Effektenhed til elektrisk guitar

Transkript

1 Effektenhed til elektrisk guitar Det Ingeniør-, Natur- og Sundhedsvidenskabelige Fakultet 6. semesterprojekt ved Aalborg Universitet Signalbehandling 3. juni 2008 Gruppe 640 Johnni T. Pedersen Esben Madsen Casper E. B. Fynsk Brian M. Christensen

2

3 Aalborg Universitet Institut for Elektroniske Systemer Frederik Bajers Vej Aalborg Ø Telefon Titel: Effektenhed til elektrisk guitar Tema: Signalbehandling Synopsis: Projektperiode: P6, forårssemesteret 2008 Projektgruppe: 08gr640 Gruppemedlemmer: Johnni Thomsen Pedersen Esben Madsen Casper Fynsk Brian Melgaard Christensen Vejleder: Sofus Birkedal Nielsen Oplagstal: 6 Sidetal: 171 Bilagsantal og -art: 1 CD Dette projekt omhandler analyse, design og implementering af et system til afvikling af lydeffekter til en elektrisk guitar. Systemet består bl.a. af en digital signalprocessor og en A/D- og D/A-konverter. Effekten tremolo er implementeret analogt. Effekterne echo, delay, equalizer og flanger er implementeret digitalt. Et brugerinterface præsenterer relevante oplysninger og muliggør ændring af effektparametre. Signalbehandlingen afvikles i hård realtid i en interrupt-rutine. Øvrig ikke-tidskritisk kode afvikles særskilt herfra. Både effekter og det samlede system er testet. Alle digitale effekter overholder de opstillede krav. Den analoge effekt og det samlede system overholder ikke alle opstillede krav. Alle effekter kan afvikles samtidigt i realtid og lyder autentisk, på trods af overskredne krav. Afsluttet den 3/ Rapportens indhold er frit tilgængeligt, men offentliggørelse (med kildeangivelse) må kun ske efter aftale med forfatterne.

4

5 Aalborg University Department of Electronic Systems Frederik Bajers Vej Aalborg Ø Telephone Title: Guitar effects unit Theme: Signal processing Project term: P6, spring semester 2008 Project group: 08gr640 Group members: Johnni Thomsen Pedersen Esben Madsen Casper Fynsk Brian Melgaard Christensen Supervisor: Sofus Birkedal Nielsen Copies: 6 Pages: 171 Appendices: 1 CD Synopsis: This thesis treats the analysis, design and implementation of a system for execution of audio effects suited for an electric guitar. The system consists of a digital signal processor and a A/D and D/A-converter among other things. The tremolo-effect is analogous implemented. The echo-, delay-, equalizer- and flanger-effect is digitally implemented. An user interface presents relevant data and permits change of effect parameters. The signal processing is executed in hard realtime in an interrupt routine. Other, not timecritical code is run separately. Both the effects and the whole system have been tested. All digital effects comply with the laid down demands. The analogue effect and the system do not comply with the laid down demands. Despite non-compliance, all effects can be e- xecuted simultaneously in realtime and sounds authentic. Finished 3/ The contents of this report are freely available, but publication (with specification of source) may only be done after arrangement with the authors.

6

7 Indhold I Systemanalyse 1 1 Indledning Signalbehandling Semesteret Projektforslaget Foranalyse Guitareffekter Valg af effekter Analyse af elguitar Målinger på guitar Kravspecifikation Forudsætninger for projekt Kravspecifikation II Design af effektenhed til guitar 17 4 Systemdesign Overordnet hardwaredesign Brugervejledning Design af DSP-system DSP Hukommelse og perifære enheder Adressedekodning A/D og D/A konverter I

8 INDHOLD 6 Design af perifær hardware Forforstærker Brugerinterface Design og implementering af tremolo Implementering af tremolo Konklusion på tremolo Design og implementation af delay/echo Design af delay/echo Implementation af delay/echo Konklusion på delay/echo Design og implementation af flanger LFO Interpolation Implementation af flanger Konklusion på flanger Design og implementation af equalizer Design af equalizer Realisering af equalizer Implementation af equalizer Konklusion på equalizer Software Overordnet software-design Main-funktion Interrupt-rutine Hukommelse Utilization test III Accepttest og konklusion Accepttest Diskussion af accepttest Konklusion 103 II

9 INDHOLD Litteraturliste 105 IV Appendiks 107 A Kravspecifikation 109 A.1 Overordnede krav A.2 Krav til indgangstrin A.3 Generelle krav til effekter A.4 Krav til tremolo A.5 Krav til equalizer A.6 Krav til delay/echo A.7 Krav til flanger B Accepttestspecifikation 115 B.1 Standardopsætning B.2 Indgangstrin B.3 Signal-/støjforhold B.4 Systembåndbredde og linearitet B.5 Indgangsimpedans B.6 Effekter B.7 Tremolo B.8 Equalizer B.9 Delay/Echo B.10 Flanger C Accepttest 123 C.1 Systembåndbredde og linearitet C.2 Indgangstrin (linearitet) C.3 Indgangstrin impedans C.4 SNR for indgangstrin og system C.5 Utilization test C.6 Tremolo C.7 Equalizer C.8 Delay/echo C.9 Flanger III

10 INDHOLD D Målerapporter 137 D.1 Målerapport for udgangsimpedans i guitar D.2 Målerapport for udgangssignal fra guitar D.3 Målejournal for SNR i codec E Analyse af DSP 147 E.1 DSP E.2 Hukommelse og perifære enheder F PEEL kode 159 F.1 Adressedekodning F.2 Knapdekodning F.3 Display latch G Udledning af SNR-formel 165 H Memorymap over program 167 I El diagrammer 169 J Indhold på CDROM 171 IV

11 Forord Denne rapport dokumenterer projektarbejdet udført af gruppe 640 på 6. semester, på Institut for Elektroniske Systemer ved Aalborg Universitet i foråret Projektet er underlagt temaet Signalbehandlingsalgoritmer og -systemer. Titlen på projektet er Effektenhed til guitar. Rapporten er henvendt til vejleder, censor og andre interesserede i projektet, f.eks. senere projektgrupper, der skal arbejde med den benyttede DSP og/eller guitar. Det antages, at læseren har et kendskab til elektronik og signalbehandling, der svarer til en 6. semesters signalbehandlingsstuderendes. Læsevejledning: Rapporten er opbygget af fire dele for at skabe bedre overblik. Delene har fået tildelt romertal i indholdsfortegnelsen. Hver del indeholder flere kapitler, der er nummereres fortløbende gennem rapporten. Den første del, Systemanalyse, indeholder den indlende analyse af problemet samt de opstillede krav til det endelige produkt. Systemanalysen efterfølges af Design af effektenhed til guitar hvor selve systemet og effekterne designes og implementeres. Herefter følger Accepttest og konklusion, der opsumerer testen af systemet, samt evaluering af det udførte arbejde. Den sidste del er et appendiks, der indeholder materiale der ikke har fået plads i hovedrapporten, men stadig er med til at dokumentere det udførte arbejde. Der henvises løbende gennem rapporten til disse sider og den fulde accepttest er også at finde her. De sidste sider i appendiks indeholder diagrammer over den samlede hardware. På diagrammerne har komponenterne et indeks, hvor første tal indikerer hvilket kredsløb de tilhører. En del diagrammer er gentaget i rapporten i deres relevante afsnit, her uden dette indeks. Slutteligt kan findes en CD indeholdende datablade, assembly-filer, MATLAB scripts og lydoptagelser. V

12 INDHOLD Projektet er udarbejdet af: Brian Melgaard Christensen Casper Fynsk Johnni Thomsen Pedersen Esben Madsen VI

13 Del I Systemanalyse I denne del er projektforslaget defineret, og en foranalyse af effekter og en elektrisk guitar er foretaget. På baggrund af projektforslaget og foranalysen, er en kravspecifikation opstillet. Kravspecifikationen er uddybet i appendiks A, og ud fra denne, er en accepttestspecifikation defineret i bilag B. 1

14

15 1 Indledning Indledningsvis præsenteres gruppens interesser og hvordan disse stemmer overens med projektenhedsbeskrivelsen for signalbehandling, 6. semester. 1.1 Signalbehandling Begrebet signalbehandling dækker over analyse, fortolkning og manipulation af signaler. Disse signaler kan være af meget varierende form og f.eks. indeholde informationer om lyd, billede, video, biologiske signaler eller anden data, og er repræsenteret enten i analog eller digital form. Formålet med signalbehandlingen kan for eksempel være filtrering, lagring, analyse, adskillelse af information, mønstergenkendelse eller kompression, og kan således benyttes i et væld af forskellige applikationer. Ofte ønskes et signal repræsenteret på anden vis end det oprindelige, for lettere at kunne udføre behandling af dette. Lyden fra en elektrisk guitar vil f.eks. blive konverteret fra svingninger i en streng til et induceret elektrisk signal, der kan udføres behandling af, hvorefter det konverteres til mekaniske svingninger i en højttalermembran, der frembringer lyden. En anden form, der ofte er gunstig at repræsentere signalet på, er den digitale, hvor nogle former for signalbehandling kan udføres væsentligt lettere end ved en analog repræsentation. F.eks. er simple forsinkelser af et arbitrært signal avanceret at implementere i ren analog hardware, mens det i software er trivielt. 1.2 Semesteret Projektenheden for signalbehandling på 6. semester skal overholde en række krav, der er opstillet i studieordningen[aau(2007)]. Fra studieordningen, [AAU(2007), s.26], er projektets formål defineret således Projektenhedens formål er at den studerende tilegner sig viden og færdigheder som gør det muligt at forstå, analysere og konstruere analoge og digitale signalbehandlingssystemer. De konkrete krav, som projektet skal overholde, er således listet op som fem punkter i studieordningen: Projekterne tager udgangspunkt i en konkret, praktisk forekommende problemstilling, som 3

