HIFI-forstærker med digital volumenkontrol

Transkript

1 HIFI-forstærker med digital volumenkontrol Tema: Emne: Analog- og Digital elektronik HIFI-forstærker med digital styring Hovedvejleder: Niels Erik Bødker Jensen Bivejleder: Palle Sennels P-projekt efteråret 00 Afleveret d. 8. december 00 Forside: Niels Bohrs Vej Esbjerg TacT Millenium MKII fuld digital PWM effektforstærker, med Bang & Olufsen Beo- Lab højttalere i baggrunden. Udarbejdet af gruppe 0E: Anders Skærlund Petersen Kristian Lymann Iversen Michael Holte Thomas P. B. Lorenzen Lars H. P. Andersen Jens Åge Holm Synopse DK: Denne rapport tager udgangspunkt i en generel analyse af teknologierne i opbygningen af de enkelte trin i en type AB HIFI monoforstærker, der overholder DIN Gennem beregning, simulering og opbygning af forstærkeren, behandles den tekniske del af stoffet. apporten afsluttes med en vurdering af de opstillede krav og graden af deres opnåelse. Konklusionen er, at størstedelen af de opstillede krav til forstærkeren er opfyldte. Synopsis UK: This paper starts with a general analysis of the technologies in the structure of the stages in an AB-class HIFI monoamplifier, which follows the DIN Trough calculation, simulation, and construction of the amplifier, the technical side of the context is dealt with. The rapport ends with an evaluation of the requirements and the degree of their achievement. The conclusion is, that the majority of the requirements to the amplifier are meet. - -

2 Forord Denne rapport er udarbejdet af gruppe 0E i perioden. september til 8. december 00. apporten ligger som dokumentation af gruppens arbejde på projektet HIFI-forstærker med digital volumenkontrol. Gruppe 0E består af 6 personer og blev dannet i februar 00. Gruppen har tidlige udarbejdet et projekt omhandlende regulering og optimering af belysningsanlæg primo 00. Gennem projektet har vi arbejdet med modeller, beregninger, simuleringsteknikker, samt fysisk opbygning af analoge og digitale kredsløb. Desuden har vi tilegnet os viden om lyd og menneskets opfattelse af denne. Denne viden ligger til grund for vores rapport, som vi håber vil være spændende og interessant læsning. I rapporten er der refereret til litteraturlisten i afsnit 7 via hævede tal i parenteser: (), (), (), osv. efereres til en kilde med forskelligt sidetal, henvises dette med bogstavindeks efter litteraturhenvisningen: (a), (b), (c). osv. Der henvises til fodnoter via hævede romertal: I, II, III, osv. Der henvises til bilag på cd-rom en, med hævede bogstaver i parenteser: (A), (B), osv. I forbindelse med beregninger og formler er der gennem rapporten anvendt præfix frem for potenser af 0: Navn Symbol Faktor Pico p 0 - Nano n 0-9 Mikro µ 0-6 Milli m 0 - Kilo k 0 Mega M 0 6 Bagerst i rapporten findes et samlet diagram over det designede forstærkerkredsløb. Den tilhørende stykliste findes som bilag (Z) på den vedlagte CD-OM. På vedlagte CD-OM findes: Den samlede rapport. Bilag til rapporten. Alle benyttede ikke-trykte kilder. PSpice diagram over hele forstærkeren. 0E Esbjerg, december

3 Indholdsfortegnelse INDLEDNING TIL POJEKTET...6. Initierende problem...6. Projekt grundlag...6 INDLEDNING TIL APPOTEN...7 POBLEMANALYSE...8. Hvad er lyd...8. Ørets virke...9. Forstærkning Hvorfor forstærke lyd Norm for forstærkere...0. Forstærkeren..... Signalkilder..... Indgangsvælger..... Tonekontrol..... Volumenkontrol Effektforstærker Højttalere Strømforsyningen Netstøjsfilter Aspekter for forstærkeren Signaloverførsel Køling Signal/støj forhold Forvrængning Tidsforsinkelse... KAVSPECIFIKATION LØSNINGSDELEN Indgangsvælgeren Signalkilder Mikrofonforforstærker Mikrofonen Krav til forforstærkeren Dimensionering af forforstærker Test af designet Cd-indgangen Linjeindgang Opbygning

4 5.5. DC dimensionering af JFET-trinnet DC dimensionering af BJT trinnet Signalanalyse af linjeindgangen Dimensionering af kondensatorer nedre grænsefrekvens Interne kapaciteter øvre grænsefrekvens Simulering i PSpice Målinger Tonekontrol Krav til tonekontrollen Løsningsmodeller Valg af løsningsmodel Baskontrol Diskantkontrol Override Slew ate for tonekontrollen Delklonklusion til tonekontrol Volumenkontrol Krav Løsningsmodeller Valg af løsning Justering af lydstyrke Lineær til logaritme dekoder egulering af audiosignal Udlæsning Delkonklusion på volumenkontrol Effekttrinnet Krav til effektforstærkeren Overordnet dimensionering Teori og beregning Simulering i PSpice Konklusion på effektforstærkeren KONKLUSION APPENDIKS Appendiks Transistorteori Field Effekt Transistor Bipolar Junction Transistor Transistorkoblinger Double-diffused transistorer Appendiks Op-amps formler Inverterende forstærker Ikke inverterende forstærker Differensforstærker (5y) Slew ate (5z) Appendiks Total Harmonic Distorsion Appendiks Common-mode ejection

5 7.5 Appendiks 5 Digitalelektronik Digital/analog-konverter (5aa) Timing Karnaugh kort Appendiks 6 Målerapport Måling af forstærkningen (A v ) Måling af frekvensgang (BW) Måling af indgangsimpedans (Z in ) Måling af udgangsimpedans (Z out ) Måling af common-mode rejection (CM) Måling af harmoniske forvrængning (THD) Måling af udgangseffekt for effektforstærkeren (P out ) Måling af signal/støj forhold (S/N)... 8 LITTEATULISTE

6 Indledning til projektet. Initierende problem Hvordan bygges en HIFI-forstærker, der overholder DIN 5500 normen. Suppleret med en tidsforsinkelse på B-kanalen, til brug hvor der er problemer med ekko, f.eks. på markedspladser mv.. Projekt grundlag I E projektenheden er temaet: Analog og digital elektronik. Ud fra dette tema skal en konkret problemstilling løses ved konstruktion af et elektronisk system, hvori der anvendes analog og digital teknik. Målet er at give nogle grundlæggende færdigheder indenfor både analog- og digitalteknik, som kan danne grundlag for de problemstillinger, studiet stiller i fremtiden. Derfor skal projektets problemløsning fortrinsvis ske ved brug af diskrete komponenter, hvorved opbygning og dimensionering sker på et niveau, hvor alle de basale ting skal være i orden. I praksis vil det produkt, som fremstilles, ofte kunne realiseres med integrerede systemer som mikroprocessorer, hvor der tænkes mere i funktion end i systemets grundlæggende virkemåde. Som udgangspunkt for projektet har gruppen valgt at arbejde ud fra projektforslaget: HIFIforstærker med digital styring. I dette projektforslag skal der konstrueres et forstærkersystem, der kan bringe signaler fra forskellige lydkilder op på et niveau, hvor der ved hjælp af højttalere kan skabes et lydtryk, der er højere end det oprindelige. Kravene til forstærkeren er, at den som minimum skal overholde DIN 5500 normen. Derved er der et sæt minimumskrav, der danner et udgangspunkt for designprocessen. Endvidere stilles der krav til, at en del af forstærkeren skal konstrueres digitalt. For at designe en løsning til ovenstående problemstilling skal gruppen tilegne sig noget viden, da denne ikke forefindes blandt gruppens medlemmer. Grundlæggende viden er blevet tilgængelig gennem 7 ECTS kursusgange indenfor analog og digital teknik samt tilbagekoblingsteori og måleteknik. Derudover skal der findes mere specifik viden omkring forstærkere til lyd, og hvordan lyd opfattes, hvilket skal fremskaffes ved selvstændig informationssøgning. Som følge af det ovenstående vil der kræves, at læseren har et vist forhåndskendskab til elektronik svarende til pensumet for. semester elektronik på Aalborg Universitet

7 Indledning til rapporten Sigtet med dette projekt er at gennemføre et stykke sobert udviklings- og designarbejde. Der startes med en ide, som gennem projektet bliver til et produkt, der vil være i stand til at forstærke lyd. Det er ikke så enkelt, som det antydes, og forløbet kan naturligt deles op i flere faser. Først skal problemstillingen belyses og beskrives, og derfra er det muligt at opstille de krav, den tekniske løsning skal baseres på. Den tekniske løsning indledes derefter med at dele systemet op i et antal blokke, der kan opbygges hver for sig. Først skal de enkelte blokke designes, gennemregnes, simuleres og opbygges hver for sig. Når de ønskede karakteristikker er opnået, kan blokkene sættes sammen og efterfølgende testes for at se, om det samlede system opfører sig som forventet. Som følge af denne fremgangsmåde vil rapportens opbygning i store træk blive følgende: Problemanalyse med lokalisering og beskrivelse af de faktorer, der har betydning for en forstærker. Opstilling af krav på baggrund af problemanalysen. Opdeling af systemet i blokke. a. Opstilling af modeller. b. Design, simulering og opbygning. Sammensætning af hele systemet. a. Test af systemet Udfærdigelse af målerapport for hele systemet

8 Problemanalyse. Hvad er lyd Lyd er svingninger i luften, som opstår ved mekaniske påvirkninger, der får luftens ligevægt til at forskydes. Trykvariationerne i luften breder sig som bølger i alle retninger. Lyd kan også transporteres i andre medier end luften. Generelt kan lyd opfattes som svingninger i forskellige medier, der kan være faste, flydende eller luftformige. De mekaniske svingninger kan f.eks. dannes ved hjælp af vores stemmebånd, musikinstrumenter, et hammerslag eller en højt talermembran. Lyd udbreder sig med forskellige hastigheder alt efter mediet, det transporteres i. I luften er lydens hastighed ca. 0 m/s, hvilket kan forårsage forsinkelser i de lydindtryk vi opfatter, ved store afstande til lydkilden. Udendørs spreder lyd sig over et stort område. Jo længere væk lydkilden befinder sig fra lytteren, desto svagere høres den. Dette skyldes, at luftmolekylernes svingninger reduceres med udbredelsen af lydbølgen. Til f.eks. større koncerter mv. kan der således opstå problemer med en så kraftig reduktion af lydstyrken, at personer der befinder sig langt fra lydkilden ikke er i stand til at høre den ønskede lydstyrke. I sådanne tilfælde er det praktisk, at lydkilden kan forstærkes, så den bliver væsentlig kraftigere eller den samme lyd kan udsendes fra flere lydkilder, som er jævnt fordelt udover stedet. () Trykvariationer i luften, der forårsages af lydbølger, kaldes lydstyrken. Høretærsklen er den laveste lydstyrke øret kan opfatte. Dette lydniveau er blevet fastsat til 0dB. Smertegrænsen er derimod den højeste lydstyrke mennesket kan udholde i længere tid og ligger på ca. 0dB. På Figur ses ørets følsomhed for varierende frekvens. Mennesker kan høre lyde med frekvenser fra ca. 0Hz 0kHz, dette interval reduceres lidt med alderen. Det ses, at smertegrænsen er tilnærmelsesvis konstant omkring 5dB, uafhængig af frekvensen, hvorimod tærskelgrænsen er varierende. Ørets følsomhed er størst i frekvensområdet fra khz - 6kHz. Figur : Det skraverede område viser ørets følsomhed ved frekvenser 0Hz - 0kHz. Lydstyrken ved smertegrænsen er i nogle frekvensområder op til en million gange højere end ved tærskelgrænsen

9 På grund af det store interval, der gør det upraktisk at arbejde med disse tal, er der indført en række forholdstal, som følger en logaritmisk skala. Enheden for denne skala er decibel. Der kan opstilles en formel for lydstyrken (L) målt i db, der ser ud som følger: L 0 log Hvor (I) er den pågældende lydintensitet og (I 0 ) er den laveste lydintensitet der kan opfattes (I 0 0 W/m ). Den mindste lydforskel der kan skelnes og identificeres er på db. (9) På Figur er der vist et skema over nogle forskellige lydkilders lydstyrke opgivet i db. () I I 0 Figur : Lydstyrker i db fra forskellige lydkilder.. Ørets virke Hørelsen er vores mest følsomme og vigtigste advarselsmekanisme. Høresansen kan opfange signaler fra alle sider både i vågen og sovende tilstand. Når en lydbølge rammer øret, bliver den registreret i hjernen via høreorganet. Høreorganet kan opdeles i tre dele: Det ydre øre og øregangen Mellemøret Det indre øre. På Figur er ørets opbygning skitseret naturligt og skematisk

10 Figur : Skitse over ørets opbygning naturligt og skematisk. Det ydre øre og øregangen er udformet således, at de forstærker lydbølgerne akustisk. Øremuslingen er også med til at retningsbestemme lydindtryk. For enden af øregangen sidder trommehinden, der sættes i bestemte svingninger, når den rammes af lydbølger. (). Forstærkning.. Hvorfor forstærke lyd Historisk set er forstærkning af lyd bl.a. blevet brugt i mangfoldiggørelsen af lyd som underholdning. I begyndelsen blev lyd optaget ved en akustisk proces, hvilket ikke havde så gode egenskaber til at gengive musikinstrumenter. Dette var årsagen til, at kun sangen i begyndelsen blev distribueret i musikbranchen. Omkring 95 blev den elektroniske forstærker introduceret, og det betød store forbedringer i gengivelsen af lyd fra instrumenter. Elektronisk forstærkning gør det også muligt at have større menneskemængder til koncerter og lignende end de ca. 000, som er muligt med akustisk forstærkning gennem indretningen i af et lokale alene. () Mange lydkilder er i sig selv ikke i stand til at lave et kraftigt nok lydtryk til, at lyden bliver hørbar/brugbar. Amplitudeforstærkning har i forbindelse med elektronisk lydmanipulering til formål at tilpasse et signal til de krav, der stilles i et efterfølgende trin. Det kunne være et input på nogle mv, der skal laves om til nogle få volt, for at signalet kan viderebehandles. Effektforstærkning har til formål at øge effekten af et signal. Hvis et signal skal drive nogle højttalere, skal der bruges meget effekt, for at højttaleren kan gengive lyden korrekt. Denne effekt tilføres signalet, lige før den skal anvendes. Derved trækkes mindre strøm gennem de andre dele af forstærkeren... Norm for forstærkere For at en forstærker kan kaldes en HIFI-forstærker, skal den overholde Deutsche Industrie Norm 5500 (DIN 5500) (A). Denne norm blev defineret i begyndelsen af 70 erne og er den eneste sammenhængende norm på området. Siden er den blevet opdateret nogle gange, senest først i 80 erne. DIN 5500 var et produkt af, at der var mange forskellige måder at lave en forstærker på. Derfor var markedet uigennemskueligt for forbrugerne, da der var store variationer i, hvad en forstærker kunne. Med DIN 5500 blev der fastlagt nogle mindstekrav til, hvad en forstærker skal kunne, og hvilke impedanser og forvrængning forstærkeren må have

11 Efter DIN 5500 tilblivelse har International Electrotechnical Committee (IEC) I lavet sin egen HIFI norm, men disse to er i store træk ens. Den tekniske udvikling har på nogle områder overhalet DIN Dengang den var ny, var det problematisk med de tilgængelige komponenter at overholde kravene til forvrængning etc. I dag med den udvikling, der har været indenfor elektroniske komponenter, kan normens krav forholdsvist nemt realiseres. I dette projekt er DIN 5500 udgangspunktet for den forstærker, der skal konstrueres. De krav, der især er interessante, er følgende: Frekvensområde, lineære indgange 0Hz 6kHz Harmonisk forvrængning, forforstærker effektforstærker Højest,0 % Intermodulationsfaktor, for- effektforstærker Højest % Signal/støjforhold Mindst 50 db Udgangseffekt Mono: 0 W Stereo: x 6 W Udover disse krav er der nogle krav til impedanser i ind- og udgange samt signalniveauer i indgangene, men det afhænger naturligt af, hvilke indgange, der er tale om. Disse vil blive behandlet, når kravspecifikationen skal udarbejdes, og det er defineret, hvilke indgange forstærkeren skal indeholde.. Forstærkeren For at påbegynde analysen af selve forstærkeren, skitseres et blokdiagram på Figur. Gennem analysen vil diagrammet blive gennemgået fra venstre mod højre med de områder, der skal tages højde for ved en konstruktion. Signalkilder: CD-afspiller Tuner Pladespiller Digital Mikrofon Indgangsvælger Tonekontrol Bas/diskant Volumenkontrol Effekttrin Højttaler Figur : Enkelt blokdiagram over en forstærker. Ud fra denne gennemgang skal der opstilles krav og specifikationer til de dele, der skal dimensioneres og opbygges i dette projekt. I International Electrotechnical Committee. IEC blev grundlagt i 906 i USA, og er et organ der koordinerer internationale standarder indenfor elektroteknik, elektronic, telekommunikation, energiproduktion mv. I dag har organisationen 60 medlemslande, hvor Danmark er medlem via Dansk Standard. - -

12 .. Signalkilder Signalerne, der skal forstærkes, kan komme fra mange forskellige kilder. Disse kilder udsender deres signaler i forskellige frekvensområder og med forskellig styrke. Tilslutningskilder kan f.eks. være signaler fra tv, mikrofon, pladespiller, tuner, båndoptager, DAT II eller CDafspiller. Disse signalkilder kan deles op i tre hovedgrupper. Digitale (DAT, CD-afspiller): - Når signalerne kommer fra digitale kilder, som f. eks kunne være en CDafspiller, er det nødvendig at anvende en D/A konverter, som kan sidde i CDafspilleren eller forstærkeren. Med denne converter bliver de digitale signaler omdannet til analoge signaler og tilpasses dermed kravene for forstærkerens indgangstrin. Analoge (nyere TV, tuner og båndoptager): - En del af de analoge signaler ligger med en signalstyrke, der passer til forstærkerens indgang og kan dermed sendes direkte til forstærkeren. Forforstærkede (pladespiller, mikrofon og ældre tunere, båndoptagere mv.): - Herudover findes svagere signaler, som f.eks. fra mikrofoner og pladespillere. Her er det nødvendigt med en forforstærkning, for at kunne sende signalet videre til forstærkeren med samme styrke, som de øvrige signalkilder. Nedenstående tabel viser forskellige signalers karakteristik. Kilde Signalniveau Udgangsimpedans Frekvensbånd Mikrofon (C),8mV 00Ω 50Hz 5kHz Båndoptager (J) 0,5V >50kΩ 0Hz 9kHz CD-afspiller (I),0V <kω Hz 0kHz.. Indgangsvælger En forstærkers anvendelighed kan øges betydeligt, hvis der er mulighed for at tilslutte flere signalkilder. Samtidig er det muligt at benytte forforstærkere og andre kredsløb på de forskellige indgangstrin, på den måde, kan der anvendes flere typer indgangssignaler. Både pladespillere og mikrofoner benytter som tidligere nævnt en forforstærkning. En digital signalkilde kan konverteres til et analogt signal osv. På Figur 5 ses en model: II Digital Audio Tape. Udviklet af Sony og introduceret i 987. DAT har frekvensbånd op til 8 khz modsat CD som kun har khz. DAT fungerer efter samme princip som en VHS-video, bortset fra at DAT er fuldt digitalt. - -

13 Mikrofon Forforstærker Pladespiller Båndoptager IAA forstærker Linjeforstærker Indgangsvælger CD-afspiller D/A konvertering Figur 5: Skitse over en indgangsvælger med tilhørende indgangssignaler. Indgangsvælgeren kan bygges op på flere måder. Den mekaniske vælger, hvor en drejekontakt skiftevis kan åbne for et af signalerne, er gammelkendt, derfor vælges ofte mere elegante løsninger: - Trykknapper. Virker mekanisk ligesom drejeknappen, men her har hver enkelt indgang sin egen vælger, samtidig kan knappen udstyres med en diode, der anviser den er aktiv. - Digital vælger. Her er mulighederne utallige. Alt efter styreformen kan et digitalt kredsløb lukke op og ned for relæer. Brugeren kan ligeledes informeres om kanalvalg på et utal af måder. Det digitale system kunne udbygges med en omskifter, der reagerer på signaler fra de forskellige indgange, således at indgangen aktiveres, når den modtager et signal. Her skal man være opmærksom på, at der skal tages højde for, at der skal vælges en grænse for, hvornår omskifteren skal slå over. F.eks. skal omskifteren ikke skifte over, hvis der kommer en lydimpuls, pga. af at lydkilden tændes eller slukkes... Tonekontrol Ved gengivelse af lyd fra en HIFI-forstærker kan der i nogle tilfælde være behov for at regulere tonerne i det forstærkede signal. Dette vil finde sted i en tonekontrol, inden den egentlige forstærkning finder sted. eguleringen af tonerne fra lydkilden består i en ændring af frekvensgangen gennem tonekontrollen, der forstærker eller dæmper dybe eller høje toner. Hvor reguleringen for de enkelte frekvensbånd skal ligge afhænger af, med hvilket formål forstærkeren skal anvendes, f.eks. er der stor forskel på, om den skal gengive en rockkoncert eller en klassisk koncert. Er forstærkerens formål at gengive en klassisk violinkoncert, er det forstærkerens funktion at øge lydstyrken for de tilhørere, der befinder sig længst væk fra musikken, men uden at musikken får et andet klangbillede. Derfor vil der til en sådan forstærker stilles store krav til en ren forstærkning, forstået på den måde, at der ikke bliver ændret til lydklangen. Et andet tilfælde kunne være en udendørs rockkoncert i et åbent landskab. Her vil lyden let forplante sig i alle retninger og det vil være svært at opretholde en ensartet lydstyrke for alle tilhørerne. Derfor vil forstærkning til et sådan arrangement kræve en anselig lydstyrke, hvor ensartetheden vægtes lavere. Desuden vil der alt efter musikken være ønske om at præge den- - -

14 ne i en bestemt retning eller toneleje, hvorfor en forstærkning eller dæmpning af enkelte frekvensområder vil være ønskelig. For den gængse HIFI-forstærker til hjemmebrug vil den praktiske opbygning af en tonekontrol bestå af to filtre, et høj- og et lavpasfilter. Højpasfiltret lader de høje frekvenser passere gennem, mens de lave bliver omsat i filteret, og modsat lader lavpasfiltret de lave frekvenser passere, da de høje bliver tilbageholdt. Disse filtre kan så designes efter forstærkerens formål og virke inden for bestemte frekvensområder. (5a) Der vil også kunne designes forudbestemte toneindstillinger, hvor der på en gang sættes et bestemt niveau for både bas og diskant. Denne funktion kaldes loudness eller bassboost mv, og bruges hvis musikken afspilles ved et lavt niveau, hvor denne vil gøre diskant og bas kraftigere, da menneskets øre ikke er så følsomt overfor disse områder ved lave niveauer. Dette er fuldstændig modsat manges opfattelse, at funktionen er til at få lyden til at lyde bedre ved høje lydstyrker. Efter tilpasningen til den ønskede toneindstilling sendes signalet videre til forstærkeren, hvor det nye lydbillede bliver viderebehandlet... Volumenkontrol Volumenkontrollen benyttes til at styre lydstyrken til højttalerne. Volumenkontrollen kan enten være digital eller analog. Hvis den analoge løsning vælges, skal der bruges et logaritmisk potentiometer eller en såkaldt attenuator. Dette skyldes, at den mindste lydændring, som mennesker kan opfatte, er db. Når attenuatoren drejes, vil det for brugeren opfattes, som om lyden øges/dæmpes lineært, selv om dette dog foregår logaritmisk. Attenuatoren er en drejeomskifter med -7 trin, hvor der skiftes mellem forskellige modstande. Endvidere er det også muligt at få digitalt styrede potentiometre. Et eksempel på en digital volumenkontrol er LM97, (M) som er en digital kontrolleret -kanals (stereo) attenuator baseret på CMOS-teknologi, denne chip har desuden mute-funktion indbygget. Et attenuator og en digitalt styret volumenkontrol vil give en trinløs regulering for brugeren. En digital styring kan i praksis laves via trykknapper. Ved digital styring vil det være relativt simpelt at lave en fjernbetjening...5 Effektforstærker Efter at lydsignalet er blevet behandlet gennem forstærkeren, kommer det slutteligt til effektforstærkeren, der skal skabe lydtrykket ved hjælp af højttalere. Afhængigt af, hvor stor udgangseffekt, der ønskes, skal der både ske en amplitude- og en effektforstærkning. I dette trin kan strømstyrkerne komme op på flere ampere, og deraf bliver der også afsat væsentlige mængder effekt i elektronikken. Dette faktum åbner op for en problemstilling, som ikke har væsentlig indflydelse på de andre trin i forstærkeren. De andre trin arbejder med så lave effekter, at tomgangsstrømmen og virkningsgraden fra disse ikke får nogen nævneværdig betydning for forstærkerne. Derfor bruges de kredsløb, der har de bedste egenskaber til opgaven, om end de ikke altid har en særlig god virkningsgrad. I effekttrinnet har virkningsgraden derimod stor betydning, og det er ønskeligt, at den er så god som muligt. Derfor er der lavet forskellig klassificering af effektforstærkere afhængig af deres energiforbrug og egenskaber. - -

15 Forstærkere kan deles op i forskellige klasser afhængig af opbygningen på deres udgangstrin. Klasserne har hver deres fordele og ulemper, her tænkes på virkningsgrad, tomgangsforbrug, og evne til at forstærke uden cross-over forvrængning. Forvrængningen viser sig som udgangstrinets manglende evne til at forstærke et svagt indgangssignal. Alt afhængig af klasse og opbygning, vil indgangssignaler med lav spænding få en ujævn forstærkning. Jo lavere spænding på indgangssignalet, jo lavere forstærkning i forhold til større indgangssignaler. Inden for de forskellige klasser er der også forskellige principper at opbygge udgangstrinene efter. Klasse A Klasse A forstærkeren er kendt som den type, der cross-over forvrænger et indgangssignal mindst, teoretisk er cross-over forvrængningen 0. Det skyldes, at der anvendes en transistor til både den positive og den negative halvperiode af et signal. På Figur 6 ses, hvorledes kurven for en forstærkning bliver tilnærmet lineær. Det kritiske område omkring 0V holdes lineært, altså vil cross-over forvrængningen være lig 0. Figur 6: Eksempel på kurven for en klasse A forstærker, der næsten er lineær. Indgangssignalet ( Î c ) skal tilpasses et biassignal I c således, at den negative halvperiode stadig ligger over 0V (se Figur 7). Figur 7: Collector-strømmens kurveform for en transistor i klasse A. Ulemperne ved klasse A er, at den bruger samme effekt uanset om den kører ved maksimum belastning eller ikke forstærker noget signal. Samtidig har den en virkningsgrad på maksimalt 5 %, typisk vil virkningsgraden kun være 0-0 %. En klasse A forstærker stiller relativt store krav til strømforsyningen og forstærkerens evne til at lede varmen væk. (5b) Klasse B En klasse B forstærker er opbygget af to transistorer, en der tager sig af den positive halvperiode, og en anden der tager sig af den negative halvperiode af signalet. Herefter samles de to - 5 -

16 forstærkede signaler til et. Problemet med denne opbygning er, at signalværdier omkring 0V, altså der hvor den ene transistor tager over efter den anden, vil der opstå cross-over forvrængning. Dette er illustreret på Figur 8. Figur 8: Eksempel på kurven for en klasse B forstærker, der bliver kun tilnærmelsesvis lineær. Cross-over forvrængningens grad afhænger bl.a. af komponentvalg og opbygning. En klasse B forstærker skal ikke bruge en bias, da hver transistor kun arbejder i en bestemt udsvingsretning. På Figur 9 ses, hvorledes en transistors indgangssignal ser ud. En tilsvarende transistor arbejder så i de døde perioder. Figur 9: Collector-strømmens kurveform for en transistor i klasse B. Klasse B forstærkeren har en virkningsgrad op til 79 %, men typisk ligger virkningsgraden på %. Effektforbruget ved ingen belastning er 0. (5c) Klasse AB En klasse AB forstærker er en kombination af en klasse A og en klasse B forstærker. Forstærkningen vil som i en klasse A forstærker få lagt et biassignal ind, dog vil det være mindre end ved klasse A (se Figur 0). Ved lave niveauer virker den som en klasse A forstærker og ved større niveauer virker den som en klasse B forstærker. Altså vil den som klasse A næsten være fri for cross-over forvrængning, samtidig med at den har en virkningsgrad på ca. 50 %, hvilket er en del højere end klasse A. Effektforbruget ved ingen belastning er dog højere end ved klasse B. Effektforbrug kombineret med de relativt gode lydmæssige egenskaber, gør denne type til den mest udbredte. (7,5d) - 6 -

17 Figur 0: Collector-strømmens kurveform for en transistor i klasse AB. Læg mærke til at bias I C er hævet en smule over x-aksen. Klasse C Klasse C forstærkeren bruges mest til forstærkning af radiosignaler, i f.eks. mobiltelefoner, radioer og TV. De har en stor cross-over forvrængning som set på Figur. Virkningsgraden (Fejl! Bogmærke er ikke defineret.) er typisk 70 %. Figur : Eksempel på kurven for en klasse C forstærker, hvor det er tydeligt at den ikke forstærker lineært. Klasse D Klasse D er en speciel type forstærker. Den har ligesom klasse B forstærkeren et tomgangsforbrug på 0, samtidig er virkningsgraden over 90%. Ved klasse D er udgangsspændingen altid enten næsten fuld positiv spænding eller næsten fuld negativ spænding. Det hedder pulsbreddemodulation. Forstærkningen forgår ved, at man sampler indgangssignalet med et trekantsignal. Differencen mellem de to signaler forstærkes uendelig mange gange, og bagefter sendes dette signal gennem et effektlavpasfilter (se Figur ). Frekvensforskellen mellem indgangssignal og samplingssignalet skal være af en vis størrelse, for at metoden er brugbar. (6a) Klasse G Figur : Principskitse af en klasse D forstærker. Klasse G princippet bygger på, at forsyningsspændingen går fra et lavt niveau til et højt niveau, når der er brug for en stor effekt. Dette kan gøres på flere måder. Den simpleste måde er - 7 -

