dette gøres med en såkaldt ensretterbro. Herefter er DC udgangsspændingen stadig pulserende (se figur 2.4 på side 5 og figur 2.6 på side 6), og skal derfor udglattes med en kondensator. Dimensioneringen af denne kondensator beskrives grundlæggende i afsnit Flyback-converter Flyback-converteren indeholder den galvaniske adskillelse, der giver en sikkerhed i forbindelse med en eventuel kortslutning. Flyback-convereteren transformerer indgangsspændingen på 325V DC ned til en udgangsspænding på 15V DC. Flyback-converteren analyseres dybdegående i kapitel Buck-converter Buck-converteren giver mulighed for regulering af outputspændingen fra 0-12V for begge convertere jvf. figur 8.2. I kapitel 10 analyseres buck-converteren dybdegående. Da de to buck-convertere er identiske beskrives disse fremover kun som en. 4. Modulator Til at regulere udgangsspændingen og -strømmen anvendes en teknologi kaldet Pulse Width Modulation. Denne teknologi beskrives grundlæggende i afsnit Til at generere et styrende signal anvendes en modulator. Denne chip udsender et firkantsignal, der styrer åbningstiden for transistoren i 44

57 KAPITEL 8. GENEREL BESKRIVELSE AF LØSNING converteren. Der anvendes en seperat modulator til hver converterkreds. Der laves en tilbagekobling til modulatoren, således at duty cycle styres efter spænding eller strøm på udgangen. 8.2 Ensretter Kondensator til ensretter Kondensatoren til ensretteren har til opgave at fungere som kompensation mellem spændingsspidserne efter diodebroen. Dimensioneringen af kondensatoren foretages ud fra en betragtning af, hvor lang tid den skal kunne opretholde holde en spænding inden for et givent spekter ved max-belastning af strømforsyningen. Til beregningen bruges formlerne C = Q U i = Q t Q = i t (8.1) hvor C er kapacitans, Q er ændring i ladning og U er ændring i spænding over kondensatoren. I er strømmen gennem kondensatoren og t er tiden hvorover ændringen sker. Disse to formler sættes sammen til: som giver kapacitansen for kondensatoren. C = i t U [F ] (8.2) Strømforsyningens estimerede nyttevirkning skal også tages i betragtning for at få den maksimale strøm gennem ensretteren med i beregningerne. Det samlede effektforbrug beregnes som: hvor n er udtryk for nyttevirkningen. P in = P out n [W ] (8.3) Ved en nyttevirkning på eksempelvis 70% fåes følgende: P in = 60W 0.7 Strømmen i gennem kondensatoren bliver da: i = 85.7W 230V = 85.7W (8.4) = 0.372A (8.5) Ved 50Hz er tiden for én halv-periode t = 1 50Hz 2 = 10ms. Når den tilladte maksimale ændring i spænding U vælges til 30 V, fåes en kapacitans for filterkondensatoren på C = i t U 0.372A 10ms = 30V Hertil vælges en kondensator med standardværdi 1 100µF/400V. 8.3 PWM Indledning = 124µF (8.6) Dette afsnit beskrives PWM kredsløbet og dens virkemåde. Alle tekniske specifikationer er fra de tilhørende datasheets, der er vedlagt som bilag på CD-ROM i mappen Datasheets\uc3842, og de findes i kildelisten som [Phillips, 1994]. 1 Efter råd fra [Bak, 2004] og [Hart, 1997] burde denne være valgt højere. De 100µF/400V er den anvendte værdi 45

58 8.3. PWM Formål I projektet anvendes et højfrekvent signal til styring af transistorer, og dermed udgangene på strømforsyningen. Duty cycle på dette signal justeres ved hjælp af en tilbagekobling Anvendelse Det førnævnte signal bliver genereret af en PWM, i dette tilfælde en integreret kreds af typen UC3842. Valget af IC faldt på UC3842 da denne fandtes i laboratoriet, og opfyldte alle gruppens krav. Af alternativer er der set på TL494. I projektet anvendes der 3 stk UC3842 IC er, 1 til flyback- og 2 buck-converterne Funktion Diagram over UC3842 kan ses på figur 8.3. Herefter følger en kort gennemgang af hver pin. 1. Komparator indgang, bruges til at styre indbygget error-opamp. 2. Error-opamp inverterende indgang. 3. Current sense. Strømfølende indgang. Hvis spændingen overstiger 1V, går outputtet lavt resten af perioden. 4. R t /C t (oscillator) indgang. Anvendes til at styre frekvensen for udgangssignalet. 5. GND, stel for ICen. 6. Output, udgang for ICen. 7. Forsyning. 8. V ref, referencespænding på 5V ud. Kan anvendes til at styre frekvensen for signalet. Figur 8.3: Diagram over UC3842 PWM IC ([Phillips, 1994], retoucheret). Udgangstrin Udgangstrinnet består af ben 7, 6 og 5 (forsyning, output og stel). Dette er koblet således, at forbindelserne forsyning til output, eller output til stel er åbnet en ad gangen, således at udgangen (ben 6), skifter mellem forsyningsspændingen (ben 7) eller stel (ben 5). Se eventuelt figur

59 KAPITEL 8. GENEREL BESKRIVELSE AF LØSNING Frekvens-styring Signalets frekvens vælges med et RC-led mellem ben 8 (5V referencespænding), ben 4 (oscillator indgang) og stel. Dette er vist på figur 8.4. Med den viste opstilling, vil UC3842 svinge med en frekvens på f = 1.72 R t C t (8.7) Figur 8.4: Diagram over UC3842 frekvens-styring ([Phillips, 1994], retoucheret). Styring af duty cycle Ben 1 til 3 anvendes til styring af duty cycle. Ben 1 er tilbagekobling, imens ben 2 er selve indgangen. Hvis potentialet i ben 1 overstiger ca. 2.5V, vil udgangen på UC3842 gå lav resten af periodetiden T. Ben 3 er en strømfølende indgang, således at hvis ben 3 hæves over 1V, vil udgangen på UC3842 ligeledes gå lav resten af periodetiden T. Der eksisterer altså to måder at justere duty cycle på i denne IC - enten via spændingsfølende indgang på ben 1 - eller via den strømfølende indgang på ben 3. Til styring af buck-converteren anvendes ben 1 og 2, idet der her skal korrigeres efter spænding. Flybackconverteren styres ved hjælp af ben 3, idet det kun er strømmen der her varieres. 47

60 KAPITEL 9 Flyback-converter Dette kapitel omhandler den første af de to convertere: flyback-converteren. Denne har til formål både at nedtransformere spændingen til 15V DC samt skabe galvanisk adskillelse i strømforsyningen. Converteren analyseres først dybdegående, hvilket danner grundlaget for dimensioneringen af dens komponenter samt opstilling af strømkurver. De eksakte komponenter bruges herefter til simulering samt opbygning af converteren i praksis. Resultaterne fra de tre afsnit sammenlignes til sidst og eventuelle afvigelser vurderes. Indholdsfortegnelse 9.1 Indledning Kredsløbsanalyse Antagelser Sluttet switch Brudt switch Sammensætning af de to tilstande Kontinuert og diskontinuert drift Beregninger Dimensionering af transformator Antal viklinger Verificering af transformer Måling af induktans Kontrol af omsætningsforhold Dimensionering af øvrige komponenter Opstilling af strømkurver Grænse til diskontinuert drift Simulering Resultater fra simulering Vurdering af simuleringer Forsøg Resultater fra forsøg Konklusion på forsøg Opsamling af resultater Indgangsspænding på 325V DC Indgangsspænding på 150V Indgangsspænding på 100V Delkonklusion

61 KAPITEL 9. FLYBACK-CONVERTER 9.1 Indledning I dette kapitel analyseres flyback-converterens kredsløb i dybere grad, end det var tilfældet i afsnit 7.5. Analysen udleder de formler, der skal bruges til beregning af komponentværdier samt opstilling af strømkurver. De eksakte komponentværdier bruges herefter til simulering af det færdige kredsløb i LT-spice og følges op af en accepttest i laboratoriet. Under både simulering og forsøg sammenlignes og vurderes resultaterne med dem fra de forrige afsnit. 9.2 Kredsløbsanalyse Antagelser Før gennemgangen af flyback converteren gøres følgende antagelser: 1. Systemet er i steady-state. 2. Alle komponenter er ideelle. 3. Der er intet spændingsfald over dioden D Kondensatoren er stor, hvilket betyder, at V 3 er konstant. 5. Duty cycle bliver reguleret dynamisk, således at diskontinuert drift undgås Sluttet switch + i LN1 + V D 1 1 L N1 L N2 1 R V 3 C S N 1 N 2 i LN2=0 Figur 9.1: Diagram over flyback-converteren ved sluttet switch. Figur 9.1 viser flyback-converteren når switchen (S) er sluttet. Modstanden R symboliserer udgangsbelastningen. I denne tilstand vil der løbe en strøm i LN1 fra forsyningen V 1 gennem primærspolen L N1 og switchen S. Da switchen ses som ideel, afhænger forholdet mellem strøm og spænding på primærsiden kun af spolen. Forholdet kan ifølge (A.6) i appendix A beskrives som: V 1 = L N1 di LN1 dt = L N1 i LN1 DT (9.1) [V ] (9.2) i LN1 = V 1DT L N1 [A] (9.3) hvor i LN1 er strømændringen, V 1 er indgangsspændingen, D er dutycycle, T er periodetiden og L N1 er primærviklingens induktans. Primærspolen oplagrer med andre ord energi i form af magnetisme pga. strømændringen, når switchen er sluttet. Grafisk set vil strømmen igennem det primære kredsløb stige lineært, mens switchen er sluttet, hvilket er tilfældet indtil DT. Strømændringen angiver stigningen. Herefter overføres energien til sekundærspolen og i LN1 er derfor 0A indtil en ny periode starter. Se figur 9.2 på den følgende side for en graf over strømmen på primærsiden. 49

62 9.2. KREDSLØBSANALYSE i LN1 i i max min i LN1 DT T t Figur 9.2: Strømmen gennem flyback-converterens primærspole i transformatoren. Da dioden D 1 er i spærreretningen for den strøm, der ellers ville blive induceret nederst fra spole L N2, løber der ingen strøm. Når der ingen strøm løber, er udgangsspændingen V 3 nul Brudt switch i LN2 = 0A (9.4) + i LN2 D 1 + V 1 L N1 L N2 V 2 C 1 R V 3 S N 1 N 2 Figur 9.3: Diagram over flyback-converteren ved brudt switch. Figur 9.3 viser flyback-converteren når switchen er brudt. Når dette sker vendes polariteten på de to spoler L N1 og L N2 i transformatoren, hvilket medfører at D 1 s polaritet vender i lederetningen. Derfor vil den oplagrede energi blive afladt gennem D 1, hvilket vil oplade kondensatoren og afgive energi til R. Udfra dette kan følgende udledes: KVL : V 2 = V 3 [V ] (9.5) ( ) N1 V N1 = V 3 [V ] (9.6) N 2 V 1 kan udtrykkes ved (9.1). di LN1 dt = i LN1 t L N1 di LN1 dt = i LN1 (1 D)T = V 3 = V 3 L N1 ( N1 N 2 ( N1 N 2 ) ) i LN1 = V 3 (1 D)T L N1 [V ] (9.7) ( N1 N 2 ) (9.8) [A] (9.9) Dette kan ligesom ved den sluttede switch beskrives grafisk. Sekundærspolen har mulighed for at komme af med den energi som transformatoren har oplagret. Dette sker lineært, hvor faldet på denne linie er givet ved 50

63 KAPITEL 9. FLYBACK-CONVERTER strømændringen netop beskrevet. Transformatorens energi aflades indtil periodetiden T er nået, hvorefter strømmen er væk indtil en ny duty cycle er slut. På grund af det omvendt proportionelle omsætningsforhold, når der er tale om strøm, er strømkurven på sekundærsiden større. Se figur 9.4 for en graf over strømmen gennem sekundærspolen. i LN2 i max i LN2 i min DT T t Figur 9.4: Strømmen gennem flyback-converterens sekundærspole i transformatoren Sammensætning af de to tilstande Da flyback-converteren antages at køre i steady-state, vil strømmen gennem transformatoren være den samme i starten og slutningen af en duty cycle, hvilket medfører: Vha. (9.3) og (9.9) kan udtrykket skrives som: ( i L1 ) sluttet + ( i LN1 ) brudt = 0 (9.10) V 1 DT L N1 V 3 (1 D) L N1 ( N1 N 2 ) = 0 (9.11) Strømmen i transformatoren kan ligeledes vises grafisk ved at addere figur 9.2 og figur 9.4 til resultatet i figur 9.5. Udfra (9.11) kan flyback-converterens overførelsesfunktion desuden udregnes til den samme som i LN1/LN2 DT T t Figur 9.5: Strømmen gennem flyback-converterens transformator. vist i (7.7). V 3 = V 1 D 1 D N2 N 1 [V ] (9.12) Hvor V 3 er spændingen på udgangen af converteren, V 1 er forsyningsspændingen, D er dutycyclen og N1 N 2 er forholdet mellem primær- og sekundærviklingerne. Fra (9.12) kan det udledes, at ved hjælp af D kan V 3 reguleres både over og under V 1 uafhængigt af forholdet mellem N 2 og N 1. 51