16 Indledning naturligt efterspørger realtids-implementering af en signalbehandlingsfunktionalitet, eksempelvis en filtrering eller en transformation, med ikke-trivielle krav til eksekveringshastighed og/eller beregningsomfang. Den samlede applikation beskrives og underkastes en funktionel- og strukturel analyse med henblik på at bestemme, hvilke dele der skal realiseres i henholdsvis analogt og digitalt hardware. Hvor det findes relevant, understøttes denne del af designforløbet af simuleringer. Der udarbejdes en specifikation for det samlede system bestående af en analog såvel som en digital enhed, deres indbyrdes interface, samt deres kommunikation med omverdenen. Desuden foretages der specifikation og design af de signalbehandlings-algoritmer, som skal afvikles på systemets digitale hardware-enhed. De specificerede analoge og digitale enheder samt deres interface dimensioneres, opbygges og testes individuelt. Der foretages ligeledes en sammenkobling samt samlet test af hardware. Endelig afbildes de digitale signalbehandlingsalgoritmer på den programmerbare del af arkitekturer i form af udarbejdelse af assemble-programmer og der foretages en samlet afsluttende funktionstest samt vurdering og dokumentation af det udviklede signalbehandlingssystem. Kravene til semesteret og gruppens ønsker er afspejlet i det følgende projektforslag, der er stillet af Sofus Birkedal Nielsen. 1.3 Projektforslaget En elektrisk guitar er ikke meget bevendt, hvis den ikke er forsynet med en form for signalbehandling, da den ikke har nogen klangbund (kasse til at forstærke og påvirke lyden). Til at kompensere for dette, bruges forskellige former for signalbehandling, der kan købes i moduler, normalt som guitar-pedaler, der så kan slåes til og fra af musikeren mens der spilles. Nogle almindelige effekter er: Chorus Flanger Delay Reverberation - rumklang Overdrive Equaliser Wah-Wah En guitar-effektenhed indeholder mange funktioner, hvoraf nogle udvælges til realisering. Der er funktioner der bedst løses analogt, så som f.eks en wah-wah pedal eller forvrængning, mens andre er bedre eller kun muligt at løse vha. digital signalbehandling. En equalizer kan til gengæld 4

17 1.3 Projektforslaget implementeres enten analogt eller digitalt. Der er således i projektet rig mulighed for både analog og digital signalbehandling. Der tages udgangspunkt i udgangssignalet fra en el-guitar, hvor den nødvendige forstærkning og tilpasning til systemet foretages. Brugerinterface skal også tages i betragtning, men bør holdes på et minimum. 5

18 Indledning 6

19 2 Foranalyse Foranalysen tager udgangspunkt i projektforslaget 1.3; at lave en effektenhed til en elektrisk guitar. Derfor undersøges forskellige effekttyper med henblik på at realisere disse i det endelige system, enten analogt eller implementeret i en DSP (Digital Signal Processor). Desuden undersøges en elektrisk guitar både ud fra et kredsløbsmæssigt synspunkt og for at bestemme impedans, signalniveauer og hvilke frekvenser der genereres, for at kunne opstille krav til guitareffektenheden. 2.1 Guitareffekter I projektet skal implementeres en række analoge og digitale effekter til en elektrisk guitar. Først beskrives en række effekter, der kunne implementeres enten analogt eller digitalt. Alle tænkelige effekter er af naturlige årsager ikke medtaget, da omfanget bliver for stort. Efterfølgende vælges et antal effekter, der vil forsøges implementeret Tremolo En tremolo er en periodisk volumenkontrol. Der vil typisk være 3 parametre der kan indstilles af brugeren: modulationsform, modulationsfrekvens og modulationsdybde. Modulationsformen hvormed amplituden moduleres kan være sinus-, firkant- og trekant-formet. I teorien kan enhver form benyttes, men disse tre er ofte benyttet Delay/Echo Delay/echo er èn eller flere gentagelser af et allerede afspillet signal. Ved en enkelt gentagelse benyttes betegnelsen delay og laves som en addition af det forsinkede signal og det aktuelle signal. Delayet kan betegnes som typen feed forward. Brugeren vil typisk kunne styre delaytiden og delaylydstyrken. 7

20 Foranalyse In Out Gain Delay Figur 2.1: Principdiagram for delay med én gentagelse Hvis flere gentagelser ønskes, kan delayet realiseres som feed back. Ved sådanne succesive gentagelser betegnes delaytypen som echo. Echoet aftager eksponientielt og brugeren vil typisk kunne justere parametre som delaytid og loopgain. Loopgainet må ikke overskride 1, da der er tale om positiv tilbagekobling. In Out Gain Delay Figur 2.2: Principdiagram for echo med (uendeligt) mange gentagelser Flanger Effekten flanging opstår når det oprindelige signal blandes med en kopi, der forsinkes cyklisk. Oprindeligt blev effekten frembragt analogt, ved at lægge fingeren på kanten (engelsk: flange) af et spolebånd der blev optaget og afspillet løbende. Modulationssignalet er en langsom sinus, der bestemmer hvor meget signalet forsinkes. Brugeren vil ofte kunne styre parametre som modulationsfrekvens, modulationsdybde og blandingsforholdet mellem det oprindelige og det forsinkede signal. In Out Delay (fixed) Delay (var) LFO Figur 2.3: Principdiagram for flanger 8

21 2.1 Guitareffekter Equalizer En equalizer er en enhed, der kan forstærke eller dæmpe forskellige frekvenser. Den kan altså forme frekvensresponsen af effektenheden som brugeren ønsker det. Dette gøres typisk ved hjælp af en række båndpas- og båndstop-filtre, der muliggør forstærkning eller dæmpning af frekvenser i et givent frekvensområde. Som udgangspunkt findes der to typer equalizere; den grafiske equalizer og den parametriske equalizer. Den grafiske equalizer er relativt simpel og fungerer på den måde, at frekvensområdet opdeles i nogle faste frekvensbånd; typisk tre kaldet bas, mellemtone og diskant. Gainet i hvert af disse frekvensbånd kan justeres op eller ned. Centerfrekvensen og båndbredden af hvert filter er således fastlåst i en grafisk equalizer. Den parametriske equalizer er mere fleksibel, idet det her er muligt både at justere gain, centerfrekvens og båndbredde for hvert filter. Ved at kaskadekoble en række af disse filtre er det altså muligt at forme den frekvensgang som brugeren måtte ønske. Typisk er tre filtre nok til at give brugeren tilstrækkelig mulighed for at forme frekvensgangen Wah-wah og autowah En wah wah er en resonator (et høj-q filter), hvis centerfrekvens kan flyttes op eller ned enten manuelt, ofte ved brug af en pedal, eller automatisk. Herved opstår en lyd, der lyder lidt som når man siger Wah deraf navnet. En automatisk wah kan være en envelope-follower, det der oftest menes med en auto-wah. Waheffekten styres af amplituden på inputsignalet. Herved opstår en bevægelig resonans på hvert enkelt anslag. Den anden mulighed for en automatisk wah er, hvor centerfrekvensen bevæges cyclisk af et lavfrekvent sinussignal, som hvis pedalen blev styret af en motor. Det kan minde lidt om en phaser-effekt Distortion Distortionbegrebet dækker over en række forskellige forvrængninger der benyttes som guitareffekter. Det kan således enten være en blid forvrængning, hvor signalet klippes blødt eller asymetrisk, som det ses med f.eks. overdrive og rørforstærkere, eller det kan være en hård klipning, hvor alt over en vist tærskelværdi blot klippes. Desuden kan en distortioneffekt have en såkaldt attacktid. Attacktiden er den tid det tager forvrængningen at træde (helt) i kraft. Releasetid er den tid det tager før forvrængningen af et signal under threshold ikke længere er aktiv Kompressor En kompressor komprimerer lyden vha. et variabelt gain. Lave signaler forstærkes mere end høje signaler, og efter kompression, er dynamikområdet mindre end før kompression. Ved at forstærke de lave signaler på denne måde vil en sustain effekt høres, hvor guitartonen efter et anslag bliver ved med at have nogenlunde samme output, selvom den egentlige lyd fra selve guitaren bliver lavere. Kompressionen kan enten være hård, hvor der er et knæk i gainet ved en grænseværdi, eller blød, hvor knækket er jævnet ud. 9

22 Foranalyse Pitcheffekter Pitcheffekter er effekter der indeholder èn eller anden form for frekvensmodulation. En Whammy ændrer f.eks. lydens pitch med hele toner eller oktaver, et såkaldt pitch shift. En Octaver er en effekt, der kombinerer det originale signal med en lyd, hvis pitch er en oktav højere eller lavere end det originale signal Chorus En choruseffekt kan opnås ved at kombinere flere variable forsinkelser og forskellig gain af inputtet, således at de enkelte toner har samme klangfarve og næsten samme pitch, hvorved de enkelte toner vil opfattes som en samlet klang. 2.2 Valg af effekter I de foregående afsnit er beskrevet en række effekter, hvoraf fire er udvalgt til implementering: Analoge effekter Tremolo Digitale effekter Delay/echo Flanger Equalizer Tremoloen er valgt som en analog effekt, da denne giver mulighed for at benytte nogle af de byggeblokke, der har været behandlet i undervisningen, herunder en multiplier. Delay/echo vælges som en simpel effekt at implementere, idet forsinkelse i et digitalt system er relativt trivielt. Flanger implementeres som en digital effekt, da det ønskes at have en lidt mere avanceret effekt, der stadig er mulig at implementere. Der skal implementeres en lavfrekvent sinus og en interpolation af signalet. Endelig er equalisering af signalet ofte ønskeligt for en guitar, for at fremhæve eller dæmpe karakteristikker i lyden, hvorfor en equalizer er valgt at implementere. Yderligere effekter er valgt fra af hensyn til tid og omfang. Med en funktionel parametrisk equalizer, vil implementation af en wah-wah eller autowah være mulig, idet der vælges en høj Q-værdi og flyttes på filtrets centerfrekvens. Distortion er det valgt ikke at implementere ud fra en betragtning om, at det er let at forvrænge et signal, men ikke let at gøre det så det lyder godt. Af hensyn til tiden, er det desuden valgt at afgrænse projektet fra kompressor, pitcheffekter og chorus samt yderligere effekter. Choruseffekten minder desuden om en flanger, idet der også her skal implementeres lavfrekvente sinussignaler og interpolation. 10