18 at bruge et enkelt klasse AB trin, som er forbundet til to strømforsyninger, der kan skiftes mellem. Dvs. på steder med høje lydspidser i musikken, vil der skiftes til den større strømforsyning. (7) Konklusion De forskellige typer har hver deres fordele og ulemper: Klasse Fordele Ulemper A Ingen cross-over forvrængning Bruger meget energi både under drift og i tomgang. B AB Økonomisk i såvel tomgang som under drift. Næsten ingen cross-over forvrængning. Bedre energiudnyttelse end klasse A. Cross-over forvrængning. Bruger energi i tomgang, dog mindre end i klasse A. C Høj virkningsgrad. Ikke brugbar til musikgengivelse. D G..6 Højttalere Meget høj virkningsgrad. Mulighed for god lydgengivelse. Høj virkningsgrad kombineret med god lydgengivelse. Gengivelseskvaliteten afhænger af samplingsfrekvensen. Forstærkerens opgave er som sagt at levere spændings- og effektforstærkning, som muliggør at udgangssignalet fra f.eks. en båndoptager, kan afspilles af en højttaler. En højttaler består typisk af et kabinet, et delefilter, en bas/mellemtone og en diskantenhed (tovejs-højttaler). Antallet af enheder er dog meget forskellig, f.eks. kan bas/mellemtone-enheden deles op i en bas for sig, og en mellemtone enhed for sig dvs. en trevejshøjttaler. Endvidere kan mellemtonen også gengives af to enheder mv. Kabinetter # Figur : De to mest benyttede kabinettyper, lukket kabinet og basreflekskabinet. På det lukkede kabinet vil membranen hele tiden forsøge at nå hvilepositionen. Ved basreflekskabinettet er der fri passage for trykvariationer, hvilket gør denne bedre til bas end ved lukket kabinet. Enhederne kan være installeret i mange forskellige typer kabinetter, der findes lukkede, basrefleks, akustisk-ventil, båndpas, horn og transmissionslinje. De mest benyttede er lukkede, basrefleks og akustisk-ventil. Ved de lukkede kabinetter, vil der blive skabt et undertryk, når membranen bevæger sig udad (se Figur ). Dette gør, at membranen bliver trykket indad, pga. undertrykket og overtryk hvis membranen bliver trykket indad, hvilket gør at membra

19 nen bliver trykket udad igen. Dette gør membranen mere stiv, som dog forringer bas-ydelse, men gør membranen mere præcis, hvilket resulterer i mindre forvrænget lyd. Basrefleksprincippet er modsat, bassen er kraftig, da membranen har nemt ved at bevæge sig, da der er hul som udligner trykændringer. Desværre forvrænger basrefleks mere end med lukket kabinet. Akustisk-ventil er et princip, hvor der er gået på kompromis. Principielt er det en form for basrefleks, hvor hullet er stoppet til med en prop, som ikke er 00 % tæt, dette giver dermed fordele og ulemper fra begge de to førstnævnte principper (8). Delefilter Frekvenser Enhed Fra Til Bas < 0 Hz 000 Hz Mellemtone 00 Hz 5000 Hz Diskant 000 Hz > Hz Figur : Viser typiske skæringsfrekvenser for bas, mellemtone og diskant. Tallene er kun ca. værdier, og kan variere meget afhængig af enheder mv. Ovenstående er endvidere kun gældende for en trevejs højttaler, i en tovejshøjttaler vil skæringsfrekvensen fra bas til mellemtone tit ligge højere, mens mellemtone og diskant vil være kombineret i samme enhed ( 9 ). Delefilteret deler frekvenserne ud til de forskellige enheder. Delefiltre kan være både aktive og passive, i højttalere til normalt brug er de passive, derfor vil kun disse blive forklaret. I en højttaler med kun en enhed, vil der ikke være brug for et delefilter. Et sådant system vil dog have problemer med at gengive de lave, eller de høje frekvenser. Dette skyldes, at der ved lave frekvenser skal flyttes meget luft, og lidt luft ved høje frekvenser. En basenhed skal derfor være stor, og en diskantenhed lille. Pga. basenhedens størrelse og membranens masse har den svært ved lave små bevægelser, som de høje frekvenser kræver. db - db 0 Hz 50 Hz 000 Hz Hz Figur 5: Eksempel på frekvensgang for et delefilter i en tovejshøjttaler. Her får basenheden fra 0 Hz til 50 Hz, mens diskant/mellemtone-enheden får fra 50 Hz og til.000 Hz. Derfor deler man tit frekvenserne ud på flere enheder. I en tovejshøjttaler vil der være ét delefilter og to i en trevejshøjttaler. Desværre vil der i områderne, hvor delingen sker fra bas til diskant/mellemtone, være et område, som bliver gengivet dårligt. På Figur 5 vil der omkring 50 Hz være et dødt område, hvor signalet vil være svagere end det generelle signal. Dette område er selvfølgelig afhængig af kvaliteten af delefilteret og kan minimeres kraftigt

20 Højttalerenhedene Figur 6: Opbygningen af en højttalerenhed. Hvis der påføres en vekselstrøm på spolen, vil denne begynde at bevæge sig i forhold til magneten. esultatet af denne bevægelse er lyd med samme frekvens som vekselstrømmen. Efterhånden findes der mange typer af højttalerenheder, her vil kun den dynamiske type, som også er den absolut mest udbredte blive beskrevet. En dynamisk højttalerenhed er reelt en meget enkel enhed, bestående af en membran, en fast magnet og en spole (se figur 9). Membranen er fastgjort til et ophæng, og spolen og fastgjort til membranen, den faste ringmagnet sidder så rundt om spolen. Når der sættes strøm til spolen, vil denne bevæge sig i forhold til magneten. Ved at påføre vekselstrøm vil spolen bevæge sig frem og tilbage med samme frekvens som vekselstrømmen. Det er denne bevægelse, der skaber de små variationer i lufttrykket, vi kalder lyd. Spolens beskaffenhed er desuden betydende for højttalerens impedans. Denne impedans er typisk på Ω eller 8Ω..5 Strømforsyningen Strømforsyningen; Power Supply Unit(PSU en); skal omforme lysnettets 50 Hz vekselspænding til en jævnspænding af god kvalitet. PSU en er en vigtig del af en forstærker, da den foruden at levere effekt til forstærkeren, skal være i besiddelse af en vis mængde strømoverskud. Dette er nødvendigt, hvis forstærkeren pludselig skal levere meget effekt, f.eks. hvis stilhed i musikken bliver afløst af voldsomme lydstyrker. PSU en har stor indflydelse på ydelsen af forstærkeren. Hvis forstærkeren skal kunne yde f.eks 0W, skal PSU en som minimum kunne levere denne effekt. For at højne strøm- og spændingskvaliteten kan der indføjes et netstøjsfilter. (0).5. Netstøjsfilter Et netstøjsfilter (AC line filter) kan bestå af følgende; en jævnstrømsfælde, en overspændingssikring og et HF-filter, afhængig af hvad netstøjsfilteret skal bruges til. Jævnstrømsfælden fjerner eventuel jævnstrøm i spændingen, før den når PSU en. Overspændingssikringen skal fjerne utilsigtede spændingsspidser, hvilket gøres ved hjælp af en Voltage Dependent esistor (VD) modstand. En VD-modstand eller transientdæmper er, som navnet antyder, en spændingsafhængig modstand. Princippet i modstanden er, at dens modstand mindskes, når spændingen over den øges. Dvs. hvis modstanden er påstemplet 0V, vil modstanden begynde at falde ved denne spænding, hvilket gør at spændingen over de 0V bliver kvalt

21 I HF-filteret bliver netstrømmen renset for højfrekvent støj. Dette gøres ved brug af to spoler og to kondensatorer. Kondensatorerne kortslutter de høje frekvenser til nul, og spolerne leder kun lave frekvenser som f.eks. netfrekvensen på 50 Hz igennem. Sådant støj kan stamme fra computere, lysstofrør mv. (0) Konklusion på strømforsyningen Der vil ikke blive set mere på PSU er i denne rapport. I stedet vil der blive brugt laboratorieforsyninger..6 Aspekter for forstærkeren.6. Signaloverførsel Når signalet bevæger sig gennem forstærkeren, er det vigtigt, at der ikke tabes for meget af signalet. For at sikre dette skal der være styr på ind- og udgangsimpedanser, altså AC modstanden, gennem systemet. Mellem de enkelte blokke i en forstærker sker der en spændingsdeling mellem ud- og indgangsimpedans, hvorved der tabes noget signal, hvilket kan illustreres med denne tegning: Zout Vin Vout Zin 0 0 Figur 7: Spændingsdeling mellem to trin. Impedanserne vist som rene ohmske, men det kunne også være induktive eller kapacitive. Indgangssignalet ind i det efterfølgende trin bliver derved med almindelig spændingsdeling: V in in in Normalt ønskes der maksimal spændingsoverførsel, hvilket medfører, at Z in skal være betydeligt større end Z out. Imidlertid er det ikke hensigtsmæssigt, at størrelsen af Z in bliver alt for stor, idet indgangen bliver mere følsom overfor støj. Ved større impedans skal der mindre støj til at skabe et udsving. Hvor meget det er acceptabelt, at der tabes fra den ene blok til den anden, afhænger af sammenhængen, men normalt regnes der med mindst 8-0 gange større Z in end Z out. At have et forhold på over 00 har i de fleste tilfælde ikke noget formål..6. Køling Både effekttrinnet og strømforsyningen kan kræve køling ved større effekter. Afhængig af forstærkertypen vil der blive afsat en vis mængde varme i transistorerne i udgangstrinet. Afhængig af den ønskede arbejdstemperatur skal de enkelte transistorer have påmonteret en køleplade eller kølerprofil af forskellig størrelse. For mindre modeller er det me- out V out - -

22 talhus de er støbt ind i, tilstrækkelig. For mere belastede transistorer som i en klasse A forstærker, vil det være nødvendigt med tilpassede køleprofiler. Køleprofiler fås i forskellige størrelser og materialer, derfor angives deres køleevne i universaludtrykket [ WC ]. Dette er en værdi for, hvor mange C over omgivelsestemperaturen pr. omsat watt en køleprofil kan holde et varmeudviklende legeme. Altså hvis der bliver afsat 0W i en transistor ved stuetemperatur, og man gerne vil holde den på 65 C, skal den bruge en køleprofil på: ( 65 0) 0 W o C C,5 W For meget kølekrævende transistorer kan det blive nødvendigt med andre typer køling, f.eks. kan der monteres en blæser på køleprofilen. Konklusion på køling Køling skal tilpasses de enkelte komponenter, så de opnår den ønskede arbejdstemperatur. Endvidere er det vigtigt, at kølingen dimensioneres, så den er effektiv ved alle mulige omgivelsestemperaturer. (6).6. Signal/støj forhold Signal/støj-forholdet (S/N) i en forstærker er udtryk for forskellen mellem udgangssignalet ved en given udstyring og baggrundsstøjen med indgangen kortsluttet. Ifølge DIN 5500 skal den måles ved 50mW udgangseffekt i forhold til intet jordet indgangssignal. Forholdet mellem disse to udgangssignaler er signal/støj forholdet, og det måles i db(a). Ofte opgives S/N dog ved fuld udstyring, da dette giver højere tal, men da vil kravene i stedet være 80dB ved 50W og 86dB ved 00W mv. (,6).6. Forvrængning Under behandlingen af signalet gennem forstærkeren skal det tilstræbes, at det forstærkede signal ikke ændrer karakter, altså bliver forvrænget. Igen er der alt efter anvendelse forskellige krav til, hvor meget eller lidt, en forstærker må forvrænge indgangssignalet. Forvrængning deles op i flere forskellige typer afhængig af deres karakter. De forskellige typer vil blive beskrevet herefter: Lineær forvrængning Den lineære forvrængning opstår, når forstærkningen ændrer sig. Mellem ind- og udgangssignal sker der følgende ændringer: - Amplitudeændring - Faseforskydning - Frekvensafhængig forstærkning En amplitudeændring er en ønsket effekt, som kan styres ved hjælp af volumenkontrollen i forforstærkeren. Denne del er bestemmende for udgangseffekten. Faseforskydning er som sådan ikke noget der er ønskeligt, men det er heller ikke noget der har nogen betydning for lydkvaliteten, da det ikke er hørbart. Mere vigtigt er det dog, at faseforskydningen ikke bliver for stor, og dermed fordrer at systemet går i selvsving. Forstærkeren vil ikke forstærke lige meget over hele frekvensspektret, hvorfor det er nødvendigt at bestemme frekvensspektret via en nedre og øvre grænsefrekvens. - -

23 Harmonisk forvrængning Totalharmonisk forvrængning (HD) er en måde at beskrive det forvrængede udgangssignal på. Hvis der sendes et sinussignal på khz på indgangen, og der på udgangen fra forstærkeren kommer et signal med grundtonen khz, vil der også forekomme mindre signaler på gange grundtonen, i dette tilfælde ved khz (. harmonisk), samt ved khz (. harmonisk).. osv. () Slew rate forvrængning Figur 8: Eksempel på udgangssignal der lider under forvrængning forårsaget af en for lav slew-rate. En speciel type forvrængning er gældende for forstærkere, der er opbygget af op-amps. Denne kaldes slew rate (S). S en, der opgives i databladet, er et maksimum mål for, hvor høje frekvenser op-amp en kan arbejde med uden at forvrænge. Dette skyldes at op-amp en ikke reagerer momentant, men med en vis tidsforsinkelse, der bevirker at den ved høje frekvenser ikke kan følge med, hvilket resulterer i, at signalet bliver afskåret og forskudt. Det udtrykker sig ved, at et sinus-signal begynder at ligne et trekantsignal (se Figur 8). (5e) Intermodulationsforvrængning Intermodulations forvrængning er en kompleks form fra forvrængning, der opstår, når to signaler på forskellige frekvenser f.eks s og s bliver sendt ind i en forstærker på samme tid. Signalerne vil skabe flere signaler med andre frekvenser og forskellige amplituder, hvor frekvensen følger princippet: s s s s og dette vil også ske med de afledte. esultatet er en bred vifte af nye signaler, der forvrænger lyden. Disse signaler betegnes også som overharmoniske svingninger, hvis frekvenser er flere gange grundfrekvensen. ().6.5 Tidsforsinkelse På markedspladser, i forsamlingshuse, kirker mv. kan der opstår problemer med, at lyden kommer før fra nogle nærtstående højttalere, end der hvor lydkilde og mikrofon reelt er placeret. Dette fænomen opstår, fordi lyden bliver transporteret hurtigere i en elektrisk leder, end den gør i luften i form af lydbølger. Hvilket giver en uønsket ekkoeffekt. Indsættes en tidsforsinkelse mellem de forreste højttalere og de bagerste højttalere, eller mellem taler og højttalere vil dette kunne modvirkes, se Figur 9. ent praktisk kan det tænkes, at man lavede en forstærker med to udgange; en A og en B udgang, hvor B udgangen kan tidsforskydes vilkårligt i forhold til A. Praktisk kan tidsforskydningen opgives i meter, og derefter indstilles ved at kende afstanden mellem højttalerne på A og på B. Dette ville give et samlet lydbillede, med reduceret ekkoeffekt. Systemet vil kræve et veldefineret startpunkt for lyden, f.eks. vil dette ikke kunne bruges på et stadion, hvor startpunktet ikke er defineret, da højttalerne er placeret i en rundkreds. - -

24 lydkilde 7sek 5sek sek 5 t Figur 9 : Skematisk afbildning af tidsforsinkelse. Lyd signalet afsendes til tiden T 0 fra signalkilden og modtages i punktet X til t s, t 5s og t 7s. - -

25 Kravspecifikation Ud fra problemanalysen opstilles i det følgende krav til den HIFI-forstærker, der skal opbygges i løsningsdelen. Disse tager udgangspunkt i DIN 5500, men er på strammet på nogle områder: DIN 5500 Krav i projektet Frekvensområde 0Hz 6kHz 0Hz 0kHz Harmonisk forvrængning <% <% Intermodulation <% <% Signal/støj forhold >50dB >70dB Udgangseffekt 0W mono / x 6W stereo >0W mono Impedanser/følsomhed Indgange: Linje: >70kΩ / 0,5V >70kΩ / 0,5V Mikrofon: kω / mv 0mV CD-indgang >0kΩ / V Udgang Ω 8Ω 8Ω Dæmpningsfaktor gange >0 gange Tonekontrol Bas Diskant NA 50Hz ±db 6kHz ±db Volumenkontrol NA 0dB til -5dB Frekvensområde Kravet til dette skærpes ifht. DIN 5500, da det ønskes, at forstærkeren skal kunne gengive hele det hørbare område. Dette underbygges ligeledes af, at moderne højttaleres frekvensområder er på mellem 0Hz khz. Desuden giver et større frekvensområde en hurtigere forstærker. (6) Harmonisk forvrængning Den samlede harmoniske forvrængning (THD) fra forstærkeren skal reduceres til et minimum for, at signalkilden bliver forstærket så rent så muligt. Overholdes kravet fra DIN 5500 på %, vil den hørbare forvrængning være minimal, og kun den trænede lytter vil kunne registrere denne. Dette bevirker, at kravet ikke ønskes skærpet, men blot holdt lavest muligt. Intermodulations forvrængning Kravet til intermodulation er jf. DIN 5500 <%, hvilket ønskes efterlevet ud fra samme begrundelse som THD. Dette bevirker ligeledes, at kravet ikke skærpes, men blot ønskes holdt lavest muligt

26 Signal/støjforhold Kravet fra DIN 5500 skærpes, da forventningerne til en tidssvarende forstærker er væsentligt højere. Forstærkere skal desuden kunne tilsluttes signalkilder som f.eks. cd-afspillere, der har signal/støjforhold på over 97dB. (I) På denne baggrund ønskes kravet til forstærkeren skærpet til minimum 70dB. Udgangseffekt Det vælges, at kravet til forstærkerens udgangseffekt skal være 0W mono, hvilket er i overensstemmelse med DIN Der vælges at opbygge forstærkerblokken i mono, da en stereoforstærker blot ville kunne sammensættes af to monoblokke. Angående udgangseffekten vælges at følge DIN 5500, da der i projektet, af sikkerhedshensyn, ikke er muligt at anvende spændingskilder på over 60Vdc. Dette kunne nemlig give problemer, hvis kravet til udgangseffekten blev sat for højt. Desuden findes kravet til udgangseffekten passende, da projektet betragtes som en læringsproces, og den færdige forstærker ikke skal anvendes specifikt. Impedanser/følsomhed Indgangsimpedansen er for linjeindgangen dikteret af DIN 5500, hvilket ønskes efterlevet. Dette giver således muligheden for at tilslutte signalkilder af ældre årgang, hvilket ses som en udfordring. Impedanskravet til de øvrige indgange bestemmes ud fra ønsket om mindst muligt signaltab i overgangen. Dette betyder, at impedansen skal tilpasses efter gennemsnitsdata fra disse signalkilder. Desuden skal følsomheden på indgangene ligeledes ligge inden for gennemsnitsdataene fra signalkilderne. Udgangsimpedansen specificeres til 8Ω, hvilket kræver, at forstærkeren skal tilsluttes en 8Ω højttaler. Internt i forstærkeren vælges at signalniveauet skal være V fra indgangsvælgeren til effektforstærkeren. Indgangsimpedanserne i trinnene internt i forstærkeren vælges til 0kΩ for ikke at tabe for meget signal, men uden at have en alt for høj impedans. Dæmpningsfaktor Dæmpningsfaktoren er et udtryk for forholdet mellem højttalerimpedansen og effektforstærkerens udgangsmodstand. Denne faktor udtrykker forstærkerens evne til at styre højttaleren. Hvis højttalermembranen får en impuls og svinger udad, vil den ikke kun nøjes med at svinge tilbage igen, men vil svinge forbi hvilepositionen. Ved en høj dæmpningsfaktor reduceres denne uønskede egenskab ved, at den inducerede strøm, der opstår når membranen svinger tilbage, bliver kvalt i effektforstærkerens lave udgangsimpedans. (6) Ifølge DIN 5500 er kravet mindst gange. Da denne egenskab regnes for vigtig, ønskes dæmpningsfaktor skærpet til mindst 0 gange. Dette giver følgende krav til udgangsmodstanden fra forstærkeren: højttalerbelastningen 8Ω Z out < < < 0, 8Ω dæmpningsfaktoren 0 Tonekontrol Udover kravene fra DIN 5500 er valgt, at forstærkeren skal kunne dæmpe/forstærke frekvenser ved 50Hz (bas) og ved 6kHz (diskant) med ±db. Dette ønskes på baggrund af, at bruger skal have mulighed for at tilpasse lyden efter temperament og forstærkerens anvendelse

27 Volumenkontrol De opstillede krav til volumenkontrollen er, at den skal kunne dæmpe fra 0dB til -5dB med maksimalt db pr. trin. Dette giver en trin inddeling på minimum 5 trin. Ved dæmpningen på -5dB skal signalet være lukket helt ned. Tidsforsinkelse Det er valgt ikke at arbejde videre med problematikken omkring tidsforsinkelse, da det er valgt at opbygge en monoforstærker. Tidsforsinkelse vil senere kunne tilføjes som en ekstra funktion til forstærkeren

28 5 Løsningsdelen Med udgangspunkt i problemformuleringen vil der i løsningsdelen blive opstillet modeller for mulige løsninger ud fra blokdiagrammet på Figur 0, der viser opbygningen af en HIFIforstærker: Mikrofon Mikrofonforstærker HIFI-forstærker Båndoptager Linjeforstærker Tonekontrol Indgangsvælger Volumenkontrol Effekttrin Cd-afspiller Buffer Figur 0 : Blokdiagram over en HIFI-forstærker tilsluttet tre signalkilder. Der er i løsningsdelen valgt at medtage tre forskellige signalkilder: mikrofon, båndoptager og CD-afspiller. Udvælgelsen af de tre signal sker på baggrund af, at det skønnes at behovet for en pladespillerindgang i dag, er væsentligt stort. En digitalindgang ville til gengæld være mere tidssvarende, men da der i alle cd-spillere er indbygget en D/A-converter, er en analog indgang i stedet være mere anvendelig. Løsningsdelen vil omfatte opbygningen af et HIFI-forstærkerkredsløb, med mulighed for at tilslutte de tre signalkilder. Dette vil ske ved, at der for hver enkelt blok på Figur 0 vil blive opstillet mulige løsningsmodeller. Herefter vil den valgte løsning blive beregnet, simuleret, opbygget og testet. Til sidst vil det samlede forstærkerkredsløb blive testet, hvilket vil udmunde i en konklusion om, hvorvidt forstærkeren opfylder de stillede krav. 5. Indgangsvælgeren Indgangsvælgeren skal give brugeren mulighed for at skifte mellem de tre signalkilder: mikrofon, båndoptager og CD-afspiller, hvilket kan løses på flere måder: Digitalstyrede trykknapper, der stepper mellem signalkilderne i en bestemt rækkefølge. Denne løsning være mest anvendelig i kredsløb med tre eller flere signalkilder tilsluttet. Indgangsvælgeren vil kunne indikere, hvilken signalkilde, der er aktiv vha. lysdioder, og brugeren vil med udgangspunkt i en signalkilde kunne vælge en af de andre. Skal denne løsning anvendes i et kredsløb med mange signalkilder, f.eks. 8 stykker, vil den ikke være optimal, da brugeren vil være tvunget til at steppe igennem de uønskede signalkilder. Mekanisk drejeomskifter, som fysisk forbinder den ønskede signalkilde. Denne løsning har samme ulempe som stepfunktionen, da brugeren vil være tvunget til at passere uønskede signalkilder. Fordelen ved en drejeomskifter er, at denne kan tilsluttes direkte og er en nem løsning. Direkte valg af signalkilde vha. trykknapper, enten digitalstyret eller mekanisk. Denne løsning vil være optimal i kredsløb med mange signalkilder tilsluttet, da brugeren vil have direkte adgang til den ønskede signalkilde. Dette vil dog kræve en anselig plads på betjeningspanelet

29 I mange billige anlæg, vil man typisk have en digital styring, mens man i dyre anlæg typisk har en analog drejeomskifter i den dyre ende. Det skyldes at digital styring er billigere at lave gode, end analoge drejeomskiftere er. Grunden til at mekaniske drejeomskiftere er meget brugt i den dyre klasse, er ud fra den betragtning, at man vil have færrest mulige komponenter i signalvejen. Det er i løsningsdelen valgt at benytte en analog drejeomskifter som indgangsvælger. Dette er på baggrund af, at denne er umiddelbar tilgængelig, og i en forstærker med en udgangseffekt på ca. 0W vil en avanceret løsning ikke være påskønnet. 5. Signalkilder Før de valgte signalkilder kan tilsluttes indgangsvælgeren, skal disse have udgangsniveau. Udgangssignalet fra cd-afspilleren er valgt som referencesignal, hvilket betyder, at udgangssignalet fra mikrofonforforstærkeren og linjeforstærkeren skal have samme dimensioner som udgangssignalet fra cd-afspilleren. Dette bevirker, at mikrofonindgangen skal forsynes med en forforstærker, da indgangssignalet fra denne er meget svagt. Båndoptageren kræver ligeledes en forstærker, dog ikke nær så kraftig som forstærkeren til mikrofonen. I det følgende vil mikrofonforforstærkeren og linjeforstærkeren blive dimensioneret. Desuden vil der blive dimensioneret et indgangstrin for cd-afspilleren for at sikre en ensartet impedans til indgangsvælgeren. 5. Mikrofonforforstærker Mikrofonforforstærkeren skal tilpasses til at kunne anvende forskellige elektrodynamiske mikrofoner III, uden at deres specifikke data er kendte. Altså skal brugeren kunne tilslutte en tilfældig mikrofon uden at skulle ændre på forforstærkeren. 5.. Mikrofonen For at kunne dimensionere forforstærkeren, skal der fastsættes nogle gennemsnitsværdier for en mikrofons data. Dette er gjort ved at sammenligne datablade fra forskellige mikrofoner. Ud fra databladene (B,C,D) for mikrofonernes Z out er denne gennemsnitligt fastsat til 00Ω. Desuden kan V out målt med mikrofonen i en afstand på tomme fra lydkilden gennemsnitligt fastsættes til,8mv IV rms. Dette betyder, at det gennemsnitlige signal skal forstærkes fra,8mv til,0v, hvilket er kravet til det efterfølgende trin. Dog skal der tages højde for svagere og stærkere signaler, hvilket i praksis betyder, at V out fra mikrofonen skal kunne variere mellem mv 0mV. Forforstærkeren skal dække mikrofonens frekvensgang, hvilket er et gennemsnitligt frekvensbånd (BW) på 00Hz khz (-db grænse). De væsentlige data fra databladene og målingerne fremgår af Tabel : III I dette afsnit vil de omtalte mikrofoner være elektrodynamiske mikrofoner, hvis ikke andet er angivet. IV I dette afsnit vil alle spændinger være i MS-værdier, hvis ikke andet er angivet

30 Mikrofon Z out [Ω] V out [mv] BW [Hz] BW grænse [db] Kilde Shure SM58 00, Datablad Shure BETA 57A 90, Datablad AKG D90E 8, Datablad Tabel : Data og målinger på forskellige mikrofoner. V out er målt i en afstand på tomme fra lydkilden. En sammenligning af disse parametre giver følgende gennemsnitsdata for mikrofonen: Z out : 00Ω. V out : BW :,0mV 0,0mV. 00Hz khz (-db grænse). 5.. Krav til forforstærkeren Mikrofonforforstærkeren har som signalkilde en Thévenin generator med førnævnte data. Der skal desuden være mulighed for at regulere på forstærkning A v ved hjælp af en gain knap, så f.eks. svage signalkilder kan forstærkes tilstrækkeligt, og kraftige signalkilder kan dæmpes, så udgangssignalet altid vil ligge inden for kravet for tonekontrollen. I forlængelse heraf skal den harmoniske forvrængning være på et minimum, så den totale harmoniske forvrængning (THD) gennem hele forstærkeren ikke overstiger,0% jf. DIN Kravet til forforstærkerens indgangsimpedans Z in er, at denne skal være 0 gange større end mikrofonens udgangsimpedans. Dette skyldes, at signaltabet fra mikrofon til forforstærker ikke må overskride 0%. Da mikrofonens udgangsimpedans er 00Ω skal Z in kω. Ved at øge Z in kan signaltabet mindskes yderligere. Dette vil dog gøre forforstærker mere påvirkelig over for støj. Som udgangsimpedans Z out fra forforstærkeren gælder samme betingelse, altså en 00 gange mindre impedans end det efterfølgende trins impedans, da der her ønskes et signaltab på %. Dette medfører Z out < 00Ω da det efterfølgende trins impedans er 0kΩ. Desuden skal forforstærkeren opfylde, at dennes udgangsspænding V out maksimalt må være på V. Dette opnås bl.a. ved manuelt at regulere på gainknappen som tidligere beskrevet. A v skal forstærke signaler mellem,0mv 0,0mV op til,0v, hvilket giver en A v på mellem Vout 00 og 000 gange, da A. v V in Forforstærkerens BW skal kunne håndtere mikrofoner med varierende BW. Derfor vælges at stramme kravet for forforstærkerens BW til 0Hz 5kHz (-db grænse). Samles disse parameter gives følgende krav til mikrofonforforstærkeren: Z in : kω. Z out : < 00Ω. V out : A v : BW : V jf. kravsspecifikation for tonekontrollen gange vha. gainknap. 0Hz 5kHz (-db grænse) 5.. Dimensionering af forforstærker En væsentlig ting ved forstærkning af signaler fra mikrofoner er påvirkningen fra støj, idet udgangssignalet er meget svagt. Problemet opstår i signalkablet, der ofte er over 0 meter - 0 -