64 9.2. KREDSLØBSANALYSE Strømmen gennem primærviklingen For den ideelle converter er effekten på indgangen den samme som på udgangen, idet der ingen tab er. Udtrykket omskrives vha. effektformler. P 1 = P 3 [W ] (9.13) V 1 i 1 = V 3 2 [W ] (9.14) R i 1 er den gennemsnitlige strøm gennem det primære kredsløb og kan beskrives ud fra figur 9.6, der blot er en tydeligørelse af figur 9.1 på side 49. i LN1 i LN1 i 1 i LN1 DT T t Figur 9.6: Strømmen gennem flyback-transformatorens primærspole inkl. markering for i 1 og i LN1. Den gennemsnitlige strøm igennem primærspolen i LN1 over tiden DT er symboliseret ved den øverste af de stiplede linier på figuren. Når arealet af den firkant (givet ved i LN1 DT ), der dannes under linjen fordeles ud til hele perioden T, benævnes den som den gennemsnitlige primære strøm i 1. i 1 = i LN1DT T = i LN1 D [A] (9.15) Den gennemtsnitlige strøm gennem primærspolen isoleres efter at (9.14) og (9.15) er sat sammen. V 1 i LN1 D = V 3 2 R i LN1 = V 2 3 V 1 DR [W ] (9.16) [A] (9.17) Ved at sammensætte (9.17) med overførelsesfunktionen (9.12) kan den gennemsnitlige primære strøm udtrykkes ahængig af belastningen. ( ) 2 ( ) V 1 D i LN1 = (1 D) 2 R N2 V 3 = (1 D)R N2 [A] (9.18) N 1 Den maksimale strøm gennem primærespolen kan findes ved at addere den halve strømændring i LN1 udtrykt ved (9.18) til (9.3). Grunden til dette kan ligeledes ses af figur 9.6. (i LN1 ) max = i LN1 + i LN1 2 V 1 D = (1 D) 2 R ( N2 N 1 N 1 (9.19) ) 2 + V 1DT 2L N1 [A] (9.20) Ligeledes kan den minimale strøm gennem primærspolen findes ved subtraktion istedet. (i LN1 ) min = i LN1 i LN1 2 V 1 D = (1 D) 2 R ( N2 N 1 (9.21) ) 2 V 1DT 2L N1 [A] (9.22) 52

65 KAPITEL 9. FLYBACK-CONVERTER Transistor spænding Peakspændingen over switchen lige når den slutter, kan udregnes ved: KVL : V S = V 1 V N1 [V ] (9.23) Da spændingen lige til tidspunktet er den samme som i brudt tilstand, kan V 3 udskiftes vha. (9.6). ( ) N1 V S = V 1 + V 3 [V ] (9.24) Ripple på udgangsspænding Strømmen gennem kondensatoren: N 2 KCL : i C1 = i LN2 i R [A] (9.25) Strømmen gennem sekundærspolen i LN2 kan beskrives som strømmen gennem primærspolen gange det omvendte omsætningsforhold og strømmen til udgangen i R kan omskrives vha. ohms lov. ( ) N1 i C1 = i LN1 V 3 [A] (9.26) R N 2 Da strømmen gennem transformatoren som tidligere nævnt skifter, ændres strømmen gennem kondensatoren også. En kurve for strømmen kan ses i figur 9.7, der som det kan ses består af kurven for strømmen gennem dioden (figur 9.4 på side 51) over x-aksen. Kondensatoren lades altså op af strømmen fra primærspolen og aflader strømmen gennem udgangsmodstanden, hvis strømkurve ses under x-aksen. Ladning er pr. definition i C1 V R 3 Q DT T Q t Figur 9.7: Strømmen gennem flyback-converterens kondensator og den ladning Q, der udgør ripple (skraveret). givet ved strøm over tid og kan derfor findes på kurven som arealet mellem kurve og x-akse. Da ladningen er den samme fra og til kondensatoren kan ladningen indeholdt i kondensatoren findes både som arealet af firkantenterne under x-aksen og arealet i trapezerne over. Da arealet af firkanten ganske enkelt kan udregnes som sidelængde gange sidelængde findes ladningen herved. Q = i 3 DT = En ladning kan desuden beskrives ved Q = CV. ( V3 R V 3 kan nu isoleres ud fra (9.27) og (9.28) og omskrives idet T = 1/f. ) DT [C] (9.27) Q = C V 3 [C] (9.28) V 3 = V 3DT RC = V 3D RCf [V ] (9.29) 53

66 9.2. KREDSLØBSANALYSE Den ripple der er på flyback-converterens udgangsspænding kan nu beskrives som: V 3 V 3 = D RC 1 f (9.30) hvor f er switchfrekvensen. Det ses, at V 3 0, når D 0. For belastningen R 0 går V 3 [Hart, 1997] Kontinuert og diskontinuert drift Da systemet skal benyttes som laboratoriestrømforsyning, kan diskontinuert drift ikke udelukkes. Hvis flyback-converteren kører i kontinuert drift, når sekundærspolen ikke at aflade energien i transformatoren, fra en dutycycle slutter til en ny periode, hvilket er tilfældet på figur 9.5 på side 51. Ved diskontinuert drift når sekundærspolen derimod at aflade transformatorens energi således, at udgangsstrømmen i LN2 er 0A indtil en ny periode starter, hvilket kan ses på figur 9.8. i LN1/LN2 DT T t Figur 9.8: Strømmen gennem flyback-converterens transformator ved diskontinuert drift. Det kan ses af figuren, at antagelsen om steady state godt kan gælde selvom systemet kører diskontinuert drift, idet strømmen er den samme i starten og i slutningen af en periode. Fordelen ved CCM er, at overføringsfunktionerne ikke indeholder i out, hvorved dutycycle ikke afhænger af belastningsstrømmen på udgangen [Corp., 2004]. Desuden har CCM den fordel i forhold til DCM, at komponentstørrelserne kan mindskes. Dette skyldes, at peak-strømmene i et kredsløb i DCM er betydelig størrer end peak-strømmene i et kredsløb i CCM. Komponenterne i et kredsløb i DCM skal derfor arbejde under større effekter. [Anachip, 2004]. Beregninger for diskontinuert drift Da i LN1min = 0 må i LN1 max kunne findes ved hjælp af (9.3): i LN1 max = V 1DT L N 1 [A] (9.31) Hvis spolen ikke er gået i mætning, er strømmen trekantformet, som kan ses på figur 9.2 på side 50. Ud fra arealformlen for en trekant kan følgende udledes: i LN1 = 1 2 V1DT L N 1 DT T = V 1D 2 T 2L N 1 [A] (9.32) Derefter tages energibetragtning og V 3 isoleres: 54 P in = P out (9.33) = V 1 i LN1 (9.34) P out = V 3 2 R (9.35)

67 KAPITEL 9. FLYBACK-CONVERTER V 1 V1D 2 T = V 3 2 [W ] (9.36) 2L N 1 R R V 3 = V 1 D [V ] (9.37) 2L N 1 Man kan se udfra formlen at jo større R bliver, jo større bliver V 3. Da duty cyclen bliver reguleret dynamisk, er dette ikke et problem. Grænsen mellem kontinuert og diskontinuert drift findes ud fra (9.22), ved at sætte i LN1min = 0 og isolere R: 9.3 Beregninger V 1 D (1 D) 2 R ( N2 N 1 i LN1min = 0 (9.38) ) 2 V 1DT = 0 [A] (9.39) 2L N1 ( ) 2 2L 1 V 1 D N2 R = V 1 DT (1 D) 2 (9.40) N 1 ( ) 2 2L 1 f N2 R = (1 D) 2 [Ω] (9.41) Gennem analysen af flyback-converteren er de nødvendige formler til dimensioneringen af de brugte komponenter samt opstilling af strømkurver blevet fundet. Dette afsnit har derfor til formål, at anvende disse formler til at udregne eksakte komponentværdier og opstille kurver til senere sammenligning. Til dimensioneringen er der følgende krav, der skal opfyldes: Indgangsspændingen er ca. 325V DC efter ensretning. Udgangen har en konstant spænding på 15V og en maksimal strøm på 4A jvf. kravspecifikationen. Frekvensen sættes til 40kHz, da dette er udenfor det hørbare område og samtidig ikke øger effekttabet nævneværdigt (se evt. afsnit på side 8). Ripplen må ikke overstige 5 % Dimensionering af transformator Transformatoren dimensioneres til at forsyne både flyback-converter og PWM kredløbene. Derfor vikles to sekundære viklinger som på figur 9.9. N 1 L 1 L 2 L 3 Figur 9.9: Transformator med 3 spoler til flyback-converter. Transformatoren dimensioneres efter følgende procedurer [Brown, 1994]: 1. Valg af trådtykkelse til primær- og sekundærspoler sker ud fra en kendt maksimalstrøm og tabelopslag for pågældende ledermaterialer. 2. Valg af kernemateriale sker udfra frekvens og kurveformer. 55

68 9.3. BEREGNINGER 3. Valg af antal viklinger på spolerne sker udfra kendte ind- og udgangsspændinger, saturation og overfladeareal for kernen. Processen bærer i en vis grad præg af iteration, idet ikke alle faktorer umiddelbart kan beregnes fra starten. Den fysiske størrelse på kernen, dens permeabilitet og saturation er noget, der må vælges udfra iteration og anbefalinger fra producenten. Når disse er valgt, vikles spolerne med de beregnede viklingstal omkring den valgte kerne, og herefter efterprøves transformerens egenskaber. Hvis ikke den opfører sig som forventet, skal en analyse af kakteristikken afgøre, hvad der skal ændres for at opnå mere tilfredstilliende resultater. Trådtykkelse Trådtykkelsen skal være af en bestemt minimumværdi for at tråden ikke bliver for varm og smelter isoleringen, når der ydes maksimal belastning på transformatoren. Denne afhænger af trådens materiale, som i langt de fleste tilfælde vil være kobber. Den maksimale strøm, i pp, i primærspolen beregnes vha. (9.42), som er udledt i appendix D. i pp = 2 P out V in,min D max [A] (9.42) Nu kendes alle de nødvendige værdier fra bl.a. kravspecifikationen og afsnittet om ensretteren. Den maksimale strøm gennem sekundærspolen N 2 er jvf. kravspecifikationen 4A (2 buck-convertere á 2A). Maksimumsstrømmen gennem sekundærspole N 3, som forsyner de to modulatorer, er ca. 32mA, da de begge trækker maksimalt 16mA jvf. datablad [Farnell, 2004b] Dette giver, at V in,min = (230V 2) 30V = 295V (9.43) P out = (15V 4A) + (20V 0.032A) = 60.64W (9.44) D max = 0.5 i pp = W 295V 0.5 = 0.82A (9.45) Sammenhængen mellem den aktuelle maksimalstrøm og den tilsvarende minimale trådtykkelse kan aflæses ud fra tabeller - eks. den amerikanske AWG (American Wire Gauge) [Brown, 1994]. Heri kan aflæses, at de pågældende strømme kræver minimum-tværsnitsarealer på trådene som vist i figur N 1 N 2 N A 4A 0.032A Ø=0.8mm Ø=1.6mm Ø=0.14mm Figur 9.10: Strømme og diameter Ø på lederne i spolerne. Kernemateriale Kernen til transformeren vælges fra, hvilken frekvens og hvilken kurveform den skal kunne arbejde ved. I dette tilfælde er frekvensen f = 40kHz og kurveformen er firkant. Ved opslag i datablad for eksempelvis Ferroxcube kerner kan det aflæses, at en kerne af typen RM/12, der er lavet af materialet ferrit 3C90 egner sig til W med en frekvens mindre end 100kHz. Egenskaberne for kernen ses på figur Antal viklinger Viklingsantallet i spolen er med til at sikre en bestemt udgangsspænding på sekundærspolerne og sikre en given maksimal-induktion, således at kernen ikke nærmer sig mætningsinduktionen B sat. I givet fald vil spolen begynde at opføre sig ikke-lineært og uforudsigeligt. 56

69 KAPITEL 9. FLYBACK-CONVERTER Effektiv længde l 56.6 mm Effektivt areal A c mm 2 Permeabilitet µ i Saturation B sat 450 mt Figur 9.11: Egenskaber for valgte kerne til transformator. Figur 9.12: Ferroxcube kerne RM12/I [Ferroxcube, 2002]. Antallet kan beregnes vha. følgende procedure. Spændingen v 1 over en spole med N viklinger ved fluxændring dφ over tid er givet ved [Mohan, 1989]: v 1 = N 1 dφ dt N 1 = v 1 dt dφ (9.46) Ved en firkantet spændingskarakteristik med duty cycle D = 50% kan problemet skitseres som på figur Ud fra figuren kan (9.46) omskrives til følgende v (t) 1 (t) V 1 Φ max 0 t Φ (t) T Figur 9.13: Fluxkarakteristik for en firkantet spændingskarakteristik i en transformator [Mohan, 1989]. N 1 = V 1 4 f Φ max (9.47) Idet f = 1 T og fluxændringen dφ i én periode dt = T gennemløber det, der svarer til 4 gange Φ max. 57