23 2.3 Analyse af elguitar 2.3 Analyse af elguitar Til projektarbejdet er der stillet en guitar af typen Axtech Vintage Plus (AVP) til rådighed. I det følgende beskrives denne og andre guitarer af samme type set fra et signalmæssigt synspunkt Pickup Pickuppen på den anvendte guitar er en magnetisk pickup af typen single-coil. Princippet bag en magnetisk pickup for en enkelt streng er vist på figur 2.4, pickuppen består af en permanent magnet, hvorom der er viklet en spole. Den permanente magnet magnetiserer et lille stykke af guitarstrengen, og når strengen sættes i vibrationer ved et anslag, sker der en magnetisk fluxændring igennem spolen, hvorved der ifølge Faradays lov induceres en elektromotorisk kraft i spolen. Den elektromotoriske kraft v out (t) vil svinge med samme frekvens som guitarstrengen. guitarstreng magnetiseret del af streng N S N Pickup spole permanent magnet S v (t) out Figur 2.4: Et tværsnit af en guitarstreng og en single-coil med èn magnet. Guitarstrengen magnetiseres af den permanente magnet. Når strengen vibrerer skabes der pga. flux-ændringen en EMK i spolen med samme frekvens som strengens vibrationer [Raymond A. Serway(2004), s. 972]. Elektrisk model af pickup En elektrisk model af pickuppen er vist på figur 2.5. Pickuppen består af en signalkilde i serie med spolen L, en modstand, R, og kondensatoren C, der udgør kapaciteten mellem viklingerne i spolen. L R C v (t) out Figur 2.5: Den elektriske model af pickuppen for en enkelt streng. Pickuppen anskues som en ikke-ideel spole med både tab og capacitiv kobling mellem vindingerne. 11

24 Foranalyse Guitarens kredsløbsdiagram AVP en har i alt tre pickupper; en nedre, en center og en øvre pickup. Ved hjælp af en knap med fem positioner kan hver af de tre pickupper vælges som signalkilde. Det er også muligt at vælge en kombination af centerpickuppen og enten den øvre eller nedre pickup. Når en kombination af to pickupper vælges, kobles de to pickupper parallelt. Guitaren indeholder også en volumenkontrol i form af et potentiometer R vol, der koblet som vist på figur 2.6. Til den midterste og den øvre pickup hører desuden en tonekontrol. Denne består af potentiometeret R tone og en kondensator, der tilsammen udgør et lavpasfilter (se figur 2.6). v out(t) R vol C R tone pickup Figur 2.6: Kredsløbsdiagram over en pickup med tone- og volumenkontrol [Tony Bacon(2004),.s 99]. 2.4 Målinger på guitar Figur 2.7 viser en simplificeret signalmodel for guitaren, hvor størrelsen A max beskriver den maksimale amplitude signalet fra guitaren kan antage, f g er frekvenserne i signalet og z max er den maksimale udgangsimpedans af guitaren. På baggrund af disse parametre skal der opstilles krav til systemet. De tre parametre for den pågældende guitar fundet ved en række målinger, der er beskrevet i appendiks D.1 og D.2. Ud over de tre parametre beskrevet på figuren, er guitarens signal/støj forhold blevet fundet. Resultaterne er opsummeret i tabel 2.1. z max A maxcos(2 πf g t) v (t) out Figur 2.7: Den anvendte signalmodel af guitaren. A max V g f g z max SNR g 1, 09 V 91, 1 mv rms 80 Hz 12 khz 218 kω 53 db Tabel 2.1: Guitarparametre fundet ved målinger. Af tabel 2.1 ses det, at guitaren har et mindre frekvensområde end den menneskelige hørelse, og der kan således slækkes på kravet til samplingsfrekvens i forhold til 44,1 khz, der ofte benyttes til audio. 12

25 3 Kravspecifikation I dette kapitel er en række forudsætninger for projektet oplistet, og efterfølgende er den samlede kravspecifikation defineret i en kort og overskuelig udgave, på baggrund af de foregående afsnit. 3.1 Forudsætninger for projekt Ud fra undervisning og udleveret hardware, er der nogle grundlæggende rammer, som projektet bygger på Udleveret guitar Den udleverede guitar er af typen Axtech Vintage, som er en billigere kopi af en Fender Stratocaster, og har AAU-nr I Udleveret rack Fra komponenten er udleveret et rack med følgende egenskaber: Strømforsyning: ±15 V DC det vælges at benytte denne forsyning til analoge kredsløb 5 V DC det vælges at benytte denne forsyning til digitale kredsløb Dette rack har materielnummer: AUC DSP Til projektet skal benyttes en digital signalprocessor fra Texas Instruments af typen TMS320C26 [Texas-Instruments(1989)] (herefter blot benævnt DSP). 3.2 Kravspecifikation I dette afsnit oplistes alle de krav som effektenheden skal overholde. En mere udførlig udgave af kravspecifikationen findes i appendiks A. Den fulde udgave af kravspecifikationen indeholder for 13

26 Kravspecifikation hvert enkelt krav: Formål: Formålet med det enkelte krav hvorfor det er medtaget. Krav: Selve kravet, der er identisk med dette afsnit. Sporbarhed: Hvor kommer kravet fra, og hvilke kilder, kriterier eller vurderinger ligger til grund herfor. Accepttest: Skal kravet testes, og hvordan. I appendiks B er en komplet accepttestspecifikation, der benyttes til at teste de opstillede krav, defineret, og resultatet af accepttesten kan ses i appendiks C Overordnede krav Krav 1 Krav 2 Krav 3 Krav 4 Analoge signalniveauer: max ±10 V peak Indgangsimpedans: 2,2 MΩ Udgangsimpedans: 100 Ω Bitopløsning: 16 bit Krav 5 Systembåndbredde og linearitet: 70 Hz til 10 khz med gain ±1 db, relativt til 1 khz uden effekter aktiveret. Krav 6 Krav 7 Interface: Menubaseret navigation på display med 1 jog-wheel og 6 knapper. Signal/støjforhold: 60 db Krav til indgangstrin Krav 8 Krav 9 Gain: 5 til 20 gange Båndbredde: 70 Hz til 10 khz ± 0,5 db relativt til 1 khz. Krav 10 Signal/støjforhold: 66 db Krav til effekter Krav 11 Samtidig brug af effekter: Alle typer skal kunne benyttes samtidig, og kunne slåes til og fra enkeltvis. Krav 12 Styring af effektparametre: Relevante effektparametre skal kunne ændres fra menuen. Krav til tremolo Krav 13 Modulationsfrekvens: 0,1 til 10 Hz skal kunne indstilles med en drejeknap. Krav 14 Modulationsdybde: Fra 0 til -40 db ±3 db skal kunne indstilles med en drejeknap. Krav 15 Modulationssignal: Sinus, trekant eller firkant lignende signaler skal kunne vælges. 14

27 3.2 Kravspecifikation Krav til equalizer Krav 16 Type equalizer: Parametrisk equalizer med tre separate filtre. Krav 17 Centerfrekvenser: Centerfrekvensen skal kunne indstilles i steps af 1/3-oktav fra 80 Hz op til 10 khz ±2 %. Krav 18 Gain: ±12 db ±0,2 db i steps af 1 db. Krav 19 Q faktor: Der skal kunne vælges otte forskellige Q faktorer fra 0,5 til 4. Krav til delay/echo Krav 20 Variabelt delay: 50 ms til 2 sekunder ±5 ms skal kunne indstilles vha. software i steps af 50 ms. Krav 21 Gain: -12 db til -1 db ±0,2 db, samt -0,1 db 1 skal kunne indstilles vha. software i trin af 1 db. Krav 22 Delaytype: Der skal være mulighed for at vælge mellem delay (feed forward) og echo (feedback). Krav til flanger Krav 23 Fast delay: 0 til 15 ms ±0,1 ms skal kunne indstilles vha software i steps af 1 ms. Krav 24 Modulérbar delaydybde (depth): 1-15 ms ±0,1 ms skal kunne indstilles vha software i steps af 1 ms. Krav 25 Signal til modulering af delay: Sinussignal, 0,1 til 2 Hz ±0,05 Hz skal kunne indstilles vha software i steps af 0,1 Hz. Krav 26 Mix: -12 db til 0 db ±0,2 db, skal kunne indstilles vha. software i trin af 1 db. 1-0,1 db er valgt for at give en mulighed for "næsten 0 db", der stadig dæmpes 15

28 Kravspecifikation 16

29 Del II Design og implementation af effektenhed til guitar I denne del er det overordnede design af effektenheden fastlagt, og herefter er foretaget design af hardwaren. TMS320C26 DSP en og den nødvendige hardware til et minimumssystem, herunder hukommelse og AD/DA konvertere, er analyseret og implementeret. Ligeledes er forforstærkeren og brugerinterfacet designet og implementeret De enkelte effekter er herefter analyseret, designet og implementeret og endelig er softwarestrukturen, der binder effekterne sammen, beskrevet. 17

30

31 4 Systemdesign I dette kapitel beskrives og vurderes det overordnede design af guitareffektenheden. Det er valgt at realisere guitareffekterne tremolo, flanger og delay/echo samt en parametrisk equalizer med tre filtre. Tremoloen er valgt at implementere i analog hardware, mens de øvrige tre er implementeret i software. Rækkefølgen af de implementerede signalbehandlingsblokke ses på figur 4.1, der beskriver mulige signalveje for forskellige indstillinger af systemet. Equalizer DSP - Software Tremolo Filter 1 Filter 2 Filter 3 Delay Flanger Frekvens Q Gain Q Gain Q Gain Delay Echo Gain Fast delay Mix Variabelt delay Signaltype Modulationsdybde Centerfrekvens Centerfrekvens Centerfrekvens Modulationsfrekvens Delay Gain Figur 4.1: Diagram der viser signalvejen gennem effekterne. Rækkefølgen hvormed de tre digitale effekter afvikles er overvejet ud fra følgende betragtninger. Både equalizeren og delay/echo er, bortset fra når der ændres parametre, lineære tids-invariante systemer, hvilket betyder at rækkefølgen hvormed de udføres ikke har betydning for udgangssignalet. Flangeren derimod er netop karakteriseret ved at være tidsvarierende, hvorfor den ikke er et LTI-system. Det er derfor valgt at placere flangeren til sidst i rækken af effekter, da den så ikke kan påvirke de øvrige effekter. Equalizeren er den effekt der udføres først og delay/echo dernæst, men som sagt spiller rækkefølgen på disse ikke nogen rolle. Dette giver rækkefølgen, der ses af figur 4.1. I afsnit 4.1 ses nærmere på den overordnede sammensætning af hardware, og i afsnit 11.1 beskrives hvorledes softwaren overordnet er designet. 19