31 langt. Her opfanger signalkablet støj, der er meget kraftigere end signalet fra mikrofonen. Dette kan mindskes ved at anvende parsnoede signalledere omgivet af en jordet skærmleder. Idet lederne ligger så tæt så muligt, udsættes de for den samme støjpåvirkning. Støjpåvirkningen kan så kompenseres væk ved, at de to lederes signal trækkes fra hinanden og derefter forstærkes. Dette gør, at forforstærkeren skal være en differensforstærker, da denne har en stor common-mode rejection ratio V (CM), hvorved indstrålet støj bliver elimineret. Til design af et sådant kredsløb vil det være oplagt at anvende en operationsforstærker (opamp), da denne besidder egenskaber, der opfylder kravene til forstærkningen. Nemlig stor Z in, lille Z out og stor A v. Dog skal op-amp en også opfylde andre krav, som ensartet forstærkning inden for den ønskede BW, tilstrækkelig høj slew rate (S), så udgangssignalet ikke forvrænges og en stor CM for at eliminere indstrålet støj. Desuden skal forforstærkerens harmoniske forvrængning (HD) ikke bidrage væsentligt til det totale systems THD. En løsning på det aktuelle design er at dele forstærkningen op ved at sætte to op-amps i forlængelse af hinanden. Dette kan ses Figur : 6 k 50k 70k 5.5k 7.5k - TL08 U5 8 k 7 V V- Vcc- Vcc- N OUT Vcc N K C5 n 0.7K - TL08 U6 0k 7 V V- N OUT N Vcc 5 6 0k Figur : Diagram over forforstærker opbygget af en differensforstærker og en inverterende forstærker. På Figur er forstærkningen opdelt over to op-amps med,67 gange i den første og 60, Vout tilbagekoblingsmodstanden gange i den anden. De enkelte forstærkninger fås ud fra A v V in indgangsmodstanden, som gælder for op amps i inverterende- og differenskoblinger VI. Dette giver en total maksimal forstærkning A v,max på A v,67 60, 88. I anden del af forforstærkertrinet er der indsat en variabelmodstand på 70kΩ. Hvis denne sænkes til 0Ω opnås en minimum forstærkning på A v,min på: A,67,67 5. Med A v,min 5 gange, A v,max 88 gange og V out V kan det præcise indgangsspændingsinterval beregnes som: V, mv og V 9, mv V V. in, min 88 7 v in, max 5 0 Impedansen Z out r o, hvilket er op-amp ens indremodstand. Indgangsimpedansen vil være serieforbindelsen af de to modstande på indgangen, altså Z in 5 7 kω. VI Da der benyttes differensforstærker, skal der kompenseres for lækstrømmenes indflydelse ved at 8 6 og ( 9 0 ) ( 9 0 ), hvilket bevirker, at lækstrømmene giver V Se appendiks. VI Se appendiks. - -

32 ens spændingsfald over modstandene. Endvidere er der indsat 0kΩ som simulering for tonekontrollen, der belaster med denne modstand. (5f) Den krævede maksimale frekvens, forforstærkeren skal kunne håndtere, er 0kHz. Simuleres dette med en sinusformet signalkilde, kan den maksimale S bestemmes som: VI dv 0 hvor v(ω), sin(0.000 π ω) vω Dette stiller følgende krav til S for det valgte op amps: dv vω, π cos(0.000 π ω) 0 S v( π ω c π ), sin(0.000 π c S, sin( ω π ), Til designet et valgt at benytte op amps TL08, da disse har følgende egenskaber: (E) BW på 70kHz ved A v 6 6dB S på v/µs CM 00dB r o 50Ω TL08 lever op til de opstillede krav og er umiddelbar tilgængelig og økonomisk acceptabel. De beregnede værdier for forforstærkeren kan yderligere verificeres ved simulering i Pspice. Simuleringen af A v viser, at denne stemmer overens med de beregnede værdier, se Figur. V in,min,0mv peak og forstærkningen A v 88 er V out,8v peak. V in,max,mv peak og forstærkningen A v 5 er V out,8v peak ).0V V out.0v 0V -.0V -.0V 0s 0.ms 0.ms 0.6ms 0.8ms.0ms.ms.ms.6ms.8ms.0ms V(:) Time tid Figur : V out fra forforstærkeren ved V in,0mv sin(000π t). Ligeledes efterviser simulering Z in kω. - -

33 En frekvensanalyse kan give et indtryk af forforstærkerens BW, som beregnes til khz. For at begrænse BW til de opstillede krav er indsat en kondensator C 5 afkoblet til stel, mellem 9 og 0 - før den inverterende forstærker. C 5 er indsat mellem modstandene, så den skaber et C-led sammen med 9, hvilket skaber en kunstig pol ved 5kHz, som derved bliver den øvre grænsefrekvens (f ø ). Størrelsen af C 5 kan bestemmes ud fra: hvilket betyder at C 5 kan bestemmes til: C ω π f C 5 π f 5,6kΩ π 5kHz Nærmeste kondensatorværdi er nf, hvilket giver en f ø på: f, nf ø C π 5,6kΩ nf π 8, 5 Den indsatte C 5 begrænser derved BW, så forforstærkeren ikke forstærker unødig støj med frekvenser over 8,kHz, hvilket også verificeres af simuleringen, der dog giver en BW,kHz, hvilket ses på Figur. khz 60 db Hz 0Hz 00Hz 00Hz.0KHz.0KHz 0KHz 0KHz 00KHz VDB(:) Frequency f Figur : Frekvensanalyse for forforstærkeren ved A v 88 -db grænsen f ø ligger ved,khz. Simuleringen viser desuden, at der ikke eksisterer en nedre grænsefrekvens for forforstærkeren. Dette skyldes, at der ikke i designet indgår kondensatorer andre steder end internt i de to op-amps. For at opfylde kravet til den samlede forstærkers THD, må bidraget fra mikrofonforforstærkeren ikke være dominerende. Simulering viser, at forforstærkerens HD 0,07%, hvilket er tilfredsstillende. - -

34 5.. Test af designet For at verificere beregninger og simuleringer på mikrofonforstærkeren er denne blevet opbygget af diskrete komponenter. Målemetoder og resultater fremgår af appendiks 6. esultaterne af testen er følgende: Z in : kω Z out : Ω V in :,7mV 9,mV > A vs : 88 gange V out : BW : V 0Hz 9,kHz CM: 5dB for det dimensionerede indgangsniveau. THD: 0,% -,% afhængig af gain. Beregninger, simuleringer og tests viser, at det designede kredsløb overholder kravspecifikationerne. Variationen i A v, der ifølge beregningerne skulle ligge mellem 88 gange skyldes, at der anvendes et potentiometer med en tolerance på 0% til at regulere A v. Z in og Z out er tilnærmelsesvis lig de beregnede værdier, hvilket findes tilfredsstilende. BW er ifølge målingerne på 9,kHz, hvilket er forholdsvis tæt på de beregnede,khz, men dog noget fra den simulerede værdi. Dog kan det fastslås, at den øvre grænsefrekvens ikke er mindre end 9,kHz. Forforstærkerens evne til at undertrykke støj fra signallederne, CM, er målt til 5dB, hvilket ikke er imponerende, da den anvendte op-amp skulle have en CM på 00dB. esultatet er dog tilfredsstillende til forstærkerens brug. Hvad angår forvrængning afhænger denne kraftigt af gainknappens indstilling, hvilket skyldes at forforstærkeren i maks gainposition har en meget kraftig forstærkning. Dog er THD en 0,% ved minimum gain, hvilket gør at forstærkeren her overholder de opstillede krav. 5. Cd-indgangen På forstærkeren skal der være en CD-indgang. Til denne indgang er der stillet følgende krav: V S,ind V MS V out A V Z in Z out BW V MS gang >0kΩ < kω 0Hz khz Formålet med denne indgang er udelukkende impedanstilpasning. Med en ønsket indgangsmodstand på 0kΩ, der er en forholdsvis lille størrelse, er der flere muligheder for at lave en løsning. Det kan realiseres med en op-amp koblet som buffer, eller der kan laves et transistortrin. Det vælges at lave indgangen med en op-amp koblet i en inverterende kobling: - -

35 0k CD-in 0 0k - U 7 V V- 5V N OUT N TL08/0/TI -5V 5 6 Til indgangsvælger.7k Forstærkningen i sådan et trin er følgende VII : 0 A V Indgangsmodstanden i sådan en kobling er lig 0. Med 0 sat til 0kΩ for at opnå den ønskede indgangsmodstand, skal også være 0kΩ. Modstanden i den ikke-inverterende indgang er for at kompensere for de lækstrømme, der kommer ud af indgangene. De to indgange skal helst se ud i samme modstand, og bliver derved parallelforbindelsen af 0 og : 0kΩ 0kΩ 5kΩ, 7kΩ Linjeindgang Til forstærkeren skal der være en linjeindgang. Ifølge DIN 5500 skal en linjeindgang have en indgangsimpedans på mere end 70kΩ for ikke at belaste signalkilderne unødigt. I dag er det dog ikke så stort et problem, som det var ved DIN 5500 s tilblivelse, da signalkilder i dag udstyres med et buffertrin i udgangen, hvorved de godt kan tåle at blive belastet. Kravene kan sammenfattes til følgende: V S,ind 0,5V MS 0,707V peak V out A V Z in Z out BW V MS gange >70kΩ Tilpasset til det næste trin med en indgangsimpedans på 0kΩ 0Hz 0kHz Derudover må trinnet ikke bidrage væsentligt til THD eller anden forvrængning, der vil vanskeliggøre opfyldelse af de opstillede krav for hele forstærkeren. VII Se appendiks - 5 -

36 5.5. Opbygning Kravet til en indgangsimpedans på mere end 70kΩ er det, der i dette trin er af væsentlig betydning for opbygningen. Når en sådan indgangsimpedans skal realiseres, er det at foretrække, hvis indgangsmodstanden i den aktive del af forstærkeren i sig selv er tæt på uendelig. Derved kan indgangsmodstanden i selve forstærkeren bestemmes af ydre modstande, der kan vælges store. Det betyder også, at den aktive komponent skal spændingsstyres. Det giver umiddelbart to løsningsmuligheder. Enten bruges en FET-transistor eller en opamp. Disse to har teoretisk uendelig stor indgangsmodstand. Til linjeindgangen vælges at bruge en FET-transistor, for at alle indgangene ikke skal være realiseret med op-amps. FET er endvidere i kraft i af sin indgangsimpedans velegnet til opgaven. Det vælges at lave en common-drain kobling som første trin. Det der kendetegner en common-drain kobling er, at den har stor indgangsmodstand ( i Figur ) samt en lav udgangsmodstand. Derudover er forstærkningen meget tæt på gang. Trinnet laver g m derved impedanstilpasning til den tilsluttede signalkilde og leverer et signal ud, der næsten uden tab kan behandles i det efterfølgende trin. Efter FET-trinnet skal der være et trin, der kan forstærke de krævede gange. Til dette vælges at bruge en BJT-transistor koblet som common-emitter med en delvist afkoblet emitter. Karakteristika for denne kobling er nem tilpasning af forstærkningen, lille afhængighed af komponentparametre, lav forvrængning i forhold til den fuldt afkoblede common emitter kobling samt en øget indgangsmodstand. Samlet ser kredsløbet således ud. Komponentværdierne udregnes senere i dette afsnit. Linein C 0n J BF5B 70k 0k 00k C 0u C5.n Q 5.k C Til indgangsvælger 5u BC57B V C BC57B Q Q BC57B k u Vdc 0 Figur : Diagram over linjeindgangen. I FET trinnet er der benyttet en BF5B N-channel JFET transistor (F). Den besidder gode egenskaber som småsignalforstærker og er desuden en gængs type. Generelt fås FET transistorer ikke så meget som diskrete komponenter, mens de bruges meget i integrerede kredse. Til BJT trinnet er der benyttet en BC57B (G), der også er en standard NPN transistor, som er udmærket til småsignalforstærkning. Der er også benyttet BC57B til at lave et strømspejl til forspænding af JFETen

37 5.5. DC dimensionering af JFET-trinnet Det første trin består af en BF5B JFET, og den skal forspændes, så den får et arbejdspunkt, hvor den arbejder i saturation området. VIII For at sikre dette, er der forhold, der skal overholdes: V P v 0 GS v DS v GS V P Figur 5: I D -V GS karakteristik fra databladet for BF5B (typiske værdier). Ved at kigge på V GS -I D karakteristikken herover vurderes det, at det vil være passende at have en I D på,5ma. Denne strøm opnås ved at hæve sourcen på transistoren, så V GS får den korresponderende størrelse. Pga. produktionsspredning mellem de enkelte transistorer kan det være hensigtsmæssigt at bruge en konstantstrømsgenerator til bias. Denne løsning er valgt for at sikre en stabil bias. Som konstantstrømsgenerator er brugt et såkaldt strømspejl af BJTtransistorer. Gennem den ene løber der en referencestrøm, som også vil løbe i collectoren på den anden, såfremt begge transistorer har samme V BE. eferencestrømmen er lig V V CC BE. V BE sættes til 0,66V, som er den typiske værdi for den anvendte transistor BC57B. Derved ligger der,v over referencemodstanden. Størrelsen af modstanden kan så udregnes vha. ohms lov til 9,56kΩ. Da dette ikke er en standardstørrelse, vælges en 0kΩ, og den reelle strøm gennem den bliver,ma. Iht. databladet (Se Figur 5) skal V GS typisk være,v ved denne strøm. For at sikre saturation drift skal den sidste betingelse også være opfyldt (V P -V fra V GS -I D karakteristik): ( V ) v, V vds vgs VP vds,v DS 6 Da det maksimale signal ud af dette trin bliver det samme som indgangssignalet, skal den reelle v DS mindst ligge over denne værdi. Det giver,6v 0,5V *, V. For at sikre et vist spillerum sættes v DS til at skulle være minimum 5V. Det kan her være formålstjenligt at sætte en modstand i drainen, for ikke at få et for stort spændingsfald over FET en. Den kan VIII Se appendiks

38 dog nemt undværes, hvilket forsimpler efterfølgende beregninger samt sparer en modstand. Derfor undlades den i dette trin. Udgangsimpedansen fra dette trin kan findes efter følgende tilnærmede formel IX : out g g m er en parameter fra ækvivalentdiagrammet og findes således: I DSS I D 0mA,mA g m, 89 V I V 0mA P DSS I DSS og V P er fundet ud af V GS -I D karakteristikken fra Figur 5 som hhv. skæring med y-aksen og skæring med x-aksen. out 59Ω g,89ma/ V m Denne værdi for out svarer til generatormodstanden S i den thevenin signalkilde som trinnet repræsenterer DC dimensionering af BJT trinnet Dimensioneringen af BJT forstærkertrinnet påbegyndes med at fastsætte nogle værdier. Disse værdier er databladsværdier for den valgte transistor BC57B og værdier fra det foregående trin: β 90 Typisk værdi fra databladet. V BE 0, 7V Denne værdi afhænger dog af collectorstrømmen. B antages stor ( B ) : ' 59Ω S s BB S V E V Iht. tommelfingerregel, der siger ca. 5V BE. V CE,sat <50mV (maksimalværdi fra databladet er normalt 00mV), sættes til 00mV for at være sikker på at være over denne spænding. V signal,peak V *, 88V Sættes til V. V 5 Vcc - V E - V CE,sat - V signal - V overhead 5V V 0,V V,V 7,5V Overhead er med for at give lidt ekstra spillerum for forstærkeren. L 0kΩ Den modstand som trinnet ser ind i det efterfølgende trin er defineret i kravene. V T 5mV Med fastsættelsen af ovennævnte størrelser kan DC dimensioneringen foretages. Det vil blive gjort ved hjælp af Kristian Harmarks metode (), hvor forstærkningen maksimeres og derefter m ma V IX Se appendiks

39 dæmpes med indsættelse af 7. Først findes den optimale størrelse af 5, og derefter kan collectorstrømmen findes: S ' L V5 59Ω 0kΩ 7,5V 5* 7Ω,kΩ β V 90 5mV T I V 7,5V,,kΩ 5 C C Det antages, at emitterstrømmen er lig collectorstrømmen, da β er stor, og emittermodstanden kan findes: ma V V Ω 0, 8Ω I E,mA Den reelle værdi af V 6 bliver derved: V 0,8kΩ,mA, 788V 6 Figur 6: a: Forspændt BJT. b: Thevenin ækvivalent biaskredsløb. Nu kan værdien af B og V BB bestemmes (5g,5) (se Figur 6), samt modstandene i basisspændingsdeleren findes ved baglæns thevenin: β 90 B * E *0,8kΩ, 78kΩ 0 0 I C,mA VBB VE VBE B,788V 0,7V,78kΩ, 77V β 90 Den reelle B bliver derved: Vcc 5V,78kΩ 9,6kΩ kω B V,77V 00 BB VBB,77V, std 00kΩ,57kΩ kω Vcc V 5V,77V BB B kω 00kΩ, 8kΩ - 9 -

40 Hvis denne værdi var blevet brugt i udregningen af s, ville denne være blevet 57Ω i stedet. Denne differens er så lille, at den ikke ville kunne flytte modstandsværdier, og antagelsen er derved gyldig Signalanalyse af linjeindgangen Forstærkningen i JFET-trinnet koblet som common drain vil være meget tæt på og kan findes ud fra følgende formel X : A V, FET v v o i L L ro ro g Her svarer L til indgangsmodstanden i BJT trinnet, der kan bestemmes til: L B ( rπ e '( β ) ) e, der er parallelforbindelsen af 6 og 7, er endnu ukendt, men ( '( β ) ) r π e vil være betydeligt større end B, så indgangsmodstanden tilnærmes til B. r o, som er et parameter fra den ækvivalente småsignalmodel, er ikke kendt. Den kan findes ud fra nedenstående XI : VA ro λ I I λ kan findes ud fra modelparametrene i Pspice. For BF5B er den fundet til,mv - : D, mv r o 5kΩ,mA Så kan forstærkningen findes:,8kω 5kΩ A V,8kΩ 5kΩ,89mA/ V D m 0,977 Da der ønskes en forstærkning på gange gennem hele systemet, og der tabes,% gennem FET trinnet, skal forstærkningen i det efterfølgende BJT trin være tilsvarende højere: A V 0,977, BJT,09 Så kan der fortsættes med signalanalysen på BJT-trinnet. Der skal indsættes en e for at dæmpe forstærkningen ned til den ønskede værdi (H) : ro ' e Av' ' gm β 5 L S X Se appendiks. XI Se appendiks

41 For at bruge denne formel skal r o, A V samt g m findes. Det gøres med følgende formler (5h) : V A r o g m I C Early voltage V A sættes til 6V med udgangspunkt i modelparametre fra Pspice. VA 6V I C,mA ro 8,5kΩ g m 6mA / V I C,mA VT 5mV Ved en ønsket forstærkning på,09 gange (A V er udtryk for forstærkningen, når der er taget hensyn til spændingsdelingen mellem S og B ): AV, BJT,09 Av',8 B,8kΩ 59Ω,8kΩ S B ro 5 L S ' 8,5kΩ,kΩ 0kΩ 57Ω e ' 8Ω Av' gm β,8 6mA/ V 90 I V C T 7 7Ω Ω 80 ' 8Ω 80Ω e 6 Der vælges en standardværdi over den udregnede, da det ikke er ønskeligt med for stor forstærkning. Den reelle e bliver derved: e ' Ω 80Ω 0Ω Alle modstande i linjeindgangen er hermed bestemt Dimensionering af kondensatorer nedre grænsefrekvens Den nedre grænsefrekvens bestemmes af de overførings- og afkoblingskondensatorer, der er anvendt. For at finde størrelsen af disse kondensatorer, så linjeindgangen kommer til overholde kravet til båndbredde, bruges tidskonstantmetoden. (5i) Den nemmeste måde at bruge denne metode på er at vurdere de trin hver for sig. I den forbindelse skal det dog huskes, at den nedre grænsefrekvens ikke længere skal være 0Hz. Sættes den til det, vil signalet på dette sted være 6dB nede i stedet for db, da der er kredsløb, der har denne grænsefrekvens. Ved at rykke grænsefrekvensen en oktav ned, er der taget højde for dette, og den nedre grænsefrekvens sættes til 0Hz i stedet. Først bruges metoden på JFET trinnet der indeholder overføringskondensatorer. Ækvivalentdiagrammet for denne kobling ser således ud: - -

42 C G D S Vgs - gm*vgs ro Vs N L Vo - S C 0 Figur 7: LF ækvivalent diagram for JFET trinnet. Metoden er, at det først vurderes, hvilken modstand de enkelte kondensatorer kigger ind i med de andre kondensatorer kortsluttede. Først C med C kortsluttet: C S kω 70kΩ 7kΩ Her er S sat til kω, men reelt kendes generatormodstanden for signalkilden ikke. Så findes C med C kortsluttet: C L N ro,8kω,9kω 5kΩ 6, 566kΩ L er her indgangsmodstanden i det efterfølgende trin, og N er den modstand der er i strømgeneratoren. Denne modstand svarer til r o i et Hybrid-π diagram for transistoren og findes ved: VA 6V N ro, strømgenerator, 9kΩ I,mA C Da C er noget mindre end C, vælges det, at den skal være den dominerende pol, og den vægtes derfor til 90% og C vægtes 0%. Grænsefrekvensen er som før nævnt 0Hz. Kondensatorstørrelsen kan findes med følgende formel: C vægt π f n C Så kan kondensatorstørrelserne findes: C 8nF nf 0, 0Hz 7k 0 π Ω C 87nF nf 0,9 0Hz 6,566k 0 π Ω C er overføringskondensator i begge trinnene og vil også blive beregnet i BJT trinnet. Det bliver den største værdi af de to, der bliver gældende. Med valget af standard kondensatorværdier bliver den nedre grænsefrekvens: - -

43 f n reel 8, 86Hz, π C π C π 7kΩ 0nF π 6,566kΩ 0nF C C Videre til common emitter trinnet med BC57B ser Hybrid-π modellen således ud: S C B B V(pi) r(pi) gm*v(pi) ro C 5 C L Vo - E C - Vs Figur 8: LF Hybrid-π model for BJT trinnet. I denne kobling er der overføringskondensatorer plus en afkoblingskondensator. De beregnes efter samme fremgangsmåde som JFET-trinnet. Først findes de modstande, som de enkelte kondensatorer kigger ind i, med de andre kondensatorer kortsluttet. ( r '( ) ) C S B π e β r π kendes ikke i ovenstående udtryk. Den kan findes ud fra følgende: VT 5mV rπ β 90 Ω I C,mA C kan så findes: ( Ω 0( 90 ) ), Ω C 59Ω,8kΩ 0k Til C er r o udeladt, da den er betydeligt større end 5 ( r o 8, 5kΩ iht. tidligere udregninger):,kω 0kΩ, kω C C L rπ S B Ω 59Ω,8kΩ C Ω 80Ω 89Ω β 90 C er betydeligt mindre end de andre, og det vælges, at den skal være den dominerende pol. Derfor vægtes den 80% og de andre 0% hver. Så kan kondensatorerne dimensioneres: C 7,5µ F 0µ F 0, π f 0, π,0kω 0Hz C n C,05µ F 5µ F 0, π f 0, π,kω 0Hz C n - -

44 C µ F 0,8 π f 0,8 π 89Ω 0Hz C n Den nedre grænsefrekvens for dette trin med standard kondensatorer bliver: f n, reel f n, reel π C C π C π µ F 7,Hz π,kω 0µ F π,kω 5µ F π 89Ω µ F Som det ses af ovenstående, så er C udregnet for BJT trinnet betydeligt større end C udregnet for FET-trinnet. Den største værdi af de to vælges. C i JFET-trinnet kan realiseres med en polypropylen kondensator, mens de andre er oppe i en størrelse, hvor det er dyrt at få dem i denne type. I stedet bruges elektrolytkondensatorer, der er betydeligt billigere i disse størrelser Interne kapaciteter øvre grænsefrekvens Den øvre grænsefrekvens af linjeindgangen bestemmes af de interne kapaciteter i transistorerne. Her vil hvert trin også blive behandlet hver for sig. HF ækvivalent diagrammet for JFET-trinnet ser således ud ( er taget ud, da den er betydeligt større end S og derfor har minimal betydning): C C C G Cgd D S Vgs Cgs gm*vgs ro - S Vs N L Vo - 0 Figur 9: HF-hybriddiagram over JFET. Som det ses af diagrammet går kondensatoren C gs mellem ind- og udgang i denne kobling. Det er meget problematisk beregningsmæssigt. Imidlertid kan den splittes op i kondensatorer til stel ved Miller transformation. (6) Kondensatorerne er i databladet for BF5B fundet til: C pf C, pf gd gs Miller transformationen, der skal splitte C gs op, ser for den del, der kommer til at ligge fra indgangen til stel, således ud: C pf C ' gs, gs 0, 05pF gm,89ma/ V,9kΩ,8kΩ N L - -

45 Den del, der kommer til at ligge fra udgangen til stel, får stort set ingen indflydelse på den øvre grænsefrekvens, og den ses der bort fra. Det skyldes, at Miller kapaciteten på udgangen bliver meget lille og derved giver en meget høj grænsefrekvens. C i bliver herefter de kondensatorer lagt sammen: Ci C gd C gs ' pf 0,05pF, 05pF Herefter kan den øvre grænsefrekvens findes ved følgende formel: f π π kω,05pf ø, FET 9, S Ci HF-ækvivalentdiagrammet for BJT-trinnet ser således ud: MHz B rx Cu C S V(pi) r(pi) C(pi) gm*v(pi) ro C5 5 L Vo - E - Vs e' 0 Figur 0: HF hybrid π diagram for BJT-trinnet. Fra databladet for BC57B er fundet følgende værdier for kondensatorerne: C,5 pf C pf µ π I denne kobling er der C µ, som går fra indgang til udgang, og derfor skal splittes op med Miller transformation. Det gøres på følgende måde, hvor K er lig forstærkningen i trinnet, der er bestemt til (,8) gange, da koblingen er inverterende (5j) : C C K,5 pf(,8 ) 7, 77 pf ( ) ( ) µ, µ Den samlede kapacitet på indgangssiden bliver derved: C T C C pf 7,77 pf 8, 77 pf π µ, Den modstand som kondensatoren ser ind i findes efter denne formel. Der ses bort fra r x, da den er kompliceret at finde størrelsen af. Derudover er den en lille størrelse, der ikke får væsentlig betydning: CT ( '( ) ) Ω ( 59Ω 0Ω( 90 ) ) Ω r β 09 π S e I dette trin bliver bidraget til den øvre grænse også bestemt af kapaciteten på indgangen af samme grund som i JFET trinnet. Nu kan den øvre grænsefrekvens for dette trin findes: f, MHz ø π C π 09Ω 8,77 pf 05 CT T - 5 -

46 Da denne grænsefrekvens er lavere end f H bestemt i JFET trinnet, bliver det den, der afgør, hvor den øvre grænsefrekvens kommer til at ligge. Denne frekvens er imidlertid betydeligt højere end den ønskede øvre grænsefrekvens. Det medfører, at højfrekvent støj o.lign. også vil blive forstærket op. Det vælges derfor, at den øvre grænsefrekvens på systemet skal ned, og det gøres ved indsættelse af en kondensator parallelt med 5 (C 5 ). For at have en vis margin til den ønskede grænsefrekvens, vælges at polen skal være ved ca. 0kHz. Da denne pol ligger langt lavere end de andre poler, kan der helt ses bort fra de andre kondensatorer. (5j) Modstanden denne kondensator ser ind i med de andre modstande kortsluttet, er følgende: rπ S,kΩ 0,59kΩ C 5 L ro e ',kω 0kΩ 8,5kΩ 0,kΩ β 90 C,6kΩ Så kan kondensatorens størrelse findes: C,nF,nF π f ø C π 0kHz,6kΩ Der vælges nærmeste mindre standardværdi, hvorved grænsefrekvensen bliver lidt større: f ø reel, 0kHz, π C π,6kω,nf Simulering i PSpice C Efter at alle komponenter i linjeindgangen er beregnet, kan kredsløbet opbygges i PSpice og simuleres. Først er der lavet en simulering i tidsdomænet for at se, hvordan indgangen reagerer på et indgangssignal, samt at finde, hvor stor THDen er for trinnet XII. Med et indgangssignal på 0,5V MS, en frekvens på khz og en belastning på 0kΩ viser simulationen følgende, hvor det lille signal er indgangen, og det store signal er udgangen: XII Se appendiks

47 Amplitude [V].0V.0V.0V -0.0V -.0V -.0V -.0V 0s 0.ms 0.ms 0.6ms 0.8ms.0ms.ms.ms.6ms.8ms.0ms V(C:) V(C:) Time Figur : Trinnets respons på et 0,5V, khz indgangssignal. Som det ses af grafen, er udgangssignalet for stort, da det, der er beregnet ud fra, er et signal på V MS. Derfor burde udgangen give et signal med en amplitude på ca.,8v. Udover denne fejl i forstærkning ser udgangssignalet uforvrænget ud. Fourier-analysen af signalet giver med 0 afledte en THD på 0,%, hvilket giver plads til, at der også kan være forvrængning i de andre blokke i systemet. Efterfølgende er der lavet en frekvensanalyse af linjeindgangen for at finde øvre og nedre grænsefrekvens ved simulering: A[dB] Hz 0Hz 00Hz.0KHz 0KHz 00KHz VDB(C:) Frequency Figur : Frekvenskarakteristik over linjeindgangen. Forstærkningen målt i db

48 Af grafen ses det tydeligt, at grænsefrekvenserne ligger udenfor de krav, der er opstillet. Den nedre grænsefrekvens ligger ved ca. 5Hz og den øvre ligger ved ca. 0kHz Målinger Efter opbygningen i praksis er der blevet målt på linjeindgangen. Følgende fremgår af målerapporten XIII. Ved opbygningen af linjeindgangen er der til C brugt en µf kondensator i stedet for en 5µF, som nævnt i dette afsnit. Alle målinger er udført med denne kondensator: Forstærkning, A V, gange Frekvensgang,76Hz - 6,5kHz Z in Z out 57,5kΩ,5kΩ THD 0,0% Måleresultatet for forstærkning er lidt for stort, og det passer overens med det Pspice viste. Både den nedre og den øvre grænsefrekvens er lidt for lav, men ikke noget, der er uacceptabelt. Ind- og udgangsimpdanserne passer indenfor usikkerhederne på komponenterne. THD en er derimod betydeligt lavere end resultatet fra Pspice. Hvorfor dette resultat afviger så meget er uvist, men den målte værdi regnes for den rigtige. Afsluttende bemærkninger Linjeindgangen er i det foregående blevet dimensioneret ud fra de krav, der er stillet. En simulering af systemet viser, at det overholder kravene. Indgangen er derefter opbygget og testet sammen med resten af forstærkeren. I sig selv overholder den de krav, der er stillet. 5.6 Tonekontrol På grund af varierende musiktyper og omgivelser kan det være praktisk med en tonekontrol for at opnå den bedst mulige gengivelse af lyden. Samtidig har mennesker et individuelt syn på, hvad god lyd er, hvorfor det vil være en fordel at kunne ændre på bas og diskant ved hjælp af filtre Krav til tonekontrollen I DIN 5500 normen er der ikke stillet krav til selve tonekontrollen, men der er bestemt følgende krav: Tonekontrollen skal både kunne dæmpe og forstærke dele af det hørbare frekvensområde. Når tonekontrollen ikke er aktiveret, skal audiosignalet fra indgangsvælgeren sendes direkte videre til volumenkontrollen uden om tonekontrollen for at skabe minimal forvrængning. Der skal være mulighed for at dæmpe eller forstærke både bas og diskant på samme tid. Både bas (knækfrekvens 50Hz) og diskant (knækfrekvens 6kHz) skal kunne reguleres ± db. XIII Se appendiks