70 9.3. BEREGNINGER Herudover gælder der jvf. (A.3) følgende sammenhæng mellem flux Φ, tværsnitsarel i kernen A c i m 2 og induktion B Φ = A c B Φ max = A c B [T ] (9.48) Når (9.48) indsættes i (9.47), fåes følgende, som kan bruges til at beregne antal viklinger i primærspolen N 1 : N 1 = V 1 4 f A c B max (9.49) Alle nødvendige parametre til bestemmelse af antal viklinger er kendt. B max kan med fordel vælges til B sat 2 = 450mT 2 = 225mT for at undgå, at kernen går i mætning [Mohan, 1989]. Ved at indsætte de kendte værdier i (9.49) fåes følgende værdi af N 1 : N 1 = 325V 4 40kHz m 2 225mT = (9.50) Forholdet mellem antal viklinger N 1 og N 2 i spolerne og spændingen V 1 og V 2 over spolerne er jvf. (2.1) på side 4 givet ved: N 1 N 2 = V 1 V 2 N 2 = N 1 V2 V 1 (9.51) Dette giver følgende viklingstal for N 2 : N 2 = N 1 V2 15V = 56 V 1 295V = 2.84 (9.52) Viklingstal for N 3 som forsyner modulatorerne beregnes på samme måde: N 3 = N 1 V3 20V = 56 V 1 295V = 3.79 (9.53) Ved at runde op eller ned til nærmeste hele tal fåes, at det teoretiske viklingstal for de tre spoler skal være. Resultaterne findes på figur N 1 N 2 N Figur 9.14: Vindingstal for spoler i flyback-converter. Induktanserne L 1, L 2 og L 3 for de tre spoler vil da ifølge (C.6) være: L = µ 0 µ i N 2 A c l [H] (9.54) L 1 = 4 π 10 7 T m A mm mm L 2 = 4 π 10 7 T m A mm mm L 3 = 4 π 10 7 T m A mm mm = 17.59mH (9.55) = 50.47µH (9.56) = 89.72µH (9.57) 58

71 KAPITEL 9. FLYBACK-CONVERTER Verificering af transformer Ved verificering af transformeren er det interessant at undersøge, om induktanserne og omsætningsforholdene svarer til de teoretiske værdier Måling af induktans Induktansen undersøges vha. et induktansmeter - i dette tilfælde et Wayne Kerr / Automatic LCR Meter på samme måde som en modstand måles vha. et ohmmeter. Målingerne blev foretaget i tre omgange, for at ramme så tæt på den teoretiske værdi som muligt. Som udgangspunkt blev der viklet 10-50% for mange viklinger på hver af spolerne. Således er det lettere at tage et antal viklinger af spolen, frem for at vikle en helt ny, hvis værdien skulle vise sig at være for lille. På figur 9.15 er vist skematisk, hvilke værdier der blev opnået ved forskellige viklingstal tæt på den teoretiske. N 1 L 1 N 2 L 2 N 3 L 3 Teoretisk værdi mH µH µH 1. målte værdi mH µH µH 2. målte værdi µH µH 3. målte værdi µH µH Figur 9.15: Teoretiske og målte værdier for viklingstal og induktanser. Afvigelsen a for spolernes induktanser er da: L 1 : a = mH 18.3mH L 2 : a = µH 56.0µH L 3 : a = µH 91.7µH 100 = 3.9% 100 = 9.9% 100 = 2.15% For L 1 er der kun foretaget én måling, idet første måling viste sig at ramme meget tæt på den teoretiske værdi. Det blev erfaret, at hvis metalklemmerne til kernen ikke monteres, blev induktansen reduceret med faktor 1.5. Dette passer godt med databladets oplysninger om, at en afstand på blot 0.3mm mellem kernestykkerne 1 kan reducere den effektive permeabititet til 10 [Farnell, 2004a]. Induktansen blev også reduceret, hvis ikke de to kernestykker sad præcis lige overfor hinanden. Dette passer godt med (C.6), idet arealet på kontaktfladen mellem kernestykkerne bliver mindre, når de er forskudt Kontrol af omsætningsforhold Omsætningsforholdet i transformatoren kontrolleres for at konstatere, om forholdet mellem indgangsspænding og udgangsspænding svarer overens med beregningerne. Forholdet mellem N 1 og N 2 er jvf. (9.51) Og tilsvarende for N 1 og N 3 : N 1 N 2 = V 1 V 2 (9.58) N 1 N 3 = V 1 V 3 (9.59) Dette kan kontrolleres ved at pålægge L 1 en sinusformet spænding V 1 og aflæse med oscilloskop, om V 2 svarer til produktet af omsætningsforholdet og V 1 og tilsvarende for V 3. 59

72 9.3. BEREGNINGER Figur 9.16: Omsætningsforhold for transformator - Tv: Kanal 1 = V 1 og Kanal 3 = V 2. Th: Kanal 1 = V 1 og Kanal 3 = V 3. Kontrollen blev udført vha. en opstilling i laboratoriet bestående af et oscilloskopet Tektronix TDS 3014B serienummer 60350, og en funktionsgenerator GW Instek GFG-8216, serienummer Herved kunne figur 9.16 aflæses. Af graferne på figur 9.16 kan det aflæses, at omsætningsforholdet mellem N 1 og N 2 og omsætningsforholdet mellem N 1 og N 3 er n 21 = V 2 V 1 = 17.6mV 312mV = og n 31 = V 3 V 1 = 20mV 312mV = (9.60) Dette giver en afvigelse hver især, i forhold til den teoretiske værdi på: n 21 : = 23.8% og n 31 : = 4.2% (9.61) Afvigelsen på 23.8% for n 21 er vanskelig at ændre mod nul, idet der kun er ganske få viklinger i spolen. Derfor må denne accepteres. Omsætningsforholdets afvigelse mellem N 1 og N 3 er fin Dimensionering af øvrige komponenter Mosfet Peakspændingen over switchen kan udregnes med (9.24), da omsætningsforholdet i transformatoren er fundet under dimensioneringen af denne. V S = 325V + 15V ( ) 56 = 605V (9.62) 3 Mosfeten der anvendes, skal altså kunne klare denne spænding, da denne gælder ved alle belastninger. Typen STP5NB80 kan klare en spænding på 800V fra source til drain og benyttes derfor. Kondensator Transformatoren blev dimensioneret i afsnit (9.3.1). Her blev viklingsforholdet udregnet og da både ind- og udgangsspændingen er kendt, kan duty cycle findes ud fra (9.12). D = N 1 V V = N 1 V 3 + N 2 V V V = 0.46 = 46% (9.63) 60

73 KAPITEL 9. FLYBACK-CONVERTER Der er størst ripple på udgangen V 3, når belastningen er mindst, da nævneren i (9.65) bliver mindre ved en større strøm. Den mindste belastning kan udregnes ud fra den faste udgangsspænding og den største strøm. Udfra (9.30) kan kondensator C 2 beregnes. R = V 3 i 3 = 15V 4A = 3.75Ω (9.64) C 2 = D R V 3 /V 3 f = 0.46 = 61µF (9.65) 3.75Ω kHz Den nærmeste større standardværdi er 100µF. Den ripple der er på udgangsspændingen ved 8Ω belastning og den netop valgte kondensator kan udregnes ud fra (9.30) som: V = = = 1.4% (9.66) V 3 8Ω 100µF 40kHz Ripplen kan på samme måde udregnes ved 12Ω til 1% og ved 16Ω til 0.7% Opstilling af strømkurver Strømkurve for primærspole Figur 9.2 på side 50 og figur 9.6 på side 52 viser strømmen gennem primærspolen. De to grænseværdier for værdimængden til denne kurve kan findes vha. (9.20) og (9.22). Ved en belastning på 8Ω er strømmene: (i LN1 ) max = (i LN1 ) min = ( 325V (1 0.46) 2 8Ω V 0.46 (1 0.46) 2 8Ω ( 3 56 ) 2 + ) 2 325V s mH 325V s mH = 290.2mA (9.67) = 77.7mA (9.68) Strømmene kan på samme måde udregnes til 228.9mA og 16.4mA ved 12Ω og 198.2mA og 14.3mA ved 16Ω. Det kan derfor forventes, at DCM opstår ved 16Ω belastning, hvilket også er meget tæt på grænseværdien til denne tilstand. Strømkurve for sekundærspole Figur 9.4 på side 51 viser strømmen gennem sekundærspolen. De to grænseværdier for værdimængden til denne kurve kan findes ud fra strømmene gennem primærspolen udregnet i forrige afsnit, da disse værdier kun er adskilt ved det omvendte omsætningsforhold. Ved en belastning på 8Ω er strømmene: ( ) ( ) N1 56 (i LN2 ) max = (i LN1 ) max = 290.2mA = 5.4A (9.69) (i LN2 ) min = (i LN1 ) min N2 ) = 77.7mA ( N1 N2 ( ) = 1.5A (9.70) Strømmene kan på samme måde udregnes til 4.3A og 305.7mA ved 12Ω og 3.7A og 266.5mA ved 16Ω. DCM opstår ligeledes her ved en udgangsbelastning på Ω Grænse til diskontinuert drift Ud fra (9.41) kan grænsen til diskontinuert drift findes: R = mH 40kHz (1 0.5) 2 ( ) 2 3 (9.71) 56 = 16.15Ω (9.72) 61

74 9.4. SIMULERING 9.4 Simulering Simuleringsdiagrammet for den brugte simulering ses på figur 9.18 på modstående side. PWM simuleres ved en pulserende spændingsforsyning, hvor frekvensen er sat til 40kHz. R 1 er beregnet således at i out = 4A hvilket betyder at strømforsyningen er maximalt belastet i forhold til kravsspecifikationen. V 1 angiver de 325V der kommer fra ensretterkredsløbet. Fælles koblings koefficienten, som angiver effektiviteten af transformeren, sættes til 1, da beregningerne er lavet udfra ideelle komponenter. Da simuleringens duty cycle er defineret udfra DT, og den ikke tager hensyn til den tid det tager transistoren at switche, er det nødvendigt til at beregne DT ud fra følgende (se figur 9.17): DT = T t 1 t 2 [s] (9.73) 2 25µs 2.5µs 2.5µs = = 10µs (9.74) 2 t 1 og t 2 er aflæst på graferne, og er derved en potentiel fejlkilde. Udover dette eksempel er opstillingen også simuleret ved: V 3 = 325V, R = 12Ω V 3 = 325V, R = 16Ω V 3 = 150V, R = 16Ω V 3 = 100V, R = 8Ω V 3 = 100V, R = 12Ω V 3 = 100V, R = 16Ω Resultaterne fra disse kan ses i tabel på side 66 til 68. Grafer fra simuleringsprogrammet er vedlagt på cd-rom i mappen Flyback converter\simulering. V DT t T 1 t t 2 (1 D)T Figur 9.17: Illustration over simuleringens ikke ideelle duty cycle skift. De ønskede kurver fra simuleringen er: Spændingen over transistoren (V S ) Spændingen over udgangen (V 3 ) Strømmen gennem primærviklingen (i LN1 ) Strømmen gennem sekundærviklingen (i LN2 ) Disse sættes i forhold til duty cycle (V duty ). Aflæsningerne kan ses i figur 9.19 på side 64 og 9.20 på side

75 KAPITEL 9. FLYBACK-CONVERTER Figur 9.18: LT-spice simuleringsdiagram for flyback-converter Resultater fra simulering Herunder bliver enkelt graf i eksemplet gennemgået, og resultaterne bliver sammenlignet med de beregnede resultater i afsnit 9.3 på side 55 V S er i simuleringen aflæst til 621V, hvilket svarer til 2.6% afvigelse i forhold til værdien i (9.62). V 3 er beregnet til 15V, hvor den i simuleringen har en gennemsnitlig værdi på: Dette svarer til en afvigelse på 1.6%. aflæses til V 3 V V V 2 = 14.8V (9.75) V 3 V 3 = ( 15.0V 14.5V 2 ) 100% = 1.7% (9.76) 14.8V hvilket er 3.3% mindre end kravet i afsnit 9.3 på side 55. i LN1 max er i (9.20) på side mA. i L1 max aflæses i simuleringen til 519mA hvilket er en afvigelse på 58.0%. Minimumsværdien er ifølge (9.68) 77.7mA. Da simuleringen aflæses til 300mA er der her en afvigelse på 51.5%. i LN2 max er i (9.69) beregnet til 5.4A. i LN2 max aflæses i simuleringen til 9.6A, hvilket er en afvigelse på 78%. i LN2 min er i (9.70) beregnet til 1.5A. i L2 min aflæses til 5.6A hvilket er en afvigelse på 273% Vurdering af simuleringer Dette afsnit vurderer både på eksmplet i afsnit 9.4 og tabel På grund af problemet med duty cycle, må alle resultaterne være genstand for usikkerhed. Dette gør at en usikkerhed på op til 10% er uundgåelig. V 3 afviger mindre end 6.7%, hvilket er tilfredsstillende. V S afviger mindre end 7.0%, hvilket er tilfredsstillende. i LN1 afviger op til 69.9% hvor afvigelsen bliver større propersionalt med V 3, hvilket må skyldes: 63