32 Systemdesign 4.1 Overordnet hardwaredesign I dette afsnit beskrives det overordnede design af hardwaren, og hvorledes de enkelte blokke er kombineret. På figur 4.2 ses et blokdiagram over systemets hardwareblokke, hvis funktionalitet beskrives herunder. Indgangstrin Tremolo ADC DSP DAC Udgangstrin Gain Frekvens Signaltype Modulationsdybde Display Knapper & jog wheel Figur 4.2: Blokdiagram over systemet. Indgangstrin I indgangstrinet forstærkes signalet fra guitaren op til det interne signalniveau, således at det er mindre påvirkeligt af indstrålet støj inde i systemet. Signalet kommer altid igennem dette trin, og med en drejeknap er det muligt at indstille gainet, for at opnå maksimal udnyttelse af signalet. Design af forforstærkeren kan ses i afsnit 6.1. Tremolo Tremoloeffekten er implementeret analogt. Det er muligt at indstille om det modulerende signal skal være en sinus, en trekant, eller en firkant. Frekvensen af det modulerende signal kan ligeledes indstilles med en drejeknap, ligesom også moduationsdybden kan. Med en kontakt vælges om signalet skal passere tremoloen eller gå direkte udenom til ADC. Design af tremoloen findes i kapitel 7. ADC og DAC Konverteringen mellem det analoge og det digitale domæne foretages med en kombineret A/Dog D/A-konverter, et codec, med en clocket seriel kommunikation til at sende og modtage den digitale repræsentation af den analoge værdi. Samplingsfrekvensen bestemmes ud fra et eksternt clocksignal. Det analoge signal vil altid blive konverteret til et digitalt, passere igennem DSP en og blive konverteret tilbage til et analogt. Opsætning af codec samt den serielle kommunikation er beskrevet i afsnit 5.4. DSP DSP-blokken på diagrammet består af det samlede DSP-system med RAM, ROM og Debugger/- Monitor samt adressedekodning. I denne blok foregår den digitale signalbehandling samt styringen 20

33 4.1 Overordnet hardwaredesign af denne ved hjælp af de perifære knapper samt jog-wheel. Information om styringen sendes desuden til displayet. Input og output af signalet transmitteres serielt til og fra codec et. Design af DSP-systemet er foretaget i kapitel 5. Display Displayet benyttes til at give visuel feedback på styringen af parametrene til de enkelte effekter, og modtager signaler fra DSP en til skrivning. Opsætning af displayet ses i afsnit Knapper og jog-wheel Knapper og jog-wheel dekodes og aflæses på DSP en og benyttes til at navigere i menuer og ændre parametre. Opsætning og design af dekodning er beskrevet i afsnit Udgangstrin Udgangstrinnets funktion er blot at sikre en lav udgangsimpedans, og er derfor implementeret som en simpel buffer. 21

34 Systemdesign 4.2 Brugervejledning Det færdige system er designet ud fra en brugervejledning, der beskriver hvorledes en bruger forventes at kunne benytte systemet med simpel betjening. På figur 4.3 ses opsætningen af brugerinterfacet. I jackstikket på den øverste plade, tilsluttes en efterfølgende forstærker. På plade nr 2, tilsluttes guitaren, og lydniveauet fra forforstærkeren tilpasses med volumenknappen til højre. Tremolo On Jack out Dybde Off Frekvens Type Jack in Indgang volumen Delay & Echo Flanger Equalizer Ændring On/Off Tilbage Figur 4.3: Systemets brugerinterface Tremolo Tremoloen er en analog effekt og betjenes med eget interface på samme plade som indgangstrinnet, som det ses på figur 4.3. Når denne er aktiveret med On/Off knappen, kan effekten indstilles med tre drejeknapper: Type benyttes til at vælge om tremoloen skal bruge et trekant-, firkant- eller sinussignal til at modulere lyden, Frekvens benyttes til at vælge frekvensen signalet skal modulere lyden med og Dybde benyttes til at bestemme hvor meget lyden maksimalt skal dæmpes Digitale effekter Det er valgt at gøre systemet menubaseret, således at en specifik knap (røde, 1-4) altid går ind i et specifikt menupunkt, en knap (rød, 5: On/Off) altid benyttes til at tænde og slukke en effekt, hvor denne mulighed er til stede og en knap (sort, 6: Tilbage) altid går til et menu-niveau højere. Knapperne ses nederst på figur 4.3 hvor også displayet er afbildet med hovedmenuen. Trykkes der her eksempelvis på knap nr. 1, vælges menupunktet Delay & Echo. 22

35 4.2 Brugervejledning Til højre for displayet ses et jog-wheel der benyttes, når en parameter i en effekt skal ændres. Når en parameter er valgt, ved at trykke på den rigtige knap, øges parameteren ved at dreje hjulet med uret og ligeledes sænkes den ved at dreje mod uret. Ud for den valgte parameter indikerer en pil til venstre, at der kan vælges lavere værdier og en pil til højre, at der kan vælges højere værdier. Når den maksimale værdi for den valgte parameter er valgt, vises således kun en pil til venstre. Det følgende viser hvorledes menustrukturen er opbygget. Hvert af tallene indikerer hvilke(n) knap(per), der skal trykkes på for at nå til det givne menupunkt. Ønskes det eksempelvis at ændre Gain i Delay & Echo skal der således trykkes på knap 1 efterfulgt af knap 3: 1. Delay & Echo 1.1 Delay / Echo (her vælges mellem delayeffekt og echoeffekt) 1.2 Delay (her vælges hvor langt delayet skal være: fra 50 ms til 2000 ms) 1.3 Gain (her vælges hvor stort gain, der skal være på effekten: fra -12 db til -0,1 db) 1.5 On/Off (her tændes/slukkes delay/echo) 2. Flanger 2.1 Frekvens (her vælges hvilken frekvens flangeren varierer delay med: fra 0,1 Hz til 2,0 Hz) 2.2 Delay (her vælges det faste delay: fra 0 ms til 15 ms) 2.3 Depth (her vælges dybden af det variable delay: fra 1 ms til 15 ms) 2.4 Mix (her vælges hvor meget af det modulerede signal, der skal lægges oven i det originale: fra -12 til 0 db) 2.5 On/Off (her tændes/slukkes flangeren) 3. Equalizer 3.1 Filter Cen.fre. (Her vælges centerfrekvensen af filter 1: fra 80 Hz til 8127 Hz) Gain (Her vælges gain for filter 1: fra -12 til 12 db) Q (Her vælges Q-værdien for filter 1: fra 0,3 til 5) 3.2 Filter Cen.fre. (Her vælges centerfrekvensen af filter 2: fra 80 Hz til 8127 Hz) Gain (Her vælges gain for filter 2: fra -12 til 12 db) Q (Her vælges Q-værdien for filter 2: fra 0,3 til 5) 3.3 Filter Cen.fre. (Her vælges centerfrekvensen af filter 3: fra 80 Hz til 8127 Hz) Gain (Her vælges gain for filter 3: fra -12 til 12 db) Q (Her vælges Q-værdien for filter 3: fra 0,3 til 5) 3.5 On/Off (her tændes/slukkes equalizeren) 23

36 Systemdesign 24

37 5 Design af DSP-system I dette kapitel beskrives hvorledes basissystemet til DSP en er opbygget og hvilke overvejelser der er gjort inden det endelige system er designet. Disse overvejelser omhandler hukommelsestype og timing, adressedekodning, hvilke af DSP ens funktioner der ønskes benyttet, implementering af Debugger/Monitor samt hvorledes der interfaces til øvrige dele af systemet. Desuden er opsætning af A/D og D/A konverter analyseret i afsnit 5.4. Nærmere analyse af display og knapper er foretaget i afsnit og DSP Da systemet skal opbygges omkring en TMS320C26 Digital Signal Processor, er det relevant først at undersøge dennes egenskaber og funktioner, samt vurdere hvilke der skal benyttes. Den primære kilde til denne undersøgelse, er user guiden til DSP en [Texas-Instruments(1993)]. På de følgende sider beskrives de vigtigste egenskaber, og i appendiks E er pinouts, arkitektur, registre og timing yderligere beskevet og analyseret. Figur 5.1 illustrerer den interne opbygning af DSP en. Overordnet set, er DSP ens egenskaber: Harvardstruktur: Ligesom en stor del af de DSP er der benyttes på markedet i dag, benytter denne processor en Harvardstruktur, hvilket vil sige at den har en seperat program- og databus, som kan benyttes samtidig, som det ses på figur 5.1. Både program- og databus er på 16 bit Eksterne busser: Data- og programbus er, sammen med 15 I/O porte, eksternt multiplexet, for at spare ben på chippen. Intern hukommelse: Internt i DSP en er 4 RAM blokke, hvoraf en på bit er data RAM, og de øvrige tre, der hver er bit, kan konfigureres til enten at være program eller data RAM. Desuden er der en intern bit ROM med bootloader og interruptvektorer. Adressering: DSP en understøtter både direkte og indirekte adressering. Pipelining: Tre niveauer af pipelining: prefetch, decode og execution. Pipelinen tømmes ved brug af branch, call og return. 25

38 Design af DSP-system Figur 5.1: Interne opbygning af DSP TMS320C26 med inddeling i logiske blokke. DPS en er opbygget efter Harvardstrukturen med separat data og program bus. Kilde (modificeret) [Texas-Instruments(1993), 3-8] 26