49 5.6. Løsningsmodeller Passivt filter Ved brug af enten et høj- eller lavpasfilter kan signalet dæmpes i bestemte frekvensområder. Dermed er det muligt at undertrykke dele af lydbilledet. Filtrene består af C-led, som er koblet enten som lavpas- eller højpasfiltre. C-led er frekvensafhængige led, hvilket gør det muligt at fortage dæmpningen indenfor bestemte frekvenser. Herved er det muligt at fastsætte de ønskede knækfrekvenser. På Figur ses C-led konstrueret som lav- og højpasfiltre: (a) (b) (c) Figur : (a) Passivt lavpasfilter (b) Passivt høfpasfilter (c) Kombineret passivt lavpas/højpasfilter. Lavpasfiltret fungerer ved, at de højfrekvente signaler kortslutter til stel, da der er koblet en kondensator til stel efter modstanden. (Kondensatoren har en sådan værdi, at dens impedans 0Ω ved højere frekvenser. Højpasfiltret tillader de højfrekvente signaler at passere gennem kondensatoren, hvorimod de lavfrekvente signaler ikke kan komme igennem kondensatoren, idet kondensatorstørrelsen er valgt således, at dens impedans ved lave frekvenser Ω Aktivt filter Når audiosignalet passerer et passivt filter, vil en del af frekvensspektret blive dæmpet. Med en sammenkobling med f.eks. en op-amp er det muligt at forstærke signalet op igen. Dette kaldes for et aktivt filter, hvorimod et filter uden forstærkertrin kaldes for et passivt filter. Tonekontrollen kan opbygges af flere filtre med individuelle filtre og op-amps, men det er også muligt at opbygge tonekontrollen med kun én op-amp. Se Figur : (a) (b) (c) Figur : (a) Aktivt lavpasfilter (b) Aktivt høfpasfilter (c) Kombineret aktivt lavpas/højpasfilter. Digital filter Det er muligt at konstruere en tonekontrol ved hjælp af digital teknik, men dette vil dog kræve kendskab til DSP (Digital signal processing). Med denne teknik er det muligt, at udføre regneoperationer, som begrænser dæmpningen/forstærkningen til bestemte frekvensområder. På - 9 -

50 den måde vil den virke som en equalizer. En equalizer gør det muligt at dele det totale frekvensspektrum op i et antal frekvensområder, som kan dæmpes/forstærkes individuelt. Override Da signalet skal passere igennem en række komponenter i tonekontrollen vil det uundgåeligt skabe støj og forvrængning. Derfor vil det være praktisk med en mulighed for at køre audiosignalet uden om tonekontrollen og direkte videre til volumenkontrollen, hvis tonekontrollen ikke anvendes. Det kan gøres ved hjælp af én simpel kontakt med to indstillinger Valg af løsningsmodel Der er valgt at bruge aktive filtre for at opfylde kravet om mulighed for at forstærke visse frekvensområder og tilpasse udgangssignalet til volumenkontrollen. Samtidig vil der gøres brug af muligheden for at override hele tonekontrollen, da det potentielt kan nedsætte støj og forvrængning hvis der alligevel anvendes neutral indstilling på tonekontrollen. Der anvendes koblinger, en til baskontrollen og en anden til diskantkontrollen, der hver opbygges omkring en op-amp. Bas- og diskantreguleringen foretages med potentiometre. Efterfølgende Figur 5 illustrerer, hvorledes sammenhængen skal være mellem frekvensen f og forstærkningen A i db. Figur 5: Frekvenskarakteristik over tonekontrollen. Kurven a viser den teoretiske forstærkning/dæmpning med hensyn til frekvensen og kurven b viser et mere realistisk billede af forløbet. Som det fremgår af Figur 5, vil der ved den teoretiske knækfrekvens ved 50Hz være en forstærkning/dæmpning på henholdsvis db og db, hvor forstærkning/dæmpningen ved knækfrekvensen reelt er db mindre, nemlig 9 og -9dB. Det samme gør sig gældende ved knækfrekvensen på 6kHz. Her ud fra kan der opsættes følgende grænsefrekvenser for basog diskantkontrollen: Grænsefrekvenser for basen: f pol 50Hz f nul 00Hz Grænsefrekvenser for diskanten: f nul khz f pol 6kHz

51 Med hensyn til kravspecifikationerne til forstærkeren skal den være i stand til at regulere tonen for både diskant og bas, som henholdsvis er defineret som toner med frekvenser mellem 0Hz til 00Hz og khz til 0kHz. Tonekontrollen skal kunne forstærke og dæmpe bas og diskant med db Baskontrol v in 5 6 pot 7 8 v out C5 C6 5 V TL08-5 V Figur 6: Diagram over baskontrollen. Til at regulere på bassen vælges det viste kredsløb på Figur 6. Det fastsættes på forhånd at 5 8 og C 5 C 6, da det ønskes, at basfiltret skal være symmetrisk mht. forstærkning/dæmpning. I det følgende får 5 og 8 fællesbetegnelsen samt C 5 og C 6 betegnelsen C. I øvrigt er potentiometeret pot 6 7, hvor 6 og 7 er yderpositionerne for potentiometret. For at kunne bestemme de enkelte komponentværdier opstilles først en overføringsfunktion H(s) for kredsløbet. Først skiftes der fra frekvensdomænet til s-domænet. H(s) er forholdet mellem V out (s) og V in (s). For den i Figur 6 viste inverterende op-amp kobling (TL08), betragtes op-amp en som ideel, og følgende udtryk er gældende: Vout ( s) Z out ( s) H ( s) Vin ( s) Z in ( s) For at kunne anvende dette udtryk bestemmes impedansparametrene for kredsen. Minustegnet fremkommer, fordi op-amp koblingen er inverterende. Dimensionering af baskontrollen Som tidligere nævnt indstilles potentiometret pot 6 7 i en yderstilling, hvor de lave frekvenser forstærkes med max db. Dette svarer til en forstærkning på: A 0 0,98 Dette medfører at 6 0 og 7 pot. Ind- og udgangsimpedanserne, samt overføringsfunktionen H(s) for den maksimale forstærkning bliver således: - 5 -

52 H () s Z H ( s) Z in sc 5 6, da sc sc out 8 7 pot 6 Z Z out in pot sc pot sc pot sc pot pot sc sc pot pot sc pot ( sc ) sc Herefter kan ω pol (bestemmes af nævneren) og ω nul (bestemmes af tælleren) findes i. ordenssystemet: ω pol : pot sc 0 pot pot s C pot pot pot sc ω nul : pot pot sc pot s C pot Med de fundne formler er det muligt at lave en skitse over den teoretiske forstærkning. ω pol bidrager med et fald på 0dB pr. dekade eller 6dB pr. oktav, mens ω nul for forstærkningen til at stige med 0dB pr. dekade eller 6dB pr. oktav. Se Figur 7. 0dB/dekade -0dB/dekade Figur 7: Frekvenskarakteristik af den beskrevneω pol ogω nul. Med en forstærkning på gange db er det muligt, at hæve kurven som det ses på Figur 8: - 5 -

53 Figur 8: Forstærkningskurve for baskontrollen med DC-bias. Med en udgangsimpedans fra linjeforstærkeren på,kω, skal indgangsimpedansen være 0kΩ. Da indgangimpedansen varierer efter, hvilken indstilling potentiometret har, indsættes et buffertrin før tonekontrollen for at opretholde konstant indgangsimpedans. Denne konstrueres af en op-amp koblet som buffer med en 0kΩ modstand ( ) til stel. Modstandene i baskontrollen kan herefter vælges frit, så der vælges at sætte 5 8 5kΩ. For at finde værdien for potentiometeret bestemmes forholdet mellem og pot. Ved at lade s gå mod nul, hvilket svarer til at ω 0 (DC), kan der ses på Figur 8, at forstærkningen er (db): pot lim H ( s) s 0 Her ud fra kan pot udregnes: pot pot pot 5 5kΩ 7kΩ( væ lg es) Modstanden 9 dimensioneres efter potentiometeret står i midterposition. Da 9 indsættes for at undgå DC-offset, kan kondensatorene C 5 og C 6 undlades i beregningen. Modstandens bestemmes ud fra, at op-amp en skal se ud i den samme modstand på de to indgange: pot pot 6 0 7kΩ 7kΩ 5kΩ 5kΩ 8,5kΩ 8,5kΩ 9,5Ω 8kΩ( væ lg Den øvre grænsefrekvens for baskontrollen er bestemt ved: pot ω ø ω nul, hvor ω ø π f nul π 00Hz 00πHz C 6 es pot Og den nedre grænsefrekvens for baskontrollen er bestemt ved: ) - 5 -

54 ω n ω pol, hvor ω n π f pol π 50Hz 00πHz C pot For at finde C indsættes værdierne for pot og i en af de sidste to ligninger: ω n 00πHz C C5 C6 C 00πHz pot C C5 C6 67,7nF 68nF( væ lg es) 7kΩ 00π Hz Standardværdierne for de anvendte komponenter giver en nedre grænsefrekvens på: rad ω n potc 7kΩ 68nF s rad ω n f s n 50Hz π π Og en øvre grænsefrekvens på: pot 7kΩ k rad ω ø 5 Ω 9 C 7kΩ 68nF s f ø ω ø π pot rad 9 s π 06Hz Grænsefrekvenserne vurderes til at være acceptabelt mht. de opstillede krav. MatLab simulering Med en MatLab simulering kan det tjekkes, om frekvenskarakteristikken for baskontrollen ligner den frekvenskarakteristik for bas, der teoretisk er fundet frem til. Dette gøres ved at opstille et frekvenskarakteristik af overføringsfunktionen H(s) for baskontrollen med de aktuelle standardværdier af modstande og kondensatorer. Maksimal forstærkning Overføringsfunktionen ved den maksimale forstærkning er tidligere blevet bestemt til: H ( s) pot pot pot sc Ved maksimal forstærkning er 6 0, hvorved pot 7 kan overføringsfunktionen H(jω) findes: 7 7kΩ 7C jω 7kΩ 68nF jω 5, 0, ( ) kω ωj H jω 7C jω 7kΩ 68nF jω, 0 ωj Som på polær form kan skrives som: sc pot - 5 -

55 H ( jω) φ H ( jω) (, 0 ω ) (, 0 ω ) (, 0 ω ),, 0 Arc tan, ω, 0 ω ( ), 0 ω Arc tan, Forstærkningen udtrykt i db kan herefter bestemmes:, 0 ω Arc tan tan, Arc (, 0 ω ) A db (, 0 ω ), 0 log (, 0 ω ) 0 log H ( jω) 0 log Den resulterende fasedrejningensvinkel φ kan skrives som:, 0 φ Arc tan, ω Arc tan (, 0 ω) Frekvenskarakteristikken for den maksimale bas forstærkning kan skitseres i MatLab (se Figur 9): Ud fra bodeplottet ses: Figur 9: Bodeplot for baskontrollen ved maksimal forstærkning

56 rad ω pol 0 f pol 5 Hz s rad ω nul 00 f pol 07 Hz s Maksimal dæmpning Overføringsfunktionen H(jω) for de valgte standardværdier af komponenterne kan bestemmes ved den maksimal dæmpning på følgende måde: Ved maksimal dæmpning er 7 0, hvorved pot 6 : H () s H ( s) sc sc Z in Z out sc 8 7, da Z Z out in 6 sc 6 sc 6 sc 6 ( sc ) sc sc 6 6 6sC sc 6 6sC 6C jω 7kΩ 68nF jω, 0 ωj H ( jω) 6 7kΩ 7 68, 0 j, 6C j kω nf j ω ω ω 5kΩ Som på polær form kan skrives som: H ( jω) φ H ( jω) (, 0 ω ) (, 0 ω ) Forstærkningen udtrykt i db bliver: A db (, 0 ω ), 0 Arc tan, 0 ω ( ), 0 ω, Arc tan,, Arc tan ω, 0 ω ( ), 0 ω Arc tan, (, 0 ω ) 0 log (, 0 ω ), 0 log Udtrykket for fasevinklen φ kan skrives som:

57 φ Arc tan, 0 ω ( ), 0 ω Arc tan, Frekvenskarakteristikken for den maksimale dæmpningen kan skitseres i MatLab (se Figur 0): Ud fra bodeplottet ses: Diskantkontrol Figur 0: Bodeplot for baskontrollen ved maksimal dæmpning. rad ω pol 0 f pol 5 Hz s rad ω nul 00 f pol 07 Hz s Til at regulere på diskanten vælges det på Figur viste kredsløb, der er opbygget omkring en op-amp af typen TLE, som har en stor slew rate til bearbejdning af de relative høje frekvenser i diskantområdet (omtales senere i dette afsnittet)

58 v in 0 C7 pot C8 v out U 7 V V- 5 V N OUT N TLE/0/TI -5 V Figur : Diagram over diskantkontrollen. I kravspecifikationen er det vedtaget, at diskanten ved 6kHz skal kunne forstærkes eller dæmpes med db. For at kunne bestemme de enkelte komponentværdier opstilles der en overføringsfunktion ligesom for baskontrollen: V H ( s) V out in ( s) Z ( s) Z På grund af symmetri mht. forstærkning/dæmpning fastsættes det, at 0 og C 7 C 8 C. Potentiometerets modstand kan bestemmes som pot. De to modstande og 5 er bleedermodstande, der indsættes for at undgå DC-offset. Det forudbestemmes, at modstandene og 5 >> end de resterende modstande (MΩ). Da og 5 henholdsvis sidder parallel over serieforbindelserne Z in og Z out, kan der ses bort fra disse to modstande i beregningerne af komponenternes størrelser, da de er ca. en faktor 00 større end de andre modstande og derfor ikke vil have nævneværdig indflydelse på slutresultatet. Dimensionering af diskantkontrollen Endnu engang indstilles potentiometret pot i en yderstilling, hvor de høje frekvenser forstærkes med maksimum db, som tidligere beregnet svarer til ca. gange. Herved bliver 0 og pot. Impedanserne samt overføringsfunktionen for maksimal forstærkning bliver som følgende: Z Z in out 0 sc 7 sc 8 out in ( s) ( s) sc sc Herefter kan der opstilles et udtryk for overføringsfunktionen H(s) ud fra impedanserne Z in og Z out pot

59 H ( s) Z Z out in sc sc pot ( ) Det er nu muligt at bestemme ω pol i nævneren og ω nul i tælleren: ω nul : ω pol ( ) pot : sc 0 s C sc 0 s pot sc sc ( ) C Ud fra formlerne for ω pol og ω nul kan der laves en skitse over den teoretiske forstærkning. ω pol bidrager med et fald på 0dB pr. dekade eller 6dB pr. oktav, mens ω nul får forstærkningen til at stige med 0dB pr. dekade eller 6dB pr. oktav (se Figur ). pot Figur : Frekvenskarakteristik af den beskrevne ω pol og ω nul. Ved at summere de to kurver bliver den samlede kurve som på Figur : Figur : Forstærkningskurve for diskantkontrollen

60 Da forholdet mellem modstandene 0, og potentiometeret pot er det samme for diskantkontrollen som for baskontrollen, vælges disse til 0 5kΩ og pot 7kΩ. Den øvre grænsefrekvens for diskantkontrollen er bestemt ved: ω pol ω ø, hvor ω ø π f pol π 6000 Hz 000πHz C Den nedre grænsefrekvens for diskantkontrollen er bestemt ved: ω nul ω n, hvor ω n π f nul π 000 Hz 8000πHz ( ) C pot For at finde C 8 og C 9 indsættes værdierne for pot og i en af de overstående ligninger. Værdien for kondensatorerne bliver: ω ø C C 000πHz C 5kΩ 000πHz C C 7 C 8 000πHz 0,66nF 670 pf( væ lg 7 C8 es Da kondensatorerne C 7 og C 8 ikke er af standardstørrelse, laves de af flere parallelt forbundet. Modstanden 6 dimensioneres efter, at potentiometeret pot står i midterposition, da 6 indsættes for at undgå DC-offset, kan kondensatorene C 7 og C 8 undlades i beregningen. Modstandens bestemmes ud fra, at op-amp en skal have den samme impedans på de to indgange: pot pot 6 0 7kΩ 7kΩ 5kΩ 5kΩ 8,5kΩ 8,5kΩ 9,5kΩ 8kΩ( væ lg Standardværdierne for de anvendte komponenter giver en nedre grænsefrekvens på: 6 es ω f n n ( ω n π Og en øvre grænsefrekvens på: pot ) C rad 07 s π ω f ø ø ( 5kΩ 7kΩ) 8Hz rad 9950 s π rad pf s rad 9950 C 5kΩ 670 pf s ω ø π 586Hz Grænsefrekvenserne vurderes til at være acceptabelt mht. de opstillede krav. ) )

61 MatLab simulering For at se om frekvenskarakteristikken for diskantkontrollen svarer til den teoretiske frekvenskarakteristik, kan der i MatLab laves frekvenskarakteristikker af overføringsfunktionen H(s) ved maksimal forstærkning/dæmpning for diskantkontrollen. Maksimal forstærkning Overføringsfunktionen H(s) for de valgte standardværdier af komponenterne kan bestemmes ved den maksimale forstærkning: Z in 0 sc 7 Z out sc 8 H ( s) Z Z out in 0 sc sc ( 0 ) sc ( ) sc Ved maksimal forstærkning er 0, hvorved pot kan overføringsfunktionen H(jω) findes: ( 0 ) ( ) 5 ( 5kΩ 7kΩ) jω 670 pf, 0 ωj ( 5kΩ 0kΩ) jω 670 pf,0 0 ωj jω C H ( jω ) 5 jω C Der får følgende udseende på polær form: H ( jω) φ H ( jω) 5 (, 0 ω ) 5 (,0 0 ω ) 5 (, 0 ω) 5 5,0 0 ω ( ),0 0 ω Arc tan Forstærkningen udtrykt i db bliver hermed: A db Arc tan, 0 Arc tan 5 ω 5 5 (, 0 ω ) Arc tan(,0 0 ω ) 5 5 (, 0 ω ) 0 log (,0 0 ω ) 0 log Fasedrejningensvinklen φ kan karakteriseres som: 5 5 (, 0 ω ) tan(,0 0 ω ) φ Arc tan Arc Frekvenskarakteristikken for den maksimale forstærkning kan skitseres i MatLab (se Figur ): - 6 -

62 Figur : Bodeplot for diskantkontrollen ved maksimal forstærkning. Ud fra bodeplottet ses: rad ω pol 5000 f pol 980 Hz s rad ω nul f pol 5600 Hz s Maksimal dæmpning Overføringsfunktionen H(jω) for de valgte standardværdier af komponenterne kan bestemmes ved den maksimale dæmpning på følgende måde: Ved maksimal dæmpning er 0, hvorved pot : ( 0 ) ( ) 5 ( 5kΩ 0kΩ) jω 670 pf,0 0 ωj ( 5kΩ 7kΩ) jω 670 pf, 0 ωj jω C H ( jω ) 5 jω C H ( jω) 5 (,0 0 ),0 0 Arc tan 5 5, 0 ω ( ), 0 ω Arc tan 5-6 -

63 H ( jω) φ Forstærkningen udtrykt i db bliver: 5 (,0 0 ω ) 5 (, 0 ω ) Arc tan,0 5 5 ( 0 ω, 0 ω ) A db 5 5 (,0 0 ω ) 0 log (, 0 ω ) 0 log Fasedrejningensvinklen φ kan karakteriseres som: 5 5 ( 0 ω ) tan(, 0 ω ) φ Arc tan,0 Arc Frekvenskarakteristikken for den maksimale forstærkning kan skitseres i MatLab (se Figur 5): Ud fra bodeplottet ses: Figur 5: Bodeplot for diskantkontrollen ved maksimal dæmpning. rad ω pol 5000 f pol 980 Hz s rad ω nul f pol 5600 Hz s Override Hvis toneindstillingen vælges til neutral for både bas og diskant, er det bedre at sende audiosignalet uden om tonekontrollen. Det skyldes forvrængningen, som opstår i tonekontrollens - 6 -

64 komponenter. På Figur 6 ses, hvorledes en overridefunktion kunne konstrueres så signalet kan passere kredsen. Figur 6: Opbygning af overridefunktion med kontakt. Diagrammet over den færdige tonekontrol kan ses på Figur 7: override 5 V v in 8 - TL08 5 5k pot 6 7 7k C5 C6 8 5k 0 5k pot C7 C8 670p 7k 670p 5 5k v out -5 V 68n 68n 5 V M M 5 V 0k 8k TL08-5 V 8k 6 - U 7 V V- 5 N 6 OUT N TLE/0/TI -5 V Figur 7: Diagram over den samlede tonekontrol. Tonekontrollen opbygges på fumlebræt, hvor der kan udføres målinger til test af systemet (se Figur 8). Figur 8: Billede af tonekontrol på fumlebræt

65 5.6.7 Slew ate for tonekontrollen Med en forstærkning på maksimalt gange er der risiko for, at udgangsspændingen på diskanten bliver helt op til v. V peak. Derfor kan der opstå problemer med S. Det viser sig at være nødvendigt at beregne den maksimale S, der kan opnås, så der ikke forekommer ulineær forvrængning i diskantkontrollens op-amp. Til beregning af S: S S max max V V 0 max 0 max ϖ ϖ, hvor ϖ π f Med ovennævnte formel kan mindstekravet til S bestemmes. Iht. kravene er den højeste frekvens, der skal kunne komme igennem 0kHz: v Smax 0kHz π,v peak, µ s For at imødekomme kravet om S er der valgt en TLE op-amp, som har en S på 7 V/µs. I baskontrollen forstærkes de høje frekvenser ikke. Derfor vil kravet til S ikke være så højt og vil derfor nemt kunne opfyldes af en op-amp TL08 med en S på V/µs. XIV Delklonklusion til tonekontrol I DIN 5500 normen er der ikke angivet egentlige krav til tonekontrollen, men de ønskede krav, der blev opsat som tillægskrav til DIN 5500, er opfyldt tilfredsstillende. Overridefunktionen sørger for kravet om udkobling blev opfyldt. Dette er også tilfældet med evnen til at regulere audiosignalet med ± db ved bestemte frekvenser, hvor bassen kan forstærkes/dæmpes fra 0Hz-00Hz og diskanten fra khz-0khz. Ud fra målingerne, der blev udført på tonekontrollen ses det, at de fastsatte og teoretisk beregnede forstærknings- /dæmpningsintervaller passer overens med de målte XV. Samtidig er det muligt at regulere separat på bas og diskant som ønsket. 5.7 Volumenkontrol Volumenkontrollen sørger for at tilpasse niveauet af audiosignalet til effekttrinnet i forstærkeren. En volumenkontrol kan opbygges på forskellig vis, men der er valgt, at nedenstående krav skal overholdes Krav Der ønskes følgende krav opfyldt med hensyn til HIFI-forstærkerens volumenkontrol: Volumen skal kunne dæmpes fra maksimal lydstyrke (~0 watt til højtaler) og ned til 0 watt. Lydstyrkeændringen skal udføres med et logaritmisk interval, der er tilpasset høresansen, så ændringen pr. trin opfattes ensartet henholdsvis i det lave og høje lydstyrkeområde. XIV Se appendiks XV Se appendiks

66 Dæmpningsintervallet skal være på højst db pr. trin, således at ændringen ikke bliver for markant pr. trin. Hvilket ca. er den mindste lydstyrkeændring mennesket kan registrere med høresansen. Dæmpningen skal kunne aflæses på et display i db. Volumen skal være let at ændre ved hjælp af trykknapper eller en drejeknap. Audiosignalets forvrængning ved passage af volumenkontrollen skal være minimal. En betydelig del af volumenkontrollen skal udføres med digitalteknik Løsningsmodeller Der findes forskellige løsninger til regulering af lydstyrke. Her er nævnt nogle af mulighederne: Mekanisk regulering med analoge diskrete komponenter. Audiosignalets forstærkning/dæmpning i en op-amp eller lignende kreds kan styres med en variabel modstand indsat som modkobling. Et logaritmisk potentiometer kan bruges til at dæmpe signalet direkte. Problemer med lydkvaliteten kan forekomme ved slid, hvor kulbanerne inde i potentiomentret bliver til støv. Dette giver anledning til støj og knasen, når potentiometrets kontakt ændre position på kulbanen. Et potentiometer kunne f.eks. kobles til en motor og styres digitalt. Attenuator En attenuator er en drejeomskifter kombineret med et antal modstande. Med muligheden for at skifte mellem en række modstande, kan der bygges en variabel spændingsdeler (Se Figur 9). Figur 9: Attenuatorens opbygning. Igen kan de mekaniske dele slides således, at der kunne forekomme kontaktstøj på de mest anvendte indstillingstrin. Digitalt styret forstærkerkreds. Digitale signaler kan med en D/A-konvertering bruges som et reguleringsværktøj i en forstærkerkreds. Fordelen ved at bruge digitale signaler i forbindelse med potentiometeret er friheden til at designe reguleringen. Samtidig er det muligt, at tilføre nye funktioner som f.eks. LED-udlæsning af dæmpningen/forstærkningen af de digitale signaler. D/Akonverteringen er ligesom attenuatoren en variabel spændingsdeler, men her styres det integreret i en chip, hvorved der ikke kan forekomme mekanisk støj, men samtidig stilles der krav til D/A-konverteren, da den som integreret kreds ikke selv må give anledning til støj

67 Digital forstærkning Et analogt musiksignal kan ved hjælp af en A/D-konverter ændres til et digitalt signal. Herefter bearbejdes signalet digitalt. Med en D/A-konverter kan signalet så ændres tilbage til den analoge form. De to konverteringer medfører normalt, at signalet bliver forvrænget noget Valg af løsning Den digitalstyrede volumenkontrol er valgt, da den netop giver mulighed for at opbygge størstedelen af volumenkontrollen med digitalteknik og tilhørende LED-udlæsning. Denne løsningsmodel opfylder derudover også de resterende krav. De andre løsningsmodeller fravælges, da de ikke kan konstrueres digitalt bortset fra den rene digitale forstærkning, der derimod fravælges på grund af den forvrængning, som opstår, når audiosignalet samples i A/Dkonverteren. Blokdiagram på Figur 50 kan nu skitseres for den valgte løsningsmodel for volumenkontrollen. Figur 50: Blokdiagram af den valgte løsningsmodel for volumenkontrollen. Efterfølgende er det samlede kredsløb blevet delt op i blokkene: Justering af lydstyrke Lineær til logaritmisk dekoder egulering af audiosignal Udlæsning Her er igen flere mulige løsninger for opbygning af de enkelte blokke, som vil blive beskrevet i de respektive afsnit. Det er dog blevet besluttet, at der anvendes TTL kredse med en forsyningsspænding på 5 volt. CMOS kredse er dog mindre støjfølsomme end TTL kredse, da de kan tilføres en spændingsforsyning på op til 5 volt. Dette gør, at CMOS kredse har mulighed for et større tomgangsområde, hvorved der vil være et større spændingsinterval mellem 0 og, se Figur

68 , V, V,0 V V 6 V 8 V Figur 5: Spændingsniveauinddeling af TTL- og CMOS-kredse. CMOS komponenter kræver også mindre forsyningsstrøm og det er hovedsageligt disse, som anvendes på markedet i dag, hvilket også gør det mere økonomisk rentabelt at anvende CMOS. (7) 5.7. Justering af lydstyrke Formålet med denne blok er at sende besked til det resterende kredsløb om der justeres op, ned eller om justeringen ikke bliver anvendt. Brugeren anvender et trinløst drejehjul (HP ), som afgiver to digitale signaler S og S som sendes forskudt. Afhængigt af hvilken vej hjulet drejes kommer enten S eller S først tidsmæssigt. Ved hjælp af en input NO-gate, er der ligeledes genereret en clocksignal (Se Figur 5). S UA 70 J Q CLK Q K CL U5A Q Q' S 707 Clock til D flip-flop Vcc Figur 5: Generering af clocksignal samt videreførelse af signalerne S og S til en J-K flip-flop. Clockfrekvensen er således afhængig af hjulets rotation, som det ses på Figur 5. Figur 5: Clocksignalets afhængighed af hjulets rotation

69 S - og S -signalerne sendes ind i en J-K flip-flop, ligeledes bruges clocksignalet fra NOgaten. På den måde vil J-K flip-floppens udgangssignaler Q og Q afgøre om der skrues op eller ned, da den anvendte J-K flip-flop (707) (U) har funktionstabellen på Tabel : J K CLK Q Q x x 0 sidste Q sidste Q x x sidste Q sidste Q 0 0 sidste Q sidste Q sidste Q sidste Q Tabel : Funktionstabel for en positive edge-triggered J-K flip-flop (707). Hvis der drejes højre om på hjulet, vil signalet ind på J og K være henholdsvis 0 og bliver Q 0 og Q. Hvis der derimod drejes venstre om, vil signalet ind på J og K være henholdsvis og 0, ved clockforkant hvilket medfører følgende: Q og Q 0. Udgangssignalerne Q og Q sendes ind i et par NAND-gates (70) (P) U6A og U7A sammen med bl.a. signaler fra et kredsløb med D flip-flops (77) (S) (se Figur 5). CLK QC Preset UA UA UA D PE CLK Q CL Q 5 6 QA D PE CLK Q CL Q 5 6 QB D PE CLK Q CL Q Vcc Vcc Vcc Figur 5: Deling af Clockfrekvensen med 8 ved hjælp af D flip-flops. Ved at benytte sig af denne sammenkobling af de D flip-flop, som er positive edge-triggered og har funktionstabellen som vist på Tabel, bliver clockfrekvensen divideret med 8. D CLK Q Q x 0 sidste Q sidste Q x sidste Q sidste Q Tabel : Funktionstabel for en edge-triggered D flip-flop (77). Dette kan skitseres i et diagram over koblingens funktions opførelse som vist på Figur 55:

70 8 Figur 55: Funktionsopførelsesdiagram for de koblede D flip-flops. Grunden til at clockfrekvensen deles med 8 skyldes, at drejehjulet tæller flere pulser, end det resterende kredsløb er designet til. Uden D flip-flops ville hjulet kun drejes ±5, før at det var gået fra den ene yderposition til den anden. Det svarer til et impulsantal β på: 60 β *6 8 impulser per omgang. 5 Hvor tallet 6 står for antallet af ønskede indstillingstrin i den færdige volumenkontrol. Med D-flip-flops kan clocken reduceres til: 60 β *6 6 impulser per omgang. 8* 5 Derved passer en hel omgang på hjulet til, at der kan ændres fra fuld forstærkning til minimal forstærkning. Hvis et af udgangssignalerne fra de to NAND-gates U6A og U7A bliver 0 og derefter skifter til, vil det få counteren U9A til at tælle enten op eller ned. Dette skyldes, at den anvendte counter (7LS9 bit binær reversibel tæller) (V) tæller op og ned, hvis indgangssignalerne går fra 0 til (Se Tabel ). Load Up Down Tilstand 0 x x Preset Ingen ændring Tæller op Tæller ned Tabel : Funktionstabel for counteren 7LS9. Når counteren tæller til en af ydrestillingerne 0000 eller, vil et par blokeringssignaler forhindre muligheden for, at counteren enten går fra dens højeste værdi til den laveste eller omvendt (Se Figur 56)

71 6 UA 5 UA Q QC Q' QC 5 5 U6A U7A Vcc 6 U9A UP DOWN QA CLQB LOAD QC QD A B BO C CO D U0A 6 7 7LS9 5 A B C D Preset 70 0 Figur 56: Delkredsløb opbygget omkring counteren af typen 7LS9. Hvis udgangssignalerne A, B, C og D alle er skal audiosignalet være helt dæmpet, altså må der i dette tilfælde ikke kunne skrues længere ned for volumen. Dette gøres ved at sende signalerne ind i en input NAND-gate, hvorved der vil fremkomme et 0 på udgangene. Signalet videreføres igennem U7A, som søger for, at up-indgangen på counteren er, således at dens tilstand ikke ændres. Ligeledes er der konstrueret en kreds, der søger for, at der ikke kan skrues længere op for volumen, når udgangssignalerne A, B, C og D alle er 0. Her er der indsat en input NO-gate (75) (), der således vil blive på udgangen. Signalet inverteres i UA til 0 og der vil fremkomme et på down-indgangen på counteren, hvorved dens tilstand ikke ændres. En volumenkontrol, hvor en nedskruning kunne bevirke, at volumen pludselig blev ændret til det højeste lydniveau, ville ikke være godt for hverken øre eller højtaler. Blokeringssignalerne fra U0A og UA virker ved, at de er koblet til de to NAND-gates U6A og U7A. For sikre at volumenkontrollen begynder med en bestemt dæmpning af audiosignalet ved opstart, er counterens load-indput koblet til et C-led gennem en diode og en schmitttrigger (7HCT) (W). Dette gøres for at hente en forud indstillet load-værdi på bit (ABCD 00). Forstærkeren er valgt til at opstarte med en dæmpning af lydstyrken på 0 db af maksimal lydstyrke. C-leddet har en tidskonstant τ på: τ C 00 kω 0µ F 0, sek Dioden sørger for, at C-leddet ved afladning ikke sender et negativt signal videre til schmitttriggeren. Schmitttriggeren medvirker til, at impulsen fra C-leddet er indenfor TTLkomponenternes arbejdsområder, således at eventuelle støjkilder skal have en vis amplitude for at kunne forårsage et falsk load-signal. Samtidig inverterer den signalet (Se Figur 57)

72 U9A UP DOWN QA CLQB LOAD QC QD A B BO C CO D 6 7 7LS9 Preset U8A 7HCT/SO C55 D DN u 00k Vcc 0 Figur 57: Preset-kredsløb til counter og D flip-flops. Det færdige diagram over kredsen, som juster lydstyrken får således et udseende som på Figur 58. Da der i diagrammet er nogle signaler, som føres tilbage igennem flere komponenter end andre, er der i appendiks XVI set nærmer på, om der kan opstå problemer med propagationsdelay. Herud fra vurderes det, at dette ikke skulle være et problem i dette kredsløb. 5Vdc 0 Vcc 6 UA UA 75 S S CLK UA UA 75 5 CLK UA J Q CLK Q K CL U5A 707 Vcc Q Q' UA QC 5 5 U6A U7A Vcc 6 U9A UP DOWN QA CLQB LOAD QC QD A B BO C CO D U0A LS9 5 Vcc A B C D D PE CLK Q CL Q QA D PE CLK Q CL Q QB D PE CLK Q CL Q Preset U8A D C55 DN007 u Vcc Vcc Vcc 7HCT/SO 55 00k 0 Figur 58: Det færdige kredsløb for justering af lydstyrken. XVI Se appendiks

73 5.7.5 Lineær til logaritme dekoder. Da det ønskes, at lydstyrkeændringen skal udføres, så den er tilpasset høresansen, skal der ske en konvertering af det lineære styresignal til et logaritmisk signal. Konverteringen kan ske ved at opstille et gate-netværk eller ved at programmere en EPOM. Da styresignalet er et bit lineært signal, er det nødvendigt, at det konverterede logaritmiske signal skal være 8 bit for at unøjagtigheden af de 6 forskellige trin ikke bliver for stor. Dette medføre dog, at konverteringen vil kræve et omfattende gate-netværk, som gør, at det ville være betydelig enklere at programmere en EPOM, samtidig med at det kommer til at fylde meget mindre og blive billigere. Volumenændringen udføres med 6 trin med et spring på db pr. trin. Der vil således være et dæmpningsinterval fra 0 til 5 db. For at bestemme det konverterede 8 bit logaritmiske signal er der anvendt følgende formel til at bestemme de 6 forskellige bitværdier: Bitværdi 55 db 0 0 værdien 55 er fremkommet ud fra det ønskede 8 bit konverterede logaritmiske signal. Ud fra overstående formel kan Tabel 5 konstrueres med sammenhørende værdier. For at de sammenhørende værdier kan anvendes til en digital konvertering, er der i forlængelse af tabellen opsat en sandhedstabel, hvor værdierne er udtrykt binært: bit lineært signal Dæmpning i db 8 bit logaritmisk signal A B C D Q 7 Q 6 Q 5 Q Q Q Q Q Tabel 5: Oversigt over konverteringen af det bit lineære signal til et 8 bit logaritme signal. Bitværdien til det 8 bit logaritmiske signal ved den maksimale dæmpning på -5 db er sat til 0, da det ønskes at volumen er skruet helt ned

74 Herefter kan der opstilles nogle boolske udtryk for hver af de 8 bit (Q 0 Q 7 ) i udgangssignalet som en kombination af det bit indgangssignal (A-D). Det er vigtigt at udtrykkene bliver minimeret, så meget som muligt, da der herved vil blive brugt det mindste antal gates til konverteringen. Dette gøres bl.a. ved hjælp af karnaugh kort, som kan ses i appendiks 5. Ud fra karnaugh kortene kan der opstilles følgende 8 udtryk for Q 0 Q 7 : Q 0 A B C C D A BD Q A B C D A CD AC D AB D ABCD Q A B C A BD ABC D AB CD Q A B C D A B CD A BC D AB C D AB CD Q A B C B C D A CD Q 5 A B C A C D A BCD Q 6 A C D A B CD Q 7 A B C A B D Udtrykkene kan reduceres yderligere ved følgende omskrivning: Q 0 A (B C BD) C D Q A (B C D CD) A(C D BCD B C) Q A (B C BD) A(BC D B CD) Q A (B C BC D) AB ( C D CD ) Q A CD B C (A D ) v A (B C CD) B C D Q 5 A (C (B D ) BCD ) Q 6 A (C D B CD) Q 7 A B (C D ) For at alle 8 udtryk er minimeret optimalt, er det nødvendigt, at der udføres en minimering på tværs af udtrykkene, hvor der gøres opmærksomhed på de deludtryk, som er ens i alle de 8 udtryk, da dette vil betyde, at den samme gate vil kunne anvendes af flere inputs. Slutteligt kan der så opstilles nedenstående gællede udtryk: Q 0 A (6 ) BD Q A ( ) A( 5 8) C D Q A (6 ) A(B9 7) B C D Q A (8 B) AB ( CD ) CD Q A (6 ) 5 BCD Q 5 A (6 9 5) 6 B C Q 6 A (9 7) 7 B CD Q 7 A (6 B D ) 8 B C 9 C D Der kan nu foretages en skitsering af diagrammet over konverteringen, hvor gatene sættes i niveauer og opbygningen betragtes. For at tjekke om kredsløbet udføre den ønskede konverte

75 HIFI-forstærker ring rigtigt, er det blevet simuleret i PSpice. Følgende diagram over kredsløbet blev simuleret (Se Figur 59): U7 O 5 5 O 6 5 U65 Vcc AND AND AND B 0 U6 AND C 5 C' Q6 C'D A' 8 O 5 U6 AND D' 8 AND 6 5 D Q A'(BDB'C') 8 AND 5 8 O 5 9 AND 5 AND 5 5 AND 5 U6 AND AND B Q Q BDB'C' 6 AND 5 U7 AND 5 U69 U7 O 5 5 O 6 O 6 O 5 U66 AND UB UB UB Vcc INV INV INV C Q7 9 O 5 0 AND 5 O 5 AND 5 O 5 AND 5 Vcc Vcc Vcc U67 U70 O 5 5 B'C' Q0 9 AND AND 6 0 D Q5 U68 O 5 BD 0 O 5 AND 5 6 U6 AND AND B' Q U7 7 O AND AND A UB Vcc 5Vdc INV A A' Figur 59: Simuleringsdiagram over konverteringen fra bit lineær til 8 bit logaritme signal

76 Udgangssignalet Q 0 kan eftervises og tjekkes ved at følge forbindelserne i tilbage til indgangene, som er angivet på diagrammet: Q C' D A'( BD B' C') C' D A' BD A' B' ' 0 C Af økonomiske årsager viser det sig, at det er mere hensigtsmæssig at anvende NAND-gates end AND- og O-gates. Samtidig vil det være mere simpelt at reparere et defekt kredsløb, når komponenterne er ens, selvom det kan betyde marginalt flere komponenter. Dette kan gøres ved brug af DeMorgan s regel (8), hvor de anvendte AND- og NO-gates kan omskrives til NAND-gates (Se Figur 60). A C A C B B Figur 60: Omskrivning til NAND-gate. DeMorgan s regel kan med boolske ligninger udtrykkes således: C ( AB)' A' B' C ( A B)' A' B' Kredsløbet blev således ændret til kun at indeholde NAND-gates og invertere. Det endelige diagram over konverteringen blev derfor som på Figur 6. Igen kan det eftervises om f.eks udgangssignalet Q 0 passer: Q Q Q (( A'(( B' C')'( BD)')')'( C' D)')' A' (( B' C')'( BD)')' C' D A' ( B' C' BD) C' D Efter at have simuleret kredsløbet blev det opbygget på et fumlebræt, hvor det så kunne blive testet, så det kunne vurderes om konverteringen blev udført tilfredsstillende (Se Figur 6). Figur 6: Billede af lineær til logaritme dekoderen opbygget på fumlebræt, klar til at blive testet

77 HIFI-forstærker Til opbygning blev der anvendt følgende TTL komponenter: 700 som indeholder stk. input NAND-gates. 70 som indeholder stk. input NAND-gates. 70 som indeholder 6 stk. inverterer (X). Sluttelig blev kredsløbet monteret på hulprint ved brug af wire wrap. Vcc Q0 Q Q7 UB NAN 5 UB NAN 5 U5B NAN 5 U6B INV Vcc UB NAN 5 UB U6B U7B NAN NAN NAN UB NAN 5 UB NAN 5 5 U5B NAN 6 U6B NAN 5 U7B NAN 5 5 U8B NAN 6 U9B NAN 5 U6B U9B UB U6B NAN NAN NAN NAN B B' C C' D Q6 U0B NAN 5 5 (B'C')' Vcc ((B'C')'(BD)')' U7B INV U8B INV UB NAN UB NAN 6 UB NAN U5B U8B U0B U7B U9B Vcc NAN NAN NAN NAN NAN A' U8B NAN A UB NAN UB UB Vcc 0 INV INV C D (C'D)' UB NAN 5 5 U0B INV D' (BD)' UB NAN 5 A Q Q5 U5B U8B NAN NAN 5 U7B UB UB NAN NAN NAN Vcc 5Vdc B (A'((B'C')'(BD)')')' Q U9B NAN A' Q U0B NAN 5 UB U5B NAN NAN UB UB INV INV Figur 6: Det færdige kredsløb over lineær til logaritme dekoderen

78 5.7.6 egulering af audiosignal Udgangssignalet fra lineær til logaritme dekoderen føres over til en D/A-konverter (AD75), der virker som en digitalstyret spændingsdeler, hvor referencespændingen V ref bliver delt via et - modstandsnetværk. XVII D/A-konverteren er sammenkoblet med en opamp (TLE), hvis udgang er audiosignalet. Som referencespænding anvendes det tilførte audiosignal fra tonekontrollen. Jvf. databladet for AD75 (H) kan opamp en kobles på de anvendte måde (Se Figur 6) for at få en forstærkning A db på: D A db 0 log 55 D er værdien af det 8 bit signal fra lineær til logaritme dekoderen, således at reguleringen af volumen sker i trin med spring på db. 5Vdc Vcc 5Vdc Vcc 0 0 Audio in (Fra tonekontrol) Vcc Vcc Q0 Q Q Q Q Q5 Q6 Q UC DB7 DB6 DB5 DB DB DB DB DB0 fb Vref VDD (W)' (CS)' OUT OUT GND AD UC - 7 V V- N OUT N 6 5 TLE/0/TI C56 0n Audio out (Til effektforstærker) 0k 57 0 Figur 6: Diagram over kredsen, hvor audiosignalet reguleres. Ved en v ref på v og D på 0000 () vil forstærkningen blive: v v out out v ref v D Sammme D-værdi () vil give en db-ændring på: Udlæsning 0,8V D A db 0 log 0 log db For at kunne aflæse, hvor meget volumen er dæmpet, skal der ske en udlæsning på et display. Dæmpningen ønskes vist i db og skal vise hele dæmpningsintervallet fra 0 til 5 db med intervaller på db. Til udlæsningen er der valgt at bruge 7-segmentsdisplays (HD) (T) som vist på Figur 6. XVII Se appendiks

79 Figur 6: 7-segmentsdisplay af typen HD. Displayet tilsluttes med drivere af typen CA6E (Y), der har følgende sandhedstabel (Se Tabel 6): Udlæsning på displayet Inputs Outputs A B C D a b c d e f g x x x x ikke def ikke def ikke def ikke def ikke def slukket Tabel 6: Sandhedstabel for 7-segmentdriveren CA6E 8. Til udlæsningen anvendes to CA6E drivere til at styre hver sit 7-segment. Hvor det første 7-segment skal vise enere, og det andet skal vise tiere. Der kan ved hjælp af sandhedstabellen for driveren opstilles en samlet sandhedstabel over udlæsningen på de to 7-segmenter ud fra det bit lineære signal, som vist på Tabel 7:

80 bit linjer Dæmpning i db Inputs Outputs i 0 ere Outputs i ere A B C D Q E Q F Q G Q H Hexadecimal for Q E til Q H Q A Q B Q C Q D Hexadecimal for Q A til Q D F (slukket) F (slukket) F (slukket) F (slukket) C Tabel 7:Sandhedstabel for udlæsning på de to 7-segmentsdisplays ud fra det bit lineære signal, samt omregnede hexadecimaltal til programmering af EPOM. Konvertering af det bit lineære signal kan udføres, som ved konverteringen til det 8 bit logaritmiske signal, ved at opstille et gate-netværk. I såfald skal der først opstilles 8 minimerede udtryk ved hjælp af karnaugh kort og anden reduktion. Da denne metode allerede er blevet anvendt en gang, vælges der, at programmere en EPOM denne gang, som udfører konverteringen. Som det kan ses i Tabel 7 er BCD-værdierne også opgivet som to rækker hexadecimaltal, der benyttes til at programmere EPOM en i programmet Dataman. Der anvendes en 6kbit EPOM af typen AM7C6 (Q) til konverteringen. Udover de to 7-segmenter, der styres af driverne, anvendes der yderligere tre 7-segmenter. Et til at vise et minus tegn, så der gøres opmærksom på at der udføres en dæmpning af lydstyrken. De to sidste 7-segmenter figurerer symbolet for decibel (db). Dette gøres ved at føre indgangene til de segmenter, der skal aktiveres, til ground. Opstillingen er herefter blevet simuleret og testet i PSpice (Se Figur 65):

81 5Vdc Vcc 0 UD a b c d e f g Vcc h Vcc HD A B C D Vcc UD A0 A A A A A5 A6 A7 A8 A9 A0 A A OE PGM CE VPP AM76 O0 O O O O O5 O6 O QA QB QC QD QE QF QG QH QE 7 QF QG QH 6 QA QB QC QD 7 6 UD 0 CA6 UD 0 CA6 a b c d e f g a b c d e f g U5D U6D a b c d e f g a b c d e f g Vcc h HD Vcc h HD Vcc Vcc U7D a b c d e f g Vcc h Vcc HD U8D a b c d e f g Vcc h Vcc HD Figur 65: Kredsløb over udlæsningen. Da udlæsningen foregik som ønsket blev kredsløbet opbygget på et fumlebræt, hvor det blev tjekket om det simulerede resultat også var tilfældet i virkeligheden, inden kredsløbet kunne opsættes på hulprint med wire wrap. Delkredsene, der var blevet wire wrappet på hulprint, blev sluttelig forbundet til det færdige kredsløb, som udgør den samlede volumenkontrollen (Se Figur 66)

82 Figur 66: Samlet volumenkontrol wire wrappet på hulprint. For at impedanstilpasse volumenkontrollen til de resterende blokke, indsættes der parallelt en 0kΩ modstand ( 57 ) koblet til ground, og indgangsimpedansen i D/A-konverteren betragtes som uendelig, vil den samlede indgangsimpedans z in blive: Z 0kΩ Ω kω in 57 DAC 0 På udgangen af Volumenkontrollen er der indsat en overføringskondensator C 56, der blokerer for videreførelse af uønsket DC-strøm til effekttrinnet. Da indgangsimpedansen på effekttrinnet er 7 kω, kan kondensatorens C 56 størrelse findes til: f N π C C56 95,nF 0nF( væ lg es) π f π 0Hz 7kΩ N Det færdige diagram over den samlede volumenkontrol fik udseende som vist på Figur 67: - 8 -

83 Figur 67: Diagram over den samlede volumenkontrol

84 5.7.8 Delkonklusion på volumenkontrol Ud fra de opstillede krav om evnen til at forstærke/dæmpe i spring af - db ses det af målerapporten, at signalet ændrer sig med - db både i teorien og i praksis, samtidig evner volumenkontrollen. Kravene om digital udlæsning og mulighed for at regulere med en drejeknap er overholdt. Jævnfør THD-målingerne har kredsen en THD på 0,8%, hvilket må kunne forbedres med en kreds af diskrete komponenter i stedet for op-ampen TLE. Dæmpningsintervallet på db, kunne med fordel være sat lavere, da springene i lydstyrken kan virke lidt voldsomme. 5.8 Effekttrinnet I det følgende kapitel gennemgås effektforstærkeren. I dette projekt vil effektforstærkeren blive bygget efter klasse AB princippet. En af fordelene ved en klasse AB forstærker er et minimum af cross-over forvrængning kombineret med en god virkningsgrad Krav til effektforstærkeren Udgangseffekten skal være på minimum 0W middeleffekt ifølge DIN-5500, men for at give forstærkeren et vist effektoverskud vil effekttrinnet blive dimensioneret med 0W som mål. Indgangssignalet kommer fra volumenkontrollen, hvor signalniveauet er på max. V MS, med en udgangsimpedans på 0Ω. Hvad båndbredde BW angår, vil der blive stræbt efter en nedre grænsefrekvens på 0Hz. Det faktum, at mennesker godt kan være i stand til at høre lyde på under 0Hz (9), er årsagen til en nedre grænsefrekvens på 0Hz. I et sådant tilfælde er det mere højttalerne, der kan opstå problemer med. Den øvre grænsefrekvens vælges til minimum 50kHz, dette er over det dobbelte af, hvad det menneskelige øre kan høre. Grunden til denne relativt høje frekvens er, at det øger hastigheden af forstærkeren. En højere grænsefrekvens vil være bedre endnu, men det kan medføre større problemer med at holde forstærkeren stabil. (6) Der skal også overvejes hvordan en begrænsning af antallet af komponenter kan opnås. Årsagen hertil er, at signaler kan forvrænges, når de passerer gennem disse. Endvidere kan det også i flere tilfælde være en fordel at anvende parallelplacerede kondensatorer, i stedet for en kondensator. (6) Belastningsimpedansen lægges fast på 8Ω, hvorved forstås, at forstærkeren skal kobles til med en 8Ω s højttaler. Der vil til sidst blive konkluderet på, om effektforstærkerens mål blev opnået. Specifikke krav I skemaet herunder er DIN-5500 s krav sammenholdt med kravene, der er opsat i dette projekt. DIN-5500 Egne krav Udgangseffekt A 0W 0W Frekvensområde B 0Hz 6.000Hz 0Hz Hz THD højest 0,7% højest 0,7% Intermodulation højest % højest % Signal/støjforhold C mindst 50dB mindst 70dB - 8 -

85 Dæmpningsfaktor mindst mindst 0 Højttalerimpedans Ω eller 8Ω 8Ω A) Middeleffekt ved 000Hz sinus i 0 min. B) ±,5 db med 000Hz reference. C) Gælder også for fastholdt indgangssignal med volumenkontrol på 0dB. Ifølge DIN-5500 normen skal udgangseffekten, den harmoniske forvrængning, samt den nominelle belastningsimpedans være opgivet for forstærkeren. I tillæg må musikeffekten (peakeffekten), være påført forstærkeren. Udgangseffekten er valgt til det dobbelte, ud fra den betragtning at 0W er relativt lavt set med nutidens øjne. Frekvensområdet som er beskrevet i DIN-5500 er præget af at være blevet opstillet midt i 970 erne, hvor kun de bedste pladespillere og spolebåndoptagere kunne gengive frekvenser over 5 khz, derfor var det ikke nødvendigt med en bedre frekvensgang. I dag er forholdene anderledes. Digitale lydkilder såsom CD ere med en frekvensgang på khz, samt det faktum at selv middelgode båndoptagere er i stand til at gengive frekvenser over 5 khz. Den øvre grænsefrekvens er valgt til 00 khz, hvilket er meget højt for en HIFI-forstærker, men dette gør forstærkeren hurtigere. (6) Kravet til den totale harmoniske forvrængning er valgt til det samme som DIN-5500 foreskriver, eftersom dette afhænger meget af komponentkvaliteten. Desuden er 0,7 % så lavt et niveau, at de fleste mennesker ikke ville kunne registrere det. THD en vil med stor sandsynlighed blive en del mindre, også selvom der ikke tages specielt hensyn til den med moderne komponenter. Intermodulation er også valgt til det samme som DIN Intermodulationen kan måles med en LF curve analyser. Hvad signal/støj-forhold (S/N) angår, er DIN 5500 s krav ligeså forældet som krav til frekvensbåndet og af samme grund. Et signal/støj-forhold på minimum 70dB vil her være ønskelig. Dæmpningsfaktoren skal helst være så høj som muligt. En dæmpningsfaktor på som DIN foreskriver er praktisk talt ingenting, og er derfor sat til 0 hvilket er også er lavt i forhold til nutidens muligheder. Højttaleres impedans er blevet valgt til 8Ω Overordnet dimensionering En klasse AB forstærker er opbygget efter push-pull princippet, hvor to transistorer tager sig af henholdsvis den positive og negative halvperiode. Der findes to hovedtyper af transistorer til effektforstærkning, nemlig bipolare og MOSFET-transistorer. I dette projekt er der valgt MOSFET-transistorer, da disse har nogle helt klare fordele frem for BJT ere. (5l) - Ikke nødvendigt med en driver. - Højere operationshastigheder. - Lavere intermodulationsforvrængning. - Mindre risiko for termisk runaway. Af ulemper kan nævnes, at MOSFET er ikke er særligt egnede til effektforstærkning ved lave driftsspændinger i forhold til BJT-transistorer pga. den høje gate-source spænding. Ved at forstærke spændingen, kan der kompenseres for dette(se Figur 68)

86 Spændingsforstærkning MOSFET Transistorer IF50 og IF950 8Ω Figur 68: Blokdiagram modificeret med IF50 og IF950 - som vil blive benyttet ved den videre dimensionering. Til brug i dette projekt er transistorerne IF50 og IF950 blevet udvalgt til at danne basis for udgangstrinnet (se Figur 68). Dette er primært gjort ud fra, hvad der har været tilgængelig i laboratoriet. I forhold til hvad de skal bruges til, er de kraftigt overdimensioneret, hvilket man selvfølgelig ikke ville gøre i en produktion, da sådanne transistorer sandsynligvis vil have en højere stykpris. PSU ±V Opamp TLE MOSFET Transistorer IF50 og IF950 8Ω Figur 69: Blokdiagram med strømforsyning og den valgte TLE op-amp fra Texas Instruments. For at have et tilstrækkeligt kraftigt udgangssignal, er det nødvendigt at forstærke spændingen med en spændingsforstærkning. Til spændingsforstærkningen fra volumenkontrollen og til effekttransistorerne er der blevet valgt at bruge en op-amp. Dette fordi en op-amp er nem at implementere og bruge til dette formål. Konkret er der blevet valgt en TLE fra Texas Instruments, da denne op-amp er designet til audio-formål i forvejen. Dvs., op-ampen har bl.a. en markant højere slew-rate og båndbredde end f.eks. en standard op-amp som LM7. Opamps er i dette tilfælde bestemmende for valg af forsyningsspænding til hele effektforstærkeren. Ud fra databladet for TLE kan der ses, at den kan tåle en maksimal forsyningsspænding på ±V, hvilket medfører, at PSU en (Power Supply Unit)(Figur 69) til effektforstærkeren her skal levere ±VDC. PSU ±V Opamp TLE Spændingsdeling med justering af bias-strøm MOSFET Transistorer IF50 og IF950 8Ω Figur 70 Blokdiagram med strømforsyning og en spændingsdeling med justering af biasstrøm. Til at forspænde transistorerne benyttes en dobbelt spændingsdeling i stedet for en V BE - multiplier, da denne type forspænding er enkel. Denne type vil ikke være temperaturkompenserende, via en termisk kobling mellem den ene transistor og transistoren på V BE -multiplieren, da dette er ikke er nødvendigt i denne opstilling. Til at justere bias-strømmen gennem transistorerne, bruges et potentiometer mellem de to spændingsdelinger(se Figur 70)

87 PSU ±V Opamp TLE Spændingsdeling med justering af bias-strøm MOSFET Transistorer IF50 og IF950 8Ω Tilbagekobling Figur 7 Blokdiagrammet udviddet med en tilbagekobling For at styre forstærkningen og db-grænsefrekvenserne i effektforstærkeren, lægges der en tilbagekobling (se Figur 7)fra udgangen til højttaleren, til den inverterende indgang på opamp en. Dette gør det muligt at fastlægge den nedre grænsefrekvens til 0 Hz, og den øvre grænsefrekvens på 00 khz Teori og beregning Spændingsforstærkning VOFF 0 VAMPL.8 FEQ 000 V80 80 U80-7 V V- N OUT N 6 5 TLE/0/TI 0 0 C8 8 8 C80 0 Figur 7: Forstærkeren er her tilbagekoblet med et parallelt C-led. Indgangssignalet bliver her lavet af en tonegenerator indstillet til V MS og en frekvens på khz. Forsyningsspændingen på TLE eren er på ± V. I forbindelse med spændingsforstærkningen er der valgt en TLE op-amp. Denne op-amp skal spændingsforstærke signalet fra volumenkontrollen et antal gange, for at udgangseffekten kan leve op til kravene. Op-amp en er indsat i en ikke-inverterende kobling, dvs. at signalet er tilsluttet denne ikke-inverterende indgang på op-amp en (se Figur 7)

88 Op-ampens råforstærkning A 0 er på ca., 0 5 gange. Denne forstærkning er alt for høj, til hvad der er nødvendigt i dette tilfælde. Derfor laves der en tilbagekobling til den inverterende indgang på op-amp en, som dermed bliver bestemmende for forstærkningen. Endvidere bestemmer tilbagekoblingen også grænsefrekvenserne for effektforstærkeren dette bliver forklaret i slutningen af dette afsnit. Forstærkningen beregnes efter formlen: v v o i 8 Hvor v o er udgangsspændingen og v i indgangsspændingen. Foruden at bestemme forstærkningen, bestemmer 8 og 80, også indgangsimpedansen. Disse modstande skal være ens, da de skal tage eventuelle lækstrømme fra op-amp en. Både 80 og 8 er principielt koblet til jord - 8 er koblet til jord via højttaleren L. 80 og 8 vælges til 7kΩ, da indgangsimpedansen skal være over 0kΩ, for ikke at belaste volumenkontrollen for kraftigt og tage for meget af signalet. Med 80 på 7kΩ kan indgangsimpedansen udregnes til: i 7, 0kΩ 70MΩ 7kΩ i, opamp 80 i, op-amp er fundet i databladet for TLE (K). Det ses, at op-amp ens indgangsimpedans er så høj, at den ingen betydning har, og det reelt kun er 80 der har betydning. Dette gør, at indgangsimpedansen reelt er den samme som 80. Et andet problem, der kan opstå ved op-amps, er offset. Offset kan korrigeres ved hjælp af to terminaler på op-amp en. Når effektforstærkerens indgang kortsluttes, skal spændingen på opamp en være 0V. Hvis dette ikke er tilfældet, er der en spændingsforskel i forhold til jord, der kaldes offset, hvilket er nødvendigt at justere. Den mest anvendte metode er at tilslutte et potentiometer til -V cc og forbinde de to andre ben til offsetindgangen på TLE (ben og 5). Denne justering kan give op-amp en væsentligt dårligere data som f.eks en halvering af forstærkningen, op imod en faktor 00 i forringelse af driftdata, samt en dårligere CM mv. (0) MOSFET op-amps har normalt en forholdsvis stor offsetspænding på udgangen, men små lækstrømme på indgangene, mens det modsatte gør sig gældende for op-amps lavet af BJT er. Da TLE er lavet af BJT er, samt er konstrueret til at have minimalt offset, er denne relativt lav på 900µV for en TLECP. C i betegnelsen står for commercial, hvilket henviser til det temperaturområde op-amp en kan operere i, hvilket er 0 C 70 C