76 9.5. FORSØG Figur 9.19: Simulering af V 3. V S og V duty for flyback-converteren. t er forholdsvis stor. Det betyder at en foldholdsvis stor strøm løber gennem transistoren når den switcher, jvf. afsnit på side 8. I de simuleringer hvor R = 16Ω, kører systemet næsten i diskontinuert drift, hvliket betyder at i LN2 min = 0. Da den største modstand der tillader systemet at køre i kontinuert drift ifølge (9.72)er 16.15Ω, er dette ikke overraskende. i LN2 afviger op til 104%, hvilket kan skyldes at den er skaleret op i forhold til i LN1 med N1 N 2. Desuden er spændingsfaldet over dioden ikke taget med i beregningerne, hvilket ville gøre V 3 en halv diodespænding (ca. 0.35V ) mindre og i L1 og i L2 større i beregningerne. 9.5 Forsøg Målerapporten for forsøget med de beregnede komponentstørrelser og forskellige belastninger kan ses i appendiks E Resultater fra forsøg Da det ikke var muligt at teste kredsløbet i praksis ved 230V AC, er forsøget udført ved de to højest opnåelige indgangsspændinger: 150V AC og 100V AC. Grunden til at kredsløbet ikke virkede ved spændingen fra elnettet skyldes primært de strøm- og spændingspeaks, der ikke tages højde for i teori og simuleringer. Hvis forsøget skulle kunne foretages ved den korrekte spænding er det derfor nødvendigt at fjerne disse peaks, hvilket ikke har været muligt rent tidsmæssigt i dette projekt. En nærmere vurdering samt beskrivelse af forsøget kan læses i målerapporten i appendiks E. Teorien bag converteren er den samme uanset indgangsspænding, det er derfor stadig muligt at sammenligne forsøgets resultater med teorien. Dette betyder blot, at simuleringer og beregninger også skal foretages ved disse spændinger. Resultaterne fra forsøget består af kurver eksporteret af det benyttede digitale oscilloskop. På figur 9.21 på side 66 ses et eksempel på et billede med kurver. Figuren stammer fra spændingniveauet på 150V DC på indgangen og en belastning på 16Ω. Kanal 1 er strømmen gennem primærspolen, kanal 2 er strømmen gennem sekundærspolen, kanal 3 er spændingen over switchen og kanal 4 er udgangsspændingen. Aflæsningerne fra eksemplet samt de resterende billeder kan ses i tabellerne 9.5, 9.6, 9.4 og 9.7, hvor også de tilsvarende beregninger og simuleringer er skrevet ind. Billederen er at finde på cd-rom i mappen Flyback converter\forsøg. 64

77 KAPITEL 9. FLYBACK-CONVERTER Figur 9.20: Simulering af i 1 og i 2 for flyback-converteren. Det skal desuden nævnes, at forsøgene blev udført uden PWM kredsløbet, da denne ikke virkede efter hensigten. Alternativet blev derfor, at en funktionsgenerator holdt transistorens duty cycle konstant. Dette har dog den ulempe, at denne duty cycle ikke blev reguleret efter udgangsbelastningen og at converteren derfor når diskontinuert drift ved en belastning på de ca. 16Ω udregnet i (9.72) Konklusion på forsøg Da de beregnede og simulerede værdier ikke afviger meget, er det kun nødvendigt, at kommentere afvigelserne mellem en af disse og de målte værdier. Det skal først og fremmest nævnes, at da de målte værdier er aflæst ud fra billeder med kurver, giver dette et usikkerheds-moment. Dette ses dog som lille, idet billedbehandliingsprogrammer gjorde det muligt at aflæse meget præcist. Desuden kan det brugte udstyr være skyld i en afvigelse, hvilken dog også er så lille, at den ses bort fra. Afvigelsen på udgangsspændingen er lav, hvilket skyldes, at kredsløbet kører kontinuert drift og derfor indeholder overførelsesfunktionen (9.12) kun konstanter udover indgangsspændingen. Det ses dog tydeligt, at afvigelsen bliver større jo nærmere udgangsbelastningen når grænsen for kontinuert drift på ca. 16Ω. Når der er afvigelser under den primære drift, skyldes det at komponenterne ikke er ideelle, hvilket f.eks. vil sige, at der er et spændingsfald over dioden. Udgangsspændingens ripple har langt den største afvigelse, hvilket især skyldes, at beregninger og simuleringer ikke tager højde for transistorens kapacitive virkning. Denne virkning skaber et LC kredsløb på primærsiden, der svinger og skaber bølgerne på både strøm- og spændingskurverne. Når disse bølger dæmpes i mod slutningen af perioden, skyldes det ledernes indre modstand. Da primær- og sekundærside er forbundet vha. transformatoren overføres svingningerne til udgangen, da kondensatoren ikke er dimensioneret efter disse. En anden ting der også har spillet ind i praksis modsat teorien, er den elektromagnetiske støj der skabes i transformatoren. Denne støj påvirker signalet når den ledes rundt i kredsløbet. Peakspændingen over switchen og strømmene gennem transformatoren er gennemsnitlig halvanden gange større end forventet, hvilket også primært skyldes svingningerne skabt af det dannede LC kredsløb og støj. Strømmenes afvigelser skyldes også, at transformatorens spoler ved store belastninger gik i mætning, idet de ikke var i stand til at overføre den store energi. Mætningen betyder, at strømmen istedet for at ændre sig lineært gør det som noget der ligner eksponentielt. 65

78 9.6. OPSAMLING AF RESULTATER Figur 9.21: Eksempel på billede fra digital oscilloskop. 9.6 Opsamling af resultater Indgangsspænding på 325V DC Da det som nævnt under forsøget ikke var muligt, at konstruere flyback-converteren så den kunne klare en indgangsspænding på 325V DC, er kolonnerne omhandlende disse resultater tomme. Udgangsbelastning på 8Ω Beregnet Simuleret Afvigelse sim. Målt Afvigelse målt Afvigelse målt ifht. beregnet ifht. beregnet ifht. simuleret V 1 325V 325V 0% V 3 15V 15.1V 0.7% V 3 /V 3 1.4% 1.7% 21.4% V S 605V 625V 3.3% i LN1 min 77.7mA 91.8mA 18.1% i LN1 max 290.2mA 309.8mA 62.2% i LN2 min 1.5A 1.8A 20% i LN2 max 5.4A 5.7A 5.6% Tabel 9.1: Resultater fra beregninger, simuleringer og forsøg ved en belastning på 8Ω og 325V DC. 66

79 KAPITEL 9. FLYBACK-CONVERTER Udgangsbelastning på 12Ω Beregnet Simuleret Afvigelse sim. Målt Afvigelse målt Afvigelse målt ifht. beregnet ifht. beregnet ifht. simuleret V 1 325V 325V 0% V 3 15V % V 3 /V 3 1% 0.7% 30% V S 605V 629V 4% i LN1 min 16.4mA 27.6mA 68.3% i LN1 max 228.9mA 246mA 7.5% i LN2 min 305.7mA 624mA 104.1% i LN2 max 4.3A 4.5A 4.7% Tabel 9.2: Resultater fra beregninger, simuleringer og forsøg ved en belastning på 12Ω og 325V DC. Udgangsbelastning på 16Ω Beregnet Simuleret Afvigelse sim. Målt Afvigelse målt Afvigelse målt ifht. beregnet ifht. beregnet ifht. simuleret V 1 325V 325V 0% V 3 15V 15.5V 3.3% V 3 /V 3 0.7% 0.6% 14.3% V S 605V 631V 4.3% i LN1 min 14.3mA 4.3mA 69.9% i LN1 max 198.2mA 215mA 8.5% i LN2 min 266.5mA 0mA 100% i LN2 max 3.7A 3.9A 5.4% Tabel 9.3: Resultater fra beregninger, simuleringer og forsøg ved en belastning på 16Ω og 325V DC Indgangsspænding på 150V Udgangsbelastning på 16Ω Beregnet Simuleret Afvigelse sim. Målt Afvigelse målt Afvigelse målt ifht. beregnet ifht. beregnet ifht. simuleret V 1 150V 150V 0% 150V 0% 0% V 3 6.8V 6.9V 1.5% 7.9V 16.2% 14.5% V 3 /V 3 0.7% 0.4% 42.9% 13.9% % 3381% V S 277V 294V 6.1% 715V 158.1% 143.2% i LN1 min mA 45.5% 16mA 342.4% 544.4% i LN1 max 91.5mA 98.5mA 7.7% 146mA 59.6% 48.2% i LN2 min 123mA 0A 100% 400mA 425.2% - i LN2 max 1.7A 1.8A 5.9% 3.9A 129.4% 116.7% Tabel 9.4: Resultater fra beregninger, simuleringer og forsøg ved en belastning på 16Ω og 150V DC. 67

80 9.6. OPSAMLING AF RESULTATER Indgangsspænding på 100V Udgangsbelastning på 8Ω Beregnet Simuleret Afvigelse sim. Målt Afvigelse målt Afvigelse målt ifht. beregnet ifht. beregnet ifht. simuleret V 1 100V 100V 0% 100V 0% 0% V 3 4.5V 4.2V 6.7% 4.3V 4.4% 2.4% V 3 /V 3 1.4% 0.8% 42.9% 16.3% % % V S 185V 196V 5.9% 536V 189.7% 173.5% i LN1 min 23.9mA 23.1mA 3.3% 0mA 100% 100% i LN1 max 89.3mA 91.1mA 2% 132mA 47.8% 44.9% i LN2 min 446.2mA 441mA 1.2% 1.2A 99.7% 99.7% i LN2 max 1.7A 1.7A 0% 4.1A 141.2% 141.2% Tabel 9.5: Resultater fra beregninger, simuleringer og forsøg ved en belastning på 8Ω og 100V DC. Udgangsbelastning på 12Ω Beregnet Simuleret Afvigelse sim. Målt Afvigelse målt Afvigelse målt ifht. beregnet ifht. beregnet ifht. simuleret V 1 100V 100V 0% 100V 0% 0% V 3 4.5V 4.2V 6.7% 4.5V 0% 7.1% V 3 /V 3 1% 0.5% 50% 17.8% % % V S 185V 195V 5.4% 540V 191.9% 176.9% i LN1 min 5mA 5.47mA 10% 0A 100% 100% i LN1 max 70.4mA 74.2mA 5.4% 100mA 42% 34.8% i LN2 min 94mA 112mA 19.1% 280mA 197.9% 150% i LN2 max 1.3A 1.35A 7.7% 2.68A 107.7% 92.9% Tabel 9.6: Resultater fra beregninger, simuleringer og forsøg ved en belastning på 12Ω og 100V DC. Udgangsbelastning på 16Ω Beregnet Simuleret Afvigelse sim. Målt Afvigelse målt Afvigelse målt ifht. beregnet ifht. beregnet ifht. simuleret V 1 100V 100V 0% 100V 0% 0% V 3 4.5V 4.4V 2.2% 4.8V 6.7% 9.1% V 3 /V 3 0.7% 0.3% 57.1% 22.9% % % V S 185V 198V 7% 509V 175.1% 157.1% i LN1 min 4.4mA 3.6mA 18.2% 0mA 100% 100% i LN1 max 61mA 65mA 6.6% 79mA 29.5% 21.5% i LN2 min 82mA 0mA 100% 280mA 441.5% - i LN2 max 1.1A 1.25A 18.2% 2.68A 145.5% 107.7% Tabel 9.7: Resultater fra beregninger, simuleringer og forsøg ved en belastning på 16Ω og 100V DC. 68

81 KAPITEL 9. FLYBACK-CONVERTER 9.7 Delkonklusion Flyback-converteren er i dette afsnit blevet analyseret, beregnet, simuleret og testet. I kredsløbsanalysen blev formlerne for dimensionering af komponenter og opstilling af strømkurver udledt. Under beregninger blev de brugt til dimensionering af komponenter og opstilling af strømkurver. Beregningerne blev holdt mod simuleringer og viste gennemsnitlige afvigelser på ca. 20%. Disse afvigelser skyldes primært, at signalet til transistorens gate ikke skiftede øjeblikkeligt. Til sidst blev kredsløbet bygget op på et print og testet. Dette lod sig dog ikke gøre ved 230V AC, men da teorien er den samme for lave spændinger, blev der sammenlignet med den højest mulige indgangsspænding. Resultaterne blev sammenlignet med både beregninger og simuleringer og viste store afvigelser. Afvigelserne skyldes her flere ting. Komponenterne er ikke ideelle, transistorens kapacitive virkning danner et LC kredsløb og transformatoren skaber støj og bliver ved stor belastning mættet. Den endelige konklusion på arbejdet med flyback-converteren bliver, at kredsløbet har været muligt at beregne og simulere, men pga. de mange forhold, der ændres i praksis, har det ikke været muligt at bygge converteren, så den kan tilsluttes elnettet. Skulle dette være muligt, ville det være nødvendigt, at bygge filtre der mindsker støj samt strøm- og spændingspeaks. 69

82 KAPITEL 10 Buck-converter Dette kapitel omhandler den sidste converter i strømforsyningen. Gennem kapitlet analyseres kredsløbet, komponentværdierne beregnes, og der foretages en simulering efter de beregnede værdier. Til slut konstueres converteren og resultaterne af en række forsøg sammenlignes med såvel beregninger som simuleringer. Indholdsfortegnelse 10.1 Indledning Kredsløbsanalyse Antagelser Steady state Switch sluttet Switch brudt Ripple Beregninger Frekvens Spole Dimensionering af spole Simulering Evaluering ved belastning 5Ω og duty cycle 25% Konklusion på simulering Forsøg Evaluering for belastning 5Ω og duty cycle 25% Evaluering for belastning 300Ω og duty cycle 25% Konklusion på forsøg Opsamling af resultater Delkonklusion