39 5.1 DSP CALU:(Central Arithmetic Logic Unit) består af grupperingen af de grundlæggende regneblokke i systemet, vist nederst til højre på figur 5.1: en 32 bit (16 16 bit parallel) multiplier. På udgangen kan resultatet skiftes 0, 1 eller 4 bit til venstre eller 6 bit til højre. en 32 bit ALU (Arithmetic Logic Unit), der regner i 2 s komplement. en 32 bit akkumulator, hvor resultatet tilgåes i 2 halvdele (ACCH og ACCL). Resultatet fra ALU en gemmes heri. På udgangen kan resultatet skiftes 0-7 pladser til venstre. en 16 bit input, 32 bit output scaling shifter, der kan skifte data 0-16 bit til venstre. Instruktionstid: Hastigheden på DSP en bestemmes af et eksternt clocksignal på op til 40,96 MHz, som internt i processoren deles til to 90 o faseforskudte clocksignaler, der tilsammen giver fire forskellige stadier, som vist på figur 5.2. Disse fire stadier, Q1-Q4, udgør tilsammen en hel instruktionscyklus, der varer 97,7 ns. Figur 5.2: De fire Q-stadier i en instruktionscyklus. Kilde [Texas-Instruments(1993), 3-56] Pipelining Ved udførsel af program, udnyttes internt i DSP en en pipelining på tre niveauer, hvilket vil sige at under udførsel af en instruktion, vil kommende instruktioner blive læst ind og dekodet, hvilket giver en hurtigere instruktionstid frem for en processor uden piplining. De tre niveauer i pipelinen, vil sige at udførsel af en instruktion foregår i tre trin: 1. Prefetch, hvor instruktionen læses ind i QIR registret 2. Decode, hvor instruktionen tydes 3. Execution, hvor instruktionen udføres Når DSP en er i gang med at udføre instruktionen INS1, er den således i gang med at tyde den efterfølgende INS2 og at hente INS3. Dette har normalt ingen effekt på instruktionstiden, 27

40 Design af DSP-system men kan, f.eks. ved gentagne udførsler, give en hurtigere udførsel af programmet. En forbedring ses især ofte når programhukommelsen er intern. Branch-, call- og returninstruktioner flusher pipelinen, og disse koster derfor yderligere 3 instruktioner at udføre Direkte og indirekte adressering Når hukommelsen skal adresseres, kan dette gøres enten med direkte eller indirekte adressering. Opdelingen i disse er foretaget for ikke at skulle benytte 16 bit i en instruktion til at adressere hukommelsen. Hermed kan instruktioner læses fra hukommelsen af èn omgang frem for to, hvilket begrænser tidsforbruget. Med den direkte adressering, skal DSP en på forhånd være sat op til at befinde sig på den rigtige dataside, der er defineret ved de øverste 9 bit i en adresse og kan sættes med kommandoerne LDP og LDPK. Herefter skal en kommando udføres med direkte adressering, hvor de sidste 7 bit af den samlede adresse ligger i DMA feltet (Data Memory Address), lige efter instruktionen, f.eks, vil kommandoen LDP DAT127 loade indholdet fra adresse 127 på den nuværende side over i sidepointeren, så der peges på en ny side. I alt er der, med 64 k adresser, 512 sider á hver 128 adresser (0-127). Indirekte adressering udføres ved hjælp af de 8 auxilary registre (AR0-AR7), der hver indeholder en komplet adresse, og denne kan, uden det koster ekstra instruktionscykler, in- eller dekrementeres med 1, skifte hvilket register der benyttes. Desuden kan adressen in- eller dekrementeres med det der står i AR0, enten på normal vis eller bit-reversed. Den indirekte adressering foretages, ved på forhånd at have valgt hvilket AR, der benyttes, og derefter skrives blot * i stedet for en adresse samt eventuelle operationer, der skal udføres på registeret. Næste register der skal benyttes kan også angives. 5.2 Hukommelse og perifære enheder I det følgende beskrives hukommelse og perifære enheder, der tilkobles systemet. Dette bygger på den bagvedliggende analyse i appendiks E.2, hvor hukommelse, adressering og timing for DSP en er undersøgt. Timingen der skal overholdes, er undersøgt i appendiks E.2.2, hvor det ses at: Read: Data skal være klar efter ca. 30 ns ved læsning, hvis denne skal foregå inden for en instruktionscyklus. Write: Data er klar i ca. 60 ns før STRB går høj og holdes i ca. 20 ns herefter. Wait states: Hvis ikke ovenstående timing er tilstrækkelig, kan der indføres wait-cycles, som tilføjer 97,7 ns (en instruktionscyclus) til tiden Debugger/Monitor Til systemet benyttes en onboard Debugger/Monitor (herefter D/M), udviklet af Sofus Birkedal Nielsen, hvormed det kan lade sig gøre at downloade et program via RS232 uden at skulle brænde 28

41 5.2 Hukommelse og perifære enheder en ROM for hver gang koden skal ændres, se registre, singlesteppe m.m. Dette kan der læses mere om i den medfølgende manual [Nielsen(2000)]. D/M består af en udleveret ROM og en brændt PEEL, samt et kredsløb, der skal tages højde for i designet af systemet. Dette kredsløb ses på figur 5.3, og indeholder, udover interfacedelen med kommunikation, trap og reset, også Powerup Reset. Desuden skal ROM en adressedekodes, og der skal som minimum placeres RAM i adresseområdet 1000h 107Fh Figur 5.3: Kredsløb til Debugger/Monitor [Nielsen(2000), s. 15] ROM Til D/M, er udleveret en 64 k 16 bit EPROM, [STMicroelectronics(1998)] som er brændt med program fra adresse 0-0FFFh. Denne EPROM, har en accesstid på 100 ns. Da dette er mere end de 30 ns, der kræves for at læse ROM en i en instruktionscyklus, skal præcis en wait-cycle introduceres ved brug af denne, da ,7 ns er tilstrækkeligt. Timing for en enkelt wait-cycle er analyseret i appendiks E.2.2, og introduceres ved hjælp af adressedekodningen, i afsnit 5.3. Da der udelukkende skal læses fra EPROM, skal der tages højde for de input, der kan have en uønsket effekt på dette, og det ønskes at skifte mellem standby og læsning, som det ses i databladet [STMicroelectronics(1998), s3]. Input er forbundet som nedenfor, idet Adr angiver et udgangssignal fra adressepeelen, der bliver analyseret i afsnit 5.3. E (Chip Enable) forbindes til CS PROMAdr G (Output Enable) forbindes til READ Adr P (Program) trækkes høj PP (Program supply) forbindes til stel 29

42 Design af DSP-system RAM Til den øvrige hukommelse, er det valgt at benytte RAM til både data og program. Kravet til denne RAM, er at den skal kunne tilgåes i en enkelt instruktionscyklus, det vil sige en accesstid på maksimalt ca. 30 ns, ud fra analysen i appendiks E.2.2. Desuden skal der ialt være 124 k 16 bit adresserbar hukommelse 1. Det er valgt at benytte to 128 k 8 bit RAM-blokke med en accestime på 15 ns, [Toshiba(1998)], hvor de nederste 64 k (der går 4 k tabt pga. ROM) adresseres som program, og de øverste 64 k adresseres som data ved at generere et signal, Data/Program select på A16. På RAM forbindes adressebussen parallelt til begge chips, og databussen deles så D 0 -D 7 forbindes til lower RAM og D 8 -D 15 forbindes til D 0 -D 7 på upper RAM. Input er forbundet som vist nedenfor, idet Adr angiver et udgangssignal fra adressepeel. CE (Chip Enable) forbindes til CS RAMAdr OE (Output Enable) forbindes til READ Adr WE (Write Enable) forbindes til WRITE 2 Adr A16 (MSB) forbindes til DS/PS Adr Interfaceet Til systemet ønskes interface i form af knapper, et jog-wheel samt et display. Disse memory mappes sammen med D/M, der kræver interface 15 (0Fh), og dette memory map, der kan ses i appendiks H, benyttes som grundlag for adressedekodningen. Knapper og jog-wheel implementeres således at der trigges ved aktivitet, og latches ud ved læsning, hvorefter der skal sendes en reset kommando til en anden adresse, hvilket er yderligere beskrevet i afsnit Knapaflæsningen er tildelt interface 0 og reset interface 2. Displayet interfaces vha. en latch (programmeret i en PEEL). Denne kræver et chip select, og er tildelt interface Adressedekodning I afsnit 5.2 er defineret hvilken hukommelse og I/O, der skal tilsluttes DSP en, og for at tilgå denne, adressedekodes vha. en programmeret PEEL. På figur 5.4 ses et memory map over hukommelse og perifære enheder, der skal adressedekodes. Adressering udføres ved hjælp af en 22CV10 PEEL [ICT()]. Chip select af hukommelse foretages ud fra adresseben A 12 -A 15, for at adskille ROM og RAM, samt PS og DS, der indikerer hhv. program- og datahukommelse. Chip select af display og knapper foretages ud fra Adresseben A 0 -A 3 samt IS. En wait-cycle genereres, som beskrevet i appendiks E.2.2 ved at generere et lavt signal til READY ud fra MSC signalet, der går lav, lige efter en hukommelsesinstruktion er udført, og STRB, samt 1 Kravet er 124 k word RAM, da der kan adresseres 2 64 kilo words og 4 kilo words allerede er udfyldt af ROM 2 WRITE trækkes kun lav, når R/W og STRB begge er lave 30

43 5.3 Adressedekodning Program Data Interfaces 0000h 0000h 0h Knapper Intern RAM D/M ROM 0FFFh 1000h D/M RAM 107Fh 1080h Program RAM 07FFh 0800h Data RAM 1h Display 2h Reset knapper 3h 4h 5h 6h 7h 8h 9h Ah Bh Ch Dh Eh Fh D/M FFFFh FFFFh Figur 5.4: Memory map for DSP-system chip select til ROM en, da det kun er denne, der kræver en wait-cycle. I alle andre tilfælde, skal READY altså være høj. PEEL koden kan ses i appendiks F.1. 31