89 Forspænding af transistorerne 8 88 M80 IF50 8 U80-7 V V- N OUT N TLE/0/TI 89 IF M8 Figur 7: Kredsløb til at forspænde udgangstransistorerne M 80 og M 8. Til at bias-forspænde transistorerne er der valgt at lave en spændingsdeling. De transistorer, der er valgt, har nogle lidt forskellige parametre. Derfor vil beregninger blive lavet særskilt for de to det vil så senere vise sig, at det ikke har nogen videre praktisk betydning i forhold til valget af modstandsværdier. Det har dog en lille betydning i, at strømme og spændinger ikke vil være helt ens, for begge transistorer(se Figur 7). Først findes de to tærskelspændinger v t for de to transistorer, hvilket gøres ud fra (L) : IF50: V t, V IF950: V t,5 V Ud fra følgende ligning kan v GS udregnes: i i D D v GS k k ' n ' n v t ( v v ) GS ( v v ) c GS i t t D ' kn ' Herud fra kan det ses, at før v GS kan regnes ud, skal værdierne for k n for transistorerne findes. På grafen bilag (L) kan den tilhørende værdi for ' k n findes ved hjælp af følgende formel: ( f ( v )) ' k n GS ' A A IF50: k,, 9 n ' A A IF950: k 0,95 0, 90 n V V V V

90 Bias-strømmen gennem drain på transistorerne vælges til 00mA; det er faktisk 00mA for IF950, men denne er regnet numerisk igennem hele rapporten. Denne bias-strøm er høj, hvilket vil give forstærkeren en lav cross-over, men et højt strømforbrug i tomgang. Dvs. egenskaber i retningen af en klasse A forstærker. Effektforbruget i tomgang kan udregnes således: P v i V 0,A, W Nu er så muligt at udregne v GS : tomgang CC D IF50: id 0,A vgs vt,v, 9V ' A k,9 n V IF950: id 0,A vgs vt,5v, 58V ' A k 0,90 n V For at regne modstandsværdierne ud for 8 og 86, skal strømmen gennem disse bestemmes. Denne bestemmes til ma, derefter er det muligt at finde modstandsværdierne således: 8 86 v v CC CC v v I v v I v GS IF 50 v CC GS IF 950 CC V, 9V 0, 00A og v v GS IF 50 GS IF 950 V, 58V 0, 00A 8,6kΩ 8,kΩ Disse modstandsværdier eksisterer ikke, og bliver derfor omrundet til nærmeste værdi i E- rækken: 8 8 kω 86 8 kω Efter 8 bliver strømmen fordelt mellem 8 85 og 87 med en faktor, der siger 0 til 87 9 og 0 til Dette er gjort for at gøre 87 mindre væsentlig for bias-strømmen, da denne ikke har den store betydning for spændingsniveauet på begge sider af 87. I praksis er dette for at kunne finjustere bias-strømmen via 87, da 87 som sådan kunne udelades, med mindre ændringer på 8 og 85. Ud fra disse oplysninger er det muligt at udregne værdierne for 87, 8 og 85 :

91 87 v I I I GS IF v I 85 v v 0 87 GS IF 950 GS IF 50 I GS IF 950 I I I ,00A 0,000A,9V,58V 0,000A og 9 0 0,00A 0,0009A,9V,77kΩ 0,0009A,58V,98kΩ 0,0009A 69,70kΩ Disse værdier vil så i praksis se sådan ud: 87 68kΩ 8 9kΩ 85 9kΩ 87 vil i praksis bestå af et 00kΩ potentiometer, så det er muligt at regulere bias ved hjælp af denne. Nu kan det ses, hvorfor den forskel, der var i parametrene på transistorerne, ikke har den store betydning. Dette skyldes, at modstandsværdierne, bliver de samme, når de bliver afrundet. Dette, sammen med det faktum at de modstande vi anvender i praksis, har en afvigelse på % eller 5 %, berettiger endvidere muligheden for at justere bias-strømmen ved hjælp af 87. Dvs. i praksis skal strømmen gennem drain på transistorerne justeres, hvilket gør at 87 vil antage en værdi enten over eller under de foreskrevne 68kΩ. Effektkrav Da der er valgt at bruge en TLE som op-amp og MOSFET er som udgangstransistorer, vil det ikke være sandsynligt at kunne opretholde ambitionen om 0W i udgangseffekt. Dette kan ses ud fra følgende udregning: V P P 0W 8Ω 7, Peak mid L mid L 9 Her ses det, at der skal være en spændingsforskel på 7,9V på L. Dette sammenholdt med at vores TLE højst kan køre med en forsyningsspænding på ±V, hvor udgangssignalet maksimalt kan svinge ±,0V, sammen med det faktum, at der er et spændingsfald over 8, M 80 og 90, gør, at den reelle effekt på L bliver mindre. V - 9 -

92 8 8k 88 M80 V Vcc 00 IF U80-7 V V- N OUT N 6 5 TLE/0/TI.9k 0. 0 L 8 Figur 7: 90, gør, at den reelle effekt på L bliver mindre Derfor regnes der baglæns fra op-amp en med,0v, som udgangspunkt dvs. regneeksemplet bliver kun regnet igennem for den positive halvperiode. De,0V er fundet ved forsøg i laboratoriet. Først udregnes spændingsfaldet for de enkelte dele, der har betydning for udgangsspændingen (Figur 7). Dvs. at spændingsfaldet over 8 og 90 samt transistoren M 80, dette spændingsfald er dog så lille, at det vil der kunne ses bort fra: v v,9kω,0v,9kω 8kΩ 8 8 out,opamp 8 8,7V 90 0,Ω ( v v ) (,0V,7V ) 0, V v90 out, opamp 8 8 0,Ω 8Ω 90 L Derefter kan spændingsfaldet over L findes: V L v out,op-amp v 8 - v 90,0V,7V 0,8V 6,V Dvs. den maksimale spændingsforskel, der kan ligger over L (højttaler), er 6,V. Dette gør, at den maksimale effekt forstærkeren kan levere til højttalerne kan udregnes : P v ( 6,V ) 90 mid 6, 89 L 8Ω Varmeafgivelse fra udgangstrinnet Den maksimale effekt, der skal afsættes til kølepladen, udgør for transistorerne: P P D Først udregnes effekten fra vores strømforsyning P S via følgende formel (5m) : VL, Peak 6,V PS VCC V 8, 78W π L π 8Ω Udgangseffekten L er udregnet tidligere til 6,89W. Da P S og P L kendes, kan effekten der afsættes i kølepladerne P D udregnes til: PD PS PL 8,78W 6,89W, 89W S - P L W - 9 -

93 Køleplade Effektforstærkeren afsætter,89w i udgangstransistorerne. Halvdelen af dette bliver afsat i IF50 dvs. 5,95W. Hvis transistoren sidder i fri luft ved stuetemperatur T A, vil den have en junktiontemperatur på: (5n) T J T A θ JA P D 5 C 6 o C W 5,95W 9 C θ JA er den termiske resistans og er hentet fra databladet, (O) mens P D er den afsatte effekt i transistoren. Det ses, at der blev afgivet så meget effekt, at temperaturen er langt over den maksimale temperatur på 75 C for en IF50 er. Det er derfor nødvendigt med en køleplade for at holde temperaturen under 75 C. Her skal der huskes på, at der er to udgangstransistorer, hvilket vil sige, at den afsatte effekt vil være den dobbelte dvs.,89w. I det resterende bliver der regnet med den samlede afsatte effekt på,89w, da de termiske egenskaber er nogenlunde ens for begge transistorer. Dvs. lidt bedre for IF950 end for IF50, men der vil blive regnet, som hvis begge var af typen IF50. Dette stemmer ikke helt overens med virkeligheden, på den anden side forenkler det beregningerne, ligesom der vil være et vist kapacitetsoverskud i systemet. Ved at omskrive følgende formel kan størrelsen af kølepladen udregnes, dvs. dens termiske resistans θ SA : T θ J SA T A T J P D T ( θ θ θ ) A c JC P D P ( θ θ ) Ifølge DEMKO må kølepladen ikke være mere end 0 C varmere end omgivelsestemperaturen, hvilket kan udtrykkes således: D CS JC T S T A 0 o C Ud fra den betragtning at temperaturen på huset af transistoren ikke vil være højere end på kølepladen, kan ovenstående formel omskrives til følgende: T C T A 0 o C Endvidere foreskriver DIN 5500, at forstærkeren skal kunne fungere korrekt mellem 5 C og 5 C. Dvs. omgivelsestemperaturen T A må maksimalt være 5 C, hvorefter det er muligt at udregne temperaturen på transistorhuset T C : T C T A 0 o C 5 o C 0 o C 75 o C SA CS - 9 -

94 Figur 75: Den maksimale strøm der kan løbe gennem I D til T C.. Det kan endvidere ses på Figur 75, at der ved en T C på 75 ºC kan løbe en drain-strøm på omkring A, hvilket derfor er rigeligt i forhold til strømmen gennem transistorerne: V90 0,8V I D I 90, 05A 0,Ω 90 For at finde ud af hvor høj temperaturen er på junction en, kan følgende udregning laves: T J max P D max θ JC P T D max C T J max θ T JC C c,89w,5 o C W o o 75 C 00, C Derved bliver den maksimale temperatur på junktion 00, C ved maksimal udgangseffekt på effektforstærkeren. Nu er det så muligt at finde kølepladens termiske resistans, med θ JC fundet i databladet til,5 C/W og θ CS til 0,50 C/W: (5n) θ SA o o 00, C 5 C,89W,89W o o C C (,5 0,50 ) W W 7,88 o C W Dvs. vores køleplade skal have en termisk resistans på 7,88 C/W eller mindre. Et eksempel på en køleplade der kan klare dette, er AB fra ABL Heat Sinks (N). Denne køleplade har en θ SA værdi på,70 C/W med en længde på 0 cm, hvilket er tilstrækkeligt til at køle de to udgangstransistorer tilstrækkeligt (se Figur 76). Grunden til at denne er valgt, er at en lignende var tilgængelig i laboratoriet

95 Figur 76: Køleplade fra ABL Heat Sinks, der med en længde på 00 mm, har en θ SA værdi på,70 C/W. Tallene på figuren er i mm. Virkningsgrad Dette giver også grundlag for overvejelser omkring udnyttelsesgraden i forstærkeren. De samlede effektforbrug i højttaleren L er på 6,89W, mens effekten P S fra strømforsyningen er udregnet tidligere til 8,78W. Dette gør det muligt at udregne virkningsgraden: (5o) P η P L S 6,89W 8,78W 58,7% Virkningsgraden kan også udregnes direkte ved hjælp af spændingen over L og forsyningsspændingen: π η v L, Peak VCC π 6,V V 58,7% Termisk styring af FET Da der, som tidligere nævnt, er valgt at bruge MOSFET er som udgangstransistorer, vil der i almindelighed skulle etableres en termisk kobling. Denne type kobling er at finde i mange typer af effekttrin og har til formål at holde systemet stabilt, termisk set. Der skal også her gøres overvejelser om den termiske kobling er nødvendig i den konkrete opstilling. Til disse beregninger tages der udgangspunkt i beregningerne om P D. Fra afsnittet om køleplade er hentet følgende: P T J max D max θ JC Denne varmeafgivelse skal også beregnes for hver enkelt af MOSFET erne, men der vil som tidligere, ses bort fra forskellen på de to MOSFET er. Det giver følgende udregning: T o C o o TJ max PD max θ JC TC,89W,5 75 C 00,6 C C W Udregningen her skal sammenlignes med T C - I D kurven fra databladet. Det forklarer den første grund til at undlade at etablere den termiske kobling

96 Figur 77 Sammenhængen mellem case-temperaturen og strømmen gennem IF50. Den anden årsag til udeladelsen af den termiske kobling skal hentes i afsnittet om termisk runaway (se afsnit 0). Her er den lille modstand 90 på 0, Ω indsat på sourcen. Dette virker ved, at hvis strømmen i D stiger gennem sourcen, vil der samtidig løbe mere strøm gennem 90, hvilket bevirker at spændingen over modstanden stiger som medfører en tilsvarende mindskning af v GS. Derved hjælper 90 til at stabilisere ved negativ tilbagekobling. En undladelse af den termiske kobling vil godt kunne forsvares i dette her tilfælde, da transistorerne er kraftigt overdimensioneret i forhold til, hvad strømforsyningen maksimalt kan levere. Udgangstransistorerne IF950 og IF50 er komplementære og opbygget efter DMOS princippet XVIII. Har en spændingsforstærkning på lidt under. Dvs. gate-source-spændingen V GS følges ad, med tærskelspændingen V t som forskel DC-mæssigt. Ligesom op-amps kan en transistor ikke reagere momentant. I stedet har den en forsinkelse, som er angivet i databladene som rise time t r og fall time t f. Hvad IF50 angår, har den en lidt større fall time end rise time, hvilket gør, at det er denne, der vil blive regnet på. Ved simple udregninger kan den maksimale power båndbredde f pb, som transistoren kan reagere på, findes til: t f f pb V DD v s v s πv Hvilket i særdeles er tilfredsstillende. Peak v s V t DD f 50V,0 0 5ns 9 v,0 0 s MHz π, V 9 v s XVIII Se appendiks

97 Modstand på gate en M80 IF L 8 0 Figur 78: Eksempel på transistor med modstand på gate og source. Da strømforsyningen kan levere 6 ampere, og transistorerne kan klare ampere (IF50) og 0 ampere (IF950) ved T C 00 C, behøver vi ikke være bange for at brænde vores transistorer af, ved f.eks. kortslutning mv. Dvs. i dette tilfælde er der som sådan ikke brug for 90 (se Figur 78). Modstanden 88 kan vi som sådan ikke regne på, da det rent regneteknisk ikke giver nogen mening at indsætte en modstand her. I praksis kan det dog være en fordel, da modstanden vil forhindre forskellige former for oscillation i MOSFET en, hvilket i øvrigt er en generel nødvendighed. Dette er pga. gate en har en høj kapacitans, med nogle strøinduktanser. Disse strøinduktanser kan sammen med gate ens kapacitanser resultere i utilsigtet HF-oscillation i MOSFET en (). Dette kan modvirkes ved at placere en modstand ved 88. Modstanden skal rent fysisk sidde tæt ved MOSFET ens gate, da den ellers ikke vil fjerne den støj, der kan være i tilledningerne til gate en. Modstandene skal være mellem 00Ω og 75Ω. () I dette projekt er der blevet valgt en modstand på 00Ω. Før indsættelse af denne modstand var der en cross-over eller selvsving, der ikke kunne reguleres væk via bias-reguleringen. Denne cross-over forsvandt dog ved at indsætte 88 og 89, samtidig med at det blev muligt at regulere på bias-værdien. Termisk runaway Termisk runaway er, når temperaturen på transistorerne løber løbsk og stiger ukontrolleret, med efterfølgende afbrænding af transistorerne. Temperaturen på junktion T J må ikke overstige 50 C - 00 C, da transistoren ellers vil ødelægges. Modsat BJT-effekttransistorer er MOSFET-transistorer i teorien ikke særlig udsatte for termisk runaway. () Dette er bare ikke tilfældet i praksis, da bias i en klasse AB forstærker er lav, hvilket gør, at der skal være sikret imod termisk runaway. Grunden til dette er, at temperaturafhængigheden er domineret af den negative temperaturkoefficient for tærskelspændingen V t

98 Figur 79: i D som funktion af v GS til forskellige temperaturer på transistorhuset. På Figur 79 kan det ses, at der er et punkt, som kurven for i D -v GS skærer, alt efter hvilken temperatur T C transistoren opererer ved. Dette punkt kaldes temperaturkoefficienten i nul, og ligger normalt ved en v GS -værdi på mellem V og 6V. I regionen med relativ lille strøm, vil i D s temperaturkoefficient være positiv, og MOSFET-transistoren kan derfor nemt gå i termisk runaway. M80 IF Figur 80: Source-modstand til beskyttelse mod termisk runaway. Denne risiko for termisk runaway kan mindskes ved at indsætte en modstand i source. Dette virker ved, at hvis strømmen i D stiger gennem source, vil der samtidig løbe mere strøm gennem 90 (se Figur 80), hvilket bevirker at spændingen over modstanden stiger som medfører en tilsvarende mindskning af v GS. Derved hjælper 90 til at stabilisere ved negativ tilbagekobling. Grænsefrekvenser for udgangstrinnet På er blokdiagrammet over udgangstrinnet (Figur 8). Som det ses, er det et modkoblet kredsløb, hvormed der kan opnås en bestemt middelfrekvens samt en båndbredde, der tilfredsstiller de stillede krav

99 V s Sumationspunktet V in Op-amp A 0 ~, E5 Effekttrin A E ~ V out - V in V s - V f Højtaler V f V out. ß Tilbagekoblingen ß Figur 8: Principskitse for udgangstrinnet. Ved anvendelse af sløjfereglen på blokdiagrammet for udgangstrinnet fås: A f V V out S da βa 0 >> A0 AE A β A Det vil sige, at det er β, der bestemmer såvel forstærkning som båndbredde. Her er, som det vil fremgå senere, β under og dermed faktoren, der skal dæmpe forstærkningen fra op-amp en. β er i eksemplet her frekvensafhængig, idet der i det opstillede diagram indgår β med to impedanser. Z indeholder et parallel C-led og Z indeholder C-led i serie. 0 fås A f E β Z V f Z V 0ut Figur 8 Tilbagekoblingsfaktoren β udgøres af Z og Z. C-leddet i Z er bestemmende for, hvor den nedre grænsefrekvens vil være, ligesom Z er bestemmende for den øvre grænsefrekvens. β kan herefter udregnes til: V f β V out Z Z Z I forbindelse med disse beregninger kan der ses bort fra de indbyrdes afhængigheder mellem de to C-led, da afstanden mellem de vedtagne øvre og nedre grænsefrekvenser er mere end dekader

100 Der er tidligere foretaget udregninger for V out 6,V peak. Dette giver,6v MS, og da der er vedtaget en udgangsimpedans på 8Ω, giver det en udgangseffekt på: Vrms P 6, 9W Herefter kan forstærkningen i middelfrekvens området bestemmes da V S tidligere er fastsat til V MS : Vout,6V 5,8 VS V Udover at opfylde kravet til udgangseffekt og impedans, er der også som tidligere nævnt krav til den nedre og øvre frekvens. Ud fra den konstatering, at en del mennesker godt kan høre frekvenser på under 0Hz, vil de kommende beregninger baseres på en nedre grænsefrekvens på 0 Hz. Selv om det for de fleste mennesker ikke kan lade sig gøre at høre frekvenser på over 0kHz, er målet en øvre grænsefrekvens på 00 khz. AdB Forstærkningskarakteristik for op-amp /Beta Forstærkningen Figur 8 Forstærkningskarakteristik for en op-amp med indtegningen af funktionen /β Da det er β, der er interessant i denne sammenhæng, anvendes følgende formel: A f A A 0 0 β A f da βa 0 >> β 5,8 β 0,7 β 5,8 β er i det modkoblede udgangstrin bestemmende for såvel frekvensgang og forstærkning, forudsat at op-amp ens forstærkning A f(ω) til enhver tid er >/β. Z β Z Z

101 C8 8 8 C80 0 Figur 8: Udsnit af diagram med det parallelle- og det serieforbundne C-led. β 8 Som nævnt tidligere er A f 8 Z Z β β β 8 C 80 Xc Xc SC S 8 C C SC SC X 8 8 C80 ( C S ) C S 8 SC C S C ( C S ) S C80 C S 8 C C 8 8 S C80 S SC S S ( 8 C80S ) ( 8 C8S ) C ( C S ) ( C S ) C S S ( 8 C80 8 C8) S ( C C C ) S 8 80 A f, det vil sige, at A f er den reciprokke værdi af β. β 8 8 C 80 8 C 8 C 80 S C 8 8 ( 8 C80 8 C80 8 C8 ) S ( C C ) S S Da både tæller og nævner optræder som. gradspolynomier fås henholdsvis to nuller og to poler. For at undersøge yderområderne laves en grænseværdibetragtning af A f for S 0, henholdsvis for S. Dette giver: A f for S 0 og A f for S - 0 -

102 5,8-0 db pr. dekade * * * * Figur 85 Model for forstærkningen, hvor * er ω 0, * er ω p, * er ω p og * er ω 0 I dette projekt er det besluttet, at der skal være en nedre grænsefrekvens på 0 Hz og en øvre grænsefrekvens på 00 khz. Dette giver en dekadeafstand på, og som tidligere nævnt er en dekadeafstand på mere end tilstrækkelig for at kunne regne på grænsefrekvenserne, uden gensidig påvirkning. Som det ses af Figur 85, skal /β ~ A f være konstant i middelfrekvensområdet. Dette opnås ved, at C 8 har en meget stor impedans og C 80 en impedans nær 0 i dette frekvensområde, og β-kredsløbet kommer derfor til at se således ud: 8 V f 8 V 0ut Figur 86: β-kredsløbet. For at kunne beregne komponenternes størrelser i Z og Z er 8 bestemt til at være 7kΩ. Derfor kan 8 bestemmes til: 8 β 0,7 8 5,6kΩ 8 Z bestemmer den nedre frekvens(0hz), som omregnet til ω-værdi skal være: ω n 6.6 s -. Da ω C, F n τ C 8µ 80 Z Da denne kondensatorværdi ikke var tilgængelig, er valgt en værdi på, µf. (Beregninger med den nye ω-værdi findes nederst i dette afsnit.) Z bestemmer den øvre frekvens (00kHz), som omregnet til ω-værdi skal være: ω n 6,6 0 5 s - 8 Da ωø C8 59ρF τ C Z 8 Der er valgt at konstruere en kondensator på 59µF ved hjælp af to kondensatorer i parallel på henholdsvis µf og 7µF. Da alle værdier er kendte, er der mulighed for at opstille en overføringsfunktion

103 A f 8 5,6kΩ, 8 7kΩ, C 80,8pF, C 8 59pF C 80 8 C 8 C 80 S C 8 ( 8 C80 8 C80 8 C8 ) S ( C C ) S S 5 0 A f (s),5 0 S S 8 8 7,6 0,5 0 S S Ved at løse ligningen for henholdsvis tæller og nævner fås nuller og poler, som løsninger. Figur 87: Bodeplot med frekvensområdet gående fra nedre til øvre grænsefrekvens, med det maksimale forstærkning indtegnet. Som kontrol beregnes X C8 og X C8 i middelfrekvensområdet: f middel f.eks. khz XC8,5MΩ Impedansen er meget stor. πfc π XC80 6Ω Impedansen er meget lille. 6 πfc π 0, 0 80 som tidligere antaget er reaktansen for C 8 meget stor, mens den for C 80 er meget lille. Grænsefrekvenserne kan på baggrund af tidligere udregninger sættes til: ω n ω 5, f 8, Hz 6 τ 5600Ω, 0 Z - 0 -

104 ω ø ω 6776 f 99, 9kHz τ 7000Ω 5,9 0 Z Dæmpningsfaktoren Dæmpningsfaktoren er et udtryk for forholdet mellem højttalerimpedansen og effektforstærkerens indre modstand, dvs. effektforstærkerens udgangsmodstand. Denne faktor udtrykker forstærkerens evne til at styre højttaleren. Hvis højttalermembranen får en impuls og svinger udad, vil den ikke kun nøjes med at svinge tilbage igen, men vil svinge forbi hvilepositionen. Ved en høj dæmpningsfaktor reduceres denne uønskede egenskab ved, at den inducerede strøm, der opstår, når membranen svinger tilbage, bliver kvalt i effektforstærkerens lave udgangsimpedans. (6) Ifølge DIN-5500 skal denne være på mindst. De opstillede krav er på mindst 0 gange. Det betyder med en højttaler på 8Ω, at udgangsimpedansen skal være højst: L 8Ω Z out 0, 8Ω dæmpningsfaktoren 0 Udgangsimpedansen Først udregnes udgangsimpedansen out uden tilbagekobling. For at gøre dette, er det nødvendigt at kende transkonduktansen for både IF50 og IF950, disse findes således: g g m,if50 m,if950 k ' n k A A ( v GS v t ),9 (,9V,V) 0,87 V V A A ( v GS v t ) 0,90 (,58V,5V) 0,97 V ' n ' v GS og k n er fundet tidligere, under beregning af forspændingen. Derefter er det muligt at udregne out : out V 8, 66Ω A A g g 0,87 0,97 m,if50 m,if950 Tilbagekoblingen er af serieshunt-typen, hvilket giver en resulterende udgangsimpedans i hvile på følgende (5p) : out 8,66Ω Z 0, Ω A β, 0 0,7 m out 5 Hvor råforstærkningen A og β er fundet tidligere. Det ses herover, at out ikke har den store betydning for indgangsimpedansen, da op-amp ens råforstærkning og β er relativt store. I praksis har det ikke den store betydning, om Z out er særligt meget mindre end 0,Ω, da ledning og eventuel spole i delefilteret i højttalere sagtens kan overstige en impedans på 0,Ω, hvorved en eventuel lille Z out vil være uden betydning. (6) Dæmpningsfaktoren kan nu udregnes til: dæmpningsfaktoren Z L V 8Ω,5 0 0,mΩ V - 0 -

105 Kortslutningssikring M80 IF50 Q80 BC57B/PLP L 8 0 Figur 88: Forstærkerens diagram modificeret med en kortslutningssikring på udgangen. I denne opstilling vil kortslutningssikringen kun være aktiv i de positive halvperioder. Tilsvarende skal laves for IF 950. På Figur 88 ses et kredsløb bestående af en transistor Q 80, som i tilfælde af kortslutning kan forhindre transistoren M 80 i at overophede og brænde af. Ideen er, at spændingen over modstanden 90, styrer, hvornår Q 80 er åben eller lukket. Hvis der sker en kortslutning af L, vil strømmen gennem M 80 stige til, hvad der maksimalt kan løbe gennem M 80. Dette resulterer i, at spændingsfaldet over 90 stiger, hvilket medfører, at Q 80 åbner. Med Q 80 åben vil V GS blive formindsket, hvorved strømmen I D begrænses Simulering i PSpice Efter dimensioneringen af effekttrinnet foretages der en simulering af dette trin. I simuleringstrinnet indsættes komponenterne i de beregnede størrelser. Simuleringen foretages for at afsløre eventuelle fejl. Til forskel fra laboratoriet koster det ikke afsvedne komponenter ved fejltilslutning, pga. valg af spænding og mange andre lidt uheldige forsøg. PSpice indeholder et meget omfattende lager af komponenter. Hvert komponent er beskrevet med data og karakteristikker. Disse værdier er givet under visse forudsætninger, som f.eks. temperatur. Når det ikke kan lade sig gøre at få et kredsløb opbygget i virkeligheden, skyldes det, at de fysiske komponenter svinger i værdier på f.eks. 5%, hvorimod der i PSpice er eksakte værdier. Ligeledes har PSpice mange analyse- og graftegningsmuligheder. Simuleringen Ved gennemgangen af simuleringen vil der blive gennemgået konkrete regne- og simuleringseksempler og en uddybning af, hvorfor den teoretiske udregning ikke i alle tilfælde stemmer overens med de faktiske resultater

106 Nedenstående er en visualisering af nogle af de muligheder, PSpice har for at simulere forskellige situationer(se Figur 89). Diagrammet fra projektet danner grundlag for denne simulering. Effektforstærkeren 8 8k 88 M80 V Vcc 00 IF VOFF 0 VAMPL.8 FEQ 000 V 80 7k U80-7 V V- N 6 OUT 5 N TLE/0/TI.90k k 89 IF V L I M8 0 0 C p 8 7k 5.6k C80.u -Vcc 0 v 0 Figur 89: Diagrammet viser placering af placeringen af de to prober. Der er indsat to prober, hvor den ene måler spænding og den anden strømmen. Her kan aflæses de to værdier, nemlig I out og V out. Dette giver mulighed for at udregne udgangseffekten: Pmid v peak Apeak 5,96V peak.99apeak 5, 88W Heraf kan ses, at kravet om en udgangseffekt på minimum 0 W er overholdt, men at den simulerede effekt ikke er nær så stor som den udregnede. Disse prober kan placeres efter behov. Det kunne f eks. være spændingen på signalindgangen, der kunne være interessant, for derved at kunne bestemme forstærkningen. På det nedenstående kurvediagram kan det ses, at kurverne ikke helt er så pæne, som de burde være(figur 90)

107 Figur 90: På sinuskurven kan aflæses: V out 5,96 V, I out,99a og V in,8v. Maximum step size: 5 µs. Forklaringen på, hvorfor diagrammet er taget med i rapporten er, at det ønskes at vise et eksempel på, at teori og praksis ikke altid passer sammen. Det viser sig nemlig, at den tilsvarende opsætning af diagrammet i praksis fungerer uden af klippe. Et andet område, der skal undersøges, er frekvensbredden (BW). Også her er Pspice et velegnet redskab. Simuleringen skal vise, om forstærkningen middelfrekvensområdet er stabilt. Figur 9: Her er vist -db grænser for effektforstærkeren. Forstærkningen ved khz er 5,dB heraf findes BW som f n 8,5Hz og f ø 00,5kHz. Som det kan ses på diagrammet, er forstærkningen på 5,dB ved frekvensen khz(figur 9). Herefter er den nedre frekvens fastlagt ved at gå mod lavere frekvensværdier på kurven, indtil forstærkningen er faldet med db. Frekvensen kan nu aflæses og tilsvarende findes den øvre frekvens. Med hensyn til simulering af THD på kredsløbet for effektforstærkeren, er PSpice også et velegnet værktøj. Inden der foretages en THD simulering, skal det bemærkes, at med et indgangssignal på V MS klipper udgangssignalet en smule. Det skal siges, at dette ikke forholder sig sådan i praksis. Hvis der foretages en THD beregning under disse forudsætninger, vil resultatet ikke kunne bruges. Derfor ændres opstillingen, så den ikke længere klipper. Dette kan gøres på flere måder, men her er valgt den lette metode, nemlig at nedsætte indgangssignalet. Det nedsættes nu til,75v MS som svarer til,7v peak. Under den forudsætning viser Pspice, at sum