83 KAPITEL 10. BUCK-CONVERTER 10.1 Indledning I dette kapitel foretages en dybdegående analyse af buck-converteren. Gennem en kredsløbsanalyse i starten af kapitlet bliver det senere muligt at beregne størrelserne på komponenterne. Endelig foretages en simulering i programmet LT-spice, hvor korrektheden af de beregnede komponenterværdier samt strøm- og spændingskurver afprøves. Til slut konstrueres converteren, og resultaterne af en række forsøg sammenlignes med såvel beregninger som simuleringer. I figur 10.1 ses kredløbsdiagrammet for for buck-converteren. Alle senere KVL/KCL og kredsløbsbetragtninger i kapitlet laves udfra dette diagram. i L + v L _ + V _ S t D L i C C i R R + _ V out Figur 10.1: Kredsløbsdiagram for buck-conveter. Gennemgangen behandler strømforsyningen som værende i CCM hele tiden. For at denne tilnærmelse skal være fornuftig, konstrueres strømforsyningen med en spole, der kan holde CCM ned til 0.005A Kredsløbsanalyse Antagelser Før gennemgangen af buck-converteren gøres følgende antagelser [Hart, 1997]: 1. Kredsløbet befinder sig i steady state. 2. Spolestrømmen er altid i CCM. 3. Kondensatoren er stor, hvilket holder outputspændingen V 0 konstant. 4. Switch perioden er T - switchen er sluttet i tiden DT og brudt i tiden (1 D)T - se eventuelt figur De anvendte komponenter er ideelle Steady state Før gennemgangen af buck-converteren opridses nogen generelle egenskaber for DC-DC convetere, når disse arbejder ved steady state betingelser [Hart, 1997]. 1. Spolestrømmen i L er periodisk: 2. Den gennemsnitlige spænding over spolen er 0V : i L (t + T ) = i L (t) (10.1) V L = 1 T t+t t v L (t) dt = 0 (10.2) 3. Den gennemsnitlige strøm i kondensatoren er 0A: I C = 1 T t+t t i C (t) dt = 0 (10.3) 71

84 10.2. KREDSLØBSANALYSE Udgangspunktet for analysen til bestemmelse af udgangsspændingen V O er en beskrivelse af strømmen i spolen. Først en gennemgang af spolestrømmen med sluttet switch og så en gennemgang af spolestrømmen med brudt switch Switch sluttet Det ses fra figur 10.1, at når switchen er sluttet, vil dioden sidde i spærerretningen, og alt strøm vil løbe til spolen L. Spændingen over spolen vil være [Agrawal, 2001]: KV L : v L = V S V 0 = L di L dt [V ] (10.4) di L = V S V O dt L [A] (10.5) Da duty cycle D har definitionsmængde [0-1] kan det udfra (2.5) konkluderes, at udgangsspændingen V O altid vil ligge under V S, hvis diverse tab medregnes. Derfor vil di L dt være en positiv konstant når switchen er sluttet, hvilket betyder at strømmen stiger lineært i tidsintervallet. En illustration af dette ses på figur 10.2 frem til tiden DT. Strømændringen kan beregnes som [Hart, 1997]: Switch brudt di L dt i L = = i L t = i L DT = V S V O L ( VS V O L [A] (10.6) ) DT [A] (10.7) Når switchen er brudt, vil spolen jævnfør Lenz lov beskrevet i appendix A skifte fortegn på polerne, og dioden kan nu lede. Spændingen over spolen vil være [Agrawal, 2001]: KV L : v L = V O = L di L dt [V ] (10.8) di L = V O dt L [A] (10.9) Ovenstående viser, at di L dt vil være en negativ konstant, hvilket betyder at strømmen aftager lineært i tidsintervallet. En illustration af dette ses på figur 10.2 i tidsintervallet fra DT til T. Spændingsfaldet over spolen for hele periodetiden T er afbilledet på figur Strømændringen kan beregnes som [Hart, 1997]: i L t = i L = i L (1 D)T = V O L [A] (10.10) ( ) VO (1 D)T [A] (10.11) L Spolestrømmen er jævnfør (10.1) periodisk. Det kan udfra denne kendsgerning konkluderes, at ændringen i spolesstrøm gennem en periodetid T er 0A: ( VS V O L ( i L ) sluttet + ( i L ) aaben = 0 (10.12) ) DT ( ) VO (1 D)T = 0 (10.13) L V O = V S D [V ] (10.14) 72

85 KAPITEL 10. BUCK-CONVERTER i L i i max min DT T I RMS t i L Figur 10.2: Strømmen i buck-converterens spole L i periodetiden T. V V V s o V o t DT T Figur 10.3: Spændingsfald over buck-converter spolen i periodetiden T. Hermed er resultatet fra (2.5) eftervist - outputspændingen på en buck conveter afhænger kun af den valgte duty cycle. Gennemsnitsstrømmen gennem spolen må være den samme som strømmen gennem belastningen R. Dette skyldes at kondensatoren virker som en afbrydelse i steady state - der løber altså ingen strøm gennem denne. Gennemsnitsstrømmen beregnes ved: i L = i R = V O R hvor R betegner belastningsmodstanden på V O. [A] (10.15) Det er nu udfra formlerne (10.7) og (10.11) muligt at beregne maximum- og minimumsværdier for spolestrømmen: i max = I L + i ( ) L VO (1 D)T (10.16) 2 L = V O ( 1 R i min = I L i L 2 = V O ( 1 R = V O R ) (1 D) + 2Lf = V O R 1 2 ) (1 D) 2Lf [A] (10.17) ) (10.18) ( VO (1 D)T L [A] (10.19) hvor f = 1 T angiver switch frekvensen i hertz. Ovenstående ligning til bestemmelse af i min kan hurtigt bekræfte om spole strømmen er i CCM. Hvis i min er mindre end 0A er det ikke tilfældet [Hart, 1997]. Det er derfor muligt gennem (10.19) at vælge spoleinduktansen og frekvensen så en CCM spolestrøm sikres: i min = 0 = V O ( 1 R ) (1 D) 2Lf [A] (10.20) 73

86 10.2. KREDSLØBSANALYSE (Lf) min = (1 D)R 2 [H Hz] (10.21) Hvis switchfrekvensen er fastlagt kan minimumsinduktansen af spolen udfra (10.21) udregnes: L min = (1 D)R 2f [H] (10.22) I projektets tilfælde er belastningsmodstanden på udgangen ikke konstant - R varierer altså. Det er derfor nødvendigt at kende den duty cycle værdi, hvor L min opnår den højeste værdi - for derigennem at sikre kontinuert drift ved hele spændingsintervallet på udgangen. Det blev i begyndelsen af kapitlet fastlagt, at overgangen fra CCM til DCM skulle ske ved 0.005A. Udfra formel 10.22: L min = (1 D)R 2f = = (1 D) V S D 0.005A 2f = 15D2 + 15D 2f 0.005A (1 D) VO IR 2f = V S D V S D 2 2f 0.005A (10.23) (10.24) [H] (10.25) Da nævneren er konstant i denne brøk, vil brøkkens højeste værdi opstå, når tælleren T (D) antager højeste værdi. T (D) = 0 (10.26) ( 15D D) = 30D + 15 = 0 (10.27) D = 0.5 (10.28) Ovenstående betyder, at for en strømforsyning med variabel udgangsspænding skal L min i (10.22) beregnes med D = 50%, for at sikre kontinuert drift ved alle duty cycles Ripple Det kan give problemer i forsøgsopstillinger, hvis der er stor ripple på udgangen, og derfor benyttes en kondensator C 3 til at udglatte V O [Hart, 1997]. Illustrationen på figur 10.4 viser, hvad der forstås ved ripplebegrebet V O. v 0 V 0 V 0 Figur 10.4: Ripple på udgangsspændingen [Hart, 1997]. t Strømmen gennem kondensatoren vil være: KCL : i C = i L i R [A] (10.29) 74

87 KAPITEL 10. BUCK-CONVERTER Hvor i C er strømmen, der løber igennem kondensatoren, i L er strømmen, der løber igennem spolen og i R er strømmen der løber gennem belastningsmodstanden. Så længe strømmen igennem kondensatoren er positiv, lades kondensatoren op. Udfra definitionen på kapacitans: Q = CV O [C] Q = C V O [C] V O = Q C [V ] (10.30) ic Q i L 2 T 2 t Figur 10.5: Strømmen igennem kondensatoren [Hart, 1997] Ændringen i ladning, Q, er arealet af trekanten over tidsaksen på figur : Q = 1 2 ( T 2 Q = T i L 8 hvilket sammen med (10.30) giver, at ripple på V O bliver: ) ( ) il 2 [C] [C] (10.31) V O = T i L 8C [V ] (10.32) i L er ifølge (10.11) givet ved: i L = ( ) VO (1 D)T [A] (10.33) L Når ( 10.34) og ( 10.33) samles, giver dette et udtryk for ripple på V O : ( 10.34) omskrives til: V O V O = 1 D 8LCf 2 [V ] (10.34) C = 1 D [F ] (10.35) 8L Vout V out f 2 Som det kan ses fra ( 10.35), så har switchfrekvensen stor betydning for størrelsen af kondensatoren. Dog vil en større kondensator medføre et større materialeforbrug, hvilket er uønsket set i et miljømæssigt perspektiv. 75

88 10.3. BEREGNINGER Frekvens I forbindelse med valg af switchfrekvens er der to aspekter, der skal tages i betragtning. Hvis switchfrekvensen øges, vil effektiviteten i switchtransistoren aftage (jvnf. afsnit på side 8), mens størrelserne på spole og kondensator kan reduceres, hvilket kan ses ud fra (10.22) og (10.34). I projektet gælder det om at finde en middelvej, hvor begge dele udnyttes så vidt muligt. Hvis der vælges en switchfrekvens under 20kHz, vil det være muligt for det menneskelige øre at høre, hvilket ikke er optimalt. Typisk vælges en switchfrekvens på 40 til 100kHz [Hart, 1997] Beregninger Frekvens Switchfrekvensen er fastsat til hertz, hvilket ligger over den menneskelige hørelse, men stadigt lavt nok til at holde switch-tabene beskrevet i afsnit lave. Flere kilder anbefaler netop, at en switchfrekvens vælges i intervallet 25kHz 100kHz. [Hart, 1997][Lee, 1993][H.W.Whittington, 1997] Spole For at beregne spolens induktans, skal belastningsmodstanden R beregnes. Denne skal jævnfør (10.28) udregnes ved D = 50%. Spændingen på udgangen er ved denne duty cycle jævnfør (10.14): V O = V S D = 15V 0.5 = 7.5V (10.36) Den største belastning R, der kan opstå i CCM er ved en strømbelastning på 5mA, og dette vil ifølge Ohms lov give en belastning R på: R = U I = 7.5V = 1.5kΩ (10.37) 5mA Med en fastlagt switchfrekvens kan L min udregnes efter (10.22), hvor D = 50% jævnfør (10.28): L min = (1 D)R 2f = (1 0.5) 1.5kΩ 2 40kHz = 9.38mH (10.38) Denne induktans er minimum værdien for at have kontinuert drift. Der adderes 25% til denne værdi for skabe sikkerhed om kontinuiteten. L brug = 9.38mH 1.25 = 11.7mH (10.39) Selve dimensioneringen af denne spole forklares i afsnit Minimums-strømmene gennem spolen kan beregnes efter formlerne (10.19): ( ) 1 (1 D) i min = V O (10.40) R 2Lf ( ) 1 = 7.5V 1.5kΩ (1 0.5) (10.41) mH 40kHz = A = 1.00mA Da minimumstrømmen gennem spolen ligger over 0A kan det konkluderes, at betingelsen omkring CCM er opfyldt. Den acceptable ripple er ifølge kravsspecifikationen på 3%. Med denne værdi er det nu muligt at beregne kondensatorstørrelsen udfra (10.35): C = 1 D 8L V O V O f = mH V 7.5V Hz (10.42) = F = 39µF (10.43) 76

89 KAPITEL 10. BUCK-CONVERTER Dimensionering af spole Til beregning af spolen til buck-converteren benyttes følgende teorier: Magnetfeltet i en toroide, som spolen er viklet op omkring er givet ved [Serway & Jewett, 2004]: B = µ N i 2 π r [W ] (10.44) hvor 2 π r er kernens længde i centrum. Bruges en kerne af et andet materiale end luft, er formlen følgende: B = µ 0 µ r N i 2 π r [W ] (10.45) Induktansen er givet ved: L = N Φ B i [H] (10.46) og fluxdensiteten Φ B er givet ved Φ B = A B [T ] (10.47) (10.45), (10.46) og (10.47) samles til et udtryk for induktansen i toroiden. Denne er iøvrigt identisk med induktansen i en solenoide L = µ 0 µ r N 2 A 2 π r [H] (10.48) Beregninger på spolen Ved bestemmelse af kernestørrelse og materiale gælder samme omstændigheder som ved bestemmelse af kernen til flyback-converteren. Indledningsvis vælges en kernestørrelse, der skønsmæssigt har en fornuftig og rimelig størrelse. Hvis det beregnede antal viklinger herefter uden problemer kan vikles omkring kernen i ét lag, så er valget af kerne fornuftigt. I modsat fald må det være nødvendigt at forsøge med en større kerne. Valg af kerne Til denne del af SMPSen er valgt en kerne fra Ferroxcube af typen TN25/15/10 Denne er fremstillet af materiale 3E5, og har følgende data jvf. databladet [Ferroxcube, 2002]. Effektiv længde l 60.2 mm Effektivt areal A 48.9 mm 2 Permeabilitet µ i Saturation B sat 400 mt Figur 10.6: Data for valgte kerne til spole i buck-converter. Valg af trådtykkelse Trådtykkelsen til spolen skal ligesom til transformeren i flybacken vælges ud fra den maksimale strøm I max gennem denne, som jvf. (10.17) på side 73 er A. Ud fra AWGen skal tråden da være minimum 1.4mm i diameter, hvis der bruges almindeligt kobber. 77