44 Design af DSP-system 5.4 A/D og D/A konverter For at kunne behandle guitarsignalet med digitale effekter i DSP en, er det nødvendigt med en analog til digital (A/D) konverter og en digital til analog (D/A) konverter. Det er i projektet valgt at benytte et CS4218 codec [Crystal(1996)]. Det valgte codec indeholder to 16 bit delta-sigma A/D konvertere og to 16 bit delta-sigma D/A konvertere, der kan køre med en samplerate på op til 50 khz figur 5.5 illustrerer den interne opbygning. RESET PDN SMODE3 SMODE2 SMODE1 SDIN SDOUT SCLK SSYNC POWER CONTROL DIGITAL FILTERS D/A D/A SERIAL INTERFACE CONTROL VOLTAGE REFERENCE OUTPUT ATTENUATION OUTPUT MUTE LOUT ROUT DO1 MF5:DO2/INT MF2:F2/CDIN MF1:F1/CDOUT DI1 MF6:DI2/F1 MF3:DI3/F3/CCLK MF4:MA/CCS REFGND REFBYP REFBUF MF7:SFS1/F2 MF8:SFS2/F3 FILT DIGITAL FILTERS A/D A/D INPUT GAIN INPUT MUX LIN1 LIN2 RIN1 RIN2 CLKIN VD VA DGND AGND Figur 5.5: Blokdiagram over den interne opbygning af codec et [Crystal(1996), s. 1] Seriel kommunikation Codec et kommunikerer med DSP en gennem en seriel forbindelse. Codec et kan køre i tre forskellige modes (SM3, SM4 og SM5). Disse afgør, hvordan den serielle kommunikation fungerer. I SM3 sender codec et først 16 bit data plus 16 statusbit for venstre kanal, hvorefter der sendes tilsvarende for højre kanal. Disse statusbit fortæller om signalet er klippet, eller om der er sket andre fejl i konverteringen. DSP en skal i SM3 ligeledes sende 2 x 32 bit til codec et. De første 32 bit er data samt kontrolbit for venstre kanal, og de sidste tilsvarende for højre. Kontrolbitene bestemmer forstærkningen/dæmpningen af signalet samt, hvilken kanal signalet skal sendes ud på. Dette betyder at DSP-systemet i SM3 skal sende 64 bit i hvert frame. Mode 4 (SM4) fungerer på samme måde som SM3, dog sendes status- og kontrolbit ikke over samme serielle forbindelse, men på en separat asynkron serielforbindelse. Herved reduceres framestørrelsen i SM4 til 32 bit. Når der køres i SM3 eller SM4 kan codec et enten køre som master eller slave. Som master sender codec et et clocksignal ud samt en framesynkroniseringspuls når der startes på en ny frame. I slave mode forventer codec et modtage disse signaler fra en anden enhed, evt. et andet codec, herved kan flere codec dele den samme serielforbindelse. I SM5 overholdes serielkommunikations standarden I 2 S (Integrated Interchip Sound), der bruges til at overføre digital lyd mellem enheder. Den anvendte DSP understøtter ikke denne standard. Frame størrelsen er ligeledes 64 bit for SM5 og kan kun køre som master. Det valgt at køre codec et i SM4, da dette mindsker antallet af bits der skal sendes for hver sample 32

45 the control data on an independent serial port. channel and the second 16 bits being the right This reduces the audio serial bus bandwidth by channel. The Appendix B section contains more half, providing an easier interface to low-cost information on low-cost implementations of this DSPs. The audio serial port sub-frame is illustrated in Figure 19 for SM4. sub-mode. SMODE1 = 1 selects 5.4 Master A/Dsub-mode og D/A konverter with a SMODE1 SMODE2 SM4, Sub-Mode frame width of 64 bits. This sub-mode allows up 0 0 Master, 32 BPF to two codecs to occupy the same bus. SMODE2 0 1 Slave, 128/64/32 BPF is now used to select the particular time slot. If og samtidig 1 giver 0 mulighed Master, for, 64 at BPF, forsimple TS1 interfacet SMODE2 mellem= codec et 0 the codec og DSP en. selects time Da der slot kun 1, er which is the first 32 bits. If SMODE2 = 1 the brug for 1 én kanal 1 er detmaster, valgt, 64 atbpf, codec et TS2 skal køre som master. Figur 5.6 illustrerer signalerne i codec selects time slot 2, which is the second denne opsætning. Table 6. SM4 Sub-Modes. 32 bits. Sub-Frame (master) SSYNC (slave) SCLK SDOUT ADC - Right Word LSB MSB ADC - Left Word LSB MSB ADC - Right Word LSB MSB ADC - Left Word SDIN DAC - Right Word LSB MSB DAC - Left Word LSB MSB DAC - Right Word LSB MSB DAC - Left Word Figure 19. SM4-Audio Serial Port, 32 BPF Figur 5.6: Den serielle kommunikation i SM4 [Crystal(1996), s. 22]. 22 DS135F1 Det ses af figur 5.6 at codec et sender et framesynkroniseringssignal ud på SSYNC, når der startes på en ny frame, samt at den første halvdel af framen indeholder lyden til/fra den venstre kanal. De sendte data er i 2 s-komplement med den mest betydende bit (MSB) først. Dette format passer direkte til DSP en hvis denne sættes op til at køre i med 16 bit data længde, og venter på ekstern framesynkroniseringspuls. Figur 5.7 viser en signalgraf over DSP ens serielle kommunikation. DSP en forventer at der kommer data på DR (data receive) lige efter der er kommet en framesynkroniseringspuls. Disse data overføres og når det forventede bitantal er overført genereres et internt interrupt i DSP en, der fortæller at der er modtaget nye data. Codec et vil begynde at sende de 16 bit for højre kanal lige efter det første word, men DSP en ignorerer disse data, da der ikke er kommet en ny framesynkroniseringspuls. På denne måde overføres kun venstre kanal til DSP en. CLKR FSR DR MSB LSB 8 or 16 Bits RINT Figur 5.7: Signalgraf over modtagelse af serielle kommunikation for DSP en [Texas-Instruments(1993), s. 106]. Kommunikationen fra DSP en til codec et fungerer på samme måde. Der sendes 16 bit lige efter framesynkroniseringspulsen som codec et modtager som data til venstre kanal, og herefter stopper DSP en med at sende data. Codec et forventer dog at der kommer data til højre side, men modtager ingen data, da DSP ens udgang er blevet højimpedant. Som beskrevet ovenfor, overføres status- og kontrolbit via en separat serielforbindelse i SM4. Statusbit kan læses på ben CDOUT og kontrolbit skal skrives til ben CDIN. Det er valgt ikke at benytte status og kontrolbit for at minimere det nødvendige interface til codec et. Herfor kobles codec et som vist i databladet på side 40. Herved kommer codec et til at køre med standard opsætning. 33

46 Design af DSP-system Analoge in- og output filtre I følge databladet er et førsteordens lavpasfilter nok til at forhindre aliasering. Dette skyldes at codec et oversampler signalet med 64 gange samplefrekvensen. Det anvendte input filter er vist på figur 5.8. Det er valgt at gøre filteret aktivt således udgangsimpedansen på det foregående trin ikke har indflydelse på filterets overføringsfunktion. C 9 v in R 8 R 7 C 8 v out R 9 Figur 5.8: 1. ordens lavpasfilter, benyttes som antialiaserings filter og til skalering af signalet. Kondensatoren C 8 DC afkobler signalet og er i databledet sat til 1 µf, denne udgør sammen med indgangsimpedansen i codec et et højpasfilter. Indgangsimpedansen er opgivet til at være minimum 20 kω, herved ligger polen for filteret maksimalt ved 8 Hz, hvilket er uden for guitarens frekvens område. Operationsforstærkerkoblingen bruges både til at lavpasfiltere og skalere signalet. Overføringsfunktionen af koblingen fremgår af formel 5.1 R 7 H ci (s) = R 8 (R 7 C 9 s + 1), p ci = 1 R 7 C 9, H 0,ic = R 7 R 8 (5.1) [Franco(2002), s. 118] Full skala input signal til codec et er typisk på 2,8 V pp og da det maksimale signal fra det foregående trin er på 20 V pp skal signalet nedskaleres med en faktor 2,8/20. Dette fastsætter forholdet mellem R 7 og R 8, R 9 sættes lig R 7 R 8. For at polen ikke skal påvirke den ønskede frekvensrespons vælges det at lægge p ci ved 50 khz. Kondensatoren C 9 sættes lig 1 nf og de resterende komponenter udregnes på baggrund af de ovenstående sammenhænge. De fundne komponentstørrelser fremgår af tabel 5.1. Output filter Udgangssignaletsignalet fra codec et skal ligeledes DC afkobles og filtreres. I databladet anbefales et filter som vist på figur 5.9, hvor R cout er udgangsimpedansen for codec et. Komponent størrelserne er i databladet opgivet til: C 12 = 2, 2 nf, C 10 = 1 µf, R 10 = 40 kω. For at undersøge om de opgivede komponentværdier er optimale til den givne applikation findes filterets overføringsfunktion. Dette gøres ved at opskrive strømligningen for knudepunktet V 2 og sammenhængen mellem V 2 og V out. 34

47 5.4 A/D og D/A konverter R C v cout v 10 2 in C 12 R 10 v out Figur 5.9:. 0 = V in V 2 V 2 R 1 + V out V 2 1 (5.2) cout sc 12 sc 10 V out = V 2 R 10 R sc 10 (5.3) De ovenstående ligninger indskrives i MATLAB og løses med hensyn til V out /V in. Det fundne udtryk for overføringsfunktioner er som forventet et båndpasfilter og fremgår af formel 5.4. H co (s) = sr 10 C 10 s 2 C 12 C 10 R cout + s(r 10 C 10 + C 12 R cout + C 10 R cout ) + 1 (5.4) Ifølge databladet ligger R cout i intervallet Ω. Indsættes de anbefalede værdier i overføringfunktionen findes filterets pol til at ligge et sted i intervallet 92,2-122,4 khz. Da dette ligger langt uden for det ønskede frekvensområde på 10 khz vælges det, at ændre C 12 til 4,7 nf. Dette skubber polen ned i intervallet 43,2-57,3 khz. Ændringen af C 12 fra den anbefalede værdi halverer herved båndbredden og dermed også støjspændingen på udgangen af filteret. Da udgangsimpedansen af systemet ifølge kravene skal være mindre end 100 Ω, indsættes en buffer efter filteret. Komponentværdierne for udgangsfilteret er opsummeret i tabel 5.1 sammen med værdierne for inputfilteret. Komponent Værdi R 7 3, 16 kω R 8 22, 7 kω R 9 2, 8 kω C 8 1 µf C 9 1 nf R kω C 10 1 µf C 12 4, 7 nfω Tabel 5.1: Komponent værider for anti-aliaserings og rekonstruktionsfilter Sample frekvens Som vist på figur 5.5 (side 32) er codec et internt forsynet med digitale anti-aliaserings- og rekonstruktionsfiltre, der automatisk indstiller sig efter samplingsfrekvensen. Figur 5.10 viser antialiaseringsfilterets karakteristik. Ifølge figur 5.10(a), knækker frekvensresponsen for anti-aliaserings filteret ved 0, 4f s. Samplingsfrekvensen kan således udregnes ud fra formel 5.5 hvor f max er den maksimale frekvens i signalet der ønskes repræsenteret. 35