108 men af de harmoniske forvrængningsprodukter er 8,09 0 %. Der skal til sammenligning oplyses, at THD ville have været på,6%, hvis ikke indgangssignalet ikke var reduceret Konklusion på effektforstærkeren Konklusionen vil hovedsagelig være koncentreret om sammenligningen mellem de teoretiske udregninger og de målinger, der er foretaget på det opbyggede trin. Der er overordnet set en pæn sammenhæng mellem de to typer målinger. Ligeledes stemmer de fleste testresultater på PSpice også fint sammen med resultaterne herunder(tabel 8). Forstærkningen A V : For at finde forskellen på resultaterne i forstærkningen, skal der søges i. decimal. Forskellen er her så lille, at der i eksemplet her helt kan ses bort fra denne. Målinger Praktiske målinger Teoretiske beregninger Egne krav Forstærkningen A V 5,7 gange 5,8 gange - Frekvensområde ±db 7,5Hz 96,6kHz 8,6Hz - 99,9kHz 0 Hz 00 khz Indgangsimpedans Z in 6,6kΩ 7kΩ - Udgangsimpedans Z out, mω 0,mΩ 0,80Ω THD 0,0% 8,09 0 % * 0,7% Udgangseffekt 6,0W 6,89W 0W Dæmpningsfaktor 88,5 0 0 *) Målt ved sænket indgangssignal Tabel 8: En sammenligning mellem praktiske og teoretiske beregninger. Når der ses på frekvensområdet, er resultatet meget tilfredsstillende. Impedans: Indgangsimpedansen er målt til 6,6kΩ og beregnet til 7kΩ. Denne lille forskel kan der også her ses bort fra, men skal der findes en forklaring, kan det ligge i komponenternes afvigelser. Her tænkes primært på den modstand, op-amp en ser ud i. Udgangsimpedansen er noget højere, hvilket skyldes, at de benyttede instrumenter ikke var præcise nok. THD: Det er blevet begrænset til en simulering og en måling at THD på hele systemet. Derudover skal der gøres opmærksom på, at simuleringen og målingen er foretaget på to forskellige forudsætninger m.h.t. indgangsspændingen. I forhold til de stillede krav fra DIN-5500 er denne THD måling meget tilfredsstillende, idet den er 50 gange bedre end krævet. Udgangseffekten: Her har teorien overhalet en smule, idet den beregnede effekt ligger over den målte. Dog stadig indenfor det område, der er tilfredsstillende. Selv om udgangseffekten ikke er stor i forhold til kommercielle produkter, opfylder den DIN

109 6 Konklusion Efter opbygning og test af HIFI-forstærkeren kan de opnåede resultater sammenholdes med den opstillede kravspecifikation. Ud fra denne sammenligning kan det vurderes, hvorvidt de opstillede krav er blevet overholdt. DIN 5500 Krav i projektet Målte værdier på opstillingen Frekvensområde 0Hz 6kHz 0Hz 0kHz 9Hz 88kHz (CD-indgang) Harmonisk forvrængning < % < % 0,09% Intermodulation < % < % - Signal/støj forhold > 50dB > 70dB 60dB (CD-indgang) Udgangseffekt mono 0W > 0W 6,8W Impedanser/følsomhed Indgange: Linie: > 70kΩ / 0,5V 57,5kΩ Mikrofon: CD-indgang > 70kΩ / 0,5V kω / mv 0mV > 0kΩ / V,85kΩ - Højttalerimpedans Ω 8Ω Dæmpningsfaktor > gange > 0 gange 88 gange Tonekontrol Bas Diskant - - 8Ω 50Hz ±db 6kHz ±db 8Ω 50Hz ±db 6kHz ±db Volumenkontrol - 0dB til -5dB 0dB til 5dB Uden tonekontrol. Modsat DIN 5500 er dette målt ved fuld udstyring. Frekvensområde: Fra tabellen ses det, at kravene til den nedre grænsefrekvens netop er opfyldt, hvorimod den øvre grænsefrekvens ligger langt over det opstillede krav. Det er dog kun gældende for cdindgangen, da denne ikke har afgrænset frekvensgang. Effektforstærkeren arbejder med et væsentlig højere frekvensbånd (til ca. 00 khz), end indgangstrinene. Dette skyldes, at en højere grænsefrekvens er ensbetydende med at forstærkeren arbejder hurtigere, samt det faktum, at kilderne maksimalt kan levere signaler med en frekvensgang op til khz. For at begrænse risikoen for at forstærke støj, der kan forårsage selvsving, er disse frekvensgrænser en del lavere på indgangstrinene end i effektforstærkeren. Harmonisk forvrængning: I forbindelse med målinger af THD er der store forskelle på, hvor meget forvrængning der er på de enkelte dele af forstærkeren. Det svage led her er mikrofonindgangen. Den yder det største bidrag til forvrængningen. Signal/støj forhold (S/N): S/N er et vanskeligt område at gå i dybden med, idet der er en del usikkerhed omkring målemetoder og måleudstyr samt betingelserne for opstillingen hertil. Af den grund er der målt

110 S/N væsentlig under de stillede krav. Forstærkeren overholder ikke DIN 5500 på dette område, da målingerne er lavet ved fuld udstyring, mens DIN 5500 foreskriver dem målt ved 00mW udgangseffekt, hvilket vil gøre de konkrete måleværdier en del mindre. Dette vil dog ganske givet blive bedre, hvis forsøgsopstillingen bliver monteret i kabinet med skærmede kabler, og ledninger, der ikke krydser hinanden. Derfor vil det være sandsynligt, at forstærkeren, som den ser ud nu, vil kunne komme til at overholde DIN 5500 på dette punkt. Udgangseffekt: Der er opnået en effekt på 6,W, hvilket opfylder kravet; større end 0W. Dæmpningsfaktor Forstærkeren har en dæmpningsfaktor på 88, hvilket er meget tilfredsstillende. Tonekontrol/volumenkontrol De to elementer i kontrolforstærkeren opfylder de opstillede krav. Generelt kan det konkluderes, at forstærkeren lever op til hovedparten af de opstillede krav. De krav, der ikke kan opfyldes til fulde, skyldes formodentlig at forstærkeren er en forsøgsopstilling, hvor signalveje og ledningsforbindelser ofte er uhensigtsmæssigt trukket

111 7 Appendiks 7. Appendiks Transistorteori Transistorer er aktive komponenter, der bruges i stort set alle elektroniske kredsløb. En af deres anvendelser er indenfor forstærkning af elektriske signaler. Grundlæggende findes der typer transistorer hhv. BJT (bipolar junction transistor) og FET (field effect transistor). BJT er en strømstyret strømforstærker, mens FET er en spændingsstyret strømforstærker. BJT kan imidlertid også spændingsstyres. I dette projekt er der benyttet både FET og BJT i linjeindgangen samt FET i udgangstrinnet. Opbygningen af transistorerne samt de konkrete anvendelser bliver forklaret i dette appendiks for at give en grundlæggende forståelse af deres virkemåde. 7.. Field Effekt Transistor Der er benyttet en JFET i linjeindgangen og DMOS i udgangstrinnet. Figur 9: JFETens opbygning med strømme og spændinger. Herover ses den grundlæggende struktur af en JFET. Den viste JFET er en N-kanals type, som består af en N-kanal med gate elektroder af P-materiale. (5q) Denne opbygning gør den meget simpel, og det ses, at ved reverse bias af PN overgangen mellem gate og source-drain kanalen kan bredden styres. Derved kan strømmen gennem kanalen varieres, hvis der ligger en spænding mellem drain og source. Ved V GS 0V har kanalen maksimal bredde og kan derved lede mest strøm. Det ses heraf, at JFET i virkemåde er lig en depletion type dog med den undtagelse, at V GS ikke må være positiv. Sker det, vil gaten ikke længere have nogen indflydelse på kanalens bredde. Forholdet mellem I D og v GS ved fastholdt V DS samt forholdet mellem I D og V DS ved forskellige v GS fremgår af databladet for en given JFET. Graferne kunne se ud som herunder (for en BF5B): - -

112 Figur 9: Venstre: overføringskarakteristik, drainstrøm i forhold til gatespænding. Højre: udgangskarakteristik v. forskellige gatespædinger. JFETen har driftsområder med hver sine karakteristika (V P skæring med x-aksen, I DSS skæring med y-aksen, begge i Figur 9 venstre): Cutoff: v V I 0 GS P D Triode: V P v 0 GS v DS v GS V P Saturation: V P v 0 GS I v V vds V v V GS DS D I DSS P P P v DS v GS V P I D vgs I DSS V P λ V A ( λv ) DS λ er kanallængdemodulationen, der sker, når kanalen bliver klemt sammen i den ene ende i saturation området. Denne faktor gør, at der bliver taget højde for, at kanalen derved bliver kortere. Cutoff er, når der ingen strøm løber gennem JFETen. Triode området er der, hvor kurverne er krumme i Figur 9 højre. Saturationområdet er derved det lineære område, hvor strømmen gennem JFETen ikke ændrer sig ved varierende V DS. Skal JFETen bruges som forstærker, skal den drives i saturationområdet, og betingelserne herfor skal til enhver tid og ethvert indgangssignal være opfyldt. En JFET kan repræsenteres ved en ækvivalent småsignals model som vist herunder: - -

113 HIFI-forstærker Figur 9: JFET småsignals model. Det ses tydeligt, at JFETen er en spændingsstyret strømgenerator, da der ikke løber nogen strøm ind i gaten. Transkonduktansen gm kan findes ud fra følgende formel: I gm DSS VP VGS VP I eller gm DSS V P ID I DSS ID og VGS er de værdier, der opnås ved den DC bias, der etableres for at få transistoren i saturation området. Parallelt med strømgeneratoren sidder en modstand ro. Denne modstand tager hensyn til, at strømmen gennem FETen afhænger en smule af spændingen over den, at linjerne ikke er helt vandrette. Størrelsen af denne modstand kan findes ud fra følgende: ro VA ID ro er en faktor, der kommer med pga. kanallængdemodulationen λ som omtalt tidligere. Den betyder, at der er en endelig modstand gennem JFETen. VA er Early Voltage, -VA er den spænding, hvor den flade del af VGS kurverne i ID-VDS diagrammet ville have ramt x-aksen, hvis de blev forlænget bagud. 7.. Bipolar Junction Transistor Der er benyttet en BJT transistor som forstærker i linjeindgangen. BJT transistoren er opbygget af PN overgange(5r) Figur 95: Grundlæggende opbygning af en NPN transistor. Figur 95 viser en NPN transistor. Strømmen gennem en NPN type BJT styres af den strøm, der sendes ind i basen. Derved kan der løbe strøm fra collectoren til emitteren. Der er imidler- - -

114 tid en diodestrækning mellem basis og emitter, der skal overvindes, før transistoren lukker op. Som følge af disse sammenhænge kan der laves nogle grafer for transistorens arbejdsområder, og den kan forspændes ud fra dem: Figur 96: Grafisk afbildning af en transistor, der arbejder som forstærker. BJT transistoren har også driftsområder ligesom FET. De er hhv. cut-off, saturation og aktiv område. Ved drift som forstærker skal den drives i det aktive område, der er det område, hvor I B kurverne er rette på Figur 96 (b). I praksis ligger grænsen mellem saturation og aktiv ved en V CE på 0,V 0,V. Som det ses af grafen, skal størrelsen af V BE over ca. 0,7V, inden transistoren begynder at lede strøm. Hvis V BE kommer under denne værdi, går transistoren i cut-off. Ud fra ovenstående er det nødvendigt, at transistoren forspændes til et arbejdspunkt, hvor den arbejder i det aktive område under alle forhold og alle indgangssignaler. Dette arbejdspunkt skal placeres, så der er plads til fuldt signalsving til begge sider, uden at forstærkeren kommer ud af det aktive område. Som småsignalsforstærker kan en BJT repræsenteres ved en ækvivalent småsignalsmodel kaldet Hybrid-π modellen. For BJT transistoren er der to varianter, alt efter om den spændings- eller strømstyres: Figur 97: Hybrid-π småsignal model for hhv. (a) spændingsstyret og (b) strømstyret transistor. - -

115 I Figur 97 (a) ses modellen for en spændingsstyret transistor, hvor strømgeneratorens udtryk er: gm V π Transkonduktansen gm bestemmes ud fra termospændingen og collectorstrømmen, der er fastsat under DC dimensioneringen: I gm V Strømstyres transistoren, er det Figur 97 (b), der er ækvivalent. Her styres strømgeneratoren af strømforstærkningsfaktoren β, der er en databladsværdi for en given transistor. Den varierer dog med collectorstrømmen, og der er en vis produktionsspredning. Sammenhængen mellem disse to modeller kan ses af følgende omskrivning af gm V π : gm V π gm i C T ( b r ) ( gm r ) ib β ib π Figur 97 medtager ligesom småsignalsmodellen for JFETen r o, der er udtryk for, at der er en endelig modstand igennem den, hvorved strømmen gennem den kommer til at afhænge en smule af spændingen over den. Som for JFETen findes størrelsen af r o ud fra Early Voltage og i BJTens tilfælde collectorstrømmen: 7.. Transistorkoblinger V r o I Transistorer kan kobles i forskellige koblinger for at opnå bestemte egenskaber. I dette projekt er der brugt en BJT til et delvist afkoblet common emitter trin samt en JFET til en common drain kobling. I det følgende vil disse to koblinger blive analyseret for at finde karakteristikaene på dem. Ud fra deres ækvivalentdiagrammer vil indgangs- og udgangsimpedans samt forstærkningen i koblingen blive fundet. Delvist afkoblet common emitter A C π C C s Q C V Vs Ce E e L 0 Figur 98: Delvist afkoblet CE kobling

116 Ovenstående kobling kan repræsenteres ved et Hybrid-π diagram. I det kan biaskredsløbet og kombineres til en Thevenin modstand B. I hybrid diagrammet antages det, at kondensatorerne er så store, at de virker som fuldstændige kortslutninger. (5s) C B C C s B V(pi) r(pi) gm*v(pi) ro C L - E Ce Vs E e 0 Figur 99: Hybrid-π over CE kobling med delvist afkoblet emitter uden indre kapaciteter. Ud fra Figur 99 ses det, at indgangsmodstanden kan findes ud fra følgende udtryk. Betydningen af r o kan udelades, da den er betydeligt større end parallelforbindelsen af E og e kaldet e : in ( e' ( ) ) β Under antagelse af at r o >> C kan udgangsmodstanden tilnærmes til B r π Spændingsforstærkningen i trinnet kan findes ud fra følgende uden at tage højde for s: A Vi V V o i gm V π Vπ ( C L ) ( gm ') e ( ) gm C gm r Da π gm ud fra sammenhængen nævnt i forbindelse med Figur 97 kan udtrykket omskrives til β følgende: A Vi C L C rπ e ' e ' gm β ( ) ( ) Herudaf ses det, at β ikke får nogen væsentlig betydning. Dermed kan forstærkningen tilnærmes med: A Vi ( ) Når S er med i kredsløbet, sker der en spændingsdeling, som der skal tages højde for. C e ' L e ' L L out C - 6 -

117 Common drain eller source følger C J V s G C Vs I L Figur 00: Common drain kobling. Koblingen herover kan repræsenteres med en ækvivalent model: C G D s G Vgs - gm*vgs ro S C Vs L Vo - 0 Figur 0: Ækvivalent diagram over common drain kobling uden indre kapaciteter. Strømgeneratoren regnes for ideel og dens r o er udeladt reelt skal den naturligvis regnes med. Indgangsmodstanden er i denne kobling pga. JFETens meget store indgangsmodstand udelukkende bestemt af G : () in G Udgangsmodstanden kan findes ved at kortslutte indgangen og sætte testsignalet V test ind i stedet for L. Derved bliver -V GS lig V test og følgende sammenhæng opstår: Herved bliver udgangsmodstanden: test i test gm VGS gm Vtest ro out V i test test V V gm V Dette udtryk kan alternativt skrives således: test test V r gm out r o test o V test r o gm r o - 7 -

118 r o >> i de fleste tilfælde, og udgangsmodstanden kan tilnærmes til: gm out gm Forstærkningen kan findes ved at kigge på det originale kredsløb. Da drainen er på signalmæssigt stel, ligger r o parallelt med L. Denne parallelforbindelse ligger derved i serie med udgangsmodstanden i trinnet. Signalet kommer ind mellem disse to modstande, og forstærkningen kan findes ved hjælp af spændingsdelerreglen: 7.. Double-diffused transistorer A V r o ro L L gm Figur 0: Illustration af DMOS-transistor. På illustrationen ses det, at hvis der påtrykkes en spænding på gate en, der er større end tærskelspændingen, vil der begynde at løbe en strøm fra source til drain. () Opbygningen af normale MOSFET s kan ikke bruges til effektforstærkning, da deres opbygning ikke tillader nogen stor strøm at passere. I stedet bruges transistorer, hvor kanallængden L er gjort kortere og bredden W gjort større, hvilket tillader, at der kan løbe en større strøm. Dette kan synliggøres ved at kigge på ligningen for drain-strømmen på en n-kanal enhanced MOSFET, der opererer i saturation-området. Her ses det nemlig at brøken med W og L bliver større, hvilket gør at i D også bliver større (5n) : i D µ n C ox W L ( v V ) Hvor µ n C ox er processens transkonduktans parameter, som er bestemt af, hvordan komponenten er fabrikeret. V GS er spændingen mellem gate og source og V t er tærskelspændingen. En standard MOSFET vil dog få en drastisk lavere breakdown-spænding, hvilket ikke er brugbar for en powertransistor, som helst skal kunne operere ved høje spændinger. I stedet bruges derfor såkaldte double-diffused transistorer forkortet DMOS-transistorer. XIX Selvom GS t XIX Se appendiks

119 en DMOS har en kort kanal hvor strømmen løber, kan den stadig have en høj breakdownspænding V (B)DSS, fx har IF50N en V (B)DSS på 00 V (O). 7. Appendiks Op-amps formler 7.. Inverterende forstærker Forstærkning (5t) Kobles en op amp i en inverterende kobling (se Figur 0), vil forstærkningen (A v ) kunne bestemmes ved: A v v v out in vs - ideel vo - Figur 0 : Inverterende koblet op amp. Her benævnes tilbagekoblingsmodstanden i shunt-shunt modkoblingen (5u). Da danner en lukket sløjfe over op-ampen, kan der defineres closed-loop gain (G) som: G Det antages nu at op ampen er ideel med en nærmest uendelig forstærkning (A), der skaber et udgangssignal (v o ), hvorefter indgangssignalet (v in ) kan bestemmes ud fra definitionen: vo A ( v v ) vo v v A 0 hvor v er spændingsfaldet fra den negative terminal til jord og v er spændingsfaldet fra den positive terminal til jord. Se Figur 0: v v o s v v A(v -v ) v o Figur 0 : Model for ideel op amp. Da den ideelle forstærkning nærmer sig uendelig er v v, hvor af det følger, at da v 0V er v 0V. Dette medfører, at v betegnes som virtuel jord

120 Herefter benyttes Ohms lov til bestemmelse af strømmen (i ) over : i vs v vs Da op ampen ideelt har en uendelig stor modstand vil i danne et spændingsfald over, hvorefter v o kan bestemmes som: v o v v vo i 0 A v v s Ind- og udgangsmodstand i inverterende kobling (5t) Antages det, at op ampen er ideel med en forstærkning (A), der nærmer sig uendelig vil indgangsmodstanden ( in ) for den lukkede sløjfe på Figur 0 være lig: vs v s in i v s Den ideelle udgangsmodstand ( out idel ) er 0Ω, da udgangssignalet fra den ideelle op amp er ækvivalent med en ideel spændingsgenerator. Se Figur 05. s Figur 05 : Ækvivalentdiagram for en inverterende kobling. eelt vil der i op ampen være en modstand (r o ) i serie med spændingsgeneratoren, som derved vil være lig out reel, altså r o out reel. (5v) Se Figur 06: v r o v A(v -v ) v o Figur 06 : Model for op amp med r o. 7.. Ikke inverterende forstærker Forstærkning (5w) Den ikke inverterende forstærker er kendetegnet ved, at v s påsættes den positive indgang på den ideelle op-amp. Den negative indgang kobles til jord via en modstand ( ) og igen indsættes en tilbagekoblingsmodstand ( ), hvilket giver en serie-shunt modkobling. (5v) Se Figur 07. Her af følger at A v kan bestemmes som: v v v o s A - 0 -

121 vs - ideel vo - Figur 07 : Ikke inverterende koblet op amp. Udtrykkes for A v kan udledes analogt med den inverterende forstærker, idet: vo A v v ) v v v 0 for A ( o A På grund af den virtuelle jord er spænding på den negative indgang v s, hvorefter strømmen (i ) gennem er lig: i v s Denne strøm vil skabe et spændingsfald over, hvorefter v o kan bestemmes som: v s v v i v ( o s o ) A v vs Ind- og udgangsmodstand i ikke inverterende kobling (5x) For den lukkede sløjfe på Figur 07 gælder, at indgangsmodstanden ( in ) er, idet i in 0V for en ideel op amp. Udgangsmodstanden ( out ) er ideelt 0Ω, da udgangssignalet fra den idelle op amp er ækvivalent med en ideel spændingsgenerator. Se Figur 08. Figur 08 : Ækvivalentdiagram for en ikke inverterende kobling. Analogt med den inverterende kobling er out reelt r o 7.. Differensforstærker (5y) Tilsluttes en op amp på Figur 09 forskellige signalkilder på de to indgangsterminaler, vil udgangssignalet v o blive: forudsat at og v o ( v ) v - -

122 v- v v v ideel vo - Figur 09 : Differensforstærker. Udtrykket for v o findes ved superposition, hvorved v o bestemmes for følgende betingelser: se Figur 0: v v- v ideel Figur a vo - v v- v ideel - Figur b vo Figur 0 : Bestemmelse af v o fra differens kobling ved superposition.. v o med signalet på v- og v koblet til jord. Figur 0a.. v o med signalet på v og v- koblet til jord. Figur 0b. Den første betingelse giver følgende udtryk: v o v hvilket er udtrykket for den inverterende forstærker. Det ses, at og ikke påvirker forstærkning, da disse er forbundet til jord. Anden betingelse giver: v ( ) o v hvilket er udtrykket for den ikke inverterende forstærker tilsluttet en signalkilde (v ), og spændingsdelen mellem og. Samles de to udtryk fåes v o som: ( ) vo v v vo v v v v v o Skal op amp koblingen virke som differensforstærker skal v o for v v være nul. Dette medfører: - -

123 v v v 0 o hvoraf der kan sluttes, at differensforstærkerens v o kan bestemmes som: v v v o v v v ( v v ) o Ind- og udgangsmodstand i differenskobling Indgangsmodstanden ( in ) i differenskoblingen kan bestemmes ud fra: hvilket er vist på Figur : v v in i Figur : Differenskoblet op amp. På Figur kan in bestemmes som serieforbindelsen af (øverst) og (nederst), da op ampens indgange er virtuelt kortsluttet. Dette medfører da, at in out reel r o, jf. egenskaberne for den inverterende og den ikkeinverterende forstærker 7.. Slew ate (5z) Ved brug af op amps kan der opstå ulineær forvrængning, hvis udgangssignalet vo overskrider op ampens Slew ate (S) grænse. S er defineret som: S altså den maksimale ændring i v o pr. tid eks: En op amp kobling forstærker et sinussignal, så: v o (t) 5 sin(68 t) faktoren til t kaldes ω og kan udtrykkes som signals frekvens (f) ud fra: π f ω dv o dt max - -

124 Det forstærkede signal har derfor frekvensen: ω 68 f π π 00 Hz For at udvælge en op-amp til koblingen, skal kravet til S bestemmes. Dette gøres ud fra den maksimale hældning for v o (t), hvilken vil være når v o (t) passerer nul. I denne værdi vil v o (t) være maksimal. Ud fra f kan det bestemmes at v o (t) vil have maksimum til: t 00 Værdien for t indsættes i udtrykket for v o (t): v o (t) 68 5 cos(68 t) v o (/00) 68 5 cos(π) 0V hvilket betyder, at den valgte op amps skal have en S på >0V/s 0,00V/µs. S opgives i op amps datablade. 7. Appendiks Total Harmonic Distorsion Ved arbejde med analoge kredsløb kan det ikke undgås at støde på problemer med forvrængning. Forvrængningen kan både komme fra de indsatte komponenter og inducerede spændinger fra omgivelserne. Da det ikke kan lade sig gøre at undgå forvrængning helt, bør den, der bygger forstærkere og lign, være opmærksom på, at den bliver så lav som muligt. Til at sætte tal på denne forvrængning foretages en beregning på den samlede mængde forvrængninger, en såkaldt THD (total harmonic distorsion). Til løsning af den opgave kan anvendes et simuleringsprogram fra Pspice. I praksis består THD af harmoniske svingninger baseret på en grundfrekvens på 000 Hz,. harmoniske ved 000 Hz. harmoniske. o.s.v. Signalfrekvensen skal være på 000 Hz. Herefter måles alle signaler på udgangen, hvorefter det rene 000 Hz sinussignal fratrækkes. Det overskydende er uønskede signaler. (5) - -

125 I C Arbejdslinie. V CE V CC V BE Figur Principskitse for en ulineær forstærkning Forvrængningen kan forekomme fordi de anvendte komponenter har forskellige ikke lineære karakteristikker se Figur. Denne forvrængning kan forekomme i alle klasser af op-amps, og når elektriske kredsløb responderer til inputsignalet med varierende frekvenser og dermed forårsager en frekvensforvrængning. Til beregning af THD sammenlignes amplituden mellem den første harmoniske og henholdsvis. harmoniske,.harmoniske o.s.v. esultatet angives i %. % η _ harmoniske _ forvrængning % D η A η A 00% Til udregning af den totale harmoniske forvrængning anvendes formlen: THD D D D... Dη 00 % for η N For at kunne overholde DIN 5500 skal THD være < %. 7. Appendiks Common-mode ejection Ideelt vil egenskaberne for en op amp bevirke, at udgangssignalet (v o ideelt ) er 0V, hvis indgangene påtrykkes ens signaler. I praksis vil v o 0V. Er der givet et indgangssignal (v Icm ) defineres forholdet mellem v o og v Icm som common-mode gain (A cm ): A, Se Figur vo. cm v Icm - 5 -

126 - vicm vo - Figur : Definition af common-mode gain. Påtrykkes op ampen, med forstærkning (A), to forskellige indgangssignaler v og v, vil denne forstærke differencen (v id ) mellem de to indgange: vid v v vo ideelt A v Påvirkningen fra A cm medfører at v o i praksis vil blive: v o v o ideelt A cm v Icm A ( v id v ) A cm v v ( ) da common-mode signalet (v Icm ) vil blive middelværdien af det samlede indgangssignal. En op amps evne til at undertrykke A cm benævnes common-mode rejection ratio (CM) og defineres som: CM A A cm hvilket betyder, at jo større CM jo mindre bliver påvirkningen fra A cm, som i et ideelt tilfælde vil være 0. CM vil typisk være opgivet i decibel (db) som: CM 0log A A cm og ligge i området 80dB 00dB, dog vil CM falde, når frekvens øges. Det er ikke alle op amp koblinger, der påvirkes af A cm. Kobles op ampen i en inverterende kobling vil dette medføre, at v Icm 0V, da plusindgangen her er jordet. For den ikke inverterende kobling gælder derimod, at v Icm indgangssignalet (v in ), hvilket betyder, at påvirkningen fra CM skal tages i betragtning i design, hvis der kræves stor nøjagtighed. Fra tidligere viste det sig, at v o i praksis øges med faktoren A cm v Icm. Denne faktor kan regneteknisk tilføjes den ideelle op amp som: error Acm v A Icm v vicm CM hvor v error indsættes som en spændingsgenerator i serie med en af op ampens indgange. Herefter kan op ampen regneteknisk betragtes som ideel. Se Figur. (6) v - ideel verror vo v - Figur : Differens koblet op amp, med kompensation for CM

127 7.5 Appendiks 5 Digitalelektronik 7.5. Digital/analog-konverter (5aa) En D/A-konverters funktion er at ændre et N-bit binært signal til et analogt defineret ud fra et analogt referencesignal V ref ved hjælp af switches styret af de digitale signaler og en række modstande arrangeret på forskellig vis. Afhængig af konvertens mængde af digitale indgange N, bruges der forskellige principper. Ved mindre konvertere kan der anvendes binærvægtet modstande uden større problemer. På Figur 5 ses et simpelt binærvægtet modstandsnetværk med tilhørende op-amp med virtual ground på de, inverterende kobling. i ref vil være konstant igennem de enkelte modstande, da kontakterne enten kan være tilsluttet ground eller virtiual ground på op-amp en. i ref Figur 5: Kredsløb med et binært vægtet modstandsnetværk. Udgangssignalet v o er givet ved i o f med omvendt fortegn, da signalet går ind på den inverterende indgang på op-amp en: v 0 i o f i o er bestemt af modstandene til (N-), summen af strømmene gennem de tilsluttede modstande gives ved en ligning: V V i ref ref ref o b b... ( N ) hvor b x er de respektive kontakter S x tilstand. Når kontakterne er slået til ground har de værdien 0, og når de er slået til op-amp en har de værdien. Formlen kan omskrives til: Vref b b bn io... N Herved ses det, at b til b N som de digitale inputs med b som MSB XX. V b N XX Most Significant Bit - 7 -

128 b Udtrykket Derved fås: b b... N N kan forkortes D, hvor det forstås som et binært tal med N cifre. Vref io D For D/A-konvertere med et større antal indgange kan det være nemmere at opbygge modstandsnetværket efter --princippet. Det giver den fordel, at modstandene kun skal have to størrelser, hvorimod der i det tidligere eksempel skulle anvendes N forskellige modstande. Figur 6 ses hvordan -pricippet kan anvendes: Figur 6: Modstandsnetværk med - På figuren ses hvorledes strømmene ind i et knudepunkt f.eks. knudepunktet X deler sig efter knudepunktsligningen: 0 I I I Ligesom i det tidligere eksempel gælder, at kontakterne S har en værdi for deres tilstand givet b b b som b. Og igen kan formlen for D,... N anvendes i beskrivelsen af dens udgangsstrøm i N o: 7.5. Timing i o V Når et digitalt kredsløb designes, er det vigtigt at tage højde for eventuelle problemer med timing. Ethvert designet kredsløb burde analyseres med et komplet timingdiagram. På Figur 7 ses propagationdelay for de enkelte blokke i delkredsløbet Justering af lydstyrke. Dataene er hentet i diverse datablade: ref D - 8 -