90 10.4. SIMULERING Antal viklinger Spolen er i (10.39) på side 76 beregnet til at skulle have en minimuminduktans på 9.4mH. Til at beregne antal viklinger for at kunne opnå denne induktans bruges (10.48) L = µ 0 µ r N 2 A 2 π r N = Dette rundes op til nærmeste hele tal = 33. Vikling og test af induktans (10.49) L 2 π r µ 0 µ r A (10.50) 9.4mH 60.2mm N = 4 π 10 7 T m A 8500 = (10.51) 48.9mm2 Ved vikling af spolen var der ikke nogen problemer med pladsmangel til de 33 viklinger plus 10% ekstra, dvs. at den valgte kernestørrelse var i orden. Det kunne forventes, at den aktuelle induktans ikke er sammenfaldende med den beregnede. Dette skyldes bl.a, at det ikke er muligt at vikle den relativt tykke kobbertråd helt tæt omkring kernen, og desuden ligger viklingerne i en toroide ikke tæt opad hinanden uden mellemrum som det er tilfældet i en solenoide. Ved første testmåling med et induktansmeter (samme type som ved transformertest for Flyback en) kunne konstateres en induktans på ca mH. Dette betyder, at der er for mange viklinger omkring kernen jvf. formel (10.48). Men idet der ønskes en induktans, der ligger indefor en sikkerhedsmargen på 25% fra den teoretiske værdi, så er den målte værdi acceptabel. Afvigelsen bliver 10.4 Simulering a = 1 9.4mH 11.75mH = 20% (10.52) Diagrammet for den brugte simulering ses på figur PWMen simuleres ved en pulserende spændingsforsyning, hvor frekvensen er sat til 40kHz. R angiver en belastning på udgangen. V 1 angiver de 15V der kommer fra flyback-converteren. Der foretages simuleringer med belastningerne 5Ω, 300Ω og 1000Ω. Ved hver simulering gemmes grafer for V Switch, spolestrøm og outputspænding ved duty cycle på 25%, 50% og 75%. Figur 10.7: LT-spice simuleringsdiagram af buck-converteren. 78

91 KAPITEL 10. BUCK-CONVERTER Der er lavet to aflæsninger for hver duty cycle ved hver belastning. På den første aflæsning vises et uforstørret billede af graferne: V Switch - viser den pulserende spændingsforsyning, der simulerer PWM kredsløbet i L - viser spolestrømmen V Output - viser outputspændingen over belastnings modstanden R. Formålet med denne graf er at bekræfte beregningernes resultat om, at strømkurven for spolen ved t on og t off er henholdsvis lineært stigende og faldende. På den anden aflæsning vises et forstørret billede af graferne: i L - viser spolestrømmen V Output - viser outputspændingen over modstanden R. Formålet med denne graf er at aflæse minimums- og maximumsstrømmen gennem spolen, samt at aflæse minimums- og maximumsspændingen over modstanden R. Disse værdier kan bruges til sammenligning med de beregnede værdier for i min, i max og ripple. Der regnes i det kommende afsnit et eksempel, der viser, hvordan værdierne i tabellerne 10.1, 10.2 og 10.3 er beregnet. Alle grafer fra simuleringerne findes på cd-rom under mappen buck converter\simuleringer Evaluering ved belastning 5Ω og duty cycle 25% Udfra (10.14) kan den forventede outputspænding beregnes: V O = 15V 0.25 = 3.75V (10.53) Udfra (10.19) og (10.17) kan den forventede minimum - og maximumsstrøm i gennem spolen udregnes: ( ) 1 i min = 3.75V 5Ω (1 0.25) = 747mA (10.54) mH 40kHz ( ) 1 i max = 3.75V 5Ω + (1 0.25) = 753mA (10.55) mH 40kHz Herefter er de tilsvarende værdier aflæst på figur 10.8 til: i min = 650mA i max = 655mA V out = 3.27V 79

92 10.4. SIMULERING Figur 10.8: Simulering af buck-converter med duty cycle på 25% ved 5Ω belastning forstørrelse af V out og I L Det ses af figur 10.9, at formodningen om en linært stigende og aftagende spolestrøm var korrekt - ligesom dennes sammenhæng med t on og t off på V switch også kan ses. Figur 10.9: Billede af simulering af buck-converter med duty cycle på 25% ved 5Ω belastning Simuleringen viser effektiv udgangsspænding på 3.27V - altså 0.48V fra den beregnede værdi. Dette kan forklares udfra udledningen af (10.14), hvor spændingsfaldet på 0.7V over dioden ikke blev medregnet. Den udregnede KVL i (10.8) medtager således ikke spændingsfaldet over dioden. Aflæsningerne på de aflæste i min og i max er at forvente, da disse afhænger af V O. Hvis værdierne udregnes med den simulerede spænding giver de: ( ) 1 i min = 3.24V 5Ω (1 0.25) = 645mA (10.56) mH 40kHz 80

93 KAPITEL 10. BUCK-CONVERTER i max = 3.24V ( ) 1 5Ω + (1 0.25) = 651mA (10.57) mH 40kHz Det kan altså konkluderes, at afvigelsen i V O medfører hele afvigelsen i i min og i max ved simuleringen. For at udregne ripplespændingen aflæses minimums- og maximumsspændingen på figur 10.8 og disse indsættes i (2.3) på side 4: V out = V max V min 2 I procent giver dette en ripplespænding på: = V 2 = V (10.58) V out = V 3.75V 100% = 0.28% (10.59) Konklusion på simulering Alle grafer har gennemgået samme udregninger som eksemplet i forrige afsnit. Disse resultater er samlet i tabeller under konklusionen på hele kapitlet på side 83. Det kan konkluderes fra disse tabeller, at simuleringerne konsekvent ligger under beregningerne når det gælder outputspændingen. Hvis den tidligere nævnte manglende diodespænding i udregningerne af den teoretiske outputspænding medtages - synes resultaterne at være acceptable. Den højeste afvigelse ligger -0.58V fra de beregnede. Det ses tydeligt, at den procentmæssige afvigelse af strømmene i min og i max følger den procentmæssige afvigelse af outputspændingen. Dette følger også af (10.19) og (10.17), hvor outputspændingen indgår. Udregnes strømmene med den simulerede spænding istedet for den beregnede, ligger afvigelsen under 2% for alle udregninger. Hermed virker også dette resultat acceptabelt - afvigelsen i i min og i max stammer hovedsaligt fra afvigelsen i outputspænding. Det ses desuden af samtlige grafer, at spolestrømmen er lineært tiltagende i perioden t on for V switch, og lineært aftagende i perioden t off for V switch. Dette stemmer overens med teorien fra afsnit og afsnit Det betyder samtidigt, at spolen ikke går i mætning under de udførte simuleringer. En mætningskurve ville indeholde en ikke lineær kraftigt stigende spolestrøm mod slutningen af t on [Lenk, 1994] Forsøg Forsøgsopstillingen for det udførte forsøg af buck-converteren ses på figur En målerapport findes i appendix F. Forsøget er udført uden PWM-kredsløb, da dette ikke virkede efter hensigten. Istedet benyttedes en funktionsgenerator til signalet på transitoren. Der Der er foretaget målinger ved belastningerne 5Ω, 300Ω og 1000Ω, og ved hver belastning er der målt for duty cycle på 25%, 50% og 75%. Funktionsgenerator Strømprobe Oscilloskop L T Strømforsyning D C R Multimeter Figur 10.10: Forsøgsopstilling for udført test af buck-converter. Der evalueres i de kommende afsnit to grafer der viser, hvordan værdierne i tabellerne 10.1, 10.2 og 10.3 er beregnet. Alle grafer fra forsøget findes på cd-rom under mappen buck converter\forsøg. I denne mappe findes desuden en tekstfil med indstillingerne på apparaterne. 81

94 10.5. FORSØG Figur 10.11: Resultater fra forsøg med buck-converteren, belastning 5Ω, 25% duty cycle og frekvens 40kHz Evaluering for belastning 5Ω og duty cycle 25% Den forventede outputspænding og de forventede i min og i max gennem spolen er udregnet i afsnit 10.4 og er henholdsvis 3.75V, 747mA og 753mA. Herefter er de tilsvarende værdier aflæst på figur til: i min = 0.1A i max = 1.9A V out = 2.73V Outputspændingen ligger 27.5% lavere end beregningerne og 16.5% lavere end den simulerede. Simuleringen er foretaget med ideele komponenter, så spændingen vil naturligt nok ligge højere her, end i det praktiske forsøg. Der er eksempelvis ikke indsat nogen indre modstand for spolen i simuleringerne ligesom selvinduktans i spolen ikke indgår. Også ripplespændingen ligger højere end både beregninger og simuleringer. Denne afvigelse kan delvis tilskrives aflæsninger - eneste grundlag for tallene i tabellerne fra side 85 er aflæsning fra graferne. Det fremgår desuden af figur 10.11, at kurven for strømmen gennem spolen mod forventning ikke er lineær. Dette betyder at spolen er gået i mætning - den lineære stigning i spolestrømmen har været for kraftig/langvarig. Grundet mætningstilstanden ligger de aflæste strømme også højere end de forventede - afvigelserne for i min er 86.6% ifht beregningerne og 84.6% ifht simuleringerne, mens afvigelserne for i max er 152.3% ifht. beregningerne og 190.1% ifht. simuleringerne. Mætningsproblemet for spolen kunne eventuelt løses ved at bruge en højere frekvens - det ses af (10.19), at en højere frekvens vil sænke maximumstrømmen gennem spolen. Der er udført et forsøg, hvor samme forsøgsopstilling som tidligere er anvendt, men hvor frekvensen er øget fra 40kHz til 100kHz. Resultatet af denne frekvensjustering ses på figur Mætningsproblemet er aftaget betydeligt - men strømstigningen/faldet er endnu ikke helt lineært. Endnu et forsøg er udført med en switchfrekvens på 200kHz, og her bliver resultatet som ventet endnu bedre. Grafer for dette forsøg er ligeledes vedlagt på cd-rom i mappen buck converter\forsøg\200khz. En endelig løsning af problemet var selvfølgelig at vikle en ny spole - med en højere induktans. 82

95 KAPITEL 10. BUCK-CONVERTER Figur 10.12: Resultater fra forsøg med buck-converteren, belastning 5Ω, 25% duty cycle og frekvens 100kHz Evaluering for belastning 300Ω og duty cycle 25% Der gøres samme overvejelser omkring afvigelserne i ripplespænding og ouputspænding som i forrige afsnit. Det bemærkes dog på figur 10.13, at strømkurven for spolen nu opfører sig lineært som forventet udfra afsnittene og Dette hænger sammen med, at der grundet den større modstand trækkes mindre strøm fra kredsløbet, hvorfor spolen ikke går i mætning. Afvigelserne i værdierne for i max og i min er stadig kraftige - som det ses i tabel 10.2 på side 86 er afvigelserne på næsten 200% for i max. Da værdierne er fremkommet gennem aflæsning fra de optagede grafer, vil muligheden for fejlaflæsning være til stede - især når der aflæses forholdsvis små tal. Desuden kan det menneskelige øje selvfølgelig ikke aflæse med flere decimalers nøjagtighed Konklusion på forsøg Alle grafer har gennemgået samme behandling som beskrevet i forrige afsnit og disse er samlet i tabellerne fra side 85. Det ses fra disse tabeller, at outputspændingen generelt ligger 0.6V under de simulerede værdier, men at den ellers følger duty cycle lineært som forventet af (10.14). Denne afvigelse kan, som tidligere nævnt, hænge sammen med tabene i komponenter, som ikke er medregnet under simuleringen. Spolestrømmen opfører sig imidlertid ikke som forventet - afvigelserne ligger generelt for højt både ifht. beregninger og simulering. Dette hænger utvivlsomt sammen med mætningsproblemet beskrevet tidligere Opsamling af resultater I dette afsnit findes tabeller med resultaterne fra de forrige afsnit. Der er opstillet en seperat tabel for hver belastning. Disse findes fra side Delkonklusion Betragtes simuleringerne seperat, og tages afsnittets forklaring på afvigelserne til efterretning, så synes simuleringerne at eftervise beregningerne på tilfredsstillende måde. De procentvise afvigelser i tabellerne fra 83