48 Design af DSP-system CS4218 Magnitude (db) Input Frequency ( Fs) (a) Ved Figure 0,4 fs 1. knækker CS4218 ADC filteret Frequency og ved 0,5 Response fs dæmper det ca. 9 db Magnitude (db) Magnitude (db) Input Frequency Input ( Fs) Frequency ( Fs) 0.50 Figure 2. CS4218 ADC (b) Pasbåndsripple Passband Ripple Figur 5.10: Filter karteristikken for det interne anti-aliaserings 0 filter [Crystal(1996), s. 9] f s f max -50 (5.5) -60 0, I kravspecifikationen -80 appendiks A er f max sat til khz, hvilket jævnfør ovenstående formel giver en sample -90 frekvens på 25 khz. Da signalbehandlingen -90 skal foregå i hård realtid, har samplingsfrekvensen meget stor betydning for den beregningsmæssige belastning af DSP en. Det blev herfor undersøgt om deninput beregnede Frequency ( Fs) samplingsfrekvens var nødvendiginput vedfrequency at udføre ( Fs) en række lyttetests. Testen var Figure en3. blindtest, CS4218 ADC hvor Transition gruppens Band medlemmer skulle Figure 4. vudrere CS4218 DAC om Frequency de kunneresponse høre forskel på en Magnitude (db) 0.1 giver -0.0følgende frekvens: -0.1 Magnitude (db) Magnitude (db) række 0.2 samplingsfrekvenser. Det blev konkluderet at en samplingsfrekvens på 20 khz var tilstrækkeligt. Det er valgt at generere de 20 khz ud fra et krystal på 10,245 Mhz hvilket delt med SNR Magnitude (db) , 245e6 f -50 s = = 20, 01 khz (5.6) Det teoretisk bedst mulige SNR ved bit er 96 db. Hvis et sådant SNR skal være praktisk Input Frequency ( Fs) Input Frequency ( Fs) opnåeligt, kræves der meget grundige designovervejelser, og et PCB layout er nødvendigt. En Figure 5. CS4218 DAC Passband Ripple Figure 6. CS4218 DAC Transition Band måling af SNR er foretaget og beskrevet i appendiks D.3, her måles SNR maksimalt til 69 db, og dette DS135F1 kun når der foretages en ekstern båndbegrænsning af signalet. Uden båndbegrænsning 9 måles et SNR på 60 db. At der kan opnåes en så stor forbedring af signal/støjforholdet ved eksternt at filtrere det indikere at en væsentlig del af støjen er indstrålet højfrekvent digital støj

49 6 Design af perifær hardware I dette kapitel er foretaget design af den perifære hardware, der er nødvendig for at kunne benytte systemet, men ikke er nødvendig for at benytte DSP en. Forforstærkerens opgave er at forstærke guitarsignalet op til et niveau, der er mindre følsomt over for indstrålet støj. Brugerinterfacet, der består af display, knapper og et jog-wheel, er nødvendigt for at kunne benytte systemet, da det ellers ikke er muligt at indstille effekter. 6.1 Forforstærker I dette afsnit beskrives design og implementation af forforstærkeren. For at sikre en god overførsel af signalet skal forforstærkeren, ifølge de opstillede krav i kravspecifikationen i appendiks A, have en indgangsimpedans på 2,2 MΩ og et signal/støjforhold på minimum 66 db. Det vuderes at indstrålet støj kan blive et problem, da systemet består af en blanding af analoge og digitale kredsløb. Derfor skal signalet forstærkes således at der opnås et signalniveau på op til 20 V pp, da dette bevirker, at signalet/støjforholdet bliver mindre negativt påvirket af indstrålet støj Designovervejelser Det vælges at opbygge forforstærkeren på baggrund af en ikke-inverterende operationsforstærkerkobling, da det vurderes at denne kobling vil kunne opfylde de ovenstående krav. Udgangspunktet for koblingen er vist på figur 6.1. C 1 er indsat for at DC-blokke signalet og udgør sammen med R 1 et højpasfilter. Koblingens indgangsimpedans bliver herved i pasbåndet lig R 1, når det antages at operationsforstærkernes indgangsimpedans er meget større. En højpasfiltrering reducerer lavfrekvent indstrålet støj, men bør ikke have særlig stor indflydelse på det endelige signal/støjforhold. Filtret hovedopgave er istedet at sikre systemet mod en eventuel DC, f.eks. fra andre effektenheder tidligere i signalkæden. For at overholde kravet til signal/støjforhold skal koblingens egenstøj minimeres. Den samlede støjspænding kan beregnes ud fra formel 6.1. Det første led i formlen beskriver det termiske støjbidrag, andet led er operationsforstærkerens støjspænding, og de sidste to led kommer af operationsforstærkerens støjstrøm. Det ses at støjbåndbredden B indgår i alle leddene i formel 6.1. Støjspændingen vil således blive reduceret ved mindskelse af B. Herfor indsættes et lavpasfilter efter koblingen, så båndbredden begrænses. For yderligere at mindske støjen ses det af formel 6.1, at modstandsværdierne kan reduceres, men da R 1 jævnfør kravene skal være større end 2, 2 MΩ får denne stor betydning for den samlede støjspænding. Dette skyldes at R 1 bliver ganget op med støjstrømmen og samtidig også indgår i det termiske bidrag. Herfor skal de øvrige modstande hol- 37

50 Design af perifær hardware v in C 1 R1 v out R 3 R 2 Figur 6.1: Udgangspunkt for forforstærker koblingen. des små i forhold til R 2 således de ikke bidrager væsentligt til den samlede støjspænding. Tilbage er kun at vælge en operationsforstærker med lav støjspænding og -strøm. Grundet størrelsen af R 1, vil støjstrømmen være den vigtigste parameter. hvor: V nt = 4kT B(R s1 + R s2 ) + (V n B) 2 + (I n R s1 B) 2 + (I n R s2 B) 2 (6.1) V nt er den samlede støjspænding på indgangen [V rms ] V n er operationsforstærkernes støjspænding [V/ Hz] I n er operationsforstærkernes støjstrøm [A/ Hz] k er Boltzmann s konstant (1, ) [J/K] T er den absolutte temperatur [K] B er støjbåndbredden [Hz] R s1 = R 2 R 3 [Ω] R s2 = R 1 [Ω] [Ott(1998), s. 241] For at opnå det variable gain indsættes et potentiometer i serie med R 3. Hermed kan der justeres på tilbagekoblingsfaktoren i koblingen. Det vælges at indsætte potentiometret i serie med R 3 frem for R 2, da dette sikrer stabilitet, hvis potentiometret skulle komme til at virke som en afbrydelse. Der indsættes også en kondensator i serie med potentiometret til stel. Denne giver en højpasvirkning samtidig med at den undertrykker DC på udgangen. Dette sker, fordi den virker som en afbrydelse overfor DC og herved sikres at der kun er én gangs tilbagekobling af DC. Herefter ser koblingen ud som vist på figur 6.2. Overføringsfunktionen for forforstærkeren er udledt til følgende: H(s) for = sr 1 C 1 (s C 3 (R 3 + R 5 + R 2 )) (s R 1 C 1 + 1)(s C 3 (R 3 + R 5 ) + 1)(1 + s R 4 C 2 ) (6.2) 1 z 1 = 0, z 2 = C 3 (R 3 + R 5 + R 2 ) (6.3) p 1 = 1, p 2 = 1 1, p 3 = (6.4) R 1 C 1 R 4 C 2 C 3 (R 3 + R 5 ) Nulpunktet z 2 og polen p 3 afhænger af R 5, så R 5 varierer ikke kun gainet. Ved at fjerne C 3, fjernes vandringen af polen og nulpunktet, men placeringen af C 3 giver dog så gode egenskaber, at denne beholdes. 38

51 6.1 Forforstærker C 1 v in R 1 R 4 v out C 2 R 3 R 2 C 3 R 5 Figur 6.2: Forforstærkerkredsløb Implementering af forforstærker I det følgende beregnes først kondensator- og modstandsstørrelser, hvorefter der vælges en passende operationsforstærker til koblingen. For at overholde kravet til linearitet, beregnes kondensatorog modstandsstørrelser således den maksimale dæmpning i pasbåndet er 0,5 db. Her findes forholdet mellem -3 db frekvensen (ω c ) og -0,5 db frekvensen (ω 0,5 ) for et 1. ordens lavpasfilter: 0, 5 db = 0, 5 db = ( 0, 5 db) 2 = ω 0,5 ω c = ω 0,5 ω c = 1 jω 0,5 ω c ( ω 0,5 ω c ) ( ω 0,5 ω c ) ( 0, 5 db) 2 ( 0, 5 db) 2 1 (10 0,5/20 ) 2 (10 0,5/20 ) 2 = 0, 35 (6.5) Ud fra 6.5 udregnes polplaceringen for lavpasfilteret, der ifølge krav 9 må have op til 0,5 db dæmpning ved 10 khz: p 2 > ω 0,5 1 10e3 2π = 0, 35 0, 35 = 28, 6 khz (6.6) Ligning 6.5 benyttes ligeledes til at beregne polplaceringen for højpasfiltrene, i stedet for -0,5 db indsættes den halve dæmpning -0,25 db og forholdet udregnes til det følgende: ω 0,25 1 (10 = 0,25/20 ) 2 ω c (10 0,25/20 ) 2 = 0, 243 (6.7) 39