129 0ns ns U6A 0ns A ns 7ns U7A 7ns B C 0ns 0ns Vcc 0ns 0ns 0ns ns Figur 7: Propagationdelays for de enkelte blokke, dataene for de enkelte blokke viser deres max delay ved 5 C. Som det ses på figuren, kunne der potentielt opstå problemer omkring de NAND-gates U6A og U7A. Da deres tre indgange får signaler med forskellige delays, hvor det var ønskeligt, at de kom på samme tid. Tidsforskellene er i nanosekundområdet, hvor hjulet kan tælle 8 pulser på en omgang for én af de to udgangssignaler (målt med Hameg HM 8 EK6). Ved hurtige skift svarende til 0 omgange per sekund vil hjulet kunne give 80 pulser per sekund, det svarer til periodetider på ca. 0,78ms, hvilket giver pulserne nok bredde til, at forsinkelsesforskelle fundet til under 00 ns ikke har nogen betydning. Det bemærkes ligeledes, at clocksignalet divideres med 8 gennem de D flip-flops

130 7.5. Karnaugh kort Q 0 AB\CD Q AB\CD Q AB\CD Q AB\CD Q AB\CD Q 5 AB\CD Q 6 AB\CD Q 7 AB\CD

131 7.6 Appendiks 6 Målerapport Forstærkerens enkelte blokke samt det samlede kredsløb er blevet testet mht. forstærkning (A v ), frekvensgang (BW), indgangsimpedans (Z in ), udgangsimpedans (Z out ), common-mode rejection (CM), harmoniske forvrængning (THD) og udgangseffekt (P out ), hvor de enkelte tests var mulige: (# angiver ikke målte værdier). (7) Apparatur: Symbol Funktion Producent Instrument nr. V s Signalgenerator Philips PM5 EH V Multimeter Agilent 0A EC V Multimeter Agilent 0A EC9 I Multimeter Philips PM68X ED6 OSC Oscilloscope Could OS00 EI LC LC meter Stanford esearch Systems S75 EC7 DM Distortion Meter Hamag instruments HM 807 EK 7.6. Måling af forstærkningen (A v ) Måleopstilling: vs V Forstærkerkredsløb L V OSC Figur 8 : Måleopstilling til bestemmelse af A v. Måling på mikrofonforforstærker: V s indstilles så V viser,00v ved frekvensen khz. L sættes til 0kΩ. OSC er tilsluttet for at sikre et pænt udgangssignal. Forstærkerens gainknap sættes på maksimal forstærkning og herefter til minimal forstærkning. V aflæses og A v beregnes som A, se Tabel 9: v V V Gain V [V] V [mv] A v max,99,6 760 min,00 9,88 0 Tabel 9 : Målinger af forstærkning for mikrofonforstærkeren. Det ses af Tabel 9, at A v gennem forstærkeren kan variere mellem gange, hvilket for en krævet udgangsspænding (V out ) på,00v giver mulighed for en variation af V in mellem,6mv 9,8mV. Måling på linjeforstærker: - -

132 V s indstilles så V viser 008mV 500mV ved frekvensen khz. L sættes til 0kΩ. OSC er tilsluttet for at sikre et pænt udgangssignal. V aflæses og A v beregnes, se Tabel 0: V [V] V [mv] A v,00 500,000,0,0 8,000, 0,57 08,000, Tabel 0 : Målinger af forstærkning for linjeforstærkeren. Det ses af Tabel 0, at A v gennem forstærkeren er konstant på, gange uafhængigt at V s, For en krævet udgangsspænding (V out ) på,00v giver dette en maksimal V in på 7mV. Måling på tonekontrollen: V s indstilles så V viser,005v ved frekvensen khz. L sættes til 0kΩ. OSC er tilsluttet for at sikre et pænt udgangssignal. Bas og diskant stilles i neutral position. V aflæses til,980v, hvilket giver en A v 0,988 gange. Måling på volumenkontrollen: V s indstilles, så V viser,00v ved frekvensen khz. L sættes til 0kΩ. Dæmpningen indstilles fra 0dB (-5dB). OSC er tilsluttet for at sikre et pænt udgangssignal. V aflæses og A v beregnes i antal gange og i db ud fra A v db 0 log(a v ), se Tabel : Display [db] V [V] V [V] A v A v db [db] 0,0,00,005 0,0 -,,00 0,7 -,0-6,006,00 0,50-6,0-9 0,708,00 0,5-9,0-0,50,00 0,5 -,0-5 0,5,00 0,77-5,0-8 0,5,00 0,6-8,0-0,8,00 0,090-0,9-0,6,00 0,06 -,0-7 0,087,00 0,0-7, -0 0,06,00 0,0-0,0-0,07,00 0,0 -,6-6 0,0,00 0,05-6, -9 0,0,00 0,0-8, - 0,06,00 0,008 -,9-5 0,00,00 0,00-58,8 Tabel : Målinger af forstærkning for volumenkontrollen. Det ses af Tabel, at A v gennem forstærkeren varierer afhængig af den indstillede dæmpning i db, hvilket verificeres af den målte dæmpning i db. Altså display A v db. Måling på effektforstærker: V s indstilles så V viser 0,0V -,00V ved frekvensen khz. L sættes til 8Ω. OSC er tilsluttet for at sikre et pænt udgangssignal. V aflæses og A v beregnes, se Tabel : - -

133 V [V] V [V] A v,70 0,00 5,7, 0,600 5,7 5,7,000 5,7,68,000 5,7,5,000 5,7 8,606,500 5,7 5,76,000 5,7 Tabel : Målinger af forstærkning for effektforstærkeren. Det ses af Tabel, at A v gennem forstærkeren er konstant på 5,7 gange uafhængigt at V s, For en maksimal indgangsspænding (V in ) på,00v giver dette en maksimal udgangsspænding på,5v Måling af frekvensgang (BW) Måleopstillingen fra bestemmelse af A v benyttes. Måling på mikrofonforforstærker: V s indstilles 9,mV, med frekvensen på khz som udgangspunkt. L sættes til 0kΩ. Forstærkerens gainknap sættes på minimal forstærkning. OSC er tilsluttet for at iagttage udgangssignalet. Frekvensen fra V s ændres, indtil V er faldet db V,6V, hvorefter f n og f ø noteres fra V. esultaterne fremgår af Tabel : Gain V s [mv] V [V] f n [Hz] f ø [khz] min 9,8,6 #,9 max,6,6 # 9,8 Tabel : Målinger af BW fra mikrofonforstærkeren. Det fremgår af Tabel, at der ikke forekommer nogen f n, hvilket er i overensstemmelse med designet. F ø kan bestemmes til 9,kHz ved db grænsen. Måling på linjeforstærker: V s indstilles på 50mV 500mV, med frekvensen på khz som udgangspunkt. L sættes til 0kΩ. OSC er tilsluttet for at iagttage udgangssignalet. Frekvensen fra V s ændres, indtil V er faldet db, hvorefter f n og f ø noteres fra V. esultaterne fremgår af Tabel : V s [mv] f n [Hz] fø [khz] 500,78 6,5 50,7 6,57 Tabel : Målinger af BW fra mikrofonforstærkeren. Det fremgår af Tabel, at f n er,76hz og f ø kan bestemmes til 6,5kHz ved db grænsen. Måling på tonekontrollen: V s indstilles på,05v, med frekvensen på khz som udgangspunkt. L sættes til 0kΩ. OSC er tilsluttet for at iagttage udgangssignalet. Bas og diskant stilles i neutral position. Frekvensen fra V s ændres indtil V er faldet db, hvorefter f n bestemmes til,5hz og f ø bestemmes til 6kHZ ved db grænsen. - -

134 For tonekontrollen er desuden målt frekvensgangen for bas og diskant reguleringen. Dette er gjort med samme opstilling som til bestemmelse af BW. V s indstilles til,00v ved khz og V nulstilles til db måling. Frekvensen fra V s varieres mellem 0Hz 0kHz og forstærkningen i db aflæses på V. Måleserien udføres for bas og diskant indstillet på minimum og derefter på maksimum. esultaterne fremgår af Tabel 5: Frekvens [Hz] Max dæmpning [db] Max forstærkning [db] 0 -,80,00 0-0,0 0, ,60 8, ,0 7,0 00-5,90 6,0 00 -,0, ,50 0, ,0 0, ,0 0, ,00 0, ,70 0, ,70, ,70, ,0 6, ,0 7, ,0 8, ,80 8, ,0 9, ,80 9, ,0 0, ,50 0, ,70, ,90, ,0, ,0, ,50, ,60,0 Tabel 5 : Måling af frekvensgang for tonekontrollen. Tabel 5 kan afbilledes grafisk som vist på Figur 9: - -

135 forstærkning [db],00 Frekvensgang for tonekontrollen 9,00 6,00,00 0,00 -,00-6,00-9,00 frekvens [Hz] -, Max dæmpning [db] Max forstærkning [db] Figur 9 : Måling af frekvensgang for tonekontrollen. Det ses af Figur 9, at tonekontrollen giver mulighed for at forstærke/dæmpe bas i frekvensområdet 0Hz 00Hz med ±db. Ligeledes kan diskanten forstærke/dæmpe i frekvensområdet khz 0kHz med ±db. Måling på effektforstærkeren: V s indstilles på,00v, med frekvensen på khz som udgangspunkt. L sættes til 8Ω. OSC er tilsluttet for at iagttage udgangssignalet. Frekvensen fra V s ændres, indtil V er faldet db, hvorefter f n bestemmes til 7,5Hz og f ø bestemmes til 96,kHZ ved db grænsen. Måling på det samlede forstærkerkredsløbet: Indgangsvælgerens stilles på cd indgangen. V s indstilles på,00v, med frekvensen på khz som udgangspunkt. L sættes til 8Ω. OSC er tilsluttet for at iagttage udgangssignalet. Frekvensen fra V s ændres indtil V er faldet db, hvorefter f n bestemmes til 0,8Hz og f ø bestemmes til 88,kHZ ved db grænsen

136 7.6. Måling af indgangsimpedans (Z in ) Måleopstilling: Erstatningsmetoden vs s V Forstærkerkredsløb L OSC Figur 0 : Måleopstilling til bestemmelse af Z in. Måling på mikrofonforforstærker: V s indstilles til,9mv 8,mV ved frekvenserne 0Hz, 00Hz, khz, 0kHz og 0kHz. L sættes til 0kΩ. Generatormodstanden s regnes som modstanden i V s til 50Ω. OSC er tilsluttet for at sikre et pænt udgangssignal. Den indskudte variable modstand () indstilles, så V viser samme resultat i begge kontaktens positioner. aflæses med LC som Z in. esultaterne fremgår af Tabel 6: V s [mv] Z 0Hz [kω] Z 00Hz [kω] Z khz [kω] Z 0kHz [kω] Z 0kHz [kω],9,8,80,8 # # 8,9,89,86,85,85,8 Tabel 6 : Målinger af indgangsimpedans fra mikrofonforstærkeren. Der skal til denne målemetode bemærkes, at der som signalkilde er benyttet V s, hvilken benytter den ene leder som signalleder og den anden til stel. Dette bevirker at forstærkeren kun modtager signal på den ene indgang og er jordet på den anden. Den målte forstærkning bliver korrekt, men ved måling af Z in bliver resultatet kun det halve af den reelle impedans for en differensforstærker. Den reelle impedans (Z in reel ) bliver derfor gange den målte værdi. Det ses af Tabel 6, at den gennemsnitlige Z in er,8kω og, at denne ikke afhænger af V s eller frekvensen. Z in reel bliver derfor,98kω. Måling på linjeforstærker: V s indstilles til 500,6mV ved frekvensen khz. L sættes til 0kΩ. Generatormodstanden s indsættes til 7kΩ. OSC er tilsluttet for at sikre et pænt udgangssignal. Den indskudte variable modstand () indstilles, så V viser samme resultat i begge kontaktens positioner. aflæses med LC som Z in til 57,5kΩ Måling på tonekontrollen: V s indstilles til,00v ved frekvensen khz. L sættes til 0kΩ. Generatormodstanden s indsættes til 7kΩ. OSC er tilsluttet for at sikre et pænt udgangssignal. Bas og diskant stilles i neutral position. Den indskudte variable modstand () indstilles, så V viser samme resultat i begge kontaktens positioner. aflæses med LC som Z in til,kω - 6 -

137 Måling på volumekontrollen: V s indstilles til,00v ved frekvensen khz. L sættes til 0kΩ. Generatormodstanden s indsættes til kω. OSC er tilsluttet for at sikre et pænt udgangssignal. Den indskudte variable modstand () indstilles, så V viser samme resultat i begge kontaktens positioner. aflæses med LC som Z in til 5,6kΩ Måling på effektforstærkeren: V s indstilles til,50v ved frekvensen khz. L sættes til 8Ω. Generatormodstanden s indsætttes til,7kω. OSC er tilsluttet for at sikre et pænt udgangssignal. Den indskudte variable modstand () indstilles, så V viser samme resultat i begge kontaktens positioner. aflæses med LC som Z in til 6,6kΩ Måling af udgangsimpedans (Z out ) Måleopstilling: Halveringsmetoden vs Forstærkerkredsløb V OSC L Figur : Måleopstilling til bestemmelse af Z out. Måling på mikrofonforforstærker: V s indstilles, så V viser,0v 9,8V ved frekvensen khz. OSC er tilsluttet for at sikre et pænt udgangssignal. Forstærkerens gainknap sættes på maksimal forstærkning og herefter til minimal forstærkning. For L aflæses V V OT. Derefter indskydes L, som indstilles indtil V L Z out. esultaterne fremgår af Tabel 7: V OT, hvorefter Gain V OT [V] V [V] Z out 00Hz [Ω] Z out khz [Ω] Z out 0kHz [Ω] Z out middel [Ω] max,0,007,0,0 5,0 6 max,006,00 6,7 68, 6,7 65,9 max 9,6,8 # 9,0 # 9 min,00,005,0,0,0 min,00,00 65,8 6, 65,8 65 min 9,86,9 # 96,0 # 96 Tabel 7 : Målinger af Z out fra mikrofonforstærkeren. Det ses af Tabel 7, at Z out ikke afhænger af forstærkerens gain, men af størrelsen på V out. Dette skyldes, at op ampens r o stiger med V out. Den gennemsnitlige Z out ved et udgangssignal på,00v er Z out Ω - 6Ω. Måling på linjeforstærker: V s indstilles til 500,96mV ved frekvensen khz. OSC er tilsluttet for at sikre et pænt udgangssignal

138 V For L aflæses V V OT. Derefter indskydes L, som indstilles indtil V OT, hvorefter L Z out, hvilket kan bestemmes til,5kω Måling på tonekontrollen: V s indstilles til,00v ved frekvensen khz. OSC er tilsluttet for at sikre et pænt udgangssignal. Bas og diskant stilles i neutral position. For L aflæses V V OT. Derefter indskydes L, som indstilles indtil V L Z out, resultaterne fremgår af Tabel 8 : dæmpning [db] V OT [V] V [V] Z out [Ω] 0,99 0,997 6,5-8 0,50 0,5 7,5-0,05 0,0,5 V OT, hvorefter Tabel 8: Måling af Z out for tonekontrollen. Det ses af Tabel 8, at Z out varierer afhængigt af dæmpningen af indgangssignalet, men kan bestemmes til Z out < 0Ω. Måling på volumenkontrollen: V s indstilles til,00v ved frekvensen khz. OSC er tilsluttet for at sikre et pænt udgangssignal. For L aflæses V V OT. Derefter indskydes L, som indstilles indtil V L Z out, hvilket kan bestemmes til Ω. Måling på effektforstærkeren: Måleopstilling: V OT, hvorefter I vs Effektforstærker V L OSC Figur : Måleopstilling til bestemmelse af Z out for effektforstærker. For indstilles V s så V viser,00v, hvorefter amperemeteret (I ) aflæses. Derefter sættes Ω, hvorefter V og I aflæses. Heraf kan Z out bestemmes som: Z V V esultaterne af målingen fremgår af Tabel 9: V s [mv] V [mv] I [ma] V 50Ω [mv] V 50Ω [ma] Z out [mω] ,0 999, 6,9 Tabel 9 : Målinger af Z out for effektforstærkeren. Det ses af Tabel 9, at Z out fra effektforstærkeren er,mω out I I - 8 -

139 7.6.5 Måling af common-mode rejection (CM) Måleopstilling: Mikrofonforstærker V OSC vs V Figur : Måleopstilling til bestemmelse af CM. Til de to kortsluttede indgange tilsluttes V s der indstilles til,5mv 9,9mV ved frekvensen khz. OSC er tilsluttet for at sikre et pænt udgangssignal. Forstærkerens gainknap sættes på maksimal forstærkning og herefter til minimal forstærkning. V out måles på V. Common-mode forstærkningen findes som: A Herefter sammenlignes A cm med den fundne forstærkning A v, hvilket giver CM: CM esultaterne fremgår af Tabel 0: A A v cmt cm V V out s CM V V db 0log Gain V [mv] V [mv] A cm A v CM CM [db] max,5,65, , max 5,88,9 0, , max 9,9 5,0 0, ,7 min,0,70,5 0, min 5,,85 0, , min 9,9,85 0, 0 9 5,8 Tabel 0 : Målinger af CM fra mikrofonforstærkeren. Det ses af Tabel 0, at CM øges ved forhøjet indgangssignal, samt at denne er størst ved maksimal gain. Det kan heraf bestemmes, at CM for mikrofonforforstærkeren minimalt vil ligge på 5dB, da brugeren ved svage signal vil sætte gainknappen til max og ved stærke signal vil sætte gainknappen til min. (se de fremhævede resultater i Tabel 0). A A v cmt - 9 -

140 7.6.6 Måling af harmoniske forvrængning (THD) Måleopstilling: Forstærkerkredsløb Distortion Meter (DM) vs L Figur : Måleopstilling til bestemmelse af THD. V s indstilles på den maksimale indgangssignal ved frekvensen khz. V out fra forstærkeren føres ind i DM, og denne kalibreres til 00%. Derefter indkobles filteret og DM en viser THD for indgangssignalet. Det skal her bemærkes, at signalkilden også bidrager til THD, hvilket korrigeres ved at lave en THD måling på signalkildens udgangssignal alene, se Tabel. Signalkilde THD [%] V s 0,7 Tabel : Måling af THD på de anvendte signalkilder. Herefter måles THD for de enkelte kredsløb: Måling på mikrofonforforstærkeren: For L 0kΩ. fås målingerne på Tabel : Gain V s [mv] THD [%] THD korrigeret [%] min 9,6 0, 0, max,6,0, Tabel : Måling af THD på mikrofonforforstærkeren. Ud fra Tabel bestemmes THD for mikrofonforforstærkeren til 0,% -,% afhængig af indstilling på gainknappen. Måling på linjeforstærkeren: For L 0kΩ og V s 500mV fås målingerne på Tabel : V s [mv] THD [%] THD korrigeret [%] 500,0 0, 0,0 Tabel : Måling af THD på linjeforstærkeren. Ud fra Tabel bestemmes THD for linjeforstærkeren til 0,0% Måling på volumenkontrollen: For L 0kΩ, V s,00v og dæmpninger fra 0dB (-8dB) fås målingerne på Tabel : - 0 -

141 Dæmpning [db] V s [V] THD [%] THD korrigeret [%] 0,08 0,8 0,0-9,08 0,8 0,0-8,08 0,8 0,0 Tabel : Måling af THD på volumenkontrollen. Ud fra Tabel bestemmes THD for volumenkontrollen til 0,0%. Det ses, at THD ikke afhænger af volumenkontrollens dæmpning. Måling på effektforstærkeren: For L 8Ω og V s,00v fås målingerne på Tabel 5: V s [V] THD [%] THD korrigeret [%] 0, 0,0 Tabel 5 : Måling af THD på effektforstærkeren. Ud fra Tabel 5 bestemmes THD for effektforstærkeren til 0,0% Måling på det samlede forstærkerkredsløbet: For L 8Ω og V s tilkoblet de enkelte indgange fås målingerne på Tabel 6: Udkoblet tonekontrol V s [mv] THD [%] THD korrigeret [%] Linjeindgang 500,00 0,6 0,9 Mikrofonindgang (min) 9,8 0,8 0, Mikrofonindgang (max),5 0,57 0,0 Cdindgang 000,00 0,6 0,09 Indkoblet tonekontrol V s [mv] THD [%] THD korrigeret [%] Mikrofonindgang (min) 9,75 0,9 0, Mikrofonindgang (max),5 0,56 0,9 Cdindgang 000,00 0,8 0, Tabel 6 : Måling af THD for den samlede forstærker. Ud fra Tabel 6 bestemmes THD for forstærkeren til mellem 0,9% - 0,0% Måling af udgangseffekt for effektforstærkeren (P out ) Måleopstilling som ved bestemmelse af A v benyttes, dog er indsat et amperemeter (V ) i serie med L : V s indstilles så V viser,00v. V og V aflæses og udgangseffekten (P out ) beregnes som: V out I out V V. esultaterne fremgår af Tabel 7: V [V] V [V] V [A] P [W] Vcc [A] Vcc- [A],00,7, 6,8,00,50 Tabel 7 : Måling af P out for effektforstærkeren. P out kan ud fra Tabel 7 bestemmes til 6,W ved maksimal belastning. Det ses desuden, at effektforstærkerens strømforbrug ved denne belastning er henholdsvis for V cc,0a og V cc-,5a. - -

142 7.6.8 Måling af signal/støj forhold (S/N) Måleopstilling som ved måling af A v : Måling på det samlede forstærkerkredsløb: Der måles med V s tilsluttet de forskellige indgange med maksimalt udgangssignal, samt med og uden tonekontrollen indkoblet. Udgangssignalet aflæses på V. Derefter måles med de forskellige indgange kortsluttet med og uden tonekontrollen indkoblet. Udgangssignalet aflæses på V. Forstærkerens signal/støjforhold beregnes derpå som: esultaterne fremgår af Tabel 8: S Vout med signal signal / N Vout med siganl tilkobet stel V S / N stel db V 0log V signal ( ) Tonokontrol indkoblet V s [mv] V signal [V] V strøj [mv] S/N S/N [db] Cd-indgang 0,8 5, Linjeindgange 88,60 6, Mikrofonindgang (gain max),69,000 6, Mikrofonindgang (gain min) 9,5,000 7, Tonokontrol udkoblet V s [V] V signal [V] V strøj [mv] S/N S/N [db] Cd-indgang 0,77, Linjeindgange 88 9,97 8, Mikrofonindgang (gain max),68,000, Mikrofonindgang (gain min) 9,5,000 6, Tabel 8 : Måling af S/N for det samlede kredsløb. Det ses af Tabel 8, at S/N er med tonekontrollen indkoblet ligger omkring 8dB for mikrofonindgangen og mellem 50dB 5dB for cd- og linjeindgang. For udkoblet tonekontrollen stiger s/n for mikrofonindgangen til mellem 5dB 57dB, samt at cd- og linjeindgang stiger med ca. 0dB. V stel - -

143 8 Litteraturliste emar, Frits : HiFi for begyndere : København : Clausen bøger : 980 : ISBN: ussell, Peter : Lyd og det moderne kontor : Hilanders, Helsingborg, Sverige : Ecophon : 998. Fjerdingstad, Osmundsen, Heidem : Lyd og støy : Stabekk, Norge : NKI-forlaget : 979 : ISBN: Lawrence University: A brief history of singing, Modernism 90 onwards: Tilgængelig via: Set den 5/ Sedra, Adel S. : Smith, Kenneth : Microelectronic Circuits :. edition : Oxford University Press : 998 : ISBN : a) Side:. b) Side: c) Side: d) Side: e) Side: f) Side: g) Side: h) Side: i) Side: j) Side: k) Side: l) Side: 795. m) Side: n) Kapitel 9. o) Side: p) Side: 68. q) Side: 7-5. r) Side: -76. s) Side: t) Side: u) Side: 708. v) Side: 686. w) Side: 8-8. x) Side: 8-8. y) Side: z) Side: aa) Side: Jørgensen, Benny Peter : HIFI-amatør : Danmark : December 00 : Tilgængeligt via: 7 AUDIOLAB Stereo & Video Center : Fairless Hills : December 00 : Tilgængeligt via: 8 How Speakers Work : Howstuffworks : December 00 : Tilgængeligt via: 9 Sørensen, Claus : Højtaler Teori : Skandinavisk Selvbyggerside : 997 : Tilgængeligt via: 0 Borup, Martin : Jordning og netstøjsfilter : December 00 : Tilgængelig via The Audio/Video Knowledge Center: S/N ratio : December 00 : Tilgængelig via: Bilag : Analogelektronik E mm8 : :.oktober 00 : Tilgængeligt via: Vedlagte cd-rom. The Audio/Video Knowledge Center : Intermodulation distortion: Tilgængelig via: - -

144 Harmark, Kristian : Udledning af max A v i C.E. med givet S, L og V CC : Bilag : Analogelektronik E mm8 : :.oktober 00 : Tilgængeligt via: Vedlagte cd-rom. 5 Sennels, Palle : Note omkring biasing : Analogelektronik E mm5 : Aalborg Universitet Esbjerg : september 00 : Tilgængeligt via: Vedlagte cd-rom. 6 Sennels, Palle : Note om Miller transformation og F ø i common collector : Analogelektronik E mm : : 9 oktober 00 : Tilgængeligt via: Vedlagte cd-rom. 7 Sennels, Palle : Digitale kredse TTL og CMOS : Eks. 0 : Ingeniørhøjskolen Esbjerg Teknikum : Digital design. edition : John F. Wakerly : 000 : Printice hall : ISBN: Department of acoustics : Aalborg Universitet : Lidt om lyd uden formler : December 00 Tilgængeligt via: 0 Nissen, Torben Leth : Analogteknik : Industriens Forlag :. udgave : København 99 : Best. nr Ned Mohan, William : Underland, Tore : Power Electronics, Converters, Applications and design : nd. Edition : John Wiley and Sons : 995 : ISBN: : Side: 590. Pass Laboratories : Foresthill, Californien : Tilgængeligt via: Olaf Michelsen, Svein : 8 HF-effektforsterker : 000 : Tilgængelig via: html Sedra, Adel S. : Smith, Kenneth : Microelectronic Circuits :. edition : Oxford University Press : 998 : ISBN : Side: Bilag : Metode til beregning af harmonisk forvrængning : Analogelektronik E mm8 : : 0 oktober 00 : Tilgængeligt via: Vedlagte cd-rom. 6 Note : Common-mode ejection : Analogelektronik E mm : : 5 november 00 : Tilgængeligt via: Vedlagte cd-rom. 7 Bilag - : Målemetoder : Måleteknik E mm : : 6 oktober 00 : Tilgængeligt via: Vedlagte cd-rom. - -

145 5 5 D D C C B B A A Kvadraturenkoder Volumenkontrol Strømforsyning CD indgang Mikrofon indgang Linje indgang Tonekontrol Effektforstærker Indgangsvælger <Doc> <evcode> HIFI forstærker med digital volumenkontrol A Monday, December 7, 00 Title Size Document Number ev Date: Sheet of CD-out -V 5V 7 5V 5V 6 5V -5V -V -5V QC 5V Line-out -5V Q 5V Volumen ud 5V CD-out 5V Mic-in V CLK Override Line-in Tonekontrol ud 5V 5V Line-out 5V -5V 5V -5V -5V Mic-in QB QA CD-in 7k 5V V 5V CLK Q' Q Mic-out 5V Mic-out 5V 5V 7k Preset -5V 5V 5V Tonekontrol ud Volumen ud Til højttaler 5V k pot Q BC57B UB NAN U5B NAN U6 TL V V- OUT N N 9 5.6K 9 0. UB NAN S SWITCH X UA k 5 5k 5 M C7 670p U0B INV - TL08 8 C5.n U TLE/0/TI V V- OUT N N U6B NAN U7A UB NAN C8 59p UB NAN 8 8k Q BC57B UA CLK CL D PE Q Q 0 5k 70k U0A M UB INV U9 V Gnd S S UD CA e d c b a g f M8 IF950 UB NAN U9B NAN UB INV UB NAN C6 68n U6B NAN V 5Vdc UB NAN 70k 7.5k UC TLE/0/TI V V- OUT N N S SWITCH X 9 8k 0k UB NAN V 5Vdc C5 68n 0k C80.u U8D HD a b c d e f g h Vcc UC AD DB7 DB6 DB5 DB DB DB DB DB0 fb Vref VDD (W)' (CS)' OUT OUT GND 0k UA CLK CL D PE Q Q 6 8k UB NAN - TL08 8.7k U5 TL V V- OUT N N U6B INV UD CA e d c b a g f U8A 7HCT/SO U7B NAN UB NAN 85.9k U9B NAN UD HD a b c d e f g h Vcc C 5u UB NAN U6B NAN C8 670p 8 k C55 u V5 Vdc 00k U0B NAN UB INV M80 IF50 Q BC57B J BF5B V 5Vdc U TL08/0/TI V V- OUT N N U6B NAN 55 00k U5B NAN k C5 n U8B NAN U5B NAN C 0u UB NAN U80 TLE/0/TI V V- OUT N N U9B NAN 0 0k 6 k 00k 50k U8B NAN U5D HD a b c d e f g h Vcc U8B NAN U0B NAN 8 5.6k UB NAN 0.7K UB NAN 8 7k V Vdc UA k U6A U8B INV D DN007 U9A 7LS UP DOWN CL LOAD A B C D QA QB QC QD BO CO 5.k 5.5k pot UB NAN UA 75 5 C 0n UB INV 7 80 U7D HD a b c d e f g h Vcc U7B NAN U7B INV UB NAN U0B NAN U5B NAN 6 80 UA CLK CL D PE Q Q UD AM A0 A A A A A5 A6 A7 A8 A9 A0 A A O0 O O O O O5 O6 O7 OE PGM VPP CE 5k 80 7k 56 5 S SWITCH X U8B NAN U9B NAN 86 8k U6D HD a b c d e f g h Vcc U5B NAN U7B NAN U7B NAN U5A 707 J K CL Q Q CLK C u