96 10.7. DELKONKLUSION Figur 10.13: Resultater fra forsøg med buck-converteren, belastning 300Ω, 25% duty cycle og frekvens 40kHz. side er rimelige. På det fremstillede print giver forsøgene ikke tilfredsstillende resultater på alle områder. Outputspændinges lineære afhængighed af duty cycle blev eftervist, og tages afsnittets forklaring på afvigelserne til efterretning synes resultaterne rimelige. Strømkurverne for spolen var imidlertid ikke som forventet. Disse afvigelser kan skyldes mange faktorer. Det har kun været muligt at aflæse værdierne på en graf, hvilket ikke er optimalt for nøjagtigheden af talene. Spolens mætning ved 5Ω belastning medvirker desuden yderligere til afvigelsen. Endelig kan eventuelle fejl i opstilling eller udstyr påvirke resultatet. Den endelige konklusion på arbejdet med buck-converteren må være, at da simuleringerne passer overens med de udledte formler fra kredsløbsanalysen, så må arbejdet med forsøget indeholde en fejl. Denne fejl kan ligge i såvel printkonstruktion, forsøgsopstilling, forsøgsapparater som databehandling. 84

97 KAPITEL 10. BUCK-CONVERTER V out Duty cycle 25% 50% 75% Beregnet 3.75V 7.50V 11.25V Simuleret 3.27V 7.33V 10.67V Forsøg 2.73V 6.53V 9.99V Afvigelse sim. ifht. beregninger 12.80% 2.27% 5.41% Afvigelse praktik ifht. beregninger 27.5% 12.9% 11.2% Afvigelse praktik ifht. sim. 16.5% 10.9% 6.37% Ripple simulering 0.01V 0.012V 0.009V Ripple simulering (%) 0.31% 0.16% 0.09% Ripple forsøg 1.25V 2.25V 1.50V Ripple forsøg (%) 46.0% 34.5% 11.2% i min Duty cycle 25% 50% 75% Beregnet 747mA 1.49A 2.247A Simuleret 650mA 1.46A 2.135A Forsøg 100mA 100mA 400.0mA Afvigelse sim. ifht. beregninger 13.0% 2.01% 4.98% Afvigelse praktik ifht. beregninger 86.6% 73.2% 82.2% Afvigelse praktik ifht. sim. 84.6% 93.2% 81.3% i max Duty cycle 25% 50% 75% Beregnet 753mA 1.50A 2.253A Simuleret 655mA 1.47A 2.136A Forsøg 1.90A 5.70A 5.20A Afvigelse sim. ifht. beregninger 13.0% 2.00% 5.19% Afvigelse praktik ifht. beregninger 152.3% 280% 130% Afvigelse praktik ifht. sim % 287.8% 143.4% Tabel 10.1: Resultater med belastning på 5Ω. 85

98 10.7. DELKONKLUSION V out Duty cycle 25% 50% 75% Beregnet 3.75V 7.50V 11.25V Simuleret 3.36V 7.44V 10.80V Forsøg 3.60V 7.20V 10.8V Afvigelse sim. ifht. beregninger 10.41% 0.75% 4.01% Afvigelse praktik ifht. beregninger 4.00% 4.00% 4.00% Afvigelse praktik ifht. sim. 7.14% 3.22% 0% Ripple simulering 0.077V V V Ripple simulering (%) 2.28% 1.29% 0.600% Ripple forsøg 0.7V 0.6V 0.75V Ripple forsøg (%) 19.4% 8.33% 6.94% i max Duty cycle 25% 50% 75% Beregnet 9.50mA 21.0mA 34.5mA Simuleret 9.11mA 22.3mA 34.1mA Forsøg 15.0mA 40.0mA 70.0mA Afvigelse sim. ifht. beregninger 4.11% 6.19% 1.16% Afvigelse praktik ifht. beregninger 57.9% 90.5% 103% Afvigelse praktik ifht. sim. 64.7% 79.4% 105.2% i max Duty cycle 25% 50% 75% Beregnet 15.5mA 29.0mA 40.5mA Simuleret 13.4mA 27.3mA 37.8mA Forsøg 40.0mA 80.0mA 115mA Afvigelse sim. ifht. beregninger 13.5% 5.86% 6.66% Afvigelse praktik ifht. beregninger 158% 176% 184% Afvigelse praktik ifht. sim % 192.5% 204.2% Tabel 10.2: Resultater med belastning på 300Ω. 86

99 KAPITEL 10. BUCK-CONVERTER V out Duty cycle 25% 50% 75% Beregnet 3.75V 7.50V 11.25V Simuleret 3.39V 7.48V 10.83V Forsøg 4.0V 7.6V 11.4V Afvigelse sim. ifht. beregninger 9.6% 0.28% 3.76% Afvigelse praktik ifht. beregninger 6.67% 1.33% 1.33% Afvigelse praktik ifht. sim. 9.6% 1.6% 5.26% Ripple simulering 0.08V 0.092V V Ripple simulering (%) 2.36% 1.23% 0.623% Ripple forsøg 0.33V 0.8V 0.7V Ripple forsøg (%) 8.13% 10.5% 6.14% i min Duty cycle 25% 50% 75% Beregnet 0.752mA 3.50mA 8.25mA Simuleret 1.28mA 4.94mA 8.96mA Forsøg 5.00mA 10.0mA 25.0mA Afvigelse sim. ifht. beregninger 76.6% 41.1% 7.88% Afvigelse praktik ifht. beregninger 589% 186% 203% Afvigelse praktik ifht. sim % 102.4% 179% i max Duty cycle 25% 50% 75% Beregnet 6.75mA 11.5mA 13.3mA Simuleret 5.54mA 10.0mA 12.7mA Forsøg 30.0mA 40.0mA 45.0mA Afvigelse sim. ifht. beregninger 17.9% 13.0% 4.51% Afvigelse praktik ifht. beregninger 344% 248% 238% Afvigelse praktik ifht. sim % 300.0% 254.3% Tabel 10.3: Resultater med belastning på 1000Ω. 87

100 KAPITEL 11 Resultater I dette kapitel udføres en LCA på den konstruerede strømforsyning, ligesom en effektivitetstest skal sammenligne det konstruerede produkt med eksisterende produkter. Indholdsfortegnelse 11.1 LCA af konstrueret SMPS Resultater fra LCA Brugsfase Evaluering af resultater Effektivitets test

101 KAPITEL 11. RESULTATER 11.1 LCA af konstrueret SMPS I forbindelse med den tidligere udførte LCA i afsnit 3.3 på side 18 blev det besluttet, at der skulle udføres en LCA på den konstruerede SMPS. Metoderne er gennemgået i afsnit 3.3 og derfor fremvises blot resultaterne og kommentarerne dertil i dette afsnit. Nyttevirkningen i den konstruerede SMPS er målt på samme måde som ved de tidligere testede strømforsyninger i appendix G Resultater fra LCA På trods af, at denne SMPS er selvkonstrueret er selve LCAen udført, efter de samme principper og med samme parametre, som for de tidligere LCAer. Dette gøres for at give et korrekt sammenligningsgrundlag. Det vil sige, at transformatoren er beregnet efter samme model, som de to oprindeligt testede strømforsyninger, og komponenterne er optalt og vejet på samme måde som tidligere. Dette giver også et sammenligningsgrundlag i forhold til at kabinet, regulering og udlæsning endnu engang ikke er inkluderet i LCAen. For specifikke områder, der er ekskluderet fra LCAen referes til afsnit på side 18. Hermed følger de komplette indsamlede data for materiale- og komponentforbruget i de tre strømforsyninger. SMPS [g] LPS [g] Konstrueret SMPS [g] Modstande Kondensatorer Dioder Transistorer IC kredse Printplade Tabel 11.1: Komponentforbrug for de testede strømforsyninger. SMPS [g] LPS [g] Konstrueret SMPS [g] Aluminium Ferrit Kobber PVC ,00 Ledning Tabel 11.2: Materialeforbrug for de testede strømforsyninger. Komponenter Som det kan ses fra figur 11.1 på den følgende side og figur 11.2 på næste side, er der anvendt væsentligt færre komponenter i konstruktionen af den i projektet udførte SMPS, i forhold til de tidligere testede strømforsyninger. Da der anvendes færre komponenter, vil der også anvendes færre ressourcer til fremstillingen af disse komponenter [Willum et al., 2004]. Materialer eksklusiv komponenter Som det også ses fra figur 11.3 på den følgende side og 11.4 på side 91, anvendes der ikke mange materialer til den konstruerede SMPS. Da der ikke anvendes ret mange råmaterialer anvendes der ikke nævneværdige ressourcer til at fremstille og forarbejde disse råmaterialer [Willum et al., 2004]. 89

102 11.1. LCA AF KONSTRUERET SMPS E(MJ) SMPS LPS Konstrueret SMPS Figur 11.1: Komponenter, E-parametere [MJ]. R(mPR) SMPS LPS Konstrueret SMPS Figur 11.2: Komponenter, R-parametre [mpr]. E(MJ) SMPS LPS Konstrueret SMPS Figur 11.3: Materialer, E-parametre [MJ] Brugsfase I brugsfasen (se figur 11.5 på modstående side) anvendes der væsentligt færre ressourcer i den konstruerede SMPS end i de to testede. 90

103 KAPITEL 11. RESULTATER R(mPR) SMPS LPS Konstrueret SMPS Figur 11.4: Materialer, R-parametre [mpr]. E(MJ) SMPS LPS Konstrueret SMPS Figur 11.5: Brugsfase, E-parametre [MJ] Evaluering af resultater Grundene til at E- og R-parametrene er så lave, i projektets tilfælde er, at den konstruerede SMPS er simplere end de tidligere testede strømforsyninger. I forbindelse med forbruget af komponenter er der ikke inkluderet filtre i den konstruerede SMPS. Disse er afmonteret for at kurverne til måleresultaterne kan aflæses ordentligt i lavspændinsområdet. Mere om dette i appendiks E. Da den konstruerede SMPS ikke skal levere mere end 60W (jvf. kravspecifikationen på side 31), i forhold til den tidligere testede Delta Electronica SM52-30 der kan yde 1500W, er der ikke det samme behov for køling af transistorer og dioder. Dette medfører mindre køleprofiler, hvilket medfører et mindre materialeforbrug, og derved skal der også anvendes færre ressourcer til at fremstille og forarbejde disse materialer. Det lave energiforbrug i brugsfasen for den konstruerede SMPS kan skyldes, at den testede SMPS er optimeret til høj energieffektivitet ved de 1500W hvorimod den blev testet ved de ca. 60W. På trods af disse elementer, der er fravalgt er det sikkert at den konstruerede SMPS opfylder de miljøkrav der er blevet stillet i kravspecifikationen på side Effektivitets test De to convertere blev testet for deres nyttevirkning (se appendiks H). Det blev således muligt at undersøge, om det design som projektet har arbejdet omkring, er bedre end den LPS, der indledningvis blev brugt til vurdering af LCA. Konklusionen på testen blev således: 91

104 11.2. EFFEKTIVITETS TEST - Flyback-converteren har en effektivitet mellem 60 og 65%. - Buck-converteren har en effektivitet mellem 74 og 81%. I appendiks G blev effektiviteten for LPS målt til ca. 45%. Den samlede effektivitet for de to convertere bliver således, η res = 100% η flyback η buck = = 53% (11.1) Her er de bedste resultater benyttet. Flyback- og buck-converteren har således en samlet effektivitet på ca. 53%, og er dermed ca. 8% bedre end LPS en til at transformere AC om til DC. Der bør dog knyttes et par kommentarer til dette resultat. Det har ikke været muligt at få flybackconverteren til at fungere ved de 325V DC, som kravsspecifikationen kræver. Der er således en chance for, at effektiviteten er bedre, men det kan gå begge veje. Et reelt gæt på, hvad effektiviteten kan være, er baseret på informationer fra en application-note for en lignende flyback-converter fra PWM datasheetet [Phillips, 1994]. Her anslås effektiviteten til at være ca. 70%. Derfor kan ikke det ikke forventes at flyback-converteren kommer ret meget over de 65%. Buck-converteren er testet efter de specifikationer, der er opgivet i kravsspecifikationen, hvorfor testresultaterne for denne er korrekte. Effektiviteten for begge convertere afhænger i nogen grad af, hvor stor en belastning converterne udsættes for. En større udgangseffekt, betyder højere nyttevirkning. Det betyder således, at de 53% kun opnås ved højeste outputeffekt. Konklusionen må derfor være, at den reelle nyttevirkning ligger omkring 50%. Dermed kan SMPS en ikke umiddelbart anbefales, kun på baggrund af effektiviteten, da de 5% forbedring vægter dårligere end de støjgener, der angiveligt følger med switchmode-convertering. 92