52 Design af perifær hardware Da formel 6.7 gælder for et lavpasfilter benyttes det reciprokke forhold til at beregne højpasfiltrenes polplacering: p 1, p 3 < ω 0,25 0, 243 = 70 Hz 2π 0, 243 = 17Hz (6.8) Ud fra de ovenstående krav til polplaceringerne er modstands- og kondensatorstørrelserne beregnet, modstandene er holdt en faktor 10 mindre end R 1, således disse ikke bidrager væsentligt til den samlede støjspænding. Komponentværdier og faktiske pol- og nulpunktsplaceringer fremgår af tabel 6.1. Parameter Værdi R 1 2, 2 MΩ R kω R 3 11 kω R 4 1, 13 kω R 5 47 kω C 1 4, 7 nf C 2 4, 7 nf C 3 1 µf p 1 15, 4 Hz p 2 30, 0 khz p 3 2, 7-14, 5 Hz z 1 0 rad/s 0, 6-0, 7 Hz z 2 Tabel 6.1: Forforstærkerens komponentværider og faktiske pol- og nulpunktsplaceringer Af tabel 6.1 fremgår også vandringen af p 3 og z 2, deres indflydelse på frekvensresponsen kan ses på figur 6.3, der illustrerer forforstærkerens beregnede frekvensrespons for tre forskellige indstillinger af potentiometret R 5. Maksimalt og minimalt gain opnås ved henholsvis 0 Ω og 47 kω. 30 Bode Diagram Magnitude (db) Phase (deg) Frequency (Hz) Figur 6.3: Forforstærkerens frekvensrespons for tre forskellige indstillinger af potentiometret R 5, set fra oven henholdsvis 0 Ω, 17 kω, 47 kω. Det er valgt at benytte en operationsforstærker af typen TLE2071 [Texas-Instruments(2000)], der er en low-noise JFET-input opamp. Den giver mulighed for at bruge forsyningsspænding på op til ±19 V og garanterer en støjspænding på mindre end 17 nv/ Hz og en støjstrøm ikke større end 2, 8 fa/ Hz. 40

53 6.2 Brugerinterface For at beregne forstærkerens samlede støjspænding, beskrevet af formel 6.1, mangles nu kun at kende støjbåndbredden B. Denne kan for et 1. ordens lavpasfilter approksimeres ud fra formel 6.9. B = π 2 f 0 (6.9) [Ott(1998), s. 207] hvor: f0 er -3 db knækfrekvensen for et 1. ordens lavpasfilter. B er støjbåndbredden [Hz] [Hz] Det vælges at benytte den ovenstående approksimation, da det vurderes, at højpasfiltrene ligger så langt nede i frekvens (15 Hz) at de ikke har nævneværdig indflydelse på båndbredden i forhold til lavpasfiltret der ligger omkring 29 khz. Støjbåndbredden approksimeres herefter til: B = π 2 p2 2π = p 2 4 = 46 khz (6.10) Ved at indsætte de fundne komponentværdier og data for operationsforstærkeren i formel 6.1 findes den samlede støjspænding til: 41,8 µv rms. Det bør bemærkes, at dette er støjspændingen uden guitaren tilsluttet, når guitaren tilsluttes parallelkobles forstærkerens indgangsimpedans og guitarens udgangsimpedans, herved bliver R s2 i formel 6.1 lig parallelkoblingen af de to impedanser. Støjspændingen mindskes således når guitaren tilsluttes. Da guitarens udgangsimpedans er frekvensafhængig, benyttes guitarens maksimale udgangsimpedans på 218 kω, fundet i appendiks D.1, til at beregne støjspændingen med guitaren tilsluttet. Støjspændingen findes til: 15,5 µv rms og da guitarens udgangsimpedans i det meste af frekvensområdet er meget mindre end de 218 kω, er dette en worst case værdi for støjspændingen. I appendiks D.2 blev guitarens egenstøj fundet til 200 µv rms og det vurderes forstærkerens støj er ubetydelig i forhold hertil. Det ovenstående kan også vises ved at beregne forstærkerens signal støj forhold (SNR f ) og sammenligne med guitarens på 53 db (se formel 6.11). Hvor V signal sættes til 94, 1 mv rms, hvilket er guitarens rms spænding fundet i Appendiks D.2. ( ) ( ) Vsignal 94, 1 mvrms SNR f = 20log 10 = 20log V 10 = 75, 6 db (6.11) støj 15, 5 µv rms Forstærkerens teoretiske signal støj forhold er således 22 db bedre end guitarens. Kravet til signal støj forhold på 66 db er overholdt med en margin på 10 db. De beregninger der ikke findes i dette dokument kan genereres ved at eksekvere m-filen forforstaerker.m på den vedlagte CD: /forforstaerker/forforstaerker.m 6.2 Brugerinterface Brugerinterfacet består af et monokromt 4 x 16 linjers alfanumerisk display, 6 stk. trykknapper og et jog-wheel. Interfacet kan deles op i to; en del der genererer input til systemet og en der optisk præsenterer relevant data for brugeren. 41

54 Design af perifær hardware Display Displayet der er valgt har en databus på 8 bit (DB0 - DB7), et read/write ben, et register select ben og et enable ben. Krav til timing og initialiseringstider fremgår af databladet [Powertip()] og bliver yderligere behandlet i kapitel 11: Software. Da den benyttede DSP ikke har GPIO ben (General Purpose I/O), er det nødvendigt at tilgå displayet med adressebussen og skrive data til displayet med databussen. Den interne clock i displayet er på 270 khz og displayet kræver derfor stabile signaler ind i væsentlig længere tid, end der er muligt med de eksterne DSP-busser på 10 MHz. For at holde signaler til display stabile i det nødvendige tidsinterval, er en 22CV10 PEEL benyttet som latch. Det er med andre ord en softwareopgave at sikre at timingen overholdes. Kode til PEEL kan findes på CD:/UI/display_PEEL.psf. PEEL en er i øvrigt placeret tæt på DSP en for at belaste den hurtige DSP-bus mindst muligt. Den fungerer således i princippet også som en linedriver til displayet. Displayet tilgås på den eksterne I/O-port, adresse 1h Jog-wheel og knapper Et brugerinput med 6 knapper og et jog-wheel er valgt. Da der som nævnt i ikke er nogle GPIO ben, skal knapperne også adresseres og læses. Igen er en PEEL 22CV10 benyttet. Koden findes på CD:/UI/button_PEEL.psf. De 6 knapper (K0 - K5) er jordet på den ene terminal og forbundet (med pull-up modstande) til et inverteret datainput på en D-flipflop i PEELen. Outputtet af hver enkelt D-flipflop er koblet tilbage til inputtet, så når en knap er trykket på, bliver ettallet på flipfloppen, som ved en one-shot. D- flipfloppene er clocket af den eksterne systemclock på 10 MHz. Jog-wheelet er en 2 bits encoder, der afleverer graykode som output. Encoderen har et A, B og C ben. C jordes og en pull-up monteres på A og B. Outputtet ses på figur 6.4. Opadgående flanke A Rotation med uret B B er høj Opadgående flanke A Rotation mod uret B B er lav Figur 6.4: Signalet ud af encoderen, i forhold til retningen der drejes 42

55 6.2 Brugerinterface Ben A sendes til en D-flipflop, som knap K0 - K5. Outputtet på D-flipfloppen fortæller, om der har været aktivitet på encoderen. A og B sendes til hhv. DATA og CLK på en D-flipflop. Drejes der den ene vej, clockes der et 0 igennem, drejes den anden vej, clockes der 1 igennem. Data for knapperne latches ud på databussen på den eksterne I/O-port, adresse 0h og holdes, indtil de resettes på I/O-port 2h. Hardware platformen til systemet er nu færdig designet, og i de følgene kapitler er foretaget design af de enkelte effekter. Først er design og implementation af den analoge effekt, tremoloen, beskrevet. Efterfølgende er de digitale effekter, delay/echo, equalizer og flanger, designet og simuleret i MATLAB med efterfølgende implementering i assembly, hvor udvalgte kodestumper er vist i rapporten. Den samlede assemblykode kan findes på den vedlagte CD. 43

56 Design af perifær hardware 44

57 7 Design og implementering af tremolo Tremoloeffekten er en periodisk amplitudemodulation af guitarsignalet. Ifølge krav 13, 14 og 15 skal modulationsfrekvensen kunne varieres mellem 0,1 og 10 Hz, modulationsgraden skal kunne varieres fra 0 til 1 og modulationssignalet skal kunne antage form af en sinus, trekant eller firkant. Et eksempel på et signal med tremolo ses i figur amplitude [v] tid [s] Figur 7.1: Et signal på 10 Hz moduleret med et trekantsignal. Modulationssignalet har en frekvens på 0,5 Hz og modulationsgraden er 1. Tremoloen består af en VCA (Voltage Controlled Amplifier) og en LFO (Low Frequency Oscillator). LFO ens funktionalitet er meget lig en klassisk funktionsgenerator, som findes i mange laboratorier. En sinusgenerator kan laves med en marginalt stabil operationsforstærkerkobling, en såkaldt Wienbro oscillator. Sløjfeforstærkningen justeres, så signalet ikke stiger ukontrolleret eller ringer ud. Man flytter altså de konjugerede poler en lille smule til højre og venstre side af jω-aksen i S- planet. Ved meget lave frekvenser og over store frekvensområder, er en sådan sinusgenerator ikke en praktisk løsning. Der ønskes frekvenser fra 0,1 Hz og op til 10 Hz. En anden løsning er at generere sinussignalet ud fra en trekant. En trekantgenerator kan implementeres ved arbitrært lave frekvenser og over meget store frekvensspan. En trekantgenerator kan implementeres naturligt sammen med en firkantgenerator, hvilket passer med krav 15. En trekant/firkant-generator (fremover TF-generator) består i princippet af en (inverterende) integrator og en hysterese. Ved at gøre tidskonstanten større eller mindre i integratoren, kan frekvensen vælges. Hysteresekoblingen vælges frem for Wien-broen, da dens egenskaber passer bedre til applikationen. Da der ikke stilles store krav til sinussignalet der skal modulere gainet, er der flere metoder der 45

58 Design og implementering af tremolo In VCA Out Control Voltage Frequency LFO Depth Waveform Figur 7.2: Principdiagram for tremolo. LFO en styrer gainet i VCA en. Brugeren styrer parametrene frequency, depth og waveform. Figur 7.3: Principdiagram for TF-hysteresekobling 46