105 KAPITEL 12. KONKLUSION KAPITEL 12 Konklusion Projektet startede med en analyse og sammenligning af strømforsyninger samt en miljøvurdering. Dette ledte til en delvis færdig kravspecifikation. En brugerundersøgelse blev derpå anvendt til at afklare de sidste usikkerheder. Valg af løsningsmodel faldt på en kombination af to forskellige convertere med det argument, at de begge er simple i design samt kræver få komponenter og materialer. Herudover kunne kombinationen teoretisk set opfylde kravspecifikation mht. udgangs-strøm og -spænding, maksimal ripple samt galvanisk adskillelse. Det viste sig dog at være vanskeligt i praksis at opfylde alle kravene. Således var der problemer med, at få converterne til at levere de ønskede effekter. Dette skyldtes, at spolerne i begge convertere gik i mætning på et tidligt tidspunkt, samt at der i primærspolen i flybacken blev dannet spændinger, der var højere end, hvad transistoren kunne holde til. Begge dele skete inden den ønskede maksimale effekt på udgangen var nået, og det var i projekttiden ikke muligt at finde velfungerende løsninger på disse problemer, så på dette område er målet ikke nået. I afsnittet perspektivering er nævnt nogle ideer til, hvordan problemerne kan løses. Under forsøgsarbejdet i laboratoriet kunne det i høj grad bekræftes, hvad flere kilder udtaler om manglende konsistens mellem simuleringer og virkelighed. Dette skyldes bl.a. såkaldte parasitkomponenter som omhandler lækinduktans fra spoler, indre modstand i komponenter, indre kapacitans i spoler og transistorer, lange slutte- og brydetider for transistorer og ikke mindst støj, der forplanter sig mellem komponenter og printbaner. Disse har alle bidraget til at få virkeligheden til at se anderledes ud end, hvad simuleringerne viste, idet simuleringerne ikke tager hensyn til disse parametre. Der var dog med få undtagelser god sammenhæng mellem beregninger og simuleringer. Alle tests på begge convertere blev udført uden PWM, idet PWM-kredsene ikke fungerede godt nok til at kunne anvendes i forsøg. Som erstatning blev anvendt funktionsgeneratorer med variabel duty cycle. Tomgangstest var det ikke muligt at udføre, idet en ubelastet converter vil blive ødelagt, hvis ikke den har en PWM til at nedjustere duty cycle. Set i miljømæssigt perspektiv lever begge convertere op til kravene, idet mængden af benyttede komponenter og mængden af aluminium og kobber er holdt nede på et minimum. På trods af dette har de vist en fin nyttevirkning inden for det mulige effektområde set i forhold til andre typer strømforsyninger. Den slutteligt målte nyttevirkning for den konstruerede SMPS ligger på 53%, imens den testede LPS ligger på 48%. Umiddelbart er dette en højere nyttevirkning, men i betragtningen er man nødt til at inddrage støj fra forsyningerne, som kan trække resultatet den modsatte vej. Samtidig er den konstruerede SMPS ikke optimeret (se perskektivering på næste side), hvorved sammenligningen bliver yderligere kompliceret. 93

106 KAPITEL 13 Perspektivering Der vil altid være områder, hvor et produkt ønskes forbedret, hvis tiden er til det, og grundet den begrænsede projekttid, har det ikke været muligt at få alle delelementer inkluderet og optimeret i den reelle konstruktion. For at produktet vil kunne opfylde den fulde kravspecifikation, er det nødvendigt at få dæmpet, hvis ikke elimineret, den ripple der er på udgangen såvel som den aktuelle peakspænding. Denne ripple vil kunne fjernes med udgangsfiltre og spikes med et snubber kredsløb. Dette vil også betyde, at transistoren ikke udsættes for samme spændinger og derved vil der kunne anvendes en billigere type. Men filtre og snubberkredsløb vil medføre et større materialeforbrug, hvilket er uønsket set fra et miljøbelastningsmæssigt synspunkt. Spolerne i kredsløbet vil kunne optimeres; både med hensyn til nyttevirkning og switchfrekvens, men også i forhold til hvornår de går i mætning. Eventuelt kan frekvensen på flyback-converterens switch sættes op, hvorved støjen på dennes udgang kan reduceres. Dertil vil det også være nødvendigt at have et funktionel og selvregulerende PWM kredsløb både på flyback-converteren såvel som på buck-convereten, hvor dette også skal stå for reguleringen af udgangsspændingen såvel som strømbegrænseren. Desuden burde der vælges en anden duty cycle end 50% til flybackconverteren - idet denne er den mest belastende. 94

107 LITTERATUR Litteratur J. P. Agrawal (2001). Power electronic systems, Theory and Design. Anachip (2004). Application Note AP2004 Buck Controller. application notes/power/sw reg/anp012 AP2004.pdf. Downloaded og datablad Vedlagt på CD. D. M. Andersen & M. Mosgaard (2001). Livscyklusbaseret produktudvikling i danske elektronikvirksomheder. C. L. Bak (2004). Projekt hovedvejleder, 1. edn. S. Biering-Sørensen (1988). Håndbog i Struktureret Program Udvikling. K. Bodi (1995). Analog- og digitalteknik, 6. udgave edn. Bp.com (2003). BP Statistical Review of World Energy. internet/ globalbp/staging/global assets/downloads/b/bp statistical review of world energy 2003 print version.pdf. Downloaded , Vedlagt på CD. M. Brown (1994). Power Supply Cookbook, 1. edn. G. Chryssis (1984). High-Frequency Switching Power Supplies: Theory and Design, 1. edn. N. S. Corp. (2004). Slave converters power auxiliary output. article/ca250808?pubdate=10%2f17%2f2002. Downloaded og datablad Vedlagt på CD. P. Daily (2001). China to Maintain Zero Growth in Energy Consumption by peopledaily.com.cn/200111/06/eng html. Downloaded , Vedlagt på CD. Elektricitetsrådet (1994). Stærkstrømsbekendtgørelsen htm. D. Elektronika (2004). Delta Elektronika SM52-30 SMPS. htm. Downloaded og datablad Vedlagt på CD. Elytone (2004). Power Transformers Off-Line Switch Mode. Application%20Notes.pdf. EU (1992). EN , Electromagnetic compatability - Generic emission standard. Regler fra EU. Farnell (2004a). RM12/I Datasheet. Downloaded og datablad Vedlagt på CD. Farnell (2004b). UC3842 Datasheet. Downloaded og datablad Vedlagt på CD. Ferroxcube (2002). Data Handbook Soft Ferrites and Accessories. D. W. Hart (1997). Introduction to Power Electronics, 1. edn. 95

108 LITTERATUR H.W.Whittington (1997). Switched mode power supplies, 2. edition edn. A. T. Infineon (2004). Infenion Technologies AG - Products. scripts/sol cat.jsp?oid= G. Instek (2004). GW Instek GPS-4303 LPS. powersupplies/gps htm. Downloaded og datablad Vedlagt på CD. Y.-S. Lee (1993). Computer-Aided Ananlysis and Design of Switch-Mode Power Supplies, 1. edn. J. D. Lenk (1994). Simplified design of linear power supplies, - edn. Miljøstyrelsen (2001). Håndbog i produktorienteret miljøarbejde. publikationer/2000/ /html/bil01.htm. Downloaded , Vedlagt på CD. Miljøstyrelsen (2004). Blydfri lodning. Downloaded og datablad Vedlagt på CD. N. Mohan (1989). Power Electronics: converters, applications and design / Ned Mohan, Tore M. Undeland, William P. Robbins, 1. edn. R. Nave (2004). Biot-Savart Law. html. Downloaded og datablad Vedlagt på CD. Phillips (1994). UC3842 Datasheet. Det nyeste datasheet vi kunne finde, hentet fra Farnell.com. Phillips (1998). Phillips Semiconductors. Power-One (2003). Power-One. E. Rasmussen (2001). Analogelektronik, 2. udgave edn. E. R. Ring (2000). World Energy Consumption: The Good, The Bad, and The BTUs. org/people/articles/articles2.cfm?tid=294. Downloaded , Vedlagt på CD. E. Russo (2004). Induttanza di un solenoide. Solenoide.htm. Downloaded og datablad Vedlagt på CD. N. Semiconductor (1999). LM140/LM340A/LM340/LM7800C Series 3-Terminal Positive Regulators. http: // Downloaded , Vedlagt på CD. R. A. Serway & J. W. Jewett (2004). Physics - for Scientists and Engineers with Modern Physics, 6. international student edition edn. D. standard (1995 og 2001b). DS/EN og DS/EN Dansk standard om EMC. D. standard (2001a). DS/EN , Signalering på elektriske lavspændingsinstallationer i frekvensområdet 3kHz til udgave. M. M. Sternheim (1991). General Physics / Mortom M. Sternheim, Joseph W. Kane, 2. edn. SUS (2002). Web-håndbog i brugerinddragelse, 1. edn. Socialt Udviklingscenter SUS i samarbejde med Finansministeriet og Socialministeriet. O. Willum, et al. (2004). A Designer s Guide to Eco-Conscious Design of Electrical & Electronic Equipment. Downloaded , Vedlagt på CD. 96

109 APPENDIKS A. KOMPONENTBESKRIVELSER APPENDIKS A Komponentbeskrivelser A.0.1 Spolen Den elektriske komponent spolen bygger på elektromagnetismens grundopdagelser. At elektricitet og magnetisme har en sammenhæng opdagede Ørsted som den første i 1819, idet han så, at en strømførende leder havde indvirkning på et kompas. Biot og Savart lavede lignende forsøg, men var modsat Ørsted istand til at opstille empiriske data. Ud fra disse data kunne de først og fremmest se at påvirkningen fra lederen skete i linier lignende de feltlinier, som de kendte fra naturlige magnetiske stoffers magnetfelt. De konkluderede heraf at lederen måtte danne et magnetfelt med feltlinier hvis tæthed de kaldte for den magnetiske fluxtæthed ( B). Fluxtætheden i et punkt kunne de beskrive med en vektor efter (A.1) (Biot-Savarts lov). db = µ 0 i dl ˆr 4π r 2 [T ] (A.1) db er en infinitesimal størrelse på feltliniernes vektor, µ 0 er vakuum permeabiliteten, i er strømstyrken gennem lederen, dl er et infinetesimalt lille stykke af vektoren i retningen af strømmen, ˆr er vektoren mod punktet vinkelret på dl og r er afstanden fra ds til punktet. Se figur A.1 for en grafisk fremstilling af Biot- Savarts lov. Figur A.1: Grafisk fremstilling af Biot-Savarts lov [Nave, 2004]. Gennem Ampère og Gauss arbejde er der ud fra Biot-Savarts lov opstået definitionen på den magnetiske flux (Φ B ). Φ = BdA = B A cos(θ) [W b] (A.2) B A Φ = B A [W b] (A.3) Den magnetiske flux beskriver magnetfeltets påvirkende styrke på et objekt med arealet A i et magnetfelt med fluxtætheden B og hvor feltlinierne danner en vinkel θ med objektet. Den britiske fysiker og kemiker Michael Faraday ( ) koncentrerede sig modsat de tidligere nævnte forskere ikke om en leders evne til at opbygge et magnetfelt. Istedet undersøgte han magnetfeltets indflydelse på lederen og han opdagede, at når magnetfeltet ændres, vil lederen danne en elektromotorisk kraft i modsat retning af strømmens ændring. Dette beskrev han ved Faradays lov eller induktionsloven: ɛ = dφ dt [V ] (A.4) ɛ er den elektromotoriske kraft (spænding) målt i volt, som det magnetiske felt vil modvirke strømmens gennemgang med. Φ er størrelsen på den magnetiske flux i magnetfeltet målt i Weber [Wb]. I

110 APPENDIKS A. KOMPONENTBESKRIVELSER Når den elektromotoriske kraft er modsatrettet skyldes det Lenz lov, der lyder: Den inducerede spænding i en løkke udsendes i den modsatte retning af den strøm, der forårsagede en ændring i den magnetiske flux. Den amerikanske fysiker Joseph Henry ( ) opdagede, at den magnetiske flux altid er proportional med strømmens (i) ændring over tiden. Fænomenet kaldte han selvinduktion, og forholdet mellem dem benævnte han L som selvinduktionskoefficienten eller induktansen, der måles i Henry [H]. L = Φ i [H] (A.5) Ved at sætte (A.2) og (A.3) sammen, kan den modvirkende inducerede spænding beskrives udelukkende ved induktansen og strømmens ændring. U = L di dt [V ] (A.6) Når der er tale om vekselspænding gennem en leder vil strømmen nødvendigvis ændres oftere efter spændingens frekvens og den modsatrettede inducerede spænding være derfor også være større. Jo mindre magnetfeltet når at komme i balance, jo større modstand vil den yde overfor strømmens gennemgang. Der er altså tale om en vekselstrømsmodstand, hvis størrelse afhænger af frekvensen. En sådan modstand kaldes for reaktansen (X L ) når spændingen er sinusformet og kan beregnes ved: X L = 2 π f L [Ω] (A.7) Ud fra Biot-Savarts lov, (A.1), ses det, at magnetfeltets styrke må stige i form af større magnetisk fluxtæthed, hvis lederen snoes således at strømretningen er den samme, hvilket netop er ideen i en spole. Lederen kan logisk nok snoes på mange måder, hvilket har givet anledning til en inddeling i spoletyper. Ud fra forsøg er der opstillet formler for udregningen af den magnetiske fluxtæthed omkring forskellige spoletyper, hvilke kan slås op i tabeller efter spoletype. Figur A.2: Solenoiden og dens feltlinier ved gennemløb af en strøm [Russo, 2004]. Spoletypen der bruges i elektriske kredsløb er af typen kaldet solenoide (se evt. figur A.2), der er viklet således at længden er meget større end radius på viklingerne. Den magnetiske fluxtæthed B er proportional med permeabiliteten (µ), Strømmen i, antal viklinger (N) og længden l. B = µ 0 N l i (A.8) Formlen for den magnetiske fluxtæthed sættes ind i (A.3), hvorved fluxen fremgår. Φ = µ 0 N l i A (A.9) Fluxen kan omregnes til induktans ved at den indsættes i (A.5), der desuden ganges med N, da der er tale om flere viklinger. II L = µ 0 N 2 A (A.10